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Die Erfindung betrifft ein Radarsystem und ein Verfahren zum Kalibrieren eines Radarsystems.
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Stand der Technik
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In bekannten Radarsystemen hängen einige Probleme mit systematischen Fehlern im Hochfrequenz-Frontend zusammen. Insbesondere resultiert ein DC-Offset Problem in einer Leistungsverminderung eines Empfängers und kann dadurch eine Detektierbarkeit eines empfangenen Signals vermindern.
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Mögliche Quellen von Hochfrequenz-Beeinträchtigung in einem heterodynen Radarsystem sind prinzipiell in 1 dargestellt. Ein Streusignal tL eines ersten Oszillators VCO1 kann zu einem ersten Mischer 16 streuen, ferner kann ein Streusignal tAnt von einer Antenne 14 und von einem Verbindungselement 13 aufgrund von Fehlanpassung generiert werden. Ferner sind Störsignale tR aufgrund von Reflexion durch ein vor der Antenne 14 angeordnetes Kappenelement bzw. Radom 30 und/oder aufgrund von Schaltungsungenauigkeiten denkbar.
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Alle genannten systematischen Fehler können zu einer beträchtlichen Leistungsverminderung des Radarsensors führen, insbesondere im Falle von Nahbereichsmessungen. Um diese systematischen Beeinträchtigungen zu kompensieren, wurden bereits einige Studien durchgeführt.
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„A fundamental frequency 143–152 GHz Radar Transceiver with Built-In Calibration and Self-Test" CSICS, 2013 offenbart einen heterodynen Radar-Transceiver, der einige Selbsttest- und Kalibrationsmerkmale enthält, um einen einfachen Produktionstest zu ermöglichen sowie eine Korrektur von analogen Frontend-Beeinträchtigungen.
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DE 10 2009 029 052 A1 offenbart ein heterodynes Radarsystem, bei dem ein Reflexionssignal als ein Zwischenfrequenzsignal ausgebildet ist.
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„A Digital Leakage Cancellation Scheme for Monostatic FMCW-Radar", IEEE MTT-S Digest, 2004, offenbart zur Auslöschung von Leckage-Effekten ein heterodynes Schaltschema, welches auf digitaler Echtzeit-Signalprozessierung beruht. Vorgeschlagen wird die Erzeugung eines Signals mit gleicher Amplitude und entgegengesetzter Phasenlage zu den auszulöschenden Leckage-Signalen. Allerdings werden systematische Fehler aufgrund von Antennen- oder Verbindungs-Fehlanpassung, sowie unerwünschte Reflexionen im Falle eines Vorhandenseins eines Radoms nicht berücksichtigt.
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DE 10 2012 202 007 A1 offenbart einen Radarsensor, der eine Offset-Kompensationseinheit umfasst, die ein Kompensationssignal erzeugt, um mit dem empfangenen Signal zum Receiver gesendet zu werden.
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Offenbarung der Erfindung
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Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein verbessertes Radarsystem bereit zu stellen.
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Gemäß einem ersten Aspekt wird die Aufgabe gelöst mit einem Radarsystem, aufweisend:
- – einen Hauptkanal; und
- – einen symmetrisch zum Hauptkanal ausgebildeten Referenzkanal; wobei
- – mittels eines ersten Oszillators ein erstes Eingangssignal generierbar ist, das im Hauptkanal einer Antenne zuführbar ist, wobei ein reflektierter Anteil des ersten Eingangssignals einem ersten Mischer zuführbar ist;
- – wobei das erste Eingangssignal im Referenzkanal über einen zweiten Richtkoppler einem zweiten Mischer zuführbar ist;
- – wobei mittels eines zweiten Oszillators ein zweites Eingangssignal mit einer definiert unterschiedlichen Frequenz zum ersten Eingangssignal generierbar ist, das dem ersten Mischer und dem zweiten Mischer zuführbar ist;
- – wobei das vom Mischer des Hauptkanals abgehende Signal und das vom Mischer des Referenzkanals abgehende Signal miteinander vergleichbar sind; und
- – wobei abhängig vom Vergleich eine Abschlussimpedanz des Referenzkanals derart dimensionierbar ist, dass die Ausgangssignale des Hauptkanals und des Referenzkanals identische Eigenschaften aufweisen.
