KR101287318B1 - 부고조파 믹서를 갖는 직접 변환 수신기 - Google Patents
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Abstract
Description
관련출원의 상호 인용
본 출원은 2005년 9월 27일자로 출원된 미국 특허출원 제11/235,907호(발명의 명칭: 폐루프 전력제어를 갖는 단일칩 GSM/EDGE 트랜시버 구조(Single chip GSM/EDGE Transceiver Architecture With Closed Loop Power Control))의 일부 계속 출원이고, 전체가 참조로서 본원에 포함된다.
무선 주파수(RF) 송신기는 휴대형 통신 장치, (셀룰러 전화), 개인 휴대 정보 단말(PDA), 기타 다른 통신 장치와 같은 많은 단방향이나 양방향 통신 장치에 구비되어 있다. RF 송신기는 동작중인 특정 통신 시스템에 의해 지시되는 것이라면 어떠한 통신 방식을 이용해서라도 송신을 할 수 있어야 한다. 예컨대, 통신 방식으로는 통상적으로 진폭 변조, 주파수 변조, 위상 변조 또는 이들을 조합한 방식이 있다. 협대역 TDMA 기법을 이용하는 통상의 GSM(Global System for Mobile communications) 이동 통신 시스템에 있어서는 가우시안 최소 시프트 키잉(Gaussian minimum shift keying: GMSK) 변조 방식에 따라서 깨끗한 위상 변조(PM) 송신 신호를 발진기로부터 바로 비선형 전력 증폭기로 공급한다.
이와 같은 구성에서는 고효율의 비선형 전력 증폭기를 사용하여 위상 변조 신호의 전송 효율을 높이고 전력 소모도 최소화할 수가 있다. 변조 신호는 발진기로부터 바로 공급되기 때문에 전력 증폭기 전단 또는 후단에서 필터링의 필요성이 최소화된다. 그러나 IS-136 등에서 채용하는 다른 송신 표준은 송신 신호에 대해 위상 변조(PM)와 진폭 변조(AM) 양쪽을 행하는 변조 방식을 사용한다. 이와 같은 표준들은 송신 신호의 대역폭을 증가시키지 않으면서 데이터 전송율을 증가시킨다. 불행히도 기존의 GSM 송신기 하드웨어는 PM 성분과 AM 성분 모두를 포함하는 신호를 송신하기에 그다지 적합하게 구성되어 있지 않다. 이러한 난점에 대한 한 가지 이유는 PM 성분과 AM 성분을 포함하는 신호를 송신하기 위해서는 전력 증폭기의 선형성이 아주 좋아야 한다는 것이다. 불행히도, 선형성이 좋은 전력 증폭기는 효율이 낮아서 비선형 전력 증폭기에 비해 전력 소모가 훨씬 많고 배터리나 기타 전력 공급원의 수명을 크게 감소시킨다.
이런 상황은, GSM 통신 시스템에서 통상적으로 사용되는 송신기는 버스트로 송신하고 또 출력 전력 레벨을 넓은 전력 범위에 걸쳐 고도로 제어하는 것은 물론 송신 전력의 램프 상승(ramp-up)을 제어할 수 있어야 하기 때문에 더 복잡하다. GSM에서는 이런 전력 제어를 통상적으로, 전력 증폭기로부터 출력된 신호의 일부를 기준 신호와 비교하고, 결과로서의 에러 신호를 전력 증폭기의 제어 포트로 피드백시키는 피드백 폐루프를 이용하여 수행한다.
EDGE 통신 시스템은 GSM 통신 시스템의 데이터 전송 능력을 향상시키기 위해 송신 신호에 진폭 변조(AM) 성분을 포함시킨다. 그러나 GSM 타입 변조 시스템에 AM 성분을 부가하고자 하면, 전력 제어 루프가 출력 전력을 일정하게 유지하기 위해서 신호에 존재하는 진폭 변동을 감쇠시킬 것이다. 이와 같은 구성에서는 전력 제어 루프는 신호의 AM 성분을 제거하는 경향이 있다.
더욱이, PM 신호와 AM 신호 모두를 전력 증폭기에 송신하는 전송 표준들에서는 전력 증폭기의 선형성이 아주 좋지 않으면, 원치 않는 AM-PM 변환이 생겨 그 결합된 송신 신호에 왜곡이 생길 수가 있다. 이 변환은 송신 신호에 좋지 영향을 미치며, 이를 해소하기 위해서는 비싸고 비효율적인 선형 전력 증폭기의 사용을 필요로 할 수 있다.
종래에는 그와 같은 통신 시스템에 쓰이는 트랜시버 컴포넌트들은 통상적으로 "칩"이라고도 불리는 다수의 장치를 이용하여 구현하였다. 그러나 비용, 구현 복잡성 및 전력 소모는 줄이면서 배터리 수명을 늘리려는 업계의 요망에 따라 업계는 단일 칩 구조화를 시도하고 있다. 불행히도, GSM/EDGE 트랜시버에 대한 단일 칩 구현에는, 특히 전력 제어 폐루프를 사용하여 송신기의 출력 전력을 제어하는 시스템에서는 많은 설계 난점이 있다. 예컨대, 트랜시버 컴포넌트와 동일한 칩 상에 폐루프 전력 제어 시스템을 구현하는 경우에는 그 컴포넌트들 간의 무선 주파수(RF) 온 칩 분리 요구가 트랜시버 성능에 영향을 미치는 주요인이 되고 있다.
휴대형 통신 기술의 진보들 중 하나는 낮은 중간 주파수(IF) 수신기와 직접 변환 수신기(DCR) 구현으로의 움직임이다. 낮은 IF 수신기는 무선 주파수(RF) 신호를 종래 수신기의 IF보다 낮은 중간 주파수로 변환한다. 직접 변환 수신기는 수신된 무선 주파수(RF) 신호를 중간 주파수(IF)로 먼저 변환하지 않고 기저 대 역(DC)으로 바로 하향 변환한다. 직접 변환 수신기의 한 가지 이점은 중간 주파수 변환을 이용하는 시스템에서 고가의 필터 부품을 사용할 필요가 없다는 것이다.
낮은 IF 수신기나 직접 변환 수신기를 이용하게 되면 많은 수신기 부품과 동일한 디바이스 상에 배치될 수 있는(즉, "온 칩") 전자 회로를 이용하여 필터 부품을 구현할 수가 있다. 직접 변환 수신기 구현에 있어서는 고차(예컨대, 5차 또는 그 이상의) 능동 필터를 사용하여 수신 신호를 RF에서 DC로 변환한다. 불행히도 이러한 필터는 수신기 부품과 동일한 디바이스 상의 전자 회로를 이용하여 구현되기 때문에 필터는 수신 신호에 상당한 잡음을 부가하게 된다. 부가된 잡음은 수신기의 감도를 떨어뜨리기 때문에 그와 같은 능동 필터를 구현하는 데는 어려움이 많다.
수신 RF 신호를 중간 주파수 신호로 변환하거나 바로 기저 대역 신호로 변환할 때는 하나 이상의 믹서를 사용하여 그 수신 RF 신호를 하향 변환한다. 믹서는 수신 RF 신호를 "국부 발진기(LO)" 신호라 불리는 기준 신호와 결합한다. 그 결과의 신호는 상이하고 통상적으로 저주파에서 수신된 신호이다. 현재 사용되고 있는 한 가지 믹서 기술은 "부고조파(subharmonic)" 믹서라 불리는 것이다. 부고조파 믹서는 통상적으로 시스템 LO 신호의 1/2 정도인 저주파 LO 신호를 이용한다. 일반적으로 부고조파 믹서는 낮은 "자기 혼합(self-mixing)" 성분을 제공하고, 일반적으로 시스템 안테나로의 피드백을 감소시키거나 제거한다. 불행히도 저잡음 증폭기(LNA)의 출력에서는 차단 신호가 증폭되어, 차단 신호를 하향 변환하는 믹서 코어에 결합되어 기저 대역에서 원하는 신호를 변질시킨다.
게다가 수신기의 IP2(2차 차단점) 성능은 제한되어 있고, 칩 상에 추가 면적을 요하고, 복잡성을 증가시키고 제조 교정(manufacturing calibration)을 요하는 IP2 보정법을 이용하지 않고서는 그 성능을 개선하기 어렵다.
