ES2220483T3 - Disposicion de circuito electronico para la generacion de una frecuencia de emision. - Google Patents
Disposicion de circuito electronico para la generacion de una frecuencia de emision.Info
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Abstract
Disposición de circuito electrónico para la generación de una frecuencia de emisión para un emisor/receptor con las siguientes características: un oscilador controlable (2) para la generación de una frecuencia de oscilador (fosc), un divisor (19) por un factor N y una fase de mezcla (32) con un filtro de banda (33) siguiente están conectados entre sí de tal forma que la frecuencia del oscilador (fosc) generada por el oscilador controlable (2) y una frecuencia del oscilador dividida por el factor N (fosc/N) por el divisor (19) son alimentadas a la fase de mezcla (32) como señales de entrada.
Description
Disposición de circuito electrónico para la
generación de una frecuencia de emisión.
La invención se refiere a una disposición de
circuito electrónico para la generación de una frecuencia de emisión
para un emisor/receptor.
Los inventores conocen a partir del estado de la
técnica disposiciones de circuitos similares, para generar
frecuencias de emisión correspondientes en un sistema de radio TDMA
(por ejemplo, DECT, GSM, PHS). La abreviatura TDMA representa
"Acceso Múltiple por División de Tiempo". Una disposición de
este tipo está constituida por un oscilador para la generación de la
frecuencia, un amplificador de emisión, un receptor y un dispositivo
de control, que determina la secuencia temporal del estado
alternativo de emisión y recepción. En general, la frecuencia del
oscilador para el ajuste del canal de mensajes se ajusta a través
del dispositivo de control con la ayuda de un PLL (bucle de
regulación de las fases) en el tiempo previo a la conexión del
emisor, puesto que para este proceso se necesita, por razones
técnicas, un cierto tiempo de ajuste. La invención se refiere al
caso de emisión en un sistema TDMA de este tipo, cuya disposición se
representa de forma esquemática en la figura 1.
El problema de una disposición de circuito
sencilla de este tipo consiste en que en el momento de la conexión
del amplificador de emisión, se perturba la generación de la
frecuencia en virtud de un cambio de carga en el amplificador o a
través de reacoplamientos. De esta manera, se genera un salto de
frecuencia no deseado. Un cambio de carga de este tipo se produce,
por ejemplo, durante la conexión del amplificador de emisión a
través de la modificación de su impedancia de entrada. Se puede
producir una reacción a la generación de la frecuencia, por ejemplo,
a través de una irradiación desde la antena, o a través de otras
vías de acoplamiento entre la fase final de emisión y la generación
de la frecuencia, por ejemplo a través de la tensión de
alimentación.
Especialmente en los sistemas TDMA, que trabajan,
por razones de costes, con un bucle de regulación PLL lento, o bien
abren el bucle de regulación durante el periodo de tiempo de la
modulación, este efecto es un problema grande para la ejecución,
puesto que el salto de frecuencia no se puede corregir ya a través
del circuito PLL. Un ejemplo de ello está representado por la
modulación de bucle abierto de un sistema DECT.
El problema mencionado anteriormente es indicado
a través de diferentes disposiciones de circuito conocidas por los
inventores. Por ejemplo, existe la posibilidad de provocar, a través
de la introducción de miembros de atenuación y de fases de
aislamiento entre la generación de frecuencia y el amplificador de
la emisión una reducción del cambio de carga, que es visible para la
generación de la frecuencia. Además, unos blindajes adicionales de
la generación de frecuencia en forma de una jaula de Faraday pueden
proporcionar una reducción de la radiación. Además, se lleva a cabo
en las líneas, que conducen al blindaje, un bloqueo adicional contra
radiación electromagnética, por ejemplo a través de conectores
configurados de forma especial. En la figura 2 se muestra un ejemplo
de un dispositivo de circuito conocido de este tipo.
Se conoce, además, que a través de la inserción
de fases multiplicadoras de la frecuencia o de fases de división en
la generación de la frecuencia, se reduce el reacoplamiento y, por
lo tanto, la influencia sobre la generación de la frecuencia. En
este caso, el oscilador oscila sobre una armónica o subarmónica de
la frecuencia deseada, con lo que se obtiene de acuerdo con el grado
de multiplicación o bien el grado de división tanto una dependencia
reducida de la carga como también una sensibilidad más reducida
contra la radiación de frecuencias no deseadas Este circuito se
representa también de forma esquemática en la figura 3.
Por último para la solución del problema
mencionado anteriormente, los inventores conocen la utilización
relativamente costosa de un concepto mixto de emisión, como se
representa de forma esquemática en la figura 4.