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Mit dem symmetrischen Aufbau des Radarsystems wird die Tatsache ausgenutzt, dass systematische Fehler in beiden Kanälen auftreten und dadurch gemeinsam analog auskalibriert werden können. Im Ergebnis wird dadurch ein komfortables analoges Kalibrieren eines heterodynen Radarsystems bereitgestellt.
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Gemäß einem zweiten Aspekt wird die Aufgabe gelöst mit einem Verfahren zum Kalibrieren eines Rdarsystems, das Radarsystem aufweisend:
- – einen Hauptkanal und einen symmetrisch zum Hauptkanal ausgebildeten Referenzkanal; wobei
- – mittels eines ersten Oszillators ein erstes Eingangssignal generierbar ist, das im Hauptkanal einer Antenne zuführbar ist, wobei ein reflektierter Anteil des ersten Eingangssignals einem ersten Mischer zuführbar ist;
- – wobei das erste Eingangssignal im Referenzkanal über einen zweiten Richtkoppler einem zweiten Mischer zuführbar ist;
- – wobei mittels eines zweiten Oszillators ein zweites Eingangssignal mit einer definiert unterschiedlichen Frequenz zum ersten Eingangssignal generierbar ist, das dem ersten Mischer und dem zweiten Mischer zuführbar ist;
wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:
- – Ausrichten des Radarsystems auf einen Bereich ohne ein detektierbares Ziel;
- – wenigstens dreimaliges Ermitteln eines Verhältnisses zwischen dem Ausgangssignal des Hauptkanals und dem Ausgangssignal des Referenzkanals bei jeweils unterschiedlichen Abschlussimpedanzen des Referenzkanals;
- – Ermitteln von resultierenden Reflexionskoeffizienten aus den ermittelten Verhältnissen;
- – Ermitteln eines Kalibrationskoeffizienten der Antenne aus den Reflexionskoeffizienten; und
- – Einstellen der Abschlussimpedanz des Referenzkanals mittels der Impedanz-Einstelleinrichtung auf eine Impedanz, die dem Kalbibrationskoeffizienten entspricht.
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Bevorzugte Weiterbildungen des Radarsystems und des Verfahrens sind Gegenstand von abhängigen Ansprüchen.
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Eine vorteilhafte Weiterbildung des Radarsystems zeichnet sich dadurch aus, dass der Referenzkanal eine Impedanz-Einstelleinrichtung aufweist, mittels der die Abschlussimpedanz des Referenzkanals einstellbar ist. Auf diese Weise kann auf komfortable Weise eine Abschlussimpedanz des Referenzkanals eingestellt werden, bei der alle systematischen Fehler des gesamten Radarsystems auskalibriert sind.
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Eine weitere vorteilhafte Weiterbildung des Radarsystems zeichnet sich dadurch aus, dass zur Einstellung der Abschlussimpedanz des Referenzkanals ein aus den Ausgangssignalen des Hauptkanals und des Referenzkanals ermittelter Korrekturkoeffizient verwendbar ist. Auf diese Weise werden Fehlervektoren ermittelt, wodurch ein Prinzip, das einem Kalibrierprinzip eines Ein-Port-Netzwerkanalysators ähnlich ist, angewendet wird.
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Eine weitere vorteilhafte Weiterbildung des Radarsystems sieht vor, dass der Korrekturkoeffizient mittels einer digitalen Steuerungseinrichtung ermittelbar ist, wobei der Korrekturkoeffizient in ein Steuersignal für die Impedanz-Einstelleinrichtung umgerechnet wird, wobei das Steuersignal mittels der Steuerungseinrichtung an die digitale Einstelleinrichtung zuführbar ist. Auf diese Weise kann der Kalibrier- bzw. Korrekturkoeffizient des heterodynen Radarsystems mit bekannten Prinzipien auf einfache Weise berechnet werden. Die Erfindung wird im Folgenden mit weiteren Merkmalen und Vorteilen anhand von mehreren Figuren im Detail beschrieben. Dabei bilden alle Merkmale, unabhängig von ihrer Darstellung in der Beschreibung und in den Figuren, sowie unabhängig von ihrer Rückbeziehung in den Patentansprüchen den Gegenstand der Erfindung. Die Figuren sind insbesondere dazu gedacht, die erfindungswesentlichen Prinzipien zu verdeutlichen. Gleiche bzw. funktionsgleiche Elemente haben gleiche Bezugsziffern.