<발명의 개요>
본 발명의 실시예들은 완전 차동 직접 변환 수신 체인, 상기 수신 체인 내에서 무선 주파수(RF) 입력 신호와, 공칭 45도만큼 위상 시프트된 국부 발진기(LO) 신호를 수신하도록 구성된 부고조파 믹서, 및 전압 제어 발진기와, 원하는 수신 LO 신호를 발생하는 적어도 하나의 분주기를 구비한 합성기를 포함하는 차동 무선 주파수(RF) 수신기를 제공한다.
다른 실시예들도 제공된다. 본 발명의 다른 시스템, 방법, 특징 및 이점은 하기의 상세한 설명과 첨부 도면을 통해서 당업자에게 명백하게 드러날 것이다. 그와 같은 추가적인 시스템, 방법, 특징 및 이점은 본 명세서에 포함되며 본 발명의 범위에 속하며, 청구 범위에 의해 보호되어야 한다.
본 발명은 첨부 도면을 참조하면 더욱 잘 이해될 것이다. 도면에 도시된 구성 요소들은 반드시 일정 비율로 그려진 것은 아니며, 대신 본 발명의 원리를 명백히 나타내기 위해 강조하여 도시되어 있다. 더욱이, 도면 전체를 통해 동일 도면 부호는 동일 구성 요소를 지시한다.
도 1은 간략화된 휴대형 트랜시버를 도시한 블록도.
도 2는 도 1의 수신기를 도시한 개략도.
도 3은 도 1의 합성기의 개략도.
도 4는 도 1의 수신기를 보다 상세히 도시한 블록도.
도 5는 도 4의 부고조파 믹서의 실시예를 도시한 개략도.
도 6은 도 4의 부고조파 믹서의 다른 실시예를 도시한 개략도.
도 7은 도 4의 부고조파 믹서의 다른 실시예를 도시하는 개략도
도 8은 간략화된 LNA 및 하나의 LNA에 대한 믹서 회로를 갖고 동일 위상(I) 신호 성분을 처리하기 위한 수신기를 도시한 개략도.
특별히 GSM 통신 시스템을 작동시키는 휴대형 트랜시버에 관련하여 설명하겠지만, 부고조파 믹서를 구비한 직접 변환 수신기는 바람직하게는 직접 변환 수신기를 구비한 임의의 시스템에서 구현될 수 있다.
부고조파 믹서를 갖는 직접 변환 수신기는 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합으로 구현될 수 있다. 하드웨어로 구현하는 경우에는 부고조파 믹서를 갖는 직접 변환 수신기는 특수한 하드웨어 요소와 로직을 이용하여 구현될 수 있다. 부고조파 믹서를 갖는 직접 변환 수신기를 부분적으로 소프트웨어로 구현하는 경우에는 수신기의 각종 컴포넌트를 정밀하게 제어하기 위해 소프트웨어의 일부를 사용할 수 있다. 소프트웨어는 메모리에 저장되어 적당한 명령어 실행 시스템(마이크로프로세서)에 의해 실행될 수 있다. 부고조파 믹서를 갖는 직접 변환 수신기의 하드웨어 구현은, 본 기술 분야에서 잘 알려진 이하의 기술들: 개별 전자 컴포넌트, 데이터 신호에 대한 논리 기능을 구현하기 위한 로직 게이트 를 구비한 개별 로직 회로(들), 적당한 로직 게이트를 구비한 주문형 집적회로(ASIC), 프로그래머블 게이트 어레이(들)(PGA), 필드 프로그래머블 게이트 어레이(FPGA) 등에서 어느 하나 또는 이들의 조합을 포함할 수 있다.
부고조파 믹서를 갖는 직접 변환 수신기용 소프트웨어는 논리 기능을 구현하기 위한 일련의 실행가능 명령어들을 포함하고, 컴퓨터 기반 시스템이나 프로세서 내장 시스템, 또는 명령어 실행 시스템, 장치 또는 디바이스로부터 명령어들을 페치하여 그 명령어들을 실행할 수 있는 기타 다른 시스템과 같은 명령어 실행 시스템, 장치 또는 디바이스에 의해 또는 이들과 관련하여 사용하기 위한 임의의 컴퓨터 판독가능 매체로 구체화될 수 있다.
본 명세서에서 "컴퓨터 판독가능 매체"는 명령어 실행 시스템, 장치 또는 디바이스에 의해 또는 이들과 관련하여 사용하기 위한 프로그램을 포함하거나 저장하거나 통신하거나 전파하거나 운송할 수 있는 임의의 수단일 수 있다. 예컨대 컴퓨터 판독가능 수단은 전자, 자기, 광학, 전자기, 적외선 또는 반도체 시스템, 장치, 디바이스, 또는 전파 매체일 수 있으나, 이들에 한정되는 것은 아니다. 컴퓨터 판독가능 매체의 추가의 특정 예(다른 것을 배제하지 않음)로는 하나 이상의 배선을 구비한 전기적 연결부(전자적), 휴대형 컴퓨터 디스켓(자기적), RAM(random access memory), ROM(read-only memory), EPROM(erasable programmable ROM) 또는 플래시 메모리(자기적), 광파이버(광학적), 그리고 휴대형 CDROM(compact disc ROM)(광학적)이 있다. 컴퓨터 판독가능 매체는 심지어, 프로그램이 예컨대 종이나 기타 다른 매체의 광 스캐닝을 통해 전자적으로 캡쳐되어, 편집, 해석되거나, 필요한 경우 적당한 방식으로 처리되어 컴퓨터 메모리에 저장될 수 있음에 따라, 프로그램이 프린트되는 종이나 기타 다른 적당한 매체가 될 수 있다.
도 1은 간략화된 휴대형 트랜시버(100)를 도시한 블록도이다. 휴대형 트랜시버(100)는 스피커(102), 디스플레이(104), 키보드(106) 및 마이크로폰(108)을 포함하며, 이들은 모두 기저 대역 서브 시스템(110)에 연결되어 있다. 특정 실시예에서, 휴대형 트랜시버(100)는 예컨대 모바일 셀룰러형 전화와 같은 휴대형 원격 통신 핸드셋일 수 있으나 이에 제한되지 않는다. 스피커(102)와 디스플레이(104)는, 당업자에게 공지된 바와 같이, 각각 연결부(112, 114)를 통해 기저 대역 서브 시스템(110)으로부터 신호를 수신한다. 마찬가지로, 키보드(106)와 마이크로폰(108)는 각각 연결부(116, 118)를 통해 기저 대역 서브 시스템(110)에 신호를 공급한다. 기저 대역 서브 시스템(110)은 버스(128)를 통해 서로 통신하는 마이크로프로세서(μP)(120), 메모리(122), 아날로그 회로(124) 및 디지털 신호 처리기(DSP)(126)를 포함한다. 버스(128)는, 이 도면에는 단일 연결부로서 도시되어 있지만, 필요에 따라 기저 대역 서브 시스템(110) 내의 서브 시스템들 간에 연결된 여러 개의 버스들을 이용하여 구현될 수 있다. 마이크로프로세서(120)와 메모리(122)는 휴대형 트랜시버(100)에 신호 타이밍, 처리 및 저장 기능을 제공한다. 부고조파 믹서를 갖는 직접 변환 수신기가 부분적으로 소프트웨어로 구현되는 경우에는 메모리(122)도 마이크로프로세서(120), DSP(126) 또는 기타 다른 프로세서가 실행할 수 있는 트랜시버 소프트웨어(155)를 포함한다.
아날로그 회로(124)는 기저 대역 서브 시스템(110) 내의 신호들에 대해 아날 로그 처리 기능을 제공한다. 기저 대역 서브 시스템(110)은 버스(128)를 통해 무선 주파수(RF)/혼합 신호 디바이스(mixed signal device: MSD) 서브 시스템(130)과 통신한다.
RF/MSD 서브 시스템(130)은 아날로그와 디지털 컴포넌트를 모두 갖고 있다. RF/MSD 서브 시스템(130)은 일반적으로 수신기(200), 합성기(300) 및 송신기(400)를 포함한다. 이 예에서는 RF/MSD 서브 시스템(130)은 아날로그-디지털 변환기(134)를 포함하며, 송신기(400)는 하나 이상의 디지털-아날로그 변환기(DAC)(142, 144)를 포함한다.
일 실시예에서 기저 대역 서브 시스템(11)은 RF/MSD 서브 시스템(130)에 (아날로그 전압 신호로서 공급되며, VAPC로 지칭되는) 자동 전력 제어 신호를 공급한다. 단일 연결부(132)로서 도시되었지만, 제어 신호는 DSP(126)나 마이크로프로세서(120)나 다른 요소로부터 발생하며, DAC(142)에 의해 RF/MSD 서브 시스템(130)내의 여러 지점으로 공급된다. 간단하게 하기 위하여 휴대형 트랜시버(100)의 기본 컴포넌트들만 도시되어 있음을 주의해야 한다.
