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Hintergrund der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine integrierte Schaltung
mit einer Mehrfachmischer-Architektur, wie sie beispielsweise bei
Kfz-Radargeräten
zum Einsatz kommt.
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Bei
Anwendungen im Kfz-Radarbereich nimmt die Integration kontinuierlich
zu. Insbesondere durch die Verwendung von Si/SiGe-Technologien (Silizium/Silizium-Germanium)
lässt sich
im Vergleich zu GaAs (Gallium-Arsenid) ein deutlich höherer Integrationsgrad
erzielen. Auch die Reproduzierbarkeit von passiven Verteilnetzwerken
ist On-Chip, d.h. auf dem Chip integriert, deutlich höher als
auf Hochfrequenz-Leiterplattenmaterial wie z.B. Rogers 3003TM. Dies wiederum verlangt nach Wegen, wie
diese Hochintegration in Höchstfrequenzbereichen
bewerkstelligt werden kann. Beispielsweise bereitet die On-Chip-Isolation
zwischen verschiedenen Schaltungskomponenten bei diesen hohen Frequenzen
erhebliche Probleme.
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Bisher
werden zur Realisierung von Kfz-Radarschaltungen in sogenannte MMICs
(Monolithic Microwave Integrated Circuit) integrierte Einzelmischer
verwendet, die lokaloszillatorseitig und antennenseitig entsprechend
durch auf dem Hochfrequenz-Leiterplattenmaterial
implementierte Verteilnetzwerke gespeist werden. Eine Reproduzierbarkeit ist
aufgrund von Fertigungstoleranzen auf dem Substrat begrenzt und
ein Platzbedarf ist relativ hoch. Zudem kommen unbalancierte bzw.
unsymmetrische oder „single-ended" HF-Übergänge in Form
von z.B. Bondinterfaces zum Einsatz. Durch diese unbalancierten Übergänge, wo
der Ausgleichstrom zum Signalstrom in der On-Chip-Bezugsebene fließt, bildet sich
auf der On-Chip-Bezugsebene ein HF-Signal ab, welches für die Schaltungen
störend
wirken kann und so die Isolation von benachbarten Blöcken auf
dem Chip limitieren kann.
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Zusammenfassung der Erfindung
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Gemäß einem
Ausführungsbeispiel
umfasst die vorliegende Erfindung eine integrierte Schaltung mit
einem Eingangsanschluss, einem ersten Schaltungsabschnitt, der einen
ersten Koppler, der mit dem Eingangsanschluss gekoppelt ist, und
einen ersten Mischer, der mit dem ersten Koppler gekoppelt ist, aufweist,
einem ersten Antennenanschluss, der mit dem ersten Koppler gekoppelt
ist, einem zweiten Schaltungsabschnitt, der einen zweiten Koppler,
der mit dem Eingangsanschluss gekoppelt ist, und einen zweiten Mischer,
der mit dem zweiten Koppler gekoppelt ist, aufweist, und einem zweiten
Antennenanschluss, der mit dem zweiten Koppler gekoppelt ist.
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Gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel schafft
die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Senden und Empfangen
hochfrequenter Signale, mit den Schritten des Empfangens eines differentiellen hochfrequenten
Eingangssignals, des Teilens des differentiellen Eingangssignals
in einen ersten Teil und einen zweiten Teil, des Koppelns eines
Teils des ersten Teils des differentiellen Eingangssignals zu einem
ersten Antennenanschluss und des Mischens eines anderen Teils des
ersten Teils des differentiellen Eingangssignals mit einem ersten
Empfangssignal, und des Koppelns eines Teils des zweiten Teils des
differentiellen Eingangssignals zu einem zweiten Antennenanschluss
und des Mischens eines anderen Teils des zweiten Teils des differentiellen
Eingangssignals mit einem zweiten Empfangssignal.
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Somit
weisen Ausführungsbeispiele
der Erfindung den Vorteil auf, dass durch eine Integration mehrerer
Koppler und Mischer auf einem Chip ursprünglich unsymmetrische Übergänge im Sendezweig
zu symmetrischen, d.h. differentiellen Übergängen werden können. Hierdurch
können Übergangsverluste
von Signalen einer HF-Leiterplatte auf den Chip reduziert werden
und aufgrund dessen, dass ein Ausgleichsstrom nicht mehr wie beim
singleended Übergang
in einer Referenzebene fließt, wird
der Einfluss von Störsignalen
auf der On-Chip-Referenzebene reduziert.
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Weitere
Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung besitzten den Vorteil, dass auf dem Chip
eine komplett differentielle Architektur verwendet wird und dadurch
auf Symmetriewandler bzw. sogenannte Baluns (BALanced/UNbalanced),
d.h. Wandler zwischen einer symmetrischen und einer unsymmetrischen
Signalführung
oder umgekehrt, auf dem Chip verzichtet werden kann. Der Verzicht
von Baluns kann zudem zu einer reduzierten Mischerrauschzahl führen. Weiterhin
bildet sich durch die konsistent differentielle Signalführung kein
Signal auf der On-Chip
Referenzebene ab und die Isolation zwischen den einzelnen Mischern
kann erhöht
werden.
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Kurzbeschreibung der Figuren
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Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf
die beiliegenden Zeichnungen näher
erläutert.