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In den Figuren zeigt:
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1 ein prinzipielles Blockschaltbild eines herkömmlichen heterodyen Radarsystems;
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2 eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Radarsystems;
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3 eine Darstellung eines Prinzips zur erfindungsgemäßen Kalibration des Radarsystems;
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4 eine Modell zur Darstellung eines Prinzips der erfindungsgemäßen Kalibration; und
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5 einen prinzipiellen Ablauf einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens.
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Beschreibung von Ausführungsformen
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2 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Radarsystems 100. Man erkennt einen symmetrischen Aufbau eines heterodynen Radarsystems 100 mit einem Hauptkanal 10 und einem zum Hauptkanal 10 symmetrisch ausgebildeten Referenzkanal 20. „Symmetrisch“ bedeutet in diesem Zusammenhang, dass im Hauptkanal 10 und im Referenzkanal 20 gleiche Elemente mit gleichen systematischen Fehlern verwendet werden. Die Symmetrie des Hauptkanals 10 und Referenzkanals 20 werden zu einem Selbsttest bzw. zu einem nachfolgend beschriebenen Kalibrationsprozess verwendet.
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Mittels eines ersten Oszillators bzw. Frequenzgenerators VCO1 wird ein erstes Signal S1 in den Hauptkanal 10 und in den Referenzkanal 20 eingespeist. Dabei wird das Signal S1 im Hauptkanal über einen ersten Leistungsverstärker 11, einen ersten Richtkoppler 12, ein Verbindungselement 13 an eine Antenne 14 übertragen. Von der Antenne 14 wird das Signal S1 als elektromagnetische Strahlung abgestrahlt und trifft auf ein Radom 30, welches zu einem Schutz der Antenne 14 des Radarsystems 100 vorgesehen ist.
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Das Radarsystem 100 kann z.B. als ein elektronisches Bauelement implementiert sein. Von einem Ziel 200 wird die elektromagnetische Strahlung reflektiert und gelangt als elektrisches Signal über die Antenne 14, das Verbindungselement 13 und den ersten Richtkoppler 12 zu einem ersten Kleinsignalverstärker 15. Vom ersten Kleinsignalverstärker 15 gelangt das Signal in einen ersten Mischer 16.
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Der erste Mischer 16 mischt das Signal zusammen mit einem zweiten Signal S2 eines zweiten Oszillators VCO2, dessen Frequenz geringfügig von der Frequenz des ersten Signals S1 des ersten Oszillators VCO1 verschieden ist, in ein Basisband, z.B. in ein Signal mit einer Frequenz von 100 MHz, das nachfolgend besser auswertbar ist.
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Im Referenzkanal 20 ist der Signalfluss analog wie im Hauptkanal 10 mit dem Unterschied, dass statt der Antenne 14 als Abschluss des Referenzkanals 20 eine digitale Impedanz-Einstelleinrichtung 23 (engl. digital impedance tuner) zur Einstellung einer komplexen Abschlussimpedanz des Referenzkanals 20 vorgesehen ist. Mittels der digitalen Impedanz-Einstelleinrichtung 23 können verschiedene komplexe Abschlussimpedanzen am Referenzkanal 20 eingestellt werden, wodurch sich ein elektrisches Ausgangssignal IFR des Referenzkanals 20 beeinflussen lässt.
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Das zweite Signal S2 wird jeweils dem Mischer 16, 25 des Hauptkanals 10 und des Referenzkanals 20 zugeführt, wobei die Mischer 16, 25 das zweite Signal S2 den von den Richtkopplern 12, 22 abgehenden und mittels der Kleinsignalverstärker 15, 24 verstärkten Signalen beimischen.