ADC(134), DAC(142) 및 DAC(144)도 버스(128)를 통해 마이크로프로세서(120), 메모리(122), 아날로그 회로(124) 및 DSP(126)와 통신한다. DAC(144)는 기저 대역 서브 시스템(110) 내의 디지털 통신 정보를 아날로그 신호로 변환하고, 송신기(400)는 그 아날로그 신호를 연결부(140)를 통해 송신한다. 2개의 화살표로 나타낸 연결부(140)는 디지털 영역에서 아날로그 영역으로의 변환 후에 RF/MSD 서 브 시스템(130)이 전송할 정보를 포함한다.
DAC(144)는 정보 신호의 기저 대역 동일 위상(I) 성분과 직각 위상(Q) 성분 또는 위상과 진폭 성분 상에서 동작할 수 있다. I 및 Q 신호의 경우에 변조기(146)는 공지된 I/Q 변조기이고, 위상 및 진폭 성분의 경우에는 변조기(146)는 위상 성분만을 이용하는 위상 변조기로서 동작하고 진폭 성분은 그대로 전력 제어 요소(145)로 보낸다. DAC(142)는 여러 가지 다른 제어 신호를 연결부(132)를 통해 RF/MAD 서브 시스템(130) 내의 여러 컴포넌트에 공급한다.
변조기(146)는 DAC(144)로부터 수신된 I 및 Q 정보 신호나 위상 정보 신호를, 연결부(156)를 통해 합성기(300)가 제공하는 "국부 발진기" 또는 "LO" 신호로 불리는 주파수 기준 신호로 변조한다. 이 예에서 변조기(146)는 업컨버터(154)의 일부이나 반드시 필요한 것은 아니다.
변조기(146)는 또한 연결부(138) 상의 원하는 진폭 변조(AM) 신호 성분만을 포함하는 중간 주파수(IF) 신호를 연결부(138)를 통해 전력 제어 요소(145)로 공급한다. 연결부(138)를 통해 변조기가 공급한 AM 신호는 먼저 RF 서브 시스템(130)과 연관된 기준 가변 이득 요소에 공급된다. 변조기(146)가 공급하는 AM 신호는 후술하는 기준 가변 이득 요소에 기준 신호로서 공급되는 일정한(평균) 전력 레벨을 가진 중간 주파수(IF) AM 신호이다.
후술할 합성기(300)는 업컨버터(154) 변조 신호를 변환할 적당한 주파수를 결정한다. 이러한 실시예에서, 합성기는 예컨대 대략 2.5 내지 3.0 기가헤르츠(GHz)의 중심 주파수에서 동작하는 하나의 전압 제어 발진기(VCO)와, 원하는 LO 신호를 송신기(400)와 수신기(200)에 제공하는 분주기만을 사용한다.
업컨버터(154)는 적당한 송신 주파수에서 위상 변조 신호를 연결부(158)를 통해 전력 증폭기(160)에 공급한다. 전력 증폭기(160)는 연결부(158) 상의 위상 변조 신호를 적당한 전력 레벨로 증폭하여 연결부(162)를 통해 안테나(164)로 송신한다. 예시적으로 스위치(166)는 연결부(162) 상의 증폭된 신호를 안테나(164)로 전송할 것인지 또는 안테나(164)로부터 수신한 신호를 필터(168)에 공급할 것인지 여부를 제어한다. 스위치(166)의 동작은 연결부(132)를 통해 기저 대역 서브 시스템(110)으로부터의 제어 신호에 의해 제어된다.
일 실시예에서, 연결부(162) 상의 증폭된 송신 신호 전력의 일부는 연결부(170)를 통해 전력 제어 요소(145)에 공급될 수 있다. 이러한 실시예에서, 전력 제어 요소(145)는 연속한 전력 제어 피드백 폐루프를 구성하며, 연결부(158) 상의 신호가 증폭되어야 하는 전력에 대해 전력 증폭기(160)에게 지시하는 정보 신호를 연결부(172) 상에 공급한다. 또한 전력 제어 요소(145)는 연결부(198)를 통해 합성기(300)로부터 LO 신호를 수신한다. 이러한 실시예에서, 단일 VCO를 가진 합성기(300)는 필요한 LO 신호 전부를 수신기(200)와 송신기(400)에 공급한다.
안테나(164)에 의해 수신된 신호는 기저 대역 서브 시스템(110)에 의해 결정된 적당한 시점에서 스위치(166)를 통해 수신 필터(168)로 보내질 수 있다. 수신 필터(168)는 수신된 신호를 필터링하여 필터링된 신호를 연결부(174)를 통해 저잡음 증폭기(LNA)(176)에 공급한다. 도 1에는 하나의 LNA(176)만이 도시되어 있지만, 통상적으로는 휴대형 트랜시버(100)가 동작하는 주파수 또는 주파수들에 따라 서 복수의 LNA가 사용될 수 있음을 이해해야 한다. 수신 필터(168)는 휴대형 트랜시버(100)가 동작하는 특정 셀룰러 시스템의 모든 채널을 통과하는 대역통과 필터일 수 있다. 일 예로서, 900 MHz GSM 시스템에 대해서는 수신 필터(168)는 각각 200 kHz의 175개의 인접 채널 모두를 포함하는 925.1 MHz에서 959.9 MHz에 이르는 모든 주파수를 통과시킬 것이다. 수신 필터(168)의 목적은 모든 원하는 영역 밖에 있는 주파수를 제거하는 것이다. LNA(176)는 연결부(174) 상의 매우 약한 신호를, 다운컨버터(178)가 그 신호를 송신 주파수에서 다시 기저 대역 주파수로 변환할 수 있는 레벨까지 증폭시킨다. 또는 LNA(176)와 다운컨버터(178)의 기능은 예컨대 저잡음 블록 다운컨버터(LNB)와 같은 (이에 한정되지 않음) 다른 요소를 이용하여 달성될 수 있다. 이 예에서, 수신기(200)는 수신된 RF 신호가 바로 기저 대역 신호로 하향 변환되는 직접 변환 수신기(DCR)로서 동작한다. 일 실시예에서, LNA(176)는 완전 차동형이며, LNA(176)의 입력에서 큰 전계가 제거되도록 전압 이득을 이용하지 않고 인덕턴스 및 발룬스(baluns) 없이 동작한다.
다운컨버터(178)는 연결부(180)를 통해 합성기(300)로부터 하나 이상의 LO 신호를 수신한다. 이러한 실시예에서, LO 신호의 위상은 대략 45도 정도 시프트되어 수신 신호 경로에서 다상 필터 또는 큰 인덕턴스를 사용하지 않고 동일 위상 및 직각 위상 수신 신호의 주파수 변환을 제공한다. 합성기(300)는 연결부(182)를 통해 LNA(176)로부터 수신된 신호가 하향 변환될 주파수를 결정한다. DCR의 경우에 수신 신호는 기저 대역(DC) 또는 거의 기저 대역으로 바로 변환된다. 다운컨버터(178)는 하향 변환된 신호를 연결부(184)를 통해 "IF 필터"라고도 불리는 채널 필터(186)로 보낸다. 채널 필터(186)는 원하는 채널만을 선택하고 나머지는 제거한다. 일례로서 GSM 시스템을 사용하면 실제로는 175개의 인접 채널들 중 하나만 수신될 것이다. 모든 채널이 수신 필터(168)를 통과하고 다운컨버터(178)에 의해 주파수가 하향 변환된 후에는, 원하는 하나의 채널만이 채널 필터(186)의 중심 주파수에 정확히 나타날 것이다. 합성기(300)는 연결부(180)를 통해 다운컨버터(178)에 공급된 국부 발진 주파수를 제어함으로써 그 선택된 채널을 결정한다. 복조기(194)는 송신된 아날로그 정보를 재생하여 이 정보를 나타내는 신호를 연결부(196)를 통해 ADC(134)에 공급한다. ADC(134)는 이들 아날로그 신호를 기저 대역 주파수의 디지털 신호로 변환하고 이를 버스(128)를 통해 DSP(126)로 전송하여 여기서 더 처리한다.
