ES2250705T3 - Circuito mezclador de supresion de frecuencia, en particular para un receptor de radio frecuencia de frecuencia intermedia nula o debil. - Google Patents
Circuito mezclador de supresion de frecuencia, en particular para un receptor de radio frecuencia de frecuencia intermedia nula o debil.Info
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Abstract
Circuito mezclador de supresión de frecuencia de imagen que comprende un divisor de fase en cuadratura (30, 301), que presenta una entrada conectada a la entrada (Fi) del circuito mezclador y dos salidas que suministran respectivamente dos señales en cuadratura de fase, que se aplican respectivamente a dos mezcladores simples (31, 32; 31¿, 32¿), caracterizado porque comprende un divisor de frecuencia y de fase en cuadratura (33, 33¿) que tiene una relación de división de frecuencia, y presenta dos entradas conectadas respectivamente a las salidas respectivas de los mezcladores simples (31, 32; 31¿, 32¿) y una primera salida que su ministra una primera señal de salida (F0) del circuito mezclador, que se aplica en la entrada de dos mezcladores simples.
Description
Circuito mezclador de supresión de frecuencia, en
particular para un receptor de radio frecuencia de frecuencia
intermedia nula o débil.
La presente invención, tal como se define en las
reivindicaciones independientes, se refiere a un circuito mezclador
de supresión de frecuencia de imagen.
Se aplica en particular, aunque no de modo
exclusivo, a los receptores de radio frecuencia que utilizan una
frecuencia intermedia nula o próxima a cero. Este tipo de receptores
se utiliza en particular en los sistemas de telefonía móvil, tales
como GSM o DCS 1800, idéntico a la norma GSM, que funciona en otra
banda de frecuencias [1805 MHz, 1880 MHz] frente a [925 MHz, 960
MHz] para GSM). Se utilizan también en las transmisiones
inalámbricas tales como se definen en las normas 802.11 a y b,
Bluetooth, Hyperlan 2 y DECT (Digital European Cordless
Telecommunications) y que utilizan la banda ISM de 2,4 GHz.
Un receptor de este tipo comprende, de forma
clásica, un amplificador de bajo ruido (Low Noise Amplifier),
conectado a la antena de recepción por mediación de un filtro pasa
banda, aplicándose la señal amplificada a un circuito mezclador
para convertir en banda de base la señal de entrada amplificada,
produciendo este circuito mezclador dos señales en cuadratura
(desfasados de 90°) en banda de base, que se filtran y luego se
aplican a desmodulador.
La ventaja de este tipo de receptores con
respecto a los receptores superheterodinos (de frecuencia
intermedia no nula) que se utilizan también en telefonía móvil,
reside en el hecho de que no necesitan utilizar un filtro externo
pasa banda de ondas acústicas de superficie (SAW), que suele ser
necesario para obtener un receptor suficientemente selectivo,
contribuyendo de forma importante este tipo de filtro al coste, a
las dimensiones y al consumo eléctrico de un receptor de este tipo.
En contrapartida, como estos receptores funcionan en banda de base,
son sensibles a las tensiones continuas generadas por corrientes de
fuga que se producen principalmente entre el oscilador local del
circuito mezclador, que funciona a la frecuencia de la portadora de
la señal recibida y la entrada RF del circuito de recepción, y en
particular el amplificador de bajo ruido dispuesto en la entrada de
este circuito. Además, como el oscilador local funciona a la misma
frecuencia que la señal de entrada, se producen interferencias e
interacciones entre las mismas.
Una forma conocida de resolver el problema de las
corrientes de fuga consiste en utilizar un oscilador local que
produce una señal a una frecuencia diferente de la señal de entrada
y que se modifica luego para producir una señal de la misma
frecuencia que la señal de entrada. A tal efecto, se pueden utilizar
dos osciladores locales que producen respectivamente dos frecuencias
F_{i} y F_{2} diferentes que se aplican a un mezclador simple
que produce dos señales de frecuencias respectivas F_{i}+F_{2} y
F_{i}-F_{2}, eligiéndose F_{i} y F_{2} de
forma que una de las frecuencias obtenidas a la salida del mezclador
simple corresponda a la de la señal recibida. Es entonces necesario
filtrar la otra frecuencia de salida del mezclador simple, lo cual
obliga que F_{2} sea suficientemente grande con respecto a
F_{i}. Pero además, un filtrado de este tipo genera, como se ha
visto, también problemas de interferencia y de fuga con la señal
recibida.