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Das vom ersten Mischer 16 des Hauptkanals 10 abgehende Signal wird einem A/D-Wandler 40 zugeführt, wodurch ein digitales Signal IFM gebildet wird, das einer Recheneinrichtung 61 einer Steuerungseinrichtung 60 zugeführt wird. Das vom zweiten Mischer 25 des Referenzkanals 20 abgehende Signal wird einem A/D-Wandler 50 zugeführt, der das Signal in einen Digitalwert IFR umsetzt, der ebenfalls der Recheneinrichtung 61 zugeführt wird.
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Die Steuerungseinrichtung 60 ist dazu vorgesehen, ein Verhältnis aus den beiden Ausgangssignalen IFM, IFR zu berechnen. Zu diesem Zweck ermittelt die Recheneinrichtung 61 wenigstens drei Reflexionskoeffizienten- bzw. -faktoren, aus denen ein Kalibrationskoeffizient ΓKal für das Radarsystem 100 ermittelt wird. Der Kalibrationskoeffizient ΓKal wird in ein Steuersignal umgerechnet, das von einem Steuerungselement 63 der Steuerungseinrichtung 60 an die digitale Impedanz-Einstelleinrichtung 23 zugeführt wird. Auf diese Weise wird im Ergebnis erreicht, dass das Ausgangssignal IFR des Referenzkanals 20 in seinen elektrischen Eigenschaften dem Ausgangssignal IFM des Hauptkanals 10 entspricht, was einem kalibrierten Zustand des Radarsystems 100 entspricht.
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Auf diese Art und Weise kann das kalibrierte heterodyne Radarsystem 100 in einem Normalbetrieb ohne Beeinträchtigung durch systematische Fehler unter Nutzung seiner vollen Bandbreite arbeiten.
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Eine Funktionsweise der erfindungsgemäßen Kalibration, welches die systematischen Fehler des Radarsystems 100 herauskalibriert, wird im Folgenden genauer beschrieben.
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Der monostatische Aufbau des heterodynen Radarsystems 100 mit nur einer Antenne 14 im Sende- und Empfangspfad hat als Problem, dass die Isolation zwischen Sende- und Empfangspfad nicht unendlich ist, wodurch es zu einer ungewollten Ableitung bzw. einem Schwund (engl. leakage) aus den vorgesehenen Signalpfaden kommen kann.
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Beide Oszillatoren VCO1, VCO2 weisen ein bestimmtes Phasenrauschen auf, das durch Überlagerung in einem Mischprozess korreliert wird, wodurch die Systemgenauigkeit auf signifikante Weise gesteigert sein kann. 3 zeigt ein prinzipielles Schaltbild zur Darstellung des symmetrischen Aufbaus des Radarsystems 100. Man erkennt eine Fehlerzelle 70 für den Hauptkanal 10 und eine Fehlerzelle 80 für den Referenzkanal 20. Die Fehlerzellen 70, 80, die symmetrisch zueinander ausgebildet sind, werden für das erfindungsgemäße Kalibrationsprinzip verwendet.
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In 4 ist ein schaltungstechnisches Modell mit einer Fehlerzelle 90 dargestellt, welches beispielsweise aus einem Kalibrationsprozess von Vektor-Netzwerkanalysatoren bekannt ist. Die Fehlerzellen 70, 80 von 3 können als Fehlerzelle 90 von 4 angesehen werden.
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Das Modell von 4 umfasst ein System, welches als einem Eingang und an einem Ausgang Reflexionskoeffizienten umfasst, die bestimmte Lastsituationen repräsentieren. In der Fehlerzelle 90 sind systematische Fehler anhand von Parametern dargestellt, die im Zusammenhang mit dem zu kalibrierenden Radarsystem 100 die nachfolgenden Bedeutungen haben:
- e00
- Fehler des Richtfaktors (engl. directivity error)
- e11
- Quellenfehlanpassung
- e10, e01
- Frequenzgangfehler (engl. reflection tracking error)
- ΓM
- gemessener Reflexionskoeffizient einer Last
- ΓL
- aktueller Reflexionskoeffizient einer Last
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Der Reflexionskoeffizient ΓM repräsentiert dabei gemessene Informationen, die die systematischen Fehler und Informationen über die Last, d.h. das Ziel 200, umfassen, wobei im kalibrierten Zustand des Radarsystems 100 nur die Informationen über die Last ohne die systematischen Fehler erwünscht sind. Der Reflexionskoeffizient ΓL der Last enthält Informationen über das gemessene Ziel 200.