Es zeigen:
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1 eine
schematische Darstellung einer Zusammenschaltung einzelner Mischerchips
auf einem HF-Substrat;
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2 ein
Blockschaltbild zur Veranschaulichung einer erfindungsgemäßen Integration
zweier Mischer auf einem Chip; und
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3 ein
Blockschaltbild zur Veranschaulichung einer erfindungsgemäßen Integration
vier einzelner Mischer auf einem Chip; und
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4 ein
Blockschaltbild zur Veranschaulichung der erfindungsgemäßen Integration
vier einzelner Mischer auf einem Chip in durchgehend differentieller
Konfiguration.
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Detaillierte Beschreibung
der Erfindung
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Bevor
im Weiteren Bezug nehmend auf die 2–4 Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung näher
erläutert
werden, wird anhand von 1 zunächst eine Implementierung mit
einzelnen Mischerchips beschrieben.
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1 zeigt
eine prinzipielle Darstellung einer Zusammenschaltung einzelner
diskreter Mischer-MMICs auf einer HF-Leiterplatte.
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1 zeigt
eine Zuleitung 10, die durch einen Leistungsteiler 20 in
eine Leitung 10a und eine Leitung 10b aufgeteilt
wird. Ein erster Mischer-Chip 30 ist einerseits über die
Leitung 10a mit dem Leistungsteiler 20, andererseits über eine
weitere Leitung 10c mit einem ersten Antennenelement 40 gekoppelt.
Des Weiteren zeigt 1 einen Richtkoppler 50. Ein
erster Anschluss des Richtkopplers 50 ist über die
Leitung 10b mit dem Leistungsteiler 20 verbunden.
Ein weiterer Mischer-Chip 60 ist über Leitungen 10d und 10e mit
einem zweiten und dritten Anschluss des Richtkopplers 50 verbunden.
Ein vierter Anschluss des Richtkopplers 50 ist über eine
Leitung 10f mit einem zweiten Antennenelement 70 verschaltet.
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In 1 wirkt
der an dem Antennenelement 40 angeschlossene Zweig als
reiner Empfangszweig, wohingegen der an das Antennenelement 70 angeschlossene
Zweig sowohl als Sende- als auch Empfangszweig wirken kann. Die
der Schaltung über
die Leitung 10 zugeführte
Leistung wird über
den Leistungsteiler 20 auf die beiden Schaltungszweige
in gleichem Maß aufgeteilt.
Der Koppler 50 verursacht zudem im Sendezweig einen zusätzlichen
Kopplerverlust, bevor ein Sendesignal über das Antennenelement 70 abgestrahlt
werden kann.
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Gemäß 1 findet
eine unsymmetrische Signalführung
Anwendung. Dagegen verhalten sich balancierte bzw. differentielle Übergänge bezüglich Fertigungstoleranzen
und Verlusten deutlich gutmütiger.
Dabei versteht man unter einem differentiellen Signal ein Signal,
das sich aus zwei über
zwei Leitungen geführten
Signalen zusammensetzt, die bzgl. eines Referenzpotentials gegenphasig
zueinander verlaufen.
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Ein
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist in 2 gezeigt. 2 zeigt
ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung einer Integration zweier
Mischer auf einem Halbleiter-Chip 100.
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Die
integrierte Schaltung 100 umfasst einen ersten Schaltungsabschnitt 100a und
einen zweiten Schaltungsabschnitt 100b. Die integrierte
Schaltung 100 weist ferner einen Eingang 120 zum
Empfangen eines Eingangssignals auf. Der erste Schaltungsabschnitt 100a weist
einen ersten Richtkoppler 140a und einen ersten Mischer 110a auf.
Der zweite Schaltungsabschnitt 100b weist einen zweiten
Richtkoppler 140b und einen zweiten Mischer 110b auf.
Des Weiteren ist ein erster Antennenanschluss 150a und ein
zweiter Antennenanschluss 150b auf der integrierten Schaltung 100 vorgesehen.
Der erste Antennenanschluss 150a ist ferner mit einer ersten
Empfangsantenne 160a gekoppelt und der zweite Antennenanschluss 150b ist
mit einer zweiten Empfangsantenne 160b gekoppelt. Der erste
Koppler 140a ist mit dem Eingangsanschluss 120,
dem ersten Antennenanschluss 150a bzw. der ersten Empfangsantenne 160a und
dem Mischer 110a gekoppelt. Der zweite Koppler 140b ist
mit dem Eingangsanschluss 120, dem zweiten Antennenanschluss 150b bzw.
der zweiten Empfangsantenne 160b und dem Mischer 110b gekoppelt.
Der erste Koppler 140a ermöglicht es somit, ein an dem
Eingangsanschluss 120 empfangenes HF-Signal zu dem ersten
Antennenanschluss 150a bzw. der ersten Empfangsantenne 160a und
dem ersten Mischer 110a zu koppeln und/oder ein an dem
ersten Antennenanschluss 150a empfangenes RF-Signal zu
dem ersten Mischer 110a zu koppeln. Dementsprechend ermöglicht es
der zweite Koppler 140b, ein an dem Eingangsanschluss 120 empfangenes
HF-Signal zu dem zweiten Antennenanschluss 150b bzw. der zweiten
Empfangsantenne 160b und dem zweiten Mischer 110b zu
koppeln und/oder ein an dem zweiten Antennenanschluss 150b empfangenes
RF-Signal zu dem zweiten Mischer 110b zu koppeln. Auf diese
Weise können
der erste und der zweite Schaltungsabschnitt 100a, 100b jeweils
Empfangssignale über
die erste und zweite Empfangsantenne 160a, 160b empfangen
und mit den am Eingangsanschluss 120 eingehenden HF-Signalteilen
mischen. Diese Schaltung kann daher für eine Radarschaltung verwendet
werden, bei der HF-Signale, die über
die erste und zweite Antenne 150a, 150b abgestrahlt
werden, mit HF-Signalen, die von einem reflektierenden Gegenstand
durch die Empfangsantennen 160a, 160b empfangen
werden, verglichen werden. Der Vergleich der beiden HF-Signale kann
zur Bestimmung des Abstandes und Form des reflektierenden Gegenstandes
verwendet werden.