Para resolver este problema, se ha propuesto el
concepto de dispositivo mezclador de supresión de imagen, tal como
se representa en la figura 3, dispositivo que utiliza dos
osciladores locales, por ejemplo de tipo VCO (Voltage Controlled
Oscillator) (Oscilador controlado por Tensión), que suministran
respectivamente dos frecuencias F_{i} y F_{2}. Las salidas de
los osciladores están conectadas respectivamente a dos circuitos 21,
22 divisores de fase en cuadratura, que suministran cada uno de
ellos dos señales en cuadratura de fase, señales que tienen la misma
fase de salida que los divisores de fase, aplicándose a un
mezclador simple 23, 24 respectivo, cuya salida se aplica a un
circuito 25 sumador o restador que suministra una señal de salida,
cuya frecuencia F_{o} es igual a F_{i}-F_{2} o
F_{i}+F_{2}, eligiéndose F_{i} y F_{2} de modo que F_{o}
corresponda a la frecuencia de la señal recibida. Sin embargo, un
dispositivo de este tipo depende de la precisión de los divisores
de fase. En efecto, si no son perfectos, el dispositivo suministra
también en forma atenuada la otra frecuencia, a saber,
F_{i}-F_{2} si F_{0}=F_{i}+F_{2} o
F_{i}+F_{2} si F_{0}=F_{i}-F_{2}. El
documento WO-A-0 115 313 presenta un
ejemplo de mezclador.
Estos dispositivos presentan además el
inconveniente de necesitar dos osciladores locales.
Para suprimir uno de los dos osciladores locales,
se ha propuesto también el concepto del dispositivo mezclador de
regeneración de frecuencia. Tal como se representa en la figura 4,
este dispositivo comprende un divisor de frecuencia 27, que recibe
en la entrada la señal de salida F_{0} del dispositivo, y un
mezclador simple 26 que recibe en la entrada las señales F_{i}
del dispositivo y de salida del divisor de frecuencia 27. Debido a
la presencia del mezclador simple 26, se tiene la siguiente
relación:
(1)F_{0} =
F_{i}(+ y -)
\frac{F_{0}}{Div}
donde Div es la relación de
división del divisor de frecuencia
27.
La señal de salida del dispositivo comprende por
lo tanto dos frecuencias F_{0} que valen
(2)\frac{F_{i}}{\left(1 +
\frac{1}{Div} \right)}
\hskip1cmy
\hskip1cm\frac{F_{i}}{\left(1 - \frac{1}{Div}\right)}
Para suprimir una de las dos frecuencias, se
tiene que utilizar por lo tanto además un filtro de paso bajo 28
(figura 5) para eliminar la frecuencia más baja, lo cual supone que
las dos frecuencias obtenidas antes de la filtración estén muy
alejadas entre sí, y que por lo tanto la relación de división Div
sea grande. Debido a la presencia de este tipo de filtro, este
circuito presenta también los inconvenientes antes citados debidos a
las interferencias y las interacciones que se producen con la señal
de entrada.
Se han propuesto asimismo soluciones que utilizan
divisores de frecuencia numéricos. No obstante, estas soluciones se
adaptan mal a la generación de portadoras sinusoidales.