도 2는 도 1의 수신기(200)를 도시한 개략도이다. 도 2의 수신기(200)는 주로 수신기(200)에 관련된 GSM/EDGE 트랜시버 구조의 개념을 설명하기 위해 간략하게 도시되어 있다. 수신기(200)는 LNA부(176)와, 믹서(250)와 동일 위상 및 직각 위상 모두를 이용하여 도시된 다운컨버터부와, 필터 요소(274, 276)를 포함한다. 이러한 실시예에서, LNA부(176)는 LNA(212, 214, 216, 218)를 포함하며, 각 LNA는 특정 송신 주파수 대역의 신호를 수신하도록 설계되어 있다. LNA(212, 214, 216, 218)와, 수신기 내의 모든 요소들(후술함)은 완전 차동형이므로, 차동 변환 회로에 대한 싱글 엔디드(single ended)의 필요성을 제거한다. 이 예에서, LNA(212, 214)는 GSM(850 MHz)/EGSM(900 MHz)GSM 통신 대역에서 동작하고, LNA(216, 218)는 PCS(1900MHz)/DCS(1800MHz) 통신 대역에서 동작한다. LNA(212)는 연결부(202)를 통해 차동 850 MHz 수신 신호를 수신하도록 설계되고, LNA(214)는 연결부(204)를 통해 차동 900 MHz 수신 신호를 수신하도록 설계되어 있다. LNA(216)는 연결부(206)를 통해 차동 1800 MHz 수신 신호를 수신하도록 설계되고, LNA(218)는 연결부(208)를 통해 차동 1900 MHz 수신 신호를 수신하도록 설계되어 있다. LNA(212, 214, 216, 218)의 출력은 연결부(182)를 통해 믹서(250)에 바로 공급된다.
부고조파 믹서(250)를 사용하여 RF 신호를 기저 대역으로 바로 하향 변환한다. 부고조파 믹서는 LO 자기 혼합으로 인해 발생한 DC 오프셋을 감소시킨다. 위상 시프트 LO 신호들을 서로 간에 공칭 45도로 위상 시프트시킴으로써 동일 위상 및 직각 위상 신호가 생성된다. 이 방식에서는 RF 경로에서 "다상(poly-phase) 필터"를 사용할 필요가 없으므로 RF 경로에서 이 다상 필터로 인한 손실을 피할 수 있다. 위상 시프트 LO 신호(이것의 발생에 대해서는 후술함)를 이용하면, 수신기(200)는 RF 경로에서 손실이 있는 "다상" 필터가 필요없게 된다. 종래에는 동일 위상 및 직각 위상 하향 변환을 달성하기 위하여 수신 RF 신호의 위상은 하나 이상의 다상 필터 네트워크에 의해 시트프되었다. 다상 신호의 손실을 보상하기 위해서는 RF 신호를 부고조파 믹서에 인가하기 전에 먼저 증폭시켜야 한다(이는 여분의 전류를 필요로 할 뿐만 아니라 IP2 2차 차단점을 저하시킴). 여기서 설명되는 GSM/EDGE 트랜시버 구조에서는, 믹서(250)는 위상 시프트 LO 신호를 이용하여 하향 변환을 실시하므로 다상 필터가 필요 없게 된다. 위상 시프트 LO 신호를 이용하면 LNA(212, 214, 216, 218)의 출력은 결합되어 단일 믹서(250)에 공급될 수 있다. 이에 따라 다이 크기가 감소되며 수신기 설계도 간단하게 된다. 이러한 실시예에 서, LNA부(176)의 입력으로부터 믹서(250)의 출력으로의 신호 경로는 완전히 차동적이므로, DC 오프셋, 수신기 자기 혼합(self-mixing), 동일 위상 채널과 직각 위상 채널 간의 주파수 변동을 감소시키고, 신호 대 잡음비(s/n)의 저하와 수신 경로를 통한 송신 신호의 누설을 최소화할 수 있다.
더욱이, RF 경로에서 다상 필터들에 기인하는 손실이 없기 때문에, 수신기(200)에서 추가적인 증폭이 이용되지 않고, 이에 따라 수신기(200)의 전력 소모가 최소화된다.
믹서(250)는 동일 위상 믹서 요소(252)와 직각 위상 믹서 요소(254)를 포함한다. 동일 위상 믹서 요소(252)는 믹서 코어(256, 258)를 포함한다. 직각 위상 믹서 요소(254)는 믹서 코어(262, 264)를 포함한다. 수신 RF 신호는 연결부(182)를 통해 믹서 코어(256, 258, 262, 264)에 연결된다. 믹서 코어(256, 258, 262, 264)는 합성기(300)로부터 위상 시프트 LO 신호를 수신하는데, 이에 대해서는 뒤에자세히 설명한다. 위상 시프트 LO 신호를 이용하면 믹서에 공급된 RF 입력 신호는 변하지 않고 그대로 이므로 RF 경로 내의 (하나 이상의 다상 필터같은) 위상 시프팅 네트워크가 필요없게 된다. 더욱이, 완전 차동 LNA부(176)와 단일 믹서(250)를 이용하면 수신기(200)의 제2 차단점(IP2) 성능이 IP2 교정이 필요없는 포인트까지 실질적으로 향상된다.
고역(1800MHz/1900MHz) 및 저역(850MHz/900MHz) 모두에 대해 단일 믹서(250)를 이용할 수 있기 때문에 수신기(200)가 차지하는 다이 면적이 최소화될 수 있고, 수신기(200)가 구성되는 집적 회로의 레이아웃을 단순화할 수 있다. 더욱이, 집적 회로의 레이아웃을 단순화하게 되면, 기생 용량을 최소화할 수 있고, 2개 이상의 믹서를 사용하는 경우보다 수신기 설계를 더욱 대칭적으로 할 수 있고, 여러 가지 수신 대역에 대해 이득 수신 교정을 단순화하고 최소화할 수가 있다. 더욱이, 믹서(250) 앞에서 RF 신호의 전압을 최소화하게 되면, 믹서(250)의 LO 포트에 큰 RF 전압이 걸리는 경우에 발생할 수 있는 RF 자기 혼합을 최소화하는데 도움이 된다. 더욱이, 다운컨버터의 입력에서 그 출력으로의 (즉, LNA부(176)로의 입력으로부터 동일 위상 및 직각 위상 이득 및 필터 요소(274, 276)의 출력으로의) 완전 차동 경로에 의해서 입력 신호의 포지티브 및 네거티브 반파형의 비대칭 아날로그 처리에 관련된 다른 IP2 메카니즘이 최소화될 수 있다.
이러한 실시예에서, 믹서 코어(256)에는 0도 및 180도 LO 신호가 공급되고, 믹서 코어(258)에는 90도 및 270도 LO 신호가 공급되고, 믹서 코어(262)에는 45도 및 225도 LO 신호가 공급되고, 믹서 코어(264)에는 135도 및 315도 LO 신호가 공급된다. 동일 위상 믹서 요소(252)의 차동 출력은 연결부(270)를 통해 동일 위상 이득 및 필터 요소(274)에 공급되고, 직각 위상 믹서 요소(254)의 차동 출력은 연결부(272)를 통해 직각 위상 이득 및 필터 요소(276)에 공급된다. 기저 대역 이득 및 필터링 요소(274, 276)로서 설명된 수신기(200)의 기저 대역부는 수신기(200)가 GSM 표준과 DC 오프셋 보상(DCOC)을 충족할 수 있도록 하는 이득 채널 선택 필터링을 제공한다. 공지된 바와 같이 여러 개의 필터링단과 이에 이어진 이득단이 사용된다.
동일 위상 이득 및 필터 요소(274)의 차동 출력과 직각 위상 이득 및 필터 요소(276)의 차동 출력은 연결부(196)를 통해 ADC(134)(도 1)에 공급되어, 디지털 영역으로 변환된 후에 기저 대역 서브 시스템(110)에서 더 처리되게 된다.
도 3은 도 1의 합성기(300)의 개략도이다. 합성기(300)는 대략 2.5 내지 3.0 기가헤르츠(GHz) 주파수 범위에서 동작하도록 설계된 전압 제어 발진기(VCO)(302)를 포함하며, 일 실시예에서는, 대략 2.8 GHz의 중심 주파수와 대략 +/- 250 메가헤르츠(MHz)의 조정 범위를 갖고 있다. VCO(302)의 출력은 연결부(304)를 통해 분주기(306)에 공급된다. 이러한 실시예에서, 높은(1800/1900) 주파수 대역에서 고역 동작을 위해 사용되는 경우에는 분주기(306)는 연결부(304) 상의 입력 주파수를 1로 나눈다. 낮은(850/900) 주파수 대역에서 저역 동작을 위해 사용되는 경우에는 분주기(306)는 연결부(304) 상의 입력 주파수를 2로 나눈다.