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Zum
Beispiel hat das abstrahlende HF-Signal in einer bevorzugten Ausführungsform
eine mit der Zeit linear ansteigende Frequenz, die nach einer vorgegebenen
Zeit periodisch wieder auf einen Anfangsfrequenzwert sägezahnartig
zurückgesetzt
wird (Chirp-Signal). Aufgrund der Weglänge, die das abgestrahlte HF-Signal
von den ersten und zweiten Antennen zum reflektierenden Gegenstand
und zurück zur
Empfangsantenne zurücklegt,
haben das ausgesandten HF-Signal und das empfangene HF-Signal eine
unterschiedliche Frequenz, wobei der Frequenzunterschied ein Maß für den Abstand
zwischen dem reflektierenden Gegenstandes und den Empfangsantennen
ist. Die ersten und zweiten Mischer 110a und 110b sind
in der Lage, die Frequenzdifferenz festzustellen und ein entsprechendes
Signal an eine Auswertungsschaltung (nicht gezeigt) abzugeben.
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Das
oben beschriebene Radarsystem beruht auf dem Linearen Frequency
Modulated Contineous Wave (LFMCW) Radar-Konzept, bei dem eine Abstands-
und Geschwindigkeitsbestimmung eines anvisierten Gegenstands durch
die Bestimmung der Frequenzverschiebung aufgrund des linearen Frequenzanstiegs
des abgestrahlten HF-Signals ermöglicht
wird. Es sollte allerdings für
einen Fachmann klar sein, dass die in dieser Anmeldung beschriebenen
integrierten Schaltungen nicht auf eine LFMCW Radar-Messung beschränkt ist,
sondern auch für
andere Radarmessungen geeignet ist, wie zum Beispiel dem Doppler-Radar.
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Durch
die Integration der beiden einzelnen Mischer 110a und 110b auf
einem Chip, kann bei dem in 2 dargestellten
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung die Reproduzierbarkeit aufgrund der Fertigungstoleranzen
auf dem Substrat verbessert und der Platzbedarf reduziert werden.
Insbesondere kann durch die Integration der beiden Schaltungseinheiten 100a und 100b auf
einem Chip erreicht werden, dass die erste Schaltungseinheit 100a in
hohem Maße
spiegelsymmetrisch zu der zweiten Schaltungseinheit 100b angeordnet
ist. Die spiegelsymmetrische Anordnung der beiden Schaltungseinheiten
bezüglich
der Achse 125 sowie der den beiden Schaltungseinheiten
gemeinsame differenzielle Eingang 120 sorgen dafür, dass
auf der ge meinsamen Referenzebene („Masse") die für eine Signalübertragung
erforderlichen Ausgleichströme
der ersten Schaltungseinheit 100a die Ausgleichsströme der zweiten
Schaltungseinheit kompensieren. Auf diese Weise kompensieren sich
die durch Ausgleichsströme
erzeugten Spannungsschwankungen auf der Referenzebene, was die Störungsanfälligkeit der
Schaltung deutlich reduziert.
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Bei
einem weiteren Ausführungsbeispiel
vorliegender Erfindung ist der Eingangsanschluss ein differentieller
Eingangsanschluss, wobei die Signalführung zu dem ersten Koppler
und zu dem zweiten Koppler zumindest teilweise differentiell ausgebildet ist.
Insbesondere ist der erste Koppler über eine erste Leitung mit
einem ersten Anschlusspol des differentiellen Eingangsanschlusses
gekoppelt und der zweite Koppler ist über eine zweite Leitung mit
einem zweiten Anschlusspol des differentiellen Eingangsanschlusses
gekoppelt. Durch den differentiellen Eingangsanschluss können mit
diesem Ausführungsbeispiel Übergangsverluste
reduziert werden und aufgrund dessen, dass der Ausgleichsstrom nicht
mehr, wie bei einem single-ended Übergang, in der On-Chip-Referenzebene
fließt,
können
sich auf der On-Chip Referenzebene weniger Störsignale ausbilden.
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Bei
einem weiteren Ausführungsbeispiel
ist der erste Koppler und der zweite Koppler über differentielle Leitungen
und einen differentiellen Leistungsteiler mit dem differentiellen
Eingangsanschluss gekoppelt, wie es im Nachfolgenden noch anhand
von 4 beschrieben wird. Dadurch kann bei komplett
differentieller Signalführung
generell auf Baluns auf dem Chip verzichtet werden. Aufgrund dessen
können
die Mischer eine weiter reduzierte Rauschzahl aufweisen. Außerdem kann
sich durch die konsistent differentielle Signalführung kein Signal auf der On-Chip-Referenzebene
abbilden und die Isolation zwischen den einzelnen Mischern kann
erhöht
werden.
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Bei
einem nächsten
Ausführungsbeispiel
ist der zweite Schaltungsabschnitt spiegelsymmetrisch zu dem ersten
Schaltungsabschnitt angeordnet. Dadurch können gegenseitige elektromagnetische
Störeinflüsse der
beiden Schaltungsabschnitte verringert werden.