En este concepto mixto de la emisión, se mezclan
las frecuencias de dos osciladores en una fase de mezcla y se filtra
la frecuencia deseada a partir de los productos de la mezcla. Puesto
que los osciladores tienen una relación no armónica con respecto a
la frecuencia deseada, resulta una cota alta de inmunidad frente al
cambio de carga y a las repercusiones. De esta manera, se reducen
los requerimientos planteados al blindaje, al bloqueo y a las fases
de aislamiento frente a las soluciones conocidas a partir de las
figuras 2 y 3.
El mayor inconveniente de este concepto de mezcla
de emisión consiste en el gasto técnico grande que se requiere para
ello, puesto que se necesitan adicionalmente una fase de mezcla de
la emisión, un oscilador incluido un circuito PLL para la
estabilización de la frecuencia y un filtro de banda. Solamente en
virtud de los componentes electrónicos necesarios adicionalmente
resulta a tal fin un inconveniente de costes intensivos frente a las
dos soluciones mencionadas anteriormente.
Otro inconveniente de este concepto de mezcla de
emisión más costoso consiste en que en virtud del número de los
componentes electrónicos adicionales, resulta un tamaño de
construcción demasiado grande de una disposición de circuito de este
tipo.
En el concepto de mezcla de la emisión se ha
revelado que es especialmente problemático conseguir un grado de
integración alto, puesto que los filtros y osciladores o bien las
bobinas de osciladores en el estado actual de la técnica sólo se
pueden alojar muy mal en circuitos integrados, o bien necesitan una
superficie de chip excesiva. Además, con frecuencia los
condensadores y resistencias que se requieren para el bucle de
regulación PLL no se pueden integrar con una calidad suficiente, de
manera que deben disponerse como componentes externos.
Puesto que en el concepto de mezcla de emisión
son necesarios, en general, dos osciladores para la estabilización
de la frecuencia, dos bules de regulación PLL, incluidos dos filtros
de bucles externos, y especialmente los osciladores de baja
frecuencia requieren especialmente una gran cantidad de superficie
de chip o presentan propiedades malas con relación al ruido de las
fases, este concepto de mezcla de emisión se ha revelado como
relativamente poco adecuado para una alta densidad de
integración.
Se conoce a partir del documento US 5.179.359 un
generador de frecuencia controlado digitalmente, que está
constituido por un primer circuito oscilador para la generación de
una frecuencia fija del oscilador, que se alimenta a una fase de
mezcla, dividida en un divisor por el factor "4", y por un
segundo circuito oscilador para la generación de una señal de baja
frecuencia controlable en la frecuencia, que se alimenta igualmente
a la fase de mezcla a través de una pareja de filtros de capacidad
conectados. En el generador de frecuencia constituido de esta manera
se genera con la ayuda de los dos circuitos osciladores en la salida
de la fase de mezcla una frecuencia de salida, dependiente de una
palabra de control digital, por lo tanto regulable, para un sistema
de seguimiento de radar. Con el generador de frecuencia controlable
digitalmente conocido se evitan, por una parte, el ruido de las
fases, que aparece regularmente en los osciladores convencionales
controlados con tensión (oscilador controlado con tensión; VCO) a
través del control de la señal analógica y no deseable especialmente
en la técnica de radar y, por otra parte, el efecto que aparece en
las señales de oscilador controladas digitalmente, que son generadas
por medio de la síntesis digital directa (Síntesis Digital Directa;
DDS), y que no es deseable especialmente en la técnica de radar, de
que en lugar de la pureza espectral de la señal de salida, se
generan varias frecuencias en lugar de una única frecuencia -como se
desea-.
Se conoce a partir del documento US 4.105.949 un
sintetizador de frecuencia, en el que a partir de una frecuencia de
oscilador fija, generada por un generador de referencia, que no es
controlable, se genera una señal de salida con una frecuencia de
salida variable, sobre la base del principio de la síntesis directa.
