JP2002208858A - 周波数シンセサイザと周波数生成方法 - Google Patents
周波数シンセサイザと周波数生成方法Info
- Publication number
- JP2002208858A JP2002208858A JP2001002901A JP2001002901A JP2002208858A JP 2002208858 A JP2002208858 A JP 2002208858A JP 2001002901 A JP2001002901 A JP 2001002901A JP 2001002901 A JP2001002901 A JP 2001002901A JP 2002208858 A JP2002208858 A JP 2002208858A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- signal
- mixer
- output
- output signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 16
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 10
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims description 4
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 17
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 4
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B21/00—Generation of oscillations by combining unmodulated signals of different frequencies
- H03B21/01—Generation of oscillations by combining unmodulated signals of different frequencies by beating unmodulated signals of different frequencies
- H03B21/02—Generation of oscillations by combining unmodulated signals of different frequencies by beating unmodulated signals of different frequencies by plural beating, i.e. for frequency synthesis ; Beating in combination with multiplication or division of frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/099—Details of the phase-locked loop concerning mainly the controlled oscillator of the loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
- H03L7/183—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between fixed numbers or the frequency divider dividing by a fixed number
- H03L7/185—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between fixed numbers or the frequency divider dividing by a fixed number using a mixer in the loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
- H03L7/197—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between numbers which are variable in time or the frequency divider dividing by a factor variable in time, e.g. for obtaining fractional frequency division
- H03L7/1974—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between numbers which are variable in time or the frequency divider dividing by a factor variable in time, e.g. for obtaining fractional frequency division for fractional frequency division
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 周波数帯域を切り換えてもＣ／Ｎ特性が大き