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Bei
Ausführungsbeispielen
vorliegender Erfindung weist die integrierte Schaltung hochfrequenztaugliche
Komponenten auf, die durch spezielle Herstellungsprozesse, insbesondere
einen Si/SiGe-Prozess oder einen Indiumphosphid-Prozess, hergestellt sind.
Bei dem dem Fachmann bekannten Si/SiGe-Herstellungsprozess wird beispielsweise
die Basis der bipolartransistoren mit Germanium dotiert. Dadurch
kann die Schaltung in hohen Frequenzbereichen eingesetzt werden,
insbesondere bei Frequenzen, die größer als 10 GHz sind.
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Vorzugsweise
finden Ausführungsbeispiele einer
erfindungsgemäßen Schaltung
als Radar-Schaltung Anwendung, bei der ein Eingangssignal eine Frequenz
von größer als
1 GHz, bevorzugt größer als
20 GHz und noch mehr bevorzugt größer als 70 GHz aufweist.
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3 zeigt
ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung einer Integration mehrer
einzelner unsymmetrischer Mischer auf einem Halbleiter-Chip 200.
Der Halbleiterchip 200 weist bei dem vorliegendem Ausführungsbeispiel
der Erfindung vier symmetrisch angeordnete Mischer 210a–d auf.
Ferner weist die integrierte Schaltung 200 einen ersten
Schaltungsabschnitt 200a (links) und einen zweiten Schaltungsabschnitt 200 (rechts)
der integrierten Schaltung auf. Dabei sind die beiden Schaltungsabschnitte 200a,
b spiegelsymmetrisch zu einer Achse 225 angeordnet, die
mittig von oben nach unten durch die in 3 dargestellte
integrierte Schaltung 200 verläuft. Aufgrund der Sym metrie
und der daraus resultierenden Analogie der Schaltungsabschnitte 200a,
b sowie aufgrund des gemeinsamen differenziellen Eingangs 220 kompensieren
die Ausgleichsströme
des ersten Schaltungsabschnitts 200a die Ausgleichsströme des zweiten
Schaltungsabschnitts 200b. Dies beruht darauf, dass aufgrund
des differentiellen Eingangs 220 das Signal des einen Anschlusspols 220a um
180 Grad phasenverschoben zum Signal des zweiten Anschlusspols 220b ist.
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Aufgrund
der Spiegelsymmetrie der ersten und zweiten Schaltungsabschnitte 200a, 200b zueinander
werden nachfolgend Schaltungsbeschreibungen auf lediglich den Schaltungsabschnitt 200a beschränkt.
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Die
integrierte Schaltung 200 weist einen differentiellen Eingang 220 zum
Empfangen eines differentiellen HF-Eingangssignals auf, wobei der differentielle
Eingang ein Paar von Anschlusspolen 220a und 220b aufweist.
Ein erster Anschlusspol 220a des differentiellen Eingangs
ist über
eine erste Leitung 230a mit einem ersten unsymmetrischen
Anschluss eines ersten Richtkopplers 240a verschaltet.
Des Weiteren ist ein erster unsymmetrischer Antennenanschluss 250a mit
einem zweiten unsymmetrischen Anschluss des ersten Richtkopplers 240a verbunden. Über einen
dritten unsymmetrischen Anschluss des ersten Richtkopplers 240a ist
dieser mit einem ersten Leistungsteiler 260a verkoppelt.
Ferner ist ein erster Ausgang des Leistungsteilers 260a mit
einem ersten Eingang eines ersten unsymmetrischen Mischers 210a verbunden,
dessen zweiter Eingang über
den Richtkoppler 240a mit dem ersten unsymmetrischen Antennenanschluss 250a verschaltet
ist. Ein unsymmetrischer Ausgang 270a der integrierten Schaltung 200 bildet
einen Ausgang des ersten unsymmetrischen Mischers 210a.
Der unsymmetrische Ausgang 270a überträgt auf herkömmliche Weise das vom ersten
Mischer 210a erzeugte Niederfrequenzsignal, das die Abstands-
oder Geschwindigkeitsinformation eines anvisierten Gegenstands enthält, nach
außen,
wo es von einer Auswerteschaltung (nicht gezeigt) je nach Anwendung
ausgewertet wird.
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Des
Weiteren ist ein zweiter unsymmetrischer Ausgang des Leistungsteilers 260a mit
einem ersten unsymmetrischen Eingang eines dritten Mischers 210c der
integrierten Schaltung 200 verbunden. Ein weiterer unsymmetrischer
Antennenanschluss 280a der integrierten Schaltung 200 ist
mit einem zweiten unsymmetrischen Eingang des dritten Mischers 210c verschaltet.
Ein dritter unsymmetrischer Anschluss des Mischers 210c bildet
einen Ausgang des Mischers 210c und ist mit einem weiteren unsymmetrischen
Anschluss 290a der integrierten Schaltung 200 verbunden.
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Der
soeben beschriebene Aufbau des ersten Schaltungsabschnitts 200a der
integrierten Schaltung gilt in entsprechender Weise für den zu
dem ersten Schaltungsabschnitt 200a spiegelsymmetrisch angeordneten
zweiten Schaltungsabschnitt 200b, der einen zweiten Richtkoppler 240b,
der mit dem Anschlusspol 220b des Eingangsanschluss 220 gekoppelt
ist, und einen zweiten Mischer 210b, der mit dem zweiten
Richtkoppler 240b gekoppelt ist, aufweist. Des Weiteren
umfasst der zweite Schaltungsabschnitt 200b eine zweiten
Antennenanschluss 250b, der mit dem zweiten Koppler 240b gekoppelt ist.