수신기(200)에 신호를 공급하기 위해 사용되는 경우에는 분주기(306)의 출력은 연결부(314)를 통해 다른 분주기(320)로 보내진다. 분주기(320)는 연결부(314) 상의 신호의 주파수를 3으로 나누고, 그 출력을 연결부(322, 324, 326)를 통해 위상 결합기(330)에 공급한다.
대략 2.8 GHz에서 동작하는 VCO(302)이 사용, 및 분주기(306, 320)는 합성기(300)에서 주파수 체배기가 필요하지 않게 한다. 주파수 체배기와 비교해서 분주기는 집적 회로 칩 상의 다이 면적이 작고, 잡음도 덜 발생하고, 전력 소모도 적다. 분주기(306, 320)는 일반적으로 입력 신호의 위상 정밀도를 유지하면서 넓은 동작 범위를 제공하고 일관된 고조파 내용을 제공한다.
분주기(306)의 /2 저역 출력은 연결부(316)를 통해 위상 고정 루 프(PLL)(308)에 공급된다. 이러한 실시예에서, 위상 고정 루프(308)는 델타-시그마 분수 N 위상 고정 루프이다. 위상 고정 루프(308)의 출력은 연결부(318)를 통해 VCO(302)에 피드백으로서 공급된다.
수신 모드에서 위상 결합기(330)는 부고조파 믹서(250)(도 2)에 공급되는 1/2 LO 위상 시프트 LO 신호를 발생한다. 위상 결합기(330)는 다상 필터 네트워크에 비해 다이 상에 차지하는 면적이 훨씬 작고 전력 소모도 작고, 연결부(332) 상에 정확한 45도 위상 시프트 신호를 공급한다. 이러한 실시예에서, 이 위상 결합기는 부고조파 믹서(250)(도 2)에서 RF 신호를 하향 변환하기 위하여 0, 45, 90, 135, 180, 225, 270, 및 315도 LO 신호를 공급한다. 위상 결합기(330)는 연결부(322, 324, 326)에서 IF 신호를 수신한다. 연결부(322) 상의 신호의 위상은 0도이고, 연결부(324) 상의 신호의 위상은 60도이고, 연결부(326) 상의 신호의 위상은 120도이다. 위상 결합기(330)는 분주기(320)의 3개 출력으로 나누어진 3개의 위상, 즉 0, 60 및 120도를 수신한다. 이들 0, 60 및 120도 위상으로부터 0 및 90도(서로에 대해 상대적임) 신호가 발생된다. 0 및 90도 신호로부터 0, 45, 90, 135, 180, 225, 270 및 315도 신호가 발생된다. 이와 같은 신호 발생은 위상 결합기(330)에서 일어난다.
연결부(324) 상의 분주기(320)의 출력은 송신기(400)의 컴포넌트에도 공급되는데, 이 컴포넌트들은 합성기(300)에 대한 설명을 용이하게 하기 위하여 도 3에 도시되어 있다. 송신기(400)의 부분들은 참고로 도시되어 있다. 합성기(300)에 속하는 것으로서, 송신기(400)는 I/Q 변조기 제산기(350)와 LO 체배기 요소(340)를 포함한다. LO 체배기 요소(340)는 송신기(400) 내에 배치된 믹서에 주파수 기준 LO 신호를 공급하는데, 이에 대해서는 후술한다. 고역 동작에 있어서 LO 체배기 요소(340)는 연결부(324) 상의 신호에 2의 인수를 곱하고, 그 곱해진 신호를 연결부(342)(도 1에서의 연결부(198))를 통해 송신기(400)에 공급한다. 저역 동작에 있어서는 LO 체배기 요소(340)는 연결부(324) 상의 신호에 1의 인수를 곱하고, 그 신호를 연결부(342)(도 1에서의 연결부(198))를 통해 송신기(400)에 공급한다.
I/Q 변조기 제산기(350)는 연결부(312)에서 분주기(306)의 출력을 수신하고 이에 따라 동작하여 적당한 LO 신호를 연결부(352, 354, 356)를 통해 변조기(146)(도 1)에 공급한다. I/Q 변조기 제산기(350)는 변조기 구현에 따라서 여러 가지 제산 인수를 이용하여 구현될 수 있다. 일 실시예에서, I/Q 변조기 제산기(350)는 4.25, 4.5, 4.75 또는 5로 나누도록 프로그램될 수 있는 제1 단과 6으로 나누도록 프로그램될 수 있는 제2 단을 갖도록 구현된다. 다른 실시예에서, I/Q 변조기 제산기(350)는 3.25, 3.5, 3.75 또는 4로 나누도록 프로그램될 수 있는 제1 단과 6로 나누어지도록 프로그램될 수 있는 제2 단을 갖도록 구현된다. 적어도 두 가지 제산 옵션을 갖게 되면 송신 주파수 계획의 유연성이 최대화될 수 있다. 이런 식으로, 동일한 RF 송신 주파수가 UHF LO 주파수와 중간 주파수의 여러 가지 조합으로부터 발생될 수 있다. 그와 같은 유연성은 많은 경우에 서로 다른 주파수의 몇 가지 M×N 곱이 칩에서 공존하여 원치 않는 의사 톤(spurious tone) 또는 톤들을 발생하기 때문에 바람직하다. 원치않는 의사 톤들 때문에 트랜시버는 원근 스펙트럼/의사 방사 요건을 충족시킬 수가 없었다. 이러한 실시예에서, I/Q 변조기 에 대한 IF 발생을 위한 최종 분주기는 변조기(146)(도 1)로서 구현될 가능성이 있는 고조파 억제 I/Q 변조기의 특정 구조로 인해 3이나 4의 배수이다. 일 실시예에서, 변조기(146)는 공칭 90도 이외에 추가적인 ±30도 위상 시프트 LO로 구현될 수 있다. 다른 실시예에서, I/Q 변조기(146)는 3개의 차동 45도 위상 시프트 LO 신호로 구현될 수 있다.
도 4는 도 1의 수신기(200)를 더 상세히 도시한 블록도이다. 도 4에서 수신기는 일반적으로 참조 부호(400)를 이용하여 참조된다. 이러한 실시예에서, 수신기(400)는 GSM LNA(402) 및 PCS LNA(422)를 포함한다. 도 4에서는 GSM LNA(402) 및 PCS LNA(422)는 바이폴라 접합 트랜지스터 기술을 이용하여 구현되는 것으로 도시되어 있다. 그러나, GSM LNA(402) 및 PCS LNA(422)는, 예컨대 전계 효과 트랜지스터(FET) 기술이나 기타 다른 기술을 이용하여 구현될 수도 있다. 이러한 실시예에서, GSM LNA(402)는 트랜지스터(404, 406, 408, 409)를 포함한다. 트랜지스터(408, 409)의 베이스 단자는 각각 연결부(411, 412) 상의 GSM 대역 무선 주파수 입력 신호(GSMinp, GSMinm)에 연결된다. 이 신호들의 표기 중에서 "p"(플러스)와 "n"(마이너스)는 임의적인 것이며 차동 신호임을 나타낸다. GSMinp 및 GSMinm 입력 신호는 차동 신호이다. 트랜지스터(408, 409)의 에미터 단자는 차동 신호에 대해 2개의 인덕터(인덕터(417, 418)) 축퇴(degeneration) 구성으로 배치되어 있으며 접지에 연결된 공통 인덕터(419)를 갖고 있다.
트랜지스터(404, 406)의 베이스 단자는 이 실시예에서는 캐스코드(cascode) 바이어스 신호인 바이어스 신호(Bias_CSCD1)에 연결된다. 트랜지스터(404)의 콜렉 터 단자는 연결부(414) 상에 출력을 제공하며, 트랜지스터(406)의 콜렉터 단자는 연결부(416) 상에 출력을 제공한다.
이러한 실시예에서, PCS LNA(422)는 트랜지스터(424, 426, 428, 429)를 포함한다. 트랜지스터(428, 429)의 베이스 단자는 각각 연결부(431, 432)를 통해 PCS 대역 무선 주파수 입력 신호(PCSinp, PCSinm)에 연결된다. PCSinp 및 PCSinm 입력 신호는 차동 신호이다. 트랜지스터(428, 429)의 에미터 단자는 차동 신호에 대해 2개의 인덕터(인덕터(447, 448)) 축퇴 구성으로 배치되어 있으며 접지에 연결된 공통 인덕터(449)를 갖고 있다.