La presente invención tiene como finalidad
suprimir estos inconvenientes. Este objetivo se alcanza previendo
un circuito mezclador de supresión de frecuencia de imagen, que
comprende un divisor de fase en cuadratura que presenta una entrada
conectada a la entrada del circuito mezclador, y dos salidas que
suministran respectivamente dos señales en cuadratura de fase que
se aplican respectivamente a dos mezcladores simples, caracterizado
porque comprende un divisor de frecuencia y de fase en cuadratura
que tiene una relación de división en frecuencia, y presenta dos
entradas conectadas respectivamente a las salidas respectivas de
los dos mezcladores simples y una primera salida que suministra
una primera señal de salida del circuito mezclador, que se aplica
en la entrada de los dos mezcladores simples.
Ventajosamente, el divisor de frecuencia y de
fase en cuadratura suministra en otras dos salidas dos señales en
cuadratura de fase que presentan una frecuencia igual a la
frecuencia de la señal suministrada por la primera salida, dividida
por la relación de división en frecuencia.
Según una particularidad de la invención, la
señal procedente de la primera salida del circuito mezclador
presenta una frecuencia igual a:
F_{0} = F_{i}
-
\frac{F_{o}}{Div}
donde
F_{i} es la frecuencia de la señal de entrada
del circuito mezclador, y
Div es la relación de división de frecuencia del
divisor de frecuencia y de fase.
Preferentemente, con vistas a su integración a un
circuito integrado, todos sus circuitos están simetrizados para
tratar en paralelo dos señales idénticas y de polaridades
opuestas.
Según otra particularidad de la invención,
comprende además un divisor de fase en cuadratura interpuesto en su
primera salida con vistas a obtener dos señales de misma
frecuencia en cuadratura de fase.
Según otra particularidad de la invención, la
relación de división en frecuencia es un número entero.
La invención se refiere asimismo a un receptor RF
de frecuencia intermedia nula o casi nula, que comprende un
amplificador conectado a una antena de recepción por mediación de un
filtro pasa banda, donde la señal recibida por la antena, y
amplificada se aplica un circuito mezclador para convertir en banda
de base la señal de entrada amplificada, estando este circuito
mezclador conectado a un oscilador local y suministrando dos señales
en cuadratura (desfasados de 90°) en banda de base, que se filtran
y luego se aplican a un desmodulador, caracterizado porque el
circuito mezclador comprende un mezclador de tipo de supresión de
frecuencia de imagen que comprende un divisor de fase en cuadratura
que presenta una entrada conectada al oscilador local, y dos
salidas que suministran respectivamente dos señales en cuadratura de
fase, que se aplican respectivamente a dos mezcladores simples, un
divisor de frecuencia y de fase en cuadratura que tiene una relación
de división en frecuencia y presenta dos entradas conectadas
respectivamente a las salidas respectivas de los dos mezcladores
simples y una primera salida que suministra una primera señal de
salida que se aplica en la entrada de los dos mezcladores simples,
mezclándose la primera señal de salida con la señal recibida y
amplificada.
Ventajosamente, el divisor de frecuencia y de
fase en cuadratura suministra en otras dos salidas dos señales en
cuadratura de fase que presentan una frecuencia igual a la
frecuencia de la señal suministrada por la primera salida, dividida
por la relación de división en frecuencia. Según una particularidad
de la invención, el receptor RF comprende además un divisor de fase
en cuadratura interpuesto sobre la primera salida del mezclador de
supresión de frecuencia de imagen, con vistas a obtener dos señales
de misma frecuencia en cuadratura de fase.
\newpage
Otra particularidad de la invención, el receptor
de la invención, el receptor RF comprende además unos dispositivos
de conmutación para aplicar respectivamente a los mezcladores
simples con la señal recibida y amplificada, las señales en
cuadratura de fase procedentes de la primera salida del mezclador de
supresión de frecuencia de imagen, o las señales en cuadratura de
fase procedentes de la segunda salida de éste.
De preferencia, para adaptarse a la recepción de
señales GSM y DCS 1800, el oscilador local de tipo oscilador
controlado en tensión suministra una frecuencia de aproximadamente
2,7 GHz y la relación de división del divisor de frecuencia y de
fase en cuadratura se elige igual a 2.