Para generar esta frecuencia de salida variable, se alimenta la
señal del generador de referencia, generada por el generador de
referencia no controlable, con una frecuencia fija de la señal, por
una parte, en primer lugar a un circuito divisor con un factor N,
antes de que sea alimentada a continuación la frecuencia de la señal
dividida por el factor N a un primer generador armónico para la
generación de porciones armónicas de la frecuencia de la señal
dividida del generador de referencia, antes de que a continuación la
señal dividida del generador de referencia, procesada en el
generador armónico, sea alimentada a un primer filtro SAW para la
generación de un número N de señales discretas, de las cuales se
selecciona a continuación en un primer circuito de selección una de
estas señales discretas, y antes de que finalmente sea alimentada la
señal discreta seleccionada a una mezcladora, así como, por otra
parte, se alimenta directamente a un segundo generador armónico para
la generación de porciones armónicas de frecuencia de la señal del
generador de referencia, antes de que a continuación la señal del
generador de referencia, procesada en el segundo generador armónico,
sea alimentada a un segundo filtro SAW para la generación de un
número N de señales discretas, de las que se selecciona a
continuación de nuevo en un segundo circuito de selección una única
señal discreta y antes de que finalmente también esta señal discreta
seleccionada sea alimentada a la mezcladora, y las dos señales
discretas mezcladas en la mezcladora son filtradas en un filtro de
paso bajo.
Por lo tanto, el cometido de la invención es
indicar una disposición de circuito electrónico para la generación
de una frecuencia de emisión, que ofrece, por una parte, las
condiciones previas técnicas favorables del concepto de mezcla de
emisión y, por otra parte, posibilita la creación de una alta
densidad de integración del circuito y, por lo tanto, una
fabricación de coste favorable.
El cometido se soluciona a través de las
características de la reivindicación 1.
De acuerdo con ello, se propone una disposición
de circuito electrónico para la generación de una frecuencia de
emisión f_{s} para un emisor/receptor, que contiene los siguientes
componentes: un oscilador controlable para la generación de la
frecuencia del oscilador f_{osc}, un divisor por un factor N y una
fase de mezcla con un filtro de banda siguiente, estando conectados
entre sí los componentes de tal forma que la frecuencia del
oscilador f_{osc} generada por el oscilador controlable y una
frecuencia del oscilador f_{osc}/N dividida por el divisor por el
factor N son alimentadas a la mezcladora como señales de entrada y
son emitidas por ésta como frecuencia de emisión f_{s}.
Otra ventaja esencial de la invención consiste en
que con la disposición de circuito según la invención se obtiene un
ruido más reducido de las fases que el que sería alcanzable con los
dos osciladores del concepto de mezcla de emisión conocido, puesto
que solamente un único oscilador puede contribuir al ruido de las
fases.
Se consigue una simplificación de la estructura
del circuito porque en lugar de la fase de mezcla con filtro de
banda siguiente se utiliza una mezcladora de banda lateral única (=
Mezcladora de Rechazo de Imagen). Las mezcladoras de banda lateral
única se pueden adquirir como componentes acabados y se pueden
integrar de forma compacta en la estructura del circuito.
Otra configuración ventajosa de la disposición de
circuito electrónico según la invención puede consistir en que se
utiliza un circuito PLL para la estabilización, al que se alimentan
como señales de entrada una frecuencia de referencia y o bien la
frecuencia del oscilador o la frecuencia de salida del filtro de
banda o, dado el caso, de la mezcladora de banda lateral única.
Además, puede ser ventajoso que el factor N del
divisor sea un múltiplo del número de 2 y/o mayor que 1 y
proporcione dos señales de salida desfasadas 90º entre sí.
El desfase deseado en torno a 90º se puede
conseguir a través del desfase de una parte de la señal en torno a
90º y el tratamiento de la fase original para la señal parcial
restante, o a través del desfase de las dos señales parciales en
torno a +5º y -45º, respectivamente. En ambos casos se mantiene
una diferencia de fases de 90º.
Otra configuración ventajosa de la disposición de
circuito electrónico según la invención puede consistir en que está
previsto adicionalmente un dispositivo de control, que en el
instante de la conexión de una fase final de emisión, conectada en
la salida de la mezcladora de banda lateral única, superpone sobre
la señal de control del oscilador una señal de datos para la
generación de una modulación de la frecuencia. Un dispositivo de
control de este tipo se utiliza, por ejemplo, en los llamados
sistemas TDMA.
Con relación a una integración óptima y a una
realización sencilla del circuito, es ventajoso, además, realizar el
dispositivo de control con la ayuda de un módulo ASIC.
Otra configuración ventajosa de la disposición de
circuito prevé que el dispositivo de control active dos conmutadores
de forma alternativa, liberando una comunicación de la entrada del
oscilador o bien hacia un modulador de datos o hacia el PLL con el
objeto del ajuste del canal.