く変化することが無く、周波数帯域を広く切り換えるこ
とができる周波数シンセサイザを提供する。 【解決手段】 ＶＣＯ１の出力の周波数を分周する分周
器５と、この分周器の出力した信号とＶＣＯ１が出力し
た信号とをミキシングするミキサ６とを設ける。分周器
５の分周比を変化させて出力信号の周波数帯域を変化さ
せることができる。
く変化することが無く、周波数帯域を広く切り換えるこ
とができる周波数シンセサイザを提供する。 【解決手段】 ＶＣＯ１の出力の周波数を分周する分周
器５と、この分周器の出力した信号とＶＣＯ１が出力し
た信号とをミキシングするミキサ６とを設ける。分周器
５の分周比を変化させて出力信号の周波数帯域を変化さ
せることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動無線機等で使
用される周波数シンセサイザと、それを用いた周波数生
成方法に関し、特に、広い周波数帯域に渡って、良好な
Ｃ／Ｎ特性が安定的に得られるようにしたものである。
用される周波数シンセサイザと、それを用いた周波数生
成方法に関し、特に、広い周波数帯域に渡って、良好な
Ｃ／Ｎ特性が安定的に得られるようにしたものである。
【０００２】
【従来の技術】携帯電話のような移動無線機の場合、周
波数シンセサイザは基準信号から任意の局部発振周波数
を作り出すために使用される。最近では周波数帯域の異
なる複数の移動通信方式（例えばＧＳＭとＩＭＴ２００
０など）に１台で対応できる携帯電話の実現が望まれて
いる。これに対応するためには、周波数シンセサイザは
広い周波数範囲で動作する必要がある。
波数シンセサイザは基準信号から任意の局部発振周波数
を作り出すために使用される。最近では周波数帯域の異
なる複数の移動通信方式（例えばＧＳＭとＩＭＴ２００
０など）に１台で対応できる携帯電話の実現が望まれて
いる。これに対応するためには、周波数シンセサイザは
広い周波数範囲で動作する必要がある。
【０００３】このような携帯電話で使用される周波数シ
ンセサイザは、図４に示すように、周波数制御電圧端子
に印加される電圧（Vt）に応じた周波数の信号を発振
し、周波数帯域制御信号に応じて周波数帯域を変えるこ
とができる電圧制御発振器（以下、ＶＣＯと云う）１
と、ＶＣＯ１の出力信号（以下、fvcoと云う）の周波数
を分周する可変分周器２と、可変分周器２の出力信号
（以下、fdivと云う）と基準信号（以下、frefと云う）
との位相を比較して位相差を出力する位相比較器３と、
位相比較器３の出力信号を平均化するループフィルタ４
とを備えている。
ンセサイザは、図４に示すように、周波数制御電圧端子
に印加される電圧（Vt）に応じた周波数の信号を発振
し、周波数帯域制御信号に応じて周波数帯域を変えるこ
とができる電圧制御発振器（以下、ＶＣＯと云う）１
と、ＶＣＯ１の出力信号（以下、fvcoと云う）の周波数
を分周する可変分周器２と、可変分周器２の出力信号
（以下、fdivと云う）と基準信号（以下、frefと云う）
との位相を比較して位相差を出力する位相比較器３と、
位相比較器３の出力信号を平均化するループフィルタ４
とを備えている。
【０００４】図５は、図４のＶＣＯ１の原理を表す回路
図である。並列接続されたコンデンサC0と負性抵抗部-R
とインダクタLと、縦続接続されたコンデンサC1と可変
容量Cvとを備えており、コンデンサC1と可変容量Cvとの
縦続接続はコンデンサC0と並列に接続されている。ま
た、縦続接続されたコンデンサC2とスイッチSWとを備え
ており、コンデンサC2とスイッチSWとの縦続接続はコン
デンサC0と並列に接続されている。
図である。並列接続されたコンデンサC0と負性抵抗部-R
とインダクタLと、縦続接続されたコンデンサC1と可変
容量Cvとを備えており、コンデンサC1と可変容量Cvとの
縦続接続はコンデンサC0と並列に接続されている。ま
た、縦続接続されたコンデンサC2とスイッチSWとを備え
ており、コンデンサC2とスイッチSWとの縦続接続はコン
デンサC0と並列に接続されている。
【０００５】次に図５の動作について説明する。負性抵
抗部-R、コンデンサC0、インダクタLの並列接続部分
は、トランジスタ等の能動素子（この能動素子には電源
電圧が供給され、電力を生成する）を有する並列共振回
路であり、負性抵抗部-Rは、電力を生成するという意味
で通常の抵抗とは異なる。このＶＣＯの発振周波数は、
スイッチSWがオフの場合は式（１）で、スイッチSWがオ
ンの場合は式（２）で表される。
抗部-R、コンデンサC0、インダクタLの並列接続部分
は、トランジスタ等の能動素子（この能動素子には電源
電圧が供給され、電力を生成する）を有する並列共振回
路であり、負性抵抗部-Rは、電力を生成するという意味
で通常の抵抗とは異なる。このＶＣＯの発振周波数は、
スイッチSWがオフの場合は式（１）で、スイッチSWがオ
ンの場合は式（２）で表される。
【０００６】 fvco|SW=OFF＝1／2π√L(C0+C1・Cv/(C1+Cv)) …（１） fvco|SW=ON ＝1／2π√L(C0+C2+C1・Cv/(C1+Cv)) …（２） このように、このＶＣＯは、スイッチSWのオン／オフで
発振周波数帯域を変えることができる。
発振周波数帯域を変えることができる。
【０００７】このＶＣＯを図４の周波数シンセサイザに
用いた場合、可変容量Cvに制御電圧が印加され、これに
より可変容量Cvの容量値が変化し、その結果、発振周波
数fvcoが変化する。
用いた場合、可変容量Cvに制御電圧が印加され、これに