Aufgrund der Spiegelsymmetrie zu dem ersten Schaltungsabschnitt 200a soll
auf die Beschreibung des Aufbaus des zweiten Schaltungsabschnitts 200b der
integrierten Schaltung 200 aus Gründen der Übersichtlichkeit an dieser
Stelle verzichtet werden.
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Über die
Anschlusspole 220a, b des differentiellen Eingangs 220 der
integrierten Schaltung 200 wird beispielsweise ein HF-Signal eines nicht
dargestellten Lokaloszillators (LO) eingespeist, wobei ein Abstand
zwischen dem ersten Anschlusspol 220a und dem zweiten Anschlusspol 220b des
differentiellen Eingangsanschlussses 220 bevorzugt kleiner
als 1000 μm,
bevor zugt kleiner als 100 μm
und noch bevorzugter kleiner als 50 μm ist. Die differentiellen Leitungen
des Leitungspaars 230a, b weisen einen Abstand von bevorzugt
weniger als 1000 μm,
bevorzugt von weniger als 100 μm
und noch mehr bevorzugt von weniger als 10 μm zueinander auf und sind so zueinander
angeordnet, dass sie einen vorbestimmten Wellenwiderstand von beispielsweise
50 Ohm aufweisen. Für
Kfz-Radaranwendungen kann die Frequenz des Eingangssignals beispielsweise
bei 77 GHz liegen. Über
den Anschlusspol 220a wird nun ein erster Teil des differentiellen
hochfrequenten Eingangssignals auf den ersten Richtkoppler 240a geführt. Dieser
koppelt 50% der Leistung des über
die Leitung 230a eingespeisten HF-Signals auf den Antennenanschluss 250a.
An diesem Antennenanschluss kann beispielsweise eine Patchantenne
angeschlossen sein, die sowohl als Sende- als auch Empfangsantenne
des Kfz-Radarsystems wirkt. Die zweiten 50% der Leistung des ersten
Teils des eingespeisten HF-Eingangssignals werden über einen
dritten Anschluss des Richtkopplers 240a auf den Eingang
des Leistungsteilers 260a gekoppelt. Demzufolge liegen
an den beiden Ausgängen
des Leistungsteilers 260a jeweils 25% des am Eingang 220a eingespeisten
ersten Teils des HF-Eingangssignals an, die jeweils den beiden unsymmetrischen
Mischern 210a und 210c zugeführt werden. Dabei mischt der Mischer 210a ein
mittels der Sende-/Empfangsantenne 250a empfangenes Signal
mit einem Teil des am Eingang 220a eingespeisten HF-Signals.
Bekanntermaßen
entstehen dadurch am Ausgang des Mischers 210a Signale
mit Frequenzen, die zum einen der Differenz der beiden Mischereingangssignale
entsprechen und zum anderen der Summe der Frequenzen der beiden
Mischereingangssignale. Bei dem in diesem Ausführungsbeispiel vorliegenden
unsymmetrischen Mischer 210a erhält man zusätzlich am Ausgang des Mischers 210a Signale
mit den beiden zu mischenden Frequenzen der beiden Mischereingangssignale.
Im Normalfall wird man an einem resultierenden niederfrequenten
Signal interessiert sein, so dass dies durch eine entsprechende
Tiefpass-Filterung am Ausgang 270a der integrierten Schaltung 200 abgegriffen
werden kann. Ein Signal, das von einer nicht dargestellten Antenne
empfangen wird, die an dem Anschluss 280a angeschlossen ist,
wird an dem dritten unsymmetrischen Mischer 210c mit einem
Teil des über
den Eingang 220a der integrierten Schaltung empfangenen
HF-Signals gemischt. In gleicher Weise, wie dies bereits für den Ausgang 270a beschrieben
wurde, entsteht somit am Ausgang 290a ein niederfrequentes
Empfangssignal, welches am Ausgang 290a zur Weiterverarbeitung abgegriffen
werden kann.
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Entsprechendes
gilt natürlich
in gleicher Weise für
den Fall des rechten, zweiten Teils 200b der integrierten
Schaltung 200. Da es sich bei dem Eingang 220 um
einen differentiellen Eingang der integrierten Schaltung 200 handelt,
ist das am Teilanschluss 220b eingespeiste Signal gegenphasig
zu dem am Eingang 220a anliegenden Signal.
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Bei
dem gemäß 3 dargestellten
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung handelt es sich um eine Radar-Frontend-Schaltung mit insgesamt
vier Antennen. Dabei arbeiten alle vier Antennen als Empfangsantennen,
wobei die an den Anschlüssen 250a,
b angeschlossenen Antennen gleichzeitig auch als Sendeantennen arbeiten.
Da demnach für
den Sendepfad zwei Antennenelemente zur Verfügung stehen und für den Empfangspfad
vier Antennenelemente verfügbar
sind, ist mit spezieller Signalverarbeitung beispielsweise ein sogenanntes Beamforming
möglich,
bei dem eine Richtcharakteristik eines aus den Antennenelementen
bestehenden Antennen-Arrays variierbar ist und man somit die Kfz-Radaranordnung
sowohl im Sende- als auch im Empfangsfall in bestimmte Richtungen „schauen" lassen kann. Im
Empfangsfall ist aufgrund der höheren
Zahl der Antennenelemente eine feinere Auflösung der Richtcharakteristik
erzielbar.