Además, una configuración alternativa de la
disposición de circuito electrónico según la invención puede
consistir en que está previsto un receptor de superposición, que
obtiene una frecuencia de superposición directamente a partir de la
frecuencia del oscilador f_{osc} y en que está previsto un
dispositivo de conmutación, que, en el caso de emisión, alimenta la
frecuencia de salida de la mezcladora de banda lateral única y, en
el caso de recepción, alimenta la frecuencia del oscilador al
circuito de regulación PLL.
De una manera ventajosa, el oscilador puede ser
accionado, por ejemplo, controlado con tensión o controlado con
corriente y, dado el caso, se puede alimentar externamente también
una frecuencia de referencia.
Se entiende que las medidas de la invención a
explicar mencionadas anteriormente no sólo se pueden emplear en la
combinación indicada en cada caso, sino también en otras
combinaciones o en exclusiva, sin abandonar el alcance de la
invención.
Otras características y ventajas de la invención
se deducen a partir de la descripción siguiente de ejemplos de
realización preferidos con referencia a los dibujos.
A continuación se explica en detalle la invención
con la ayuda de los dibujos. En particular:
Las figuras 1 a 4 representan disposiciones de
circuito conocidas a partir del estado de la técnica.
La figura 5 muestra una disposición de circuito
con mezcladora y filtro de banda siguiente.
La figura 6 muestra una disposición de circuito
con mezcladora de banda lateral única.
Las figuras 7 a 10 muestran disposiciones de
circuito con diferentes disposiciones de modulador.
La figura 11 muestra una disposición de circuito
con receptor Superhet y utilización del oscilador en el lado del
receptor.
La figura 12 muestra una disposición de circuito
con mezcladora de banda lateral única y receptor Superhet con un
filtro de banda de emisión/recepción.
La figura 13 muestra una disposición de circuito
con mezcladora de banda lateral única y dispositivo de control
TDMA.
La figura 1 muestra una disposición de circuito
conocida para un sistema de radio TDMA con un oscilador 2 y un
circuito PLL 1 para la generación de una frecuencia lo más estable
posible, un control TDMA 3 de un amplificador de emisión 4 y una
antena 5.
En esta disposición de circuito, en el momento de
la conexión del amplificador de emisión 4 se perturba la generación
de la frecuencia a través del cambio de la carga y/o a través de
repercusiones -como se indica por medio de las flechas 6 y 7- y se
genera un salto de frecuencia no deseado. El cambio de carga se
produce durante la conexión del amplificador de emisión 4 a través
de la modificación de su impedancia de entrada.
Las repercusiones sobre la generación de
frecuencia se producen a través de la radiación desde la antena 5, o
a través de otras vías de acoplamiento no representadas entre la
fase final de emisión y la generación de frecuencia. Las líneas de
alimentación de la tensión de alimentación representan un ejemplo de
ello.
La figura 2 muestra un circuito conocido para
evitar el salto de la frecuencia. El circuito contiene
adicionalmente a los componentes representados en la figura 1, los
miembros de atenuación 8, 9 y una o varias fases amplificadoras más
para la reducción del cambio de carga visible para la generación de
la frecuencia. Se representa igualmente un blindaje adicional (jaula
de Faraday) 12 de la generación de frecuencia para la reducción de
la radiación. Además, la mayoría de las veces está presente un
bloqueo de alta frecuencia -no representado aquí- de las líneas que
conducen al blindaje.
La figura 3 muestra otra variante conocida de un
circuito para la generación de la frecuencia con una fase
multiplicadora de la frecuencia o fase divisora 13. En este ejemplo,
el oscilador 2 oscila sobre una armónica o subarmónica de la
frecuencia de emisión deseada, con lo que se obtiene, de acuerdo con
el grado de multiplicación o grado de división tanto una dependencia
reducida de la carga como también una sensibilidad reducida frente a
las radiaciones electromagnéticas.
El mejor circuito conocido con la supresión más
efectiva de reacoplamientos y saltos de frecuencia durante la
conexión del amplificador de emisión se representa en la figura 4.
Esta figura 4 muestra una disposición de circuito para la generación
de una frecuencia de emisión utilizando un concepto de mezcla de
emisión. En este caso, se mezclan la frecuencia del primer oscilador
2 y del primer circuito PLL 1 y la segunda frecuencia del segundo
oscilador 2 y del segundo circuito PLL 15 en la fase de mezcla 16 y
se filtra la frecuencia deseada a partir de los productos de mezcla
a través del filtro de banda 17.