Un modo de realización preferido del circuito
según la invención se describirá a continuación, a modo de ejemplo
no limitativo, con referencia a los dibujos que se adjuntan, en los
cuales:
La figura 1 representa esquemáticamente un
receptor RF de frecuencia intermedia nula, según el estado de la
técnica anterior;
La figura 2 muestra de forma más detallada una
parte del receptor representado en la figura 1;
La figura 3 representa de forma esquemática un
circuito mezclador de supresión de frecuencia de imagen según el
estado de la técnica anterior;
Las figuras 4 y 5 representan de forma
esquemática uno circuitos mezcladores de regeneración de
frecuencia, según el estado de la técnica anterior;
Las figuras 6 y 7 representan unos circuitos
mezcladores de supresión de frecuencia según la invención;
La figura 8 muestra esquemáticamente un receptor
RF de frecuencia intermedia nula, según la invención, en el que se
integra el circuito representado en la figura 7.
El receptor RF de frecuencia intermedia nula o
casi nula representado en la figura 1 comprende, de forma clásica,
un filtro pasa banda 2 conectado a la antena de recepción 1, un
amplificador de banda ancha y de ruido bajo 3 conectado en la
salida del filtro pasa banda 2, dos mezcladores simples 4, 4' a los
que se aplica la señal de salida del amplificador. Estos
mezcladores reciben también en la entrada una señal procedente de
un oscilador local 10, por ejemplo de tipo VCO (Voltage Controlled
Oscillator) (Oscilador controlado por Tensión) por mediación de un
circuito divisor de fase en cuadratura 11, que aplica a los
mezcladores 4, 4' dos señales que tienen la frecuencia del
oscilador, aunque desfasados de 90° entre sí. En una arquitectura de
frecuencia intermedia nula, la frecuencia del oscilador local se
elige igual a la frecuencia de la portadora de la señal a
recibir.
Las salidas respectivas de los dos mezcladores
simples 4, 4' se aplican respectivamente a dos filtros pasa banda
6, 6', cuyas salidas se conectan a un desmodulador 8 en banda de
base.
En el caso de un teléfono móvil, la señal de
salida del desmodulador se aplica al altavoz 9 del teléfono para
restituir la señal sonora transmitida y recibida por el
teléfono.
Como se muestra de forma más detallada en la
figura 2, que presenta una parte 18 del receptor representado en la
figura 1, cada mezclador 4, 4' va precedido de un amplificador 14
de ganancia ajustable, que funciona en la gama de frecuencias RF, y
el filtro pasa banda 6, 6' va seguido de otro amplificador 15 de
ganancia ajustable que funciona en el sector de las frecuencias de
la banda de base.
Por otra parte, un dispositivo de distribución 16
de señal se interpone entre el oscilador local 10 y el divisor de
fase 11 para poder utilizar la señal procedente del oscilador local
en otros circuitos, tales como el circuito de emisión en el caso de
un teléfono móvil.
En una arquitectura de este tipo, se produce,
según se puede comprobar, un acoplamiento y por consiguiente unas
corrientes de fuga entre el oscilador local 10 y una parte del
circuito situada entre la entrada del amplificador 3 y la entrada
de cada mezclador 4, 4' así como unas fugas entre, de una parte, el
repartidor 16 y el divisor de frecuencia 11, y, de otra parte, la
parte del circuito situada entre los amplificadores 14 y los
mezcladores 4, 4' (flechas 12 y 13). Como la frecuencia del
oscilador local 10 es idéntica a la de la señal a recibir, este
acoplamiento genera un decalaje de tensión continua a la salida de
los mezcladores 4, 4'. Por consiguiente, entre dos trenes de
impulsos de la señal recibida, el nivel de tensión de la señal de
puede variar, lo cual trae consigo un ajuste de la ganancia de los
amplificadores 14, 15 y por lo tanto un decalaje en tensión
continua.
Se conoce el modo de reducir este decalaje en
tensión continua con la ayuda del desmodulador en banda de base 8,
que debe determinar a tal efecto este nivel de tensión continua
entre cada tren de impulsos de la señal recibida, y esperar el
bloqueo del oscilador local y la estabilización del nivel de
tensión continua en los ramales del circuito que funcionan en banda
de base.