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Mathematisch lässt sich das Modell von
4 nachfolgend darstellen:
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5 zeigt einen prinzipiellen Ablauf des erfindungsgemäßen Verfahrens.
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In einem Schritt 300 wird das zu kalibrierende heterodyne Radarsystem 100 in einen Kalibrationsmodus versetzt. Dies kann beispielsweise bei der Montage eines Radarsensors mit dem Radarsystem 100 in ein Kraftfahrzeug durchgeführt werden. Alternativ ist es auch möglich, das Radarsystem 100 zu gewünschten, definierten Zeitpunkten in den Kalibrationsmodus zu versetzen, zum Beispiel mittels eines von einem Fahrzeuglenker initiierten Steuersignals.
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In einem Schritt 310 wird das Radarsystem 100 auf einen freien Raum ohne detektierbare Ziele 200 ausgerichtet. Auf diese Weise wird sichergestellt, dass für die Kalibration lediglich systematische Fehler des Radarsystems 100 berücksichtigt werden.
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In einem Schritt 320 wird der Wert der digitalen Impedanz-Einstelleinrichtung 23 auf bekannte Werte verstellt, wobei Amplituden und Phasendifferenzen der elektrischen Ausgangsspannungen am Referenzkanal 20 und am Hauptkanal 10 nach den A/D-Wandlern 40, 50 ermittelt werden. Zu diesem Zweck wird die digitale Impedanz-Einstelleinrichtung 23 wenigstens dreimal auf bekannte Werte verstellt, wodurch sich nur das Ausgangssignal IFR des Referenzkanals 20 ändert, weil nur dieser mit der digitalen Impedanz-Einstelleinrichtung 23 verbunden ist. Dies wird wenigstens dreimal nacheinander durchgeführt, wodurch ein lineares Gleichungssystem mit drei Unbekannten bestimmt ist und gelöst werden kann. Optional ist es auch möglich, mehr als drei Messungen durchzuführen, wobei dadurch die ermittelten Fehlerparameter robuster werden.
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In einem Schritt 330 werden Fehlerkoeffizienten durch Lösen des erhaltenen linearen Gleichungssystems berechnet, ähnlich wie bei einer Ein-Port-Netzwerkvektoranalysator-Prozedur. Dabei können die Ausgangssignale des Hauptkanals 10 und des Referenzkanals 20 durch folgende mathematische Beziehungen dargestellt werden: IFR = AR × sin(2πft + Φ1) (2) IFM = AM × sin(2πft + Φ1) (2) mit den Parametern:
- IFM
- Ausgangssignal Hauptkanal
- IFR
- Ausgangssignal Referenzkanal
- AR
- Amplitude des Ausgangssignals des Referenzkanals
- AM
- Amplitude des Ausgangssignals des Hauptkanals
- Φ1
- Phase des Ausgangssignals des Referenzkanals
- Φ2
- Phase des Ausgangssignals des Hauptkanals
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Der Reflexionskoeffizient ΓM kann aus folgender Gleichung berechnet werden: ΓM = IFM/IFR = ΔAejΔ∅ (4)
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Die Reflexionskoeffizienten können durch Lösen der folgenden linearen Gleichung ermittelt werden:
wobei gilt:
eΔ = e00e11 – e10e01 (6) -
Nach durchgeführter Kalibration kann ein Reflexionskoeffizient einer Last, die entweder mit dem Referenzkanal 20 oder mit dem Hauptkanal 10 verbunden wird, aus dem gemessenen Reflexionskoeffizienten ΓM unter Verwendung der nachfolgenden mathematischen Beziehung berechnet werden: ΓL = (ΓM – e11)/(e00 – eΔΓM) (7)
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Wenn kein Ziel
200 vorhanden ist, ist Γ
M = 1, wobei dann der Kalibrationskoeffizient Γ
Kal aus folgender mathematischer Beziehung ermittelt werden kann:
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In einem Schritt 340 wird der komplexe Kalibrationskoeffizient ΓKal des Radarsystems 100 aus der Gleichung (8) ermittelt.