Si se seleccionan las frecuencias de los
osciladores 2 y 14 de tal forma que tienen una relación no armónica
con la frecuencia deseada, entonces resulta una alta cota de
inmunidad frente al cambio de carga -también en el caso de conexión
del amplificador de emisión- y frente a las repercusiones. De esta
manera, se reducen en una medida considerable los requerimientos
planteados al blindaje, al bloqueo y a las fases de aislamiento
frente a las disposiciones de circuitos de las figuras 2 y 3. En un
inconveniente el gasto técnico de circuito, puesto que se necesitan
adicionalmente una fase de mezcla 16, un oscilador 14 y un circuito
PLL 15 para la estabilización de la frecuencia y un filtro de banda
17.
La figura 5 muestra una disposición de circuito
sencilla según la invención para un sistema de radio, en el que se
puede conseguir un alto grado de ahorro de costes a través de un
buen grado de integración. Como punto de partida ha sido
seleccionado un concepto de mezcla de emisión, pero se prescinde del
segundo oscilador.
La disposición de circuito está constituida, en
el lado de entrada, por un único oscilador 2, que es estabilizado a
través de un circulo PLL 1. Entre el oscilador 2 y el circuito PLL 1
está dispuesta una fase de suma 18, a través de la cual se puede
alimentar una señal de modulación FM 26. La frecuencia f_{osc} del
oscilador 2 es conducida a un divisor de frecuencia 19 y se genera
la frecuencia f_{osc}/N. Ambas frecuencias f_{osc} y f_{osc}/N
llegan a continuación a una mezcladora 32 para la formación de la
frecuencia de emisión f_{s}. En el filtro de banda 22 siguiente se
filtran las frecuencias secundarias resultantes y no deseadas y se
conduce la frecuencia filtrada hacia la fase final del amplificador
4. Opcionalmente se puede alimentar al circuito PLL 1 o bien la
frecuencia del oscilador f_{osc} a través de la línea 34 o la
frecuencia de emisión f_{s} desde la salida del filtro de banda
33.
La frecuencia de emisión f_{s} deseada se
obtiene de esta manera:
f_{s} =
f_{osz} \pm \left( \frac{f_{osz}}{N} \right) = f_{osz} \text{*}
\left(1 \pm \frac{1}{N}
\right)
con fs = frecuencia de emisión,
f_{osc} = frecuencia del oscilador, N = factor de
división.
Como se puede deducir a partir de la relación
matemática, resulta una relación no de número entero entre la
frecuencia de emisión f_{s} y la frecuencia del oscilador
f_{osc}, lo que proporciona una buena inmunidad con respecto a las
repercusiones. La selección del signo en la fórmula se determina a
través del circuito de la mezcladora de banda lateral única. Se
tiene la libertad de hacer oscilar el oscilador opcionalmente por
debajo o por encima de la frecuencia deseada. En principio, se puede
seleccionar la frecuencia del oscilador f_{osc} también para que
la frecuencia del oscilador f_{osc} cumpla el criterio del mejor
ruido de fase condicionado por la tecnología (mejor calidad de la
bobina).
Adicionalmente a la disposición de circuito según
la invención para la generación de la frecuencia de emisión se
representa en la figura 5 un control TDMA 31 conocido en sí, para el
que es especialmente adecuada la disposición de circuito según la
invención para la generación de frecuencia.
La figura 6 muestra un desarrollo adicional de la
disposición de circuito según la invención a partir de la figura
5.
En este desarrollo adicional, en lugar de la
mezcladora 32 y del filtro de banda 33 siguiente se utiliza una
mezcladora de banda lateral única (= mezcladora de rechazo de
imagen) 20. Cuando lo requieren las condiciones de funcionamiento,
se puede emplear detrás del divisor 19 también todavía un elemento
de filtro para la supresión de la armónica de la señal dividida (no
se representa).
La mezcladora de banda lateral única 20 presenta
típicamente un primer desviador de fases 21 para el desfase y
división de la frecuencia del oscilador f_{osc} entrante y un
segundo desviador de fase 22 para el desfase de la frecuencia del
oscilador divida f_{osc}/N entrante en torno a 90º.
Respectivamente. Estas frecuencias desplazadas 90º en cada caso son
mezcladas en las mezcladoras 23 y 24, son superpuestas en la fase de
suma 25 y son emitidas como frecuencia de emisión f_{s}
deseada.
Hay que indicar que el objeto del desfase
representado aquí de 0º y 90º se puede conseguir también a través de
un desfase de -45º y +45º.
También aquí y en todos los otros ejemplos
resulta una frecuencia de emisión f_{s} deseada según la misma
fórmula descrita con referencia a la figura 5.