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Die
in 3 skizzierte Schaltung basiert auf unsymmetrischer,
d.h. single-ended Leitungsführung auf
dem Halbleiterchip 200, dessen Substrat ein Silizium- oder
ein GaAs-Substrat ist und dessen Schaltungskomponenten durch Herstellungsprozesse
hergestellt werden, die die Herstellung hochfrequenztauglicher Transistoren
ermöglicht,
insbesondere einen Si/SiGe-Herstellungsprozess
oder einen Indiumphosphid-Prozess hergestellt sind. Lediglich Leitungsabschnitte
von dem differentiellen LO-Anschluss 220 bis zu einem Abschnitt 232,
von dem an die Leitungen 230a und 230b voneinander
weg verlaufen, können
eine differentielle bzw. symmetrische Signalführung liefern. Unter Leitungen
für eine
differentielle Signalführung
können
hierbei Leitungen verstanden werden, die im Wesentlichen parallel
zueinander in einem Abstand von weniger als 1000 μm, bevorzugt
von weniger als 100 μm
und noch mehr bevorzugt von weniger als 10 μm verlaufen können und
so zueinander angeordnet sein können,
dass sie einen vorbestimmten Wellenwiderstand von beispielsweise
50 Ohm aufweisen. Die Übergänge zu dem
differentiellen Anschluss 220 des MMIC 200 werden
beispielsweise durch Bonddrähte
bewerkstelligt. An die vier unsymmetrischen Antennen-Anschlüsse (250a,
b; 280a, b) können
beispielsweise unsymmetrisch beschaltete Patch-Antennen gelegt sein,
wohingegen ein differentielles Signal eines Lokal-Oszillators (nicht
dargestellt) an den differentiellen LO-Anschluss 220 geführt wird.
Für Kfz-Radarsysteme
beträgt
die Schwingungsfrequenz dieses LO-Signals beispielsweise 77 GHz.
Empfangen die Patch-Antennen Signale, so werden diese durch die unsymmetrischen
Mischer 210a–d
mit Teilen des differentiellen LO-Signal gemischt, wodurch man an den
unsymmetrischen Anschlüssen 270a,
b und 290a, b jeweils unsymmetrische Signale erhält, die eine
Frequenz aufweisen, die der Differenz der Frequenzen des differentiellen
LO-Signals und der an den Anschlüssen 250a,
b und 280a, b anliegenden unsymmetrischen Empfangssignale
entspricht.
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Durch
die in 3 veranschaulichte Integration einzelner unsymmetrischer
Mischer auf einem Chip werden die ursprünglich unsymmetrischen Übergänge von
einer HF-Leiterplatte zum Halbleiter-Chip 200 im Sendezweig
zu differentiellen Übergängen. Hierdurch
können Übergangsverluste
reduziert werden und aufgrund dessen, dass der Ausgleichsstrom nicht
mehr wie bei einem single-ended Übergang
in der Referenzebene fließt,
bilden sich auf der On-Chip-Referenzebene weniger Störsignale aus.
Empfangsseitig arbeiten die Übergänge (250a, b; 280a,
b) jedoch nach wie vor unsymmetrisch. Aufgrund der geringen Empfangsleistung
ist dies jedoch unkritisch. Eine Besonderheit stellt die Konfiguration der
Leistungsteiler 260a, b dar. Im Vergleich zu 1,
wo die Leistung bereits am Lokaloszillator-Eingang der Doppelmischerkonfiguration
aufgeteilt wird, sind die Leistungsteiler 260a, b an Lokaloszillator-Ausgängen der
Richtkopplers 240a, b angeschlossen. Aufgrund dessen ergibt
sich eine um den Kopplerverlust höhere Sendeleistung an der Antenne.
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Ferner
können
bei weiteren Ausführungsbeispielen
vorliegender Erfindung die mit den Mischerausgängen gekoppelten Ausgänge 270a,
b und/oder 290a, b der integrierten Schaltung für niederfrequente
Signale differentiell ausgeführt
sein, ebenso wie die betreffenden Mischerausgänge.
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Bei
weiteren Ausführungsbeispielen
vorliegender Erfindung können
einige oder sämtliche
in 3 dargestellten Komponenten (Richtkoppler, Mischer,
Leistungsteiler) der integrierten Schaltung 200 differentiell
ausgeführt
sein. Dies hätte
zur Folge, dass auf dem Chip eine Mode-Konversion zwischen den unsymmetrischen
Leitungen und den betreffenden symmetrischen bzw. differentiellen
Komponenten beispielsweise durch Baluns erfolgen müsste.
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Ein
weiteres Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist in 4 gezeigt.
Die prinzipielle Funktionsweise der integrierten Schaltung ist zu
der in 3 dargestellten Schaltung identisch. Allerdings wird
in 4 auf dem Chip eine durchgehend differentielle
Architektur verwendet, d.h. sowohl sämtliche Anschlüsse als
auch Signalführung
sind differentiell ausgebildet.
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Die
integrierte Schaltung 300 weist einen ersten Schaltungsabschnitt 300a (links)
und einen zweiten Schaltungsabschnitt 300 (rechts) der
integrierten Schaltung auf. Dabei sind die beiden Schaltungsabschnitte 300a,
b spiegelsymmetrisch zu einer Achse 325 angeordnet, die
mittig von oben nach unten durch die in 4 dargestellte
integrierte Schaltung 300 verläuft.