트랜지스터(424, 426)의 베이스 단자는 이 실시예에서는 캐스코드 바이어스 신호인 바이어스 신호(Bias_CSCD2)에 연결된다. 트랜지스터(424)의 콜렉터 단자는 연결부(414) 상에 출력을 제공하며, 트랜지스터(426)의 콜렉터 단자는 연결부(416) 상에 출력을 제공한다.
연결부(414, 416)는 각각 연결부(434, 436)를 통해 공급 전압원(Vcc)에 연결된다. 연결부(434)는 저항(437)에 연결되며, 연결부(436)는 저항기(438)에 연결된다. 저항기(437, 438)는 GSM LNA(402) 및 PCS LNA(422) 내의 트랜지스터들 간에 공유된 저항성 부하를 제공한다. 저항기(437, 438)가 제공하는 저항성 부하는 차동 LNA(402, 422)에 높은 임피던스로서 나타난다.
커패시터(441, 442)는 각각 연결부(414, 416)에 연결된다. 커패시터(441, 442)는 직류(DC) 신호가 부고조파 믹서(472, 474)로 들어오는 것을 막는다. 커패시터(441, 442)는 RF 전류를 GSM LNA(402) 및 PCS LNA(422)로부터 부고조파 믹 서(472, 474)로 폴딩하여 부고조파 믹서(472, 474)에 저임피던스를 제공한다. 더욱이, LNA에 의해 RF 신호를 전류로 변환한 후에는 커패시터(441, 442)는 그 LNA에서 생긴 임의의 2차 비선형을 제거하여 2차 혼변조(intermodulation)(IM2)를 최소화함으로써 IP2 성능을 개선한다. IM2는 2차 차단점(IP2)을 발생시킨다.
부고조파 믹서와 직렬로 배치된 커패시터(441, 442)에 의해 부고조파 믹서에 제공된 입력 임피던스는 저항기(437, 438)에 의해 부고조파 믹서에 제공된 임피던스보다 낮다. 그러므로, 전류의 대부분은 커패시터(441, 442)를 통해 저항(437 또는 438)이 아닌 믹서 입력부로 흐를 것이다. 이런 식으로, 커패시터(441, 442)는 RF 입력 신호에 낮은 임피던스 경로를 제공하며, 따라서 전류 모드에 있는 RF 입력 신호는 부고조파 믹서(472, 474)를 통과할 것이다.
수신기(400)는 또한 전류원(450)을 포함한다. 전류원(450)은 부고조파 믹서(472, 474)에 전류를 공급한다. 전류원(450)은 바이폴라 접합 트랜지스터 기술을 이용하여 구현되는 것으로 도시되어 있지만, 전류원(450)은 예컨대 FET 기술과 같은 다른 기술을 이용하여 구현될 수 있다. 전류원(450)은 각각 저항기(456, 457, 458)을 통해 공통 기준에 연결된 에미터 단자를 가진 트랜지스터(451, 452, 454)를 포함한다. 트랜지스터(451)의 콜렉터 단자는 공급 전압원(Vcc)에 연결된다. 트랜지스터(452)의 콜렉터 단자는 연결부(446)에 연결되고, 트랜지스터(454)의 콜렉터 단자는 연결부(444)에 연결된다. LNA(402, 422)으로부터의 RF 전류 신호는 연결부(444, 446) 상에 공급된다. 이 예에서, 차동 신호들 중 하나는 연결부(444)에 공급되고, 다른 차동 신호는 연결부(446) 상에 공급되지만, 이러한 지정 은 임의적인 것이다.
LNA(402, 422)에 의해 연결부(444, 446) 상에 공급된 차동 신호는 모두 부고조파 믹서(472, 474) 각각에 공급된다. 이러한 실시예에서, 부고조파 믹서(472)는 직각 위상(Q) 부고조파 믹서이며, 부고조파 믹서(474)는 동일 위상(I) 부고조파 믹서이지만, 이러한 지정은 임의적인 것이다.
(전술한) LO 위생 발생기(330)는 오프셋 위상 LO 신호를 부고조파 믹서(472, 474)에 공급한다. 이 예에서, LO 위상 발생기는 0, 90, 180 및 270도 오프셋 LO 신호를 부고조파 믹서(474)에, 그리고 45, 135, 225 및 315도 오프셋 LO 신호를 부고조파 믹서(472)에 공급한다. LO 경로에서 오프셋 위상 LO 신호를 공급함으로써 RF 경로에서 다상 필터가 제거된다. RF 경로에 다상 필터가 없으면, 수신기의 잡음 성능을 저하시키는 관련 RF 경로 손실이 없게 되고 RF 컴포넌트가 차지하는 다이 면적도 최소화될 수 있다. 게다가 RF 경로 대신에 LO 경로에서 믹서 위상을 시프트하게 되면 RF 전압 진폭이 최소화될 수 있고, 이에 따라 수신기의 IP2 성능이 더 개선될 수 있다.
부고조파 믹서(472)의 출력은 연결부(476, 477)를 통해 차동 신호로서 저역 통과 필터(481)에 공급된다. 연결부(484) 상의 저역 통과 필터(481)의 출력은 차동 기저 대역 직각 위상 신호들 중 하나(BBQp)이며, 연결부(486) 상의 저역 통과 필터(481)의 출력은 다른 차동 기저 대역 직각 위상 신호(BBQm)이다.
부고조파 믹서(474)의 출력은 연결부(478, 479)를 통해 차동 신호로서 저역 통과 필터(482)에 공급된다. 연결부(487) 상의 저역 통과 필터(482)의 출력은 차 동 기저 대역 동일 위상 신호들 중 하나(BBIp)이며, 연결부(488) 상의 저역 통과 필터(482)의 출력은 다른 차동 기저 대역 직각 위상 신호(BBIm)이다.
도 5는 도 4의 부고조파 믹서의 실시예(500)를 도시한 개략도이다. 부고조파 믹서(500)는 바이폴라 접합 트랜지스터 기술을 이용하여 구현되는 것으로 도시되어 있지만, 예컨대 FET 기술과 같은 다른 기술을 이용하여 구현될 수 있다. 더욱이, 도시된 부고조파 믹서(500)는 동일 위상 차동 신호에서 동작하도록 구성되어 있다. 부고조파 믹서(500)는 공통 에미터 구성으로 연결된 트랜지스터(502, 504, 506, 508, 512, 514, 516, 518)를 포함한다. 트랜지스터(504, 514)의 베이스 단자는 0도 LO 신호를 수신하도록 구성되고, 트랜지스터(506, 516)의 베이스 단자는 90도 LO 신호를 수신하도록 구성되어 있다. 트랜지스터(502, 512)의 베이스 단자는 180도 LO 신호를 수신하도록 구성되고, 트랜지스터(508, 518)의 베이스 단자는 270도 LO 신호를 수신하도록 구성되어 있다. 트랜지스터(502, 504, 506, 508)의 에미터 단자는 차동 RF 입력들 중 하나(RFp)에 연결되며, 트랜지스터(512, 514, 516, 518)의 에미터 단자는 다른 차동 RF 입력(RFm)에 연결된다. 차동 기저 대역 동일 위상 출력들 중 하나(BBIp)는 연결부(524)를 통해 트랜지스터(502, 504, 516, 518)의 콜렉터 단자로부터 제공되고, 다른 차동 기저 대역 동일 위상 출력(BBIm)은 연결부(522)를 통해 트랜지스터(506, 508, 512, 514)의 콜렉터 단자로부터 제공된다.
도 6은 도 4의 부고조파 믹서의 다른 실시예(600)를 도시한 개략도이다. 부고조파 믹서(600)는 바이폴라 접합 트랜지스터 기술을 이용하여 구현되는 것으로 도시되어 있지만, 예컨대 FET 기술과 같은 다른 기술을 이용하여 구현될 수 있다. 부고조파 믹서(600)는 도 5의 부고조파 믹서(500)와 유사하지만, 부고조파 믹서(600)는 RF 입력 신호를 부고조파 믹서(600)의 스위칭 코어로부터 더 분리하는 캐스코드 회로를 포함한다. 캐스코드 회로 내의 디바이스들도 그들의 에미터들에서 낮은 입력 임피던스를 제공한다(즉, LNA의 출력은 낮은 임피던스 노드를 겪게 된다).