Puesto que se pueden integrar sin problemas los
divisores de frecuencia y las mezcladoras de banda lateral única con
las tecnologías actuales, esta disposición de circuito conduce a un
ahorro considerable de superficie del chip. Además, se ahorra un
bucle de regulación PLL con los componentes externos conectados con
ello del filtro de bucles (en inglés,
"loop-filter").
Otra disposición de circuito según la invención
para la generación de una frecuencia de emisión se representa en la
figura 7. Aquí se alimenta la frecuencia del oscilador f_{osc},
por una parte, a un divisor 19 y se alimenta, por otra parte, a un
desviador de fases 36. Por medio de la utilización de un factor N
divisible por 2 se puede generar con ventaja de un manera sencilla y
precisa el desfase de 90º que es necesario para el principio de la
mezcla de banda lateral única, con lo que se obtiene una supresión
mejorada de la banda lateral no deseada a partir del proceso de
mezcla.
Las señales de salida desfasadas 90º se obtienen
de una manera generalmente conocida, ejecutando dos veces la última
fase del divisor de una cadena de divisores, siendo alimentada la
señal de entrada invertida a una de las dos fases del divisor.
La figura 8 muestra una variante de la forma de
realización sencilla según la invención de la disposición de
circuito de la figura 5 con una mezcladora 33 y un filtro de banda
33 conectado aguas abajo. La diferencia con la figura 5 consiste en
que aquí se aplica una señal de modulación 41 a un modulador 40
dispuesto entre el divisor 19 y la mezcladora 32. Este modulador 40
puede estar ejecutado, por ejemplo, como modulador de vector. La
mezcladora 32 representada de forma simplificada contiene en la
práctica dos mezcladoras individuales, siendo cada una competente
para una señal.
Una forma de realización de este tipo tiene la
ventaja de que se pueden generar tipos de modulación discrecionales,
también polivalentes, con buena estabilidad de la frecuencia o bien
de las fases.
La señal de modulación 4 alimentada puede ser,
por ejemplo, la banda de base IQ generada por un procesador de
señales digitales de una modulación de la amplitud GMSK,
N-PSK o en cuadratura.
Otra modificación de la disposición de circuito
según la invención se representa en la figura 9. Ésta corresponde
esencialmente a la figura 5, pero aquí se alimentan para la
generación y modulación de la frecuencia de emisión dos frecuencias
f_{osc}(0º) y f_{osc}(90º) desfasadas 90º y
divididas por N a una fase de mezcla 39, que trabaja al mismo tiempo
como modulador, mezclando las señales de datos de una preparación de
la banda de base I y Q. A continuación, se conducen las señales de
salida a la fase de suma 25 y se alimentan a la mezcladora 32. Aquí
se obtiene la ventaja del desfase de 0º/90º generado con precisión a
partir del divisor N, que es requerido por el modulador IQ.
En la mezcladora 32 se genera de nuevo a través
de la mezcla con la frecuencia del oscilador f_{osc} la frecuencia
de emisión f_{s}, incluidas las frecuencias secundarias, se
eliminan por filtración las frecuencias secundarias en gran medida
durante la transición a través del filtro de banda 33 siguiente y se
conduce la frecuencia de emisión f_{s} restante al amplificador de
la emisión 4 y se difunde a través de la antena 5. De la misma
manera que en la figura 5, se representa adicionalmente el control
TDMA 31 opcional.
Otra posibilidad para transmitir una modulación
sobre la señal de emisión se representa en la figura 10. La
disposición de circuito corresponde también aquí a la realización
sencilla de la figura 5, pero no se superpone una modulación a la
frecuencia del oscilador, SINDO que, en lugar del filtro de banda
33, se dispone aquí a continuación de la mezcladora 32 un modulador
40, al que se alimenta una señal de modulación 41 desde una banda de
base. Por lo tanto, se trata de una "combinación" de la
realización con un modulador IQ, con el que se pueden realizar tipos
de modulación discrecionales, como se representa en las figuras 8 y
9.
Por lo tanto, las figuras 5 a 10 muestran las más
diferentes posibilidades de la modulación de una frecuencia de
emisión f_{s} generada de acuerdo con la invención a través de
diferentes tipos de modulación, como por ejemplo GMSK (= modulación
por desplazamiento de fase mínimo gaussiano), nPSK (= modulación por
desplazamiento de fase n-veces) o QAM (= modulación
de la amplitud en cuadratura).