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Aufgrund
der Symmetrie und der daraus resultierenden Analogie der Schaltungsabschnitte 300a,
b werden nachfolgend Schaltungsbeschreibungen auf lediglich den
Schaltungsabschnitt 300a beschränkt.
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Die
integrierte Schaltung 300 weist einen differentiellen Eingang 320 zum
Empfangen eines differentiellen HF-Eingangssignals auf. Der Anschluss 320 ist über eine
differentielle Leitung mit einem differentiellen Leistungsteiler 330 verschaltet.
Ein erster differentieller Ausgang des Leistungsteilers 330 ist mit
einem ersten differentiellen Anschluss eines ersten Richtkopplers 340a des
ersten Schaltungsabschnitts 300a der integrierten Schaltung 300 gekoppelt,
und ein zweiter differentieller Ausgang des Leistungsteilers 330 ist
mit einem ersten differentiellen Anschluss eines zweiten Richtkopplers 340 der
integrierten Schaltung 300 gekoppelt. Dabei liegt der zweite
Richtkoppler 340 in dem zweiten Schaltungsabschnitt 300 der
integrierten Schaltung 300. Des Weiteren ist ein erster
differentieller Antennenanschluss 250a mit einem zweiten
differentiellen Anschluss des ersten Richtkopp lers 340a verbunden. Über einen
dritten differentiellen Anschluss des Richtkopplers 340a ist
dieser mit einem ersten differentiellen Leistungsteiler 360a verkoppelt.
Ferner ist ein erster differentieller Ausgang des Leistungsteilers 360a mit
einem ersten Eingang eines ersten differentiellen Mischers 310a verbunden,
dessen zweiter Eingang über
den Richtkoppler 340a mit dem ersten differentiellen Antennenanschluss 350a verschaltet ist.
Ein differentiellen Ausgang 370a der integrierten Schaltung 300 bildet
einen differentiellen Ausgang des ersten Mischers 310a.
Des Weiteren ist ein zweiter differentieller Ausgang des Leistungsteilers 360a mit
einem ersten Eingang eines dritten differentiellen Mischers 310c verbunden.
Ein weiterer differentieller Antennenanschluss 380a der
integrierten Schaltung 300 ist mit einem zweiten differentiellen
Eingang des dritten Mischers 310c verschaltet. Ein dritter
differentieller Anschluss des Mischers 310c bildet einen
differentiellen Ausgang des Mischers 310c und ist mit einem
weiteren differentiellen Anschluss 390a der integrierten
Schaltung 300 verbunden.
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Der
soeben beschriebene Aufbau des ersten Schaltungsabschnitts 300a der
integrierten Schaltung gilt in entsprechender Weise für den zu
dem ersten Schaltungsabschnitt 300a spiegelsymmetrisch angeordneten
zweiten Schaltungsabschnitt 300b, der den zweiten Richtkoppler 340b,
der über
den Leistungsteiler 330 mit dem Eingangsanschluss 320 gekoppelt
ist, und einen zweiten Mischer 310b, der mit dem zweiten
Richtkoppler 340b gekoppelt ist, aufweist. Des Weiteren
umfasst der zweite Schaltungsabschnitt 300b einen zweiten
differentiellen Antennenanschluss 350b, der mit dem zweiten
Koppler 340b gekoppelt ist. Aufgrund der Spiegelsymmetrie zu
dem ersten Schaltungsabschnitt 300a soll auf die Beschreibung
des Aufbaus des zweiten Schaltungsabschnitts 300b der integrierten
Schaltung 300 aus Gründen
der Übersichtlichkeit
an dieser Stelle verzichtet werden.
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Über den
differentiellen Eingang 320 der integrierten Schaltung 300 wird
beispielsweise ein HF-Signal eines nicht dargestellten Lokaloszillators (LO)
eingespeist. Für
Kfz-Radaranwendungen
kann die Frequenz des Eingangssignals beispielsweise bei 77 GHz
liegen. Über
den differentiellen Leistungsteiler 330 wird nun ein erster
Teil des differentiellen hochfrequenten Eingangssignals auf den
ersten Richtkoppler 340a geführt. Dieser koppelt 50% der Leistung
des ersten Teils des differentiellen hochfrequenten Eingangssignals
auf den Antennenanschluss 350a. An diesem differentiellen
Antennenanschluss kann beispielsweise eine differentielle Patchantenne
angeschlossen sein, die sowohl als Sende- als auch Empfangsantenne
des Kfz-Radarsystems wirkt. Die zweiten 50% der Leistung des ersten
Teils des eingespeisten HF-Eingangssignals werden über einen
dritten Anschluss des Richtkopplers 340a auf den Eingang
des Leistungsteilers 360a gekoppelt. Demzufolge liegen
an den beiden Ausgängen
des Leistungsteilers 360a jeweils 25% des am differentiellen
Eingang 320 eingespeisten differentiellen HF-Eingangssignals
an, die jeweils den beiden symmetrischen Mischern 310a und 310c zugeführt werden.