Por otra parte, para reducir estos fenómenos de
acoplamiento, se ha propuesto también aislar eléctricamente del
resto del circuito el oscilador local y el dispositivo de
distribución 16 o bien duplicar la frecuencia del oscilador
local.
No obstante, estas soluciones no permiten
suprimir totalmente estos fenómenos de acoplamiento. Además,
contribuyen a aumentar de forma importante la complejidad, las
dimensiones, el consumo eléctrico y el coste de este tipo de
circuito. Además, en la última solución prevista, no solamente no se
suprimen los fenómenos de acoplamiento y de interferencia, ya que el
oscilador local interfiere con el armónico 2 de la señal recibida,
sino que tampoco resulta fácil duplicar la frecuencia del oscilador
local cuando la señal a recibir presenta ya una frecuencia elevada.
En efecto, en los sistemas DCS 1800 sería preciso utilizar un
oscilador local de 3,6 GHz.
Para reducir simplemente y de forma importante
las corrientes de acoplamiento en un circuito de este tipo, la
invención propone el circuito representado en la figura 6, que
realiza una función de mezclador de supresión de frecuencia de
imagen. Este circuito comprende un divisor de fase en cuadratura 30
al que se aplica la señal de entrada del circuito que tiene la
frecuencia F_{i}, en este caso la señal procedente del oscilador
local 10. Las salidas desfasadas 90° del divisor de fase 30 se
aplican respectivamente a dos mezcladores simples 31, 32 mientras
que la otra entrada de los mezcladores simples recibe la señal de
salida del circuito que tiene la frecuencia F_{0}. Ese circuito
comprende además un divisor 33 de frecuencia y de fase en
cuadratura, que tiene dos entradas conectadas a las salidas
respectivas de los dos mezcladores simples 31, 32.
El divisor 33 presenta también una salida que
suministra dos señales en cuadratura de fase, que tienen una misma
frecuencia F'_{0}, igual a la frecuencia de la señal de salida
F_{0} dividida por la relación de división Div del divisor 33.
En este circuito, se tiene la relación
siguiente:
(3)F_{0} =
F_{i} -
\frac{F_{o}}{Div}
Esta relación permite deducir los valores de
F_{0} y F'_{0}:
(4)F_{0} =
\frac{F_{i}}{\left(1 + \frac{i}{Div}\right)} = F_{1}
\frac{Div}{Div + 1}
\hskip1cmy
\hskip1cmF'_{0} = \frac{F_{o}}{Div} = \frac{F_{i}}{(Div + 1)}
Se comprueba que este circuito está adaptado
perfectamente a la recepción de señales GSM y DCS 1800. En efecto,
basta para ello con elegir para el divisor 33 una relación de
división Div igual a 2 y una frecuencia de oscilador local 10 igual
a aproximadamente 2,7 GHz, lo cual permite obtener valores de
F_{0} y F'_{0} respectivamente cercanos a 900 MHz y 1800
MHz.
Para las normas 802.11b, Bluetooth y DECT, se
utiliza por ejemplo un oscilador local que produce una frecuencia
sensiblemente igual a 3,6 GHz y una relación de división igual a 2,
con el objeto de obtener una frecuencia de salida próxima a 2,4 GHz.
Como la frecuencia de 2,4 GHz es muy utilizada, el hecho de utilizar
un oscilador local a otra frecuencia elegida en una banda menos
transitada permite evitar que el oscilador local se vea
perturbado.
Esta solución permite también reducir de forma
importante los fenómenos de acoplamiento, ya que solo queda el
armónico 3 de la señal recibida para interferir con el oscilador
local. En particular, esta solución permite suprimir los
acoplamientos representados por las flechas 12 en la figura 2.