En la figura 11 se muestra otra disposición de
circuito, que representa una combinación de la generación de
frecuencia con un receptor Superhet y ofrece otras ventajas. La
estructura básica del circuito corresponde a la disposición del
circuito de la figura 6, pero tiene adicionalmente un receptor de
superposición 36 con mezcladora de recepción integrada 37 y
conmutador 38 adicional, que posibilita la misma anchura de paso PLL
en el modo de emisión y en el modo de recepción.
En el modo de recepción, el oscilador 2 genera la
señal de supervisión, mientras que el mismo oscilador 2 es utilizado
en el caso de emisión para la generación de la frecuencia de
emisión. La frecuencia intermedia en el caso de recepción es
seleccionada para que en el caso de emisión se encuentre en la
proximidad de la frecuencia de desviación del oscilador. En
concreto, la zona de sintonización del receptor, en correspondencia
con la desviación entre la frecuencia de emisión y la frecuencia del
oscilador, es ligeramente menor, lo que, sin embargo, apenas
repercute en la práctica con factores de división mayores. El
acoplamiento del bucle de regulación PLL se realiza a través del
conmutador 38 en el caso de emisión después de la mezcladora de
banda lateral única 20 y en el caso de recepción directamente desde
el oscilador 2, para posibilitar una anchura de paso de
sintonización unitaria del PLL con la misma frecuencia de
referencia. En este caso, es ventajoso que solamente es necesario un
único oscilador 2 para el modo de emisión y el modo de recepción y
al mismo tiempo se consigue una buena estabilidad de la frecuencia
de emisión en el modo TDMA.
Esta estructura de circuito mostrada es
especialmente adecuada para sistemas DECT.
Un inconveniente, que tiene la disposición de
circuito según la invención con respecto a un oscilador que trabaja
sobre frecuencia extrema, a saber, los productos de mezcla
adicionales no deseados de una mezcladora de bande unilateral real,
se puede aliviar a través de una adición de un filtro de alta
frecuencia, que es necesario de todas formas en el receptor, delante
del conmutador de emisión/recepción. En este caso, el filtro es
utilizado tanto para la derivación de emisión como también para la
derivación de recepción.
Una solución de este tipo se representa, a modo
de ejemplo, en la figura 12, que corresponde, a excepción del
amplificador de emisión 4, a la disposición de circuito de la figura
6. A continuación está dispuesto el conmutador de emisión/recepción
28, que conmuta entre el amplificador de emisión 4 y el receptor 30
-indicado con línea de trazos-. Entre la antena 5 y el conmutador de
emisión/recepción 28 está conectado el filtro de alta frecuencia 29
mencionado.
Por último, la figura 13 muestra todavía una
disposición de circuito según la invención con una mezcladora de
banda lateral única 20, como se describe en la figura 6. En este
caso, sin embargo, a través del control TDMA 31 se consigue que en
el instante de la conexión de la fase final de emisión se superponga
a la señal de control del oscilador una señal de datos para la
generación de una modulación de frecuencia.
Ésta es una disposición como la que se emplea,
por ejemplo, en un sistema DECT con "procedimiento de modulación
de bucle abierto". Con el conmutador 42 cerrado, durante una
división de tiempo, que no es necesaria para el modo de emisión -
recepción, el oscilador 2 es ajustado a través del circuito PLL 1 al
canal deseado. Poco antes del comienzo, se abre el conmutador 42 y
se memoriza la variable de regulación obtenida hasta ahora en un
elemento de memoria, no representado especialmente en la figura. A
través del conmutador 43 se superpone, durante la emisión de la
variable de regulación memorizada, la señal de banda de base para la
generación de la modulación DECT-GFSK (modulación
por desplazamiento de frecuencia gaussiana). Por medio de la
disposición según la invención de divisores y mezcladoras o bien
mezcladoras de banda lateral única se posibilita la estabilidad de
frecuencia necesaria durante la emisión. Es decir, que las
repercusiones de alta frecuencia de la fase de emisión sobre el
oscilador 2 no provocan ningún desplazamiento de frecuencia después
de la conexión del emisor.
Por lo tanto, en general, a través de las
disposiciones de circuito según la invención se consigue que, por
una parte, se puedan utilizar los supuestos técnicos favorables del
concepto de mezcla de emisión y, por otra parte, se posibilite una
densidad de integración alta del circuito y, por lo tanto, una
fabricación de coste favorable.
Claims (15)
1. Disposición de circuito electrónico para la
generación de una frecuencia de emisión para un emisor/receptor con
las siguientes características: un oscilador controlable (2) para la
generación de una frecuencia de oscilador (f_{osc}), un divisor
(19) por un factor N y una fase de mezcla (32) con un filtro de
banda (33) siguiente están conectados entre sí de tal forma que la
frecuencia del oscilador (f_{osc}) generada por el oscilador
controlable (2) y una frecuencia del oscilador dividida por el
factor N (f_{osc}/N) por el divisor (19) son alimentadas a la fase
de mezcla (32) como señales de entrada.