Dabei mischt der differentielle Mischer 310a ein mittels
der differentiellen Sende-/Empfangsantenne 350a empfangenes
Signal mit dem am differentiellen Eingang 320 eingespeisten
HF-Signal. Bekanntermaßen
entstehen dadurch am Ausgang des differentiellen Mischers 310a Signale
mit Frequenzen, die zum einen der Differenz der beiden Mischereingangssignale
entsprechen und zum anderen der Summe der Frequenzen der beiden
Mischereingangssignale. Im Normalfall wird man an einem resultierenden
niederfrequenten Signal interessiert sein, so dass dies durch eine
entsprechende Tiefpass-Filterung am differentiellen Ausgang 370a der integrierten
Schaltung 300 abgegriffen werden kann. Ein Signal, das
von einer nicht dargestellten differentiellen Antenne empfangen
wird, die an dem differentiellen Anschluss 380a angeschlossen
ist, wird an dem dritten symmetrischen Mischer 310c mit
einem Teil des über
den differentiellen Eingang 320 der integrierten Schaltung
empfangenen HF-Signals gemischt. In gleicher Weise, wie dies bereits
für den Ausgang 370a beschrieben
wurde, entsteht somit am differentiellen Ausgang 390a ein
niederfrequentes Empfangssignal, welches am differentiellen Ausgang 390a zur
Weiterverarbeitung abgegriffen werden kann.
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Entsprechendes
gilt natürlich
in gleicher Weise für
den Fall des rechten, zweiten Teils 300b der integrierten
Schaltung 300. Ein Abstand zwischen dem ersten Anschlusspol
und dem zweiten Anschlusspol der differentiellen Anschlüssee der
integrierten Schaltung 300 ist bevorzugt kleiner als 1000 μm, bevorzugt
kleiner als 100 μm
und noch bevorzugter kleiner als 50 μm.
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Wie
bei dem in 3 dargestellten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung handelt es sich bei dem in 4 dargestellten
Ausführungsbeispiel
beispielsweise um einen Teil einer Radar-Frontend-Schaltung mit
insgesamt vier differentiellen Antennen, wobei alle vier Antennen
als Empfangsantennen arbeiten und die an den Anschlüssen 350a,
b angeschlossenen Antennen gleichzeitig auch als Sendeantennen fungieren.
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Die
in 4 skizzierte Schaltung basiert auf durchgehend
symmetrischer, d.h. differentieller Leitungsführung auf dem MMIC 300,
dessen Substrat ein Silizium- oder ein GaAs-Substrat ist und dessen Schaltungskomponenten
durch hochfrequenzfähige Prozesse,
insbesondere einen Si/SiGe-Prozess oder einen Indiumphosphid-Prozess
hergestellt sind. Die Übergänge dem
differentiellen Anschluss 320 des MMIC 300 werden
beispielsweise durch Bonddrähte bewerkstelligt.
An die vier differentiellen Antennen-Anschlüsse (350a, b; 380a,
b) können
beispielsweise differentiell beschaltete Patch-Antennen gelegt sein.
Ein differentielles Signal eines Lokal-Oszillators (nicht dargestellt)
wird an den differentiellen LO-Anschluss 320 geführt. Für Kfz-Radarsysteme
beträgt die
Schwingungsfrequenz dieses LO-Signals beispielsweise 77 GHz. Empfangen
die differentiellen Patch-Antennen Signale, so werden diese durch
die differentiellen Mischer 310a–d mit Teilen des differentiellen
LO-Signal gemischt,
wodurch man an den differentiellen Anschlüssen 370a, b und 390a,
b jeweils differentielle Signale erhält, die eine Frequenz aufweisen,
die der Differenz der Frequenzen des differentiellen LO-Signals
und der an den Anschlüssen 350a,
b und 380a, b anliegenden differentiellen Empfangssignale
entspricht.
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Durch
das in 4 gezeigte Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung ergeben sich nun auch für den Empfangszweig differentielle Übergänge und
es kann generell auf Baluns auf dem Chip 300 verzichtet
werden. Aufgrund dessen können
die Mischer 310a–d
eine weiter reduzierte Rauschzahl aufweisen. Außerdem können sich durch die konsistent
differentielle Signalführung
weniger Signale auf der On-Chip-Referenzebene abbilden und die Isolation
zwischen den einzelnen Mischern kann erhöht werden.
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Bei
dem in 4 gezeigten Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung kann auf unsymmetrische Übergänge verzichtet werden, was
fertigungstechnische – sowie
Performancevorteile mit sich bringen kann, insbesondere für die Schaltungsteile,
die hochfrequente Signale führen.
Eine durchgehend differentielle Auslegung ermöglicht minimale Übergangsverluste,
sowie eine hohe Isolation zwischen verschiedenen Schaltungsblöcken auf
einem gemeinsamen Chip. Zusätzlich,
durch die Anordnung der Leistungsteiler 360a, b, kann eine
um etwa 4 dB höhere
Antennenfußpunktleistung
als mit herkömmlichen
Ansätzen
erzielt werden. Dies bedeutet gleichermaßen eine um 4 dB höhere Empfangsleistung und
eine damit verbundene höhere
Reichweite eines Radarsystems, in dem die in 4 dargstellte
Schaltung bei einer Frontend-Schaltung eingesetzt wird. Durch die
weitaus höhere
Fertigungspräzision
der On-Chip Strukturen im Vergleich zu Strukturen auf HF-Substrat
werden die Designs homogener und stabiler. Ein weiterer Vorteil
liegt in der speziellen Anordnung der Mischer innerhalb der Koppler.
Dadurch ist insbesondere eine platzsparende Implementierung der
in 3 und 4 gezeigten integrierten Schaltungen
möglich.