도시된 부고조파 믹서(600)는 동일 위상 차동 신호에 대해 동작하도록 구성되어 있다. 부고조파 믹서(600)는 공통 에미터 구성으로 연결된 트랜지스터(602, 604, 606, 608, 612, 614, 616, 618)를 포함한다. 트랜지스터(604, 614)의 베이스 단자는 0도 LO 신호를 수신하도록 구성되고, 트랜지스터(606, 616)의 베이스 단자는 90도 LO 신호를 수신하도록 구성되어 있다. 트랜지스터(602, 612)의 베이스 단자는 180도 LO 신호를 수신하도록 구성되고, 트랜지스터(608, 618)의 베이스 단자는 270도 LO 신호를 수신하도록 구성되어 있다. 트랜지스터(602, 604, 606, 608)의 에미터 단자는 캐스코드 트랜지스터(632)의 콜렉터 단자에 연결된다. 캐스코드 트랜지스터(632)의 에미터 단자는 차동 RF 입력들 중 하나(RFp)에 연결된다. 트랜지스터(612, 614, 616, 618)의 에미터 단자는 캐스코드 트랜지스터(634)의 콜렉터 단자에 연결된다. 캐스코드 트랜지스터(634)의 에미터 단자는 다른 차동 RF 입력(RFm)에 연결된다.
차동 기저 대역 동일 위상 출력들 중 하나(BBIp)는 연결부(624)를 통해 트랜지스터(602, 604, 616, 618)의 콜렉터 단자로부터 제공되고, 다른 차동 기저 대역 동일 위상 출력(BBIm)은 연결부(622)를 통해 트랜지스터(606, 608, 612, 614)의 콜 렉터 단자로부터 제공된다. 캐스코드 바이어스 신호(Bias_CSCD)는 연결부(636)를 통해 캐스코드 트랜지스터(632, 634)의 베이스 단자에 공급된다.
도 7은 도 4의 부고조파 믹서의 다른 실시예(700)를 도시한 개략도이다. 부고조파 믹서(700)는 적층형 병렬 토폴로지(topology)라고 한다. 도시된 부고조파 믹서(700)는 동일 위상 차동 신호에 대해 동작하도록 구성되어 있다. 완전한 부고조파 믹서는 직각 위상 신호에 대해 동작하는 추가 회로를 포함할 것이고 45도 만큼 시프트된 LO 입력을 가질 것이다. 부고조파 믹서(700)는 제1 부분(710)과 제2 부분(720)을 포함한다. 제1 부고조파 믹서 부분(710)은 트랜지스터(702, 704, 706, 708, 712, 714, 716, 718)를 포함한다. 트랜지스터(702, 704, 712, 714)의 에미터 단자는 차동 RF 입력들 중 하나(RFp)를 수신하도록 구성되어 있다. 트랜지스터(706, 708, 716, 718)의 에미터 단자는 다른 차동 RF 입력(RFm)을 수신하도록 구성되어 있다.
제2 부분(720)은 트랜지스터(722, 724, 726, 728, 732, 734, 736, 738)를 포함한다. 트랜지스터(722, 724)의 에미터 단자는 트랜지스터(702, 706)의 콜렉터 단자에 연결된다. 트랜지스터(726, 728)의 에미터 단자는 트랜지스터(704, 708)의 콜렉터 단자에 연결된다. 트랜지스터(732, 734)의 에미터 단자는 트랜지스터(712, 716)의 콜렉터 단자에 연결된다. 트랜지스터(736, 738)의 에미터 단자는 트랜지스터(714, 718)의 콜렉터 단자에 연결된다. 기저 대역 차동 출력 신호들 중 하나(BBp)는 트랜지스터(722, 732)의 콜렉터 단자로부터 취해지고, 다른 기저 대역 차동 출력 신호(BBm)는 트랜지스터(728, 738)의 콜렉터 단자로부터 취해진다.
부고조파 믹서(700)의 구조는 IP2 성능을 개선하고, 잡음을 최소화하고, 베이스-에미터 전압 부정합(mismatch), 공통 에미터 스위칭 코어의 기생 용량, 및 전류 부정합에 영향을 거의 받지 않는다.
도 8은 간략화된 LNA 및 하나의 LNA에 대한 믹서 회로를 갖고 동일 위상(I) 신호 성분을 처리하기 위한 수신기를 도시한 개략도이다. 수신기(800)는 PCS 신호 대역에서 동작할 수 있는 것으로 도시된 PCS LNA(802)를 포함한다. 그러나, LNA는 다른 수신 대역에서도 동작가능하다. 도 8에서는 PCS LNA(802)는 바이폴라 접합 트랜지스터 기술을 이용하여 구현되는 것으로 도시되어 있다. 그러나, PCS LNA(802)는, 예컨대 전계 효과 트랜지스터(FET) 기술이나 기타 다른 기술을 이용하여 구현될 수도 있다. 이러한 실시예에서, PCS LNA(802)는 트랜지스터(804, 806, 808, 809)를 포함한다. 트랜지스터(808, 809)의 베이스 단자는 각각 연결부(811, 812)를 통해 PCS 대역 무선 주파수 입력 신호(PCSinp, PCSinm)에 연결된다. PCSinp 및 PCSinm 입력 신호는 차동 신호이다. 트랜지스터(808, 809)의 에미터 단자는 차동 신호에 대해 2개의 인덕터(인덕터(817, 818)) 축퇴 구성으로 배치되어 있으며 접지에 연결된 공통 인덕터(819)를 갖고 있다.
트랜지스터(804, 806)의 베이스 단자는 바이어스 신호(Bias_CSCD2)에 연결된다. 트랜지스터(804)의 콜렉터 단자는 연결부(814) 상에 출력을 제공하며, 트랜지스터(806)의 콜렉터 단자는 연결부(816) 상에 출력을 제공한다.
연결부(814, 816)는 각각 연결부(834, 836)를 통해 공급 전압원(Vcc)에 연결된다. 연결부(834)는 저항기(837)에 연결되며, 연결부(836)는 저항기(838)에 연결 된다. 저항기(837, 838)는 PCS LNA(802) 내의 트랜지스터들 간에 공유된 저항성 부하를 제공한다. 저항기(837, 838)가 제공하는 저항성 부하는 차동 LNA(802)에 높은 임피던스로서 나타난다.
커패시터(841, 842)는 각각 연결부(816, 814)에 연결된다. 커패시터(841, 842)는 직류(DC) 신호가 부고조파 믹서(700)로 들어오는 것을 막는다. 커패시터(841, 842)는 RF 전류를 PCS LNA(802)로부터 부고조파 믹서(700), 전류원(850) 및 캐스코드 트랜지스터 회로(860)로 폴딩하여 부고조파 믹서(700)에 저임피던스를 제공한다. 더욱이, LNA(802)에 의해 RF 신호를 전류로 변환한 후에는 커패시터(841, 842)는 그 LNA(802)에서 생긴 2차 비선형을 제거하여 IP2 성능을 개선한다.
수신기(800)는 또한 전류원(850)을 포함한다. 전류원(850)은 부고조파 믹서(700)에 전류를 공급한다. 전류원(850)은 바이폴라 접합 트랜지스터 기술을 이용하여 구현되는 것으로 도시되어 있지만, 전류원(850)은 예컨대 FET 기술과 같은 다른 기술을 이용하여 구현될 수 있다. 전류원(850)은 각각 저항(856, 857, 858)을 통해 공통 기준에 연결된 에미터 단자를 가진 트랜지스터(851, 852, 854)를 포함한다.
전류원(850)은 캐스코드 트랜지스터 회로(860)에 연결된다. 캐스코드 트랜지스터 회로(860)는 바이폴라 접합 트랜지스터 기술을 이용하여 구현되는 것으로 도시되어 있지만, 캐스코드 트랜지스터 회로(860)는 예컨대 FET 기술과 같은 다른 기술을 이용하여 구현될 수 있다. 캐스코드 트랜지스터 회로(860)는 트랜지스 터(862, 864, 866)를 포함한다. 전류원(850) 내의 트랜지스터(851)의 콜렉터 단자는 캐스코드 트랜지스터 회로(860) 내의 트랜지스터(862)의 에미터에 연결된다. 마찬가지로, 전류원(850) 내의 트랜지스터(852)의 콜렉터 단자는 캐스코드 트랜지스터 회로(860) 내의 트랜지스터(864)의 에미터에 연결되고, 전류원(850) 내의 트랜지스터(854)의 콜렉터 단자는 캐스코드 트랜지스터 회로(860) 내의 트랜지스터(866)의 에미터에 연결된다. 트랜지스터(866)의 콜렉터 단자는 공급 전압원(Vcc)에 연결된다. 트랜지스터(862)의 콜렉터 단자는 연결부(868)(RFp)에 연결되고, 트랜지스터(864)의 콜렉터 단자는 연결부(869)(RFm)에 연결된다. LNA(802)으로부터의 RF 전류 신호는 연결부(871, 872) 상에 공급된다. 이 예에서, 차동 신호들 중 하나는 연결부(871)에 공급되고, 다른 차동 신호는 연결부(872) 상에 공급되지만, 이러한 지정은 임의적인 것이다.