2. Disposición de circuito electrónica según la
reivindicación 1 anterior, caracterizada porque en lugar de
la fase de mezcla (32) con filtro de banda (33) siguiente, está
prevista una mezcladora de banda lateral única (20), configurada
especialmente como "Mezcladora de Rechazo de Imagen".
3. Disposición de circuito electrónico según una
de las reivindicaciones anteriores 1 a 2, caracterizada
porque está previsto un circuito PLL (1) para la estabilización de
la frecuencia del oscilador (f_{osc}), al que se alimentan como
señales de entrada una frecuencia de referencia y o bien la
frecuencia del oscilador (f_{osc}) o la frecuencia de salida de la
mezcladora de banda lateral única (20) o del filtro de banda
(33).
4. Disposición de circuito electrónico según una
de las reivindicaciones anteriores 1 a 3, caracterizada
porque el factor N del divisor (19) es un múltiplo de número entero
del número 2 y proporciona dos señales de salida desfasadas 90º.
5. Disposición de circuito electrónico según una
de las reivindicaciones anteriores 1 a 4, caracterizada
porque está previsto un dispositivo de control (31) que en el
instante de la conexión de una fase final de emisión (4), conectada
en la salida de la fase de mezcla (32) con el filtro de banda (33)
siguiente o de la mezcladora de banda lateral única, superpone a una
señal de control del oscilador una señal de datos para la generación
de una modulación de la frecuencia.
6. Disposición de circuito electrónico según la
reivindicación anterior 5, caracterizada porque el
dispositivo de control (31) es un módulo ASIC.
7. Disposición de circuito electrónico según una
de las reivindicaciones anteriores 5 a 6, caracterizada
porque el dispositivo de control (31) activa de forma alternativa
dos conmutadores (42, 43), que separa la entrada de control del
oscilador (2), en el instante de la conexión de la fase de emisión,
del circuito PLL (1) y alimentan una señal de datos con la finalidad
de la modulación de la frecuencia.
8. Disposición de circuito electrónico según una
de las reivindicaciones anteriores 1 a 7, caracterizada
porque está previsto un receptor de superposición (36), que obtiene
su frecuencia de superposición directamente a partir de la
frecuencia del oscilador (f_{osc}), y porque está previsto un
dispositivo de conmutación (38), que en el caso de emisión alimenta
la frecuencia de salida de la fase de mezcla (32) con el filtro de
banda (33) siguiente o de la mezcladora de banda lateral única (20)
y en el caso de recepción alimenta la frecuencia del oscilador al
circuito PLL (1).
9. Disposición de circuito electrónico según una
de las reivindicaciones anteriores 1 a 8, caracterizada
porque en la salida de la fase de mezcla (32) con el filtro de banda
(33) siguiente o de la mezcladora de banda lateral única (20) está
previsto un amplificador (4).
10. Disposición de circuito electrónico según una
de las reivindicaciones anteriores 1 a 9, caracterizada
porque el oscilador (2) está controlado con tensión.
11. Disposición de circuito electrónico según una
de las reivindicaciones anteriores 1 a 9, caracterizada
porque el oscilador (2) está controlado con corriente.
12. Disposición de circuito electrónico según una
de las reivindicaciones anteriores 1 a 11, caracterizada
porque se alimenta externamente una frecuencia de referencia
(26).
13. Disposición de circuito electrónico según una
de las reivindicaciones anteriores 1 a 12, caracterizada
porque entre el divisor (19) y la fase de mezcla (32) o la
mezcladora de banda lateral única (20) está dispuesto un modulador
(40, 39), con preferencia un modulador de vector (39), con el que
por medio de la alimentación de una señal de banda de base de
modulación en la salida de la fase de mezcla (32) está disponible
una señal modulada.
14. Disposición de circuito electrónico según la
reivindicación anterior 13, caracterizada porque la señal
desfasada 0º/90º, obtenida a partir del divisor (19) es incorporada
al mismo tiempo en la generación de la modulación de vector del
modulador (39).
15. Disposición de circuito electrónico según una
de las reivindicaciones anteriores 1 a 2, caracterizada
porque en su salida está dispuesta una fase de modulación, con
preferencia una fase de modulación de vector, que provoca una
modulación de la señal de emisión.
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