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In einem Schritt 350 wird schließlich der Wert der digitalen Einstelleinrichtung 23 auf den Wert des Kalibrationskoeffizienten ΓKal eingestellt, wodurch nunmehr sichergestellt ist, dass das Radarsystem 100 ohne Berücksichtigung der systematischen Fehler arbeitet und daher kalibriert ist.
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Für normale betriebliche Messungen des Radarsystems 100 mit Zielen 200 wird die Abschlussimpedanz des Referenzkanals 20 auf den Wert, der dem Kalibrationskoeffizient ΓKal entspricht, eingestellt, wodurch der Referenzkanal 20 für den Hauptkanal 10 zu einer Art „Kalibrationskanal“ wird. Um den Wert der digitalen Impedanz-Einstelleinrichtung 23 auf den berechneten Wert ΓKal einzustellen, kann zum Beispiel eine Tabelle mit einander entsprechenden Daten von Kalibrationskoeffizienten und Impedanzwerten verwendet werden.
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Nach erfolgter Kalibration, wenn die Messung nicht geändert wird, ist die Phasen- und Amplitudendifferenz der beiden Kanäle 10, 20 Null. Auf diese Weise ist der systematischen Fehler vollständig kompensiert.
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In einem Schritt 360 wird abgefragt, ob sich irgendwelche Umgebungseinflüsse geändert haben, z.B. ob sich eine Temperatur, eine Einstellung, eine Integration, usw. geändert haben. Falls dies nicht der Fall ist, beispielsweise im Falle, dass der Radartransceiver in einen Chip integriert ist, gibt es keinen Prozessvariation zwischen dem Referenzkanal 20 und dem Hauptkanal 10, wodurch beide Kanäle 10, 20 vollständig symmetrisch sind. Danach wird das Radarsystem 100 in einem Schritt 370 in einen operationellen Normalbetriebsmodus geschaltet. Andernfalls wird die Prozedur wieder mit Schritt 300 von vorne begonnen.
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Vorteilhaft können mit dem erfindungsgemäßen Verfahren systematische Fehler des Radarsystems 100 unter voller Beibehaltung der dynamischen Bandbreite des Radarsystems eliminiert werden.
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Die erfindungsgemäße Radarkalibration kann auf diese Weise einen bedeutsamen Zeitgewinn ermöglichen und ist sehr gut zu einer iterativen Implementation unter aktuellen Betriebsbedingungen geeignet.
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Zusammenfassend werden mit der vorliegenden Erfindung ein selbstkalibrierendes, heterodynes Radarsystem und ein Verfahren zu einem Kalibrieren eines derartigen Radarsystems vorgeschlagen, wobei zur Kalibration ein Kalibrierprinzip von Netzwerk-Analysatoren angewendet wird. Vorteilhaft kann auf diese Weise ein exaktes Betriebsverhalten des Radarsystems, beispielsweise in einem Radarsensor eines Kraftfahrzeugs bereitgestellt werden.
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Obwohl die Erfindung vorgehend anhand einer konkreten Ausführungsform beschrieben wurde, ist sie nicht darauf beschränkt. Der Fachmann wird also vorgehend auch nicht dargestellte Ausführungsformen der Erfindung realisieren können, ohne vom Kern der Erfindung abzuweichen.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
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Zitierte Patentliteratur
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- DE 102009029052 A1 [0006]
- DE 102012202007 A1 [0008]
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- „A fundamental frequency 143–152 GHz Radar Transceiver with Built-In Calibration and Self-Test“ CSICS, 2013 [0005]
- „A Digital Leakage Cancellation Scheme for Monostatic FMCW-Radar“, IEEE MTT-S Digest, 2004 [0007]