LNA(802)에 의해 공급된 차동 신호는 모두 캐스코드 트랜지스터 회로(860)를 통과하여 연결부(868, 869)를 통해 믹서(700)의 차동 입력에 공급된다. 이러한 실시예에서, 부고조파 믹서(700)는 동일 위상(I) 신호 성분에 대해 동작하는 것으로 도시되어 있다. 실제로는 수신기(800)는 동일 위상(I)와 직각 위상(Q) 신호 모두에서 동작할 것이다.
(전술한) LO 위상 발생기(330)는 오프셋 위상 LO 신호를 부고조파 믹서(700)에 공급한다. 이 예에서, LO 위상 발생기는 0, 90, 180 및 270도 오프셋 LO 신호를 부고조파 믹서(700)에 공급한다. LO 경로에서 오프셋 위상 LO 신호를 공급함으로써 RF 경로에는 다상 필터가 필요 없게 된다. RF 경로에 다상 필터가 없으면, 수신기의 잡음 성능을 저하시키는 관련 RF 경로 손실이 없게 되고 RF 컴포넌트가 차지하는 다이 면적도 최소화될 수 있다. 게다가 RF 경로 대신에 LO 경로에서 믹서 위상을 시프트하게 되면 RF 전압 진폭이 최소화될 수 있고, 이에 따라 수신기의 IP 성능이 더 개선될 수 있다.
부고조파 믹서(700)의 출력은 연결부(874, 875)를 통해 차동 신호로서 출력 회로(970)에 공급된다. 출력 회로는 도 4의 저역 통과 필터(481, 482) 중 어느 하나를 개략적으로 나타낸 것이다. 출력 회로(870)는 각자의 게이트 단자에서 바이어스 신호(Bias_CSCD)를 수신하는 캐스코드 트랜지스터(878, 879)를 포함한다. 커패시터(881)는 출력 연결부(OUTp, OUTm)에 걸쳐 배치되어 있다. 출력 회로(870)는 또한 저항기(882, 884), 트랜지스터(886, 887) 및 저항기(888, 889)를 포함한다. 출력(OUTp)은 차동 기저 대역 동일 위상 신호들 중 하나(BBp)이고, 출력(OUTm)은 다른 차동 기저 대역 동일 위상 신호(BBm)이다.
지금까지 본 발명의 여러 가지 실시예들에 대해서 설명하였지만, 당업자라면 본 발명의 범위 내에서 더 많은 실시예와 구현이 가능함을 잘 알 것이다.
Claims (20)
- 차동 무선 주파수(RF) 수신기로서,완전 차동 직접 변환 수신 체인;상기 수신 체인 내에서 차동 무선 주파수(RF) 입력 신호와, 공칭 45도만큼 위상 시프트된 국부 발진기(LO) 신호를 수신하도록 구성된 부고조파(subharmonic) 믹서;전압 제어 발진기와, 원하는 수신 LO 신호들을 발생하는 적어도 하나의 분주기를 갖는 합성기;상기 수신 체인 내에 상기 수신 신호에 전압 이득을 제공하지 않도록 구성된 완전 차동 저잡음 증폭기; 및상기 저잡음 증폭기들과 상기 부고조파 믹서 사이의 직류(DC) 차단 커패시터들을 포함하고, 상기 DC 차단 커패시터들은 상기 부고조파 믹서에 낮은 임피던스를 제공하고, 상기 부고조파 믹서에 무선 주파수(RF) 전류를 폴딩(fold)하도록 구성된 차동 무선 주파수 수신기.
- 삭제
- 제1항에 있어서,상기 부고조파 믹서는 무선 주파수(RF)로부터 복수의 통신 대역에 있는 기저 대역 수신 신호들로 하향 변환하도록 구성된 차동 무선 주파수 수신기.
- 제1항에 있어서,상기 합성기는 단일의 전압 제어 발진기(VCO)로부터 45도 공칭 위상 시프트된 LO 신호를 발생하도록 구성된 위상 결합기를 더 포함하는 차동 무선 주파수 수신기.
- 제1항에 있어서,상기 합성기는 분주기들만을 이용하여 단일의 전압 제어 발진기(VCO)로부터 동일 위상 및 직각 위상 변조기 LO 신호들을 발생하도록 구성된 차동 무선 주파수 수신기.
- 제1항에 있어서,상기 저잡음 증폭기들 간에 공유된 저항성 부하를 더 포함하는 차동 무선 주파수 수신기.
- 삭제
- 직접 변환 수신기; 및위상 시프트된 국부 발진기(LO) 신호들을 이용하여 동작하도록 구성된 부고조파 믹서를 포함하며,상기 수신기는 완전 차동형이고, 무선 주파수(RF) 입력 신호와, 공칭 45도만큼 위상 시프트된 국부 발진기(LO) 신호를 수신하도록 구성된 부고조파 믹서를 더 포함하고,합성기는 전압 제어 발진기를 더 포함하고, 원하는 송신 및 수신 LO 신호들을 발생하는 적어도 하나의 분주기를 갖고,송신기는 상기 합성기가 주파수 체배기 없이 송신 및 수신 LO 신호들을 발생할 수 있도록 설계된 주파수 계획에 따라 사용가능한 고조파 억제 변조기를 더 포함하는 트랜시버.
- 삭제
- 제8항에 있어서,가변이득 증폭기의 이득 특성은 소프트 스텝(soft step) 함수인 트랜시버.
- 제10항에 있어서,상기 수신기 내에 상기 수신 신호에 전압 이득을 제공하지 않도록 구성된 완전 차동 저잡음 증폭기들을 더 포함하는 트랜시버.
- 제11항에 있어서,상기 부고조파 믹서는 무선 주파수(RF)로부터 복수의 통신 대역에 있는 기저 대역 수신 신호들로 하향 변환하도록 구성된 트랜시버.
- 제11항에 있어서,상기 합성기는 단일의 전압 제어 발진기(VCO)로부터 45도 공칭 위상 시프트된 LO 신호들을 발생하도록 구성된 위상 결합기를 더 포함하는 트랜시버.
- 제11항에 있어서,상기 합성기는 분주기들만을 이용하여 단일의 전압 제어 발진기(VCO)로부터 동일 위상 및 직각 위상 변조기 LO 신호들을 발생하도록 구성된 트랜시버.
- 제8항에 있어서,저잡음 증폭기들 간에 공유된 저항성 부하를 더 포함하는 트랜시버.
- 제8항에 있어서,저잡음 증폭기들과 상기 부고조파 믹서 사이에 직류(DC) 차단 커패시터들을 더 포함하고, 상기 직류(DC) 차단 커패시터들은 상기 부고조파 믹서에 낮은 임피던스를 제공하고, 상기 부고조파 믹서에 무선 주파수(RF) 전류를 폴딩하도록 구성되는 트랜시버.
- 휴대용 트랜시버로서,완전 차동 직접 변환 수신 체인;상기 수신 체인 내에서 차동 무선 주파수(RF) 입력 신호와, 공칭 45도만큼 위상 시프트된 국부 발진기(LO) 신호를 수신하도록 구성된 부고조파 믹서;전압 제어 발진기와, 원하는 수신 LO 신호들을 발생하는 적어도 하나의 분주기를 갖는 합성기; 및저잡음 증폭기와 상기 부고조파 믹서 사이에 직류(DC) 차단 커패시터들을 포함하고, 상기 DC 차단 커패시터들은 상기 부고조파 믹서에 낮은 임피던스를 제공하고, 상기 부고조파 믹서에 무선 주파수(RF) 전류를 폴딩하도록 구성되는 휴대형 트랜시버.
- 제17항에 있어서,상기 수신 체인 내에 상기 수신 신호에 전압 이득을 제공하지 않도록 구성된 완전 차동 저잡음 증폭기들을 더 포함하는 휴대형 트랜시버.
- 제17항에 있어서,상기 저잡음 증폭기들 간에 공유된 저항성 부하를 더 포함하는 휴대형 트랜시버.
- 삭제
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