Además, esta solución está perfectamente adaptada
a la realización de un circuito integrado de recepción. En efecto,
para evitar los fenómenos que se producen en los circuitos cuando el
nivel de integración es elevado, los circuitos se simetrizan, es
decir que se duplican para tratar las mismas señales aunque de
polaridades opuestas. El circuito representado en la figura 7
presenta una arquitectura análoga a la de la figura 6, con la
salvedad de que todos los enlaces entre los componentes del
circuito se han duplicado, y los componentes 30 a 33 del circuito se
han sustituido por componentes 30' a 33' que realizan la misma
función en señales de polaridades opuestas. Además, para tener una
señal de salida de frecuencia F_{0} de dos fases en cuadratura,
este circuito comprende además un divisor de fase en cuadratura 34'
al que se aplica esta señal de frecuencia F_{0}.
La figura 8 representa un receptor RF integrado,
de frecuencia intermedia nula o casi nula según la invención. De
hecho, este receptor corresponde al receptor representado en las
figuras 1 y 2, en el que se ha sustituido el divisor de fase 11 por
el circuito representado en la figura 7. Los elementos que aparecen
tanto en esta figura como en la figura 1 o 2 presentan por lo tanto
los mismos números de referencia.
Además, este receptor puede comprender un
simetrizador 5 (denominado "Balun" en inglés) para generar dos
señales idénticas, aunque de polaridades opuestas, que se aplican
al resto del circuito que se simetriza para integrarse en un
circuito integrado.
Este receptor puede comprender asimismo dos
conmutadores 7, 7' dispuestos respectivamente entre las salidas del
mezclador 40 y las entradas respectivas de los dos mezcladores
simples 4 y 4', que permiten seleccionar F'_{0} (modo GSM en el
ejemplo de aplicación a la telefonía móvil mencionada anteriormente)
o Fo (modo DCS 1800).
Claims (13)
1. Circuito mezclador de supresión de frecuencia
de imagen que comprende un divisor de fase en cuadratura (30, 301),
que presenta una entrada conectada a la entrada (F_{i}) del
circuito mezclador y dos salidas que suministran respectivamente dos
señales en cuadratura de fase, que se aplican respectivamente a dos
mezcladores simples (31, 32; 31', 32'),
caracterizado porque
comprende un divisor de frecuencia y de fase en cuadratura (33,
33') que tiene una relación de división de frecuencia, y presenta
dos entradas conectadas respectivamente a las salidas respectivas
de los mezcladores simples (31, 32; 31', 32') y una primera salida
que su ministra una primera señal de salida (F_{0}) del circuito
mezclador, que se aplica en la entrada de dos mezcladores
simples.
2. Circuito mezclador según la reivindicación 1,
caracterizado porque el divisor de frecuencia y de fase en
cuadratura (33, 33') suministra sobre otras dos salidas dos señales
en cuadratura de fase (F'_{0}) que presentan una frecuencia igual
a la frecuencia de la señal (F_{0}) suministrada por la primera
salida, dividida por la relación de división en frecuencia.
3. Circuito mezclador según la reivindicación 1
o 2, caracterizado porque la señal (F_{0}) procedente de
la primera salida del circuito mezclador presenta una frecuencia
igual a:
F_{0} =
F_{i} -
\frac{F_{o}}{Div}
siendo
F_{i} la frecuencia de la señal de entrada del
circuito mezclador, y
Div la relación de división de frecuencia del
divisor de frecuencia y de fase (33, 33').
4. Circuito mezclador según una de las
reivindicaciones 1 a 3, caracterizado porque, con vistas a su
integración en un circuito integrado, todos sus circuitos son
simetrizador para tratar en paralelo dos señales idénticas y de
polaridades opuestas.
5. Circuito mezclador según una de las
reivindicaciones 1 a 4, caracterizado porque comprende además
un divisor de fase en cuadratura (34') interpuesto sobre su primera
salida (F_{0}) con el fin de obtener dos señales de misma
frecuencia en cuadratura de fase.
6. Circuito mezclador según una de las
reivindicaciones 1 a 5, caracterizado porque la relación de
división en frecuencia es un número entero.
7. Receptor RF de frecuencia intermedia nula o
casi nula que comprende un amplificador (3) conectado a una antena
de recepción (1) por mediación de un filtro pasa banda (2),
aplicándose la señal recibida por la antena y amplificada a un
circuito mezclador para convertir en banda de base la señal de
entrada amplificada, estando este circuito mezclador conectado a un
oscilador local (10) y suministrando dos señales en cuadratura
(desfasados 90°) en banda de base, que se filtran y luego se
aplican a un desmodulador (8),
caracterizado porque el
circuito mezclador comprende un circuito mezclador (40) de tipo de
supresión de frecuencia de imagen que comprende un divisor de fase
en cuadratura (30') que presenta una entrada (F_{i}) conectada al
oscilador local (10), y dos salidas que suministran respectivamente
dos señales en cuadratura de fase que se aplican respectivamente a
dos mezcladores simples (31', 32'), un divisor de frecuencia y de
fase en cuadratura (33') que tiene una relación de división en
frecuencia y presenta dos entradas conectadas respectivamente a las
salidas respectivas de los dos mezcladores simples (31', 32') y una
primera salida que suministra una primera señal de salida (F_{0})
que se aplica en la entrada de los dos mezcladores simples (31',
32'), mezclándose la primera señal de salida (F_{0}) con la señal
recibida y amplificada por mediación de dos mezcladores simples
(4,
4').
8. Receptor RF según la reivindicación 7,
caracterizado porque el divisor de frecuencia y de fase en
cuadratura (33') suministra sobre otras dos salidas dos señales en
cuadratura de fase (F_{0}) que presentan una frecuencia igual a
la frecuencia de la señal (F_{0}) suministrada por la primera
salida, dividida por la relación de división en frecuencia.
9. Receptor RF según la reivindicación 7 u 8,
caracterizado porque la primera señal (F_{0}) de salida
del circuito mezclador (40) presenta una frecuencia igual a:
F_{0} =
F_{i} -
\frac{F_{o}}{Div}
\newpage
siendo
F_{i} la frecuencia de la señal de entrada del
circuito mezclador,
Div la relación de división de frecuencia del
divisor de frecuencia y de fase.
10. Receptor RF según una de las reivindicaciones
7 a 9, caracterizado porque comprende además un divisor de
fase en cuadratura (34') interpuesto sobre la primera salida
(F_{0}) del circuito mezclador de supresión de frecuencia de
imagen (40), con vistas a obtener dos señales de misma frecuencia
en cuadratura de fase.
11. Receptor RF según la reivindicación 10,
caracterizado porque comprende unos dispositivos de
conmutación (7, 7') para aplicar respectivamente a los mezcladores
simples (4, 4') con la señal recibida y amplificada, las señales en
cuadratura de fase (F_{0}) procedentes de la primera salida del
circuito mezclador de supresión de frecuencia de imagen (40), o las
señales en cuadratura de fase (F'_{0}) procedentes de la segunda
salida de éste.
12. Receptor RF según una de las reivindicaciones
7 a 11, caracterizado porque para adaptarse a la recepción
de señales GSM y DCS 1800, el oscilador local (10), de tipo
oscilador controlado en tensión, suministra una frecuencia de
aproximadamente 2,7 GHz y la relación de división del divisor de
frecuencia y de fase en cuadratura (33') se elige igual a 2.
13. Receptor RF según una de las reivindicaciones
7 a 10, caracterizado porque el oscilador local (10), de
tipo oscilador controlado en tensión, suministra una frecuencia de
aproximadamente 3,6 GHz y la relación de división del divisor de
frecuencia y de fase en cuadratura (33') se elige igual a 2, para
obtener una frecuencia de salida próxima a 2,4 GHz.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR0110772A FR2828599B1 (fr) | 2001-08-13 | 2001-08-13 | Circuit melangeur a rejection de frequence image, notamment pour un recepteur rf a frequence intermediaire nulle ou faible |
| FR0110772 | 2001-08-13 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2250705T3 true ES2250705T3 (es) | 2006-04-16 |
Family
ID=8866503
Family Applications (1)
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