より可変容量Cvの容量値が変化し、その結果、発振周波
数fvcoが変化する。
【０００８】このような周波数シンセサイザは、可変分
周器２の分周比が変更されると、それに伴いfdivの周波
数が変化し、これにより位相比較器３は位相誤差を出力
し、ループフィルタ４を介してＶＣＯ１の周波数制御電
圧端子の電圧（Vt）を変化させ、fvcoを変化させる。
周器２の分周比が変更されると、それに伴いfdivの周波
数が変化し、これにより位相比較器３は位相誤差を出力
し、ループフィルタ４を介してＶＣＯ１の周波数制御電
圧端子の電圧（Vt）を変化させ、fvcoを変化させる。
【０００９】このように、周波数シンセサイザは負帰還
ループを構成しており、最終的にfrefとfdivとの位相が
一致したところで位相ロックし、ＶＣＯ１の出力周波数
は安定する。また、周波数帯域制御信号を、所望の周波
数帯域を発振するように変化させ、且つ、可変分周器２
の分周比も変化させると、異なる周波数帯域で位相ロッ
クする。
ループを構成しており、最終的にfrefとfdivとの位相が
一致したところで位相ロックし、ＶＣＯ１の出力周波数
は安定する。また、周波数帯域制御信号を、所望の周波
数帯域を発振するように変化させ、且つ、可変分周器２
の分周比も変化させると、異なる周波数帯域で位相ロッ
クする。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このような周
波数帯域切換機能を有する周波数シンセサイザでは、Ｖ
ＣＯを構成する容量値を切り換えて周波数帯域を変化さ
せるため、ＶＣＯの制御感度（制御電圧１Ｖ当たりの発
振周波数の変化幅、単位[Hz/V]）も同時に変化してしま
い、周波数シンセサイザのＣ／Ｎが、選択した周波数帯
域によって変化するという問題がある。
波数帯域切換機能を有する周波数シンセサイザでは、Ｖ
ＣＯを構成する容量値を切り換えて周波数帯域を変化さ
せるため、ＶＣＯの制御感度（制御電圧１Ｖ当たりの発
振周波数の変化幅、単位[Hz/V]）も同時に変化してしま
い、周波数シンセサイザのＣ／Ｎが、選択した周波数帯
域によって変化するという問題がある。
【００１１】また、周波数帯域を広く切り換えようとす
ると、容量値の切り換えだけでは不十分であり、インダ
クタ値の切換えも同時に必要になり、回路規模が増大す
る。無理に容量値だけで切り換えようとすると、インダ
クタ値と容量値とのバランスが悪くなって発振強度が弱
くなり、出力レベルの低下、時には発振停止を招いてし
まう。
ると、容量値の切り換えだけでは不十分であり、インダ
クタ値の切換えも同時に必要になり、回路規模が増大す
る。無理に容量値だけで切り換えようとすると、インダ
クタ値と容量値とのバランスが悪くなって発振強度が弱
くなり、出力レベルの低下、時には発振停止を招いてし
まう。
【００１２】また、共振回路内にスイッチ等を付加する
ことは、スイッチのオン抵抗や寄生容量などが発振器の
Ｑを低下させ、ＶＣＯ自体のＣ／Ｎを劣化させる。
ことは、スイッチのオン抵抗や寄生容量などが発振器の
Ｑを低下させ、ＶＣＯ自体のＣ／Ｎを劣化させる。
【００１３】また、このような周波数シンセサイザを移
動無線機で使用した場合、使用する周波数帯域によって
通信品質が変化してしまう。
動無線機で使用した場合、使用する周波数帯域によって
通信品質が変化してしまう。
【００１４】本発明は、こうした従来の問題点を解決す
るものであり、Ｃ／Ｎ特性の大きな変化を伴わずに周波
数帯域を切り換えることができる周波数シンセサイザを
提供し、また、それを用いた周波数生成方法を提供する
ことを目的としている。
るものであり、Ｃ／Ｎ特性の大きな変化を伴わずに周波
数帯域を切り換えることができる周波数シンセサイザを
提供し、また、それを用いた周波数生成方法を提供する
ことを目的としている。
【００１５】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明では、制
御電圧端子に印加される電圧に応じた周波数の信号を発
振するＶＣＯと、前記ＶＣＯの出力信号の周波数を分周
した信号を出力する第１の分周器と、基準信号と前記第
１の分周器の出力した信号との位相を比較してその位相
差を出力する位相比較器と、前記位相比較器の出力した
信号を平均化して前記ＶＣＯの制御電圧端子に出力する
ループフィルタとを備える周波数シンセサイザにおい
て、前記ＶＣＯの出力信号の周波数を分周した分周信号
と前記ＶＣＯの出力した信号とをミキシングして出力す
る第１のミキサと、前記ＶＣＯの出力信号の周波数を分
周して、前記第１のミキサに入力される前記分周信号を
生成する分周手段とを設けている。
御電圧端子に印加される電圧に応じた周波数の信号を発
振するＶＣＯと、前記ＶＣＯの出力信号の周波数を分周
した信号を出力する第１の分周器と、基準信号と前記第
１の分周器の出力した信号との位相を比較してその位相
差を出力する位相比較器と、前記位相比較器の出力した
信号を平均化して前記ＶＣＯの制御電圧端子に出力する
ループフィルタとを備える周波数シンセサイザにおい
て、前記ＶＣＯの出力信号の周波数を分周した分周信号
と前記ＶＣＯの出力した信号とをミキシングして出力す
る第１のミキサと、前記ＶＣＯの出力信号の周波数を分
周して、前記第１のミキサに入力される前記分周信号を
生成する分周手段とを設けている。
【００１６】また、ＶＣＯで、制御電圧端子に印加され
る電圧に応じた周波数の信号を発振し、第１の分周器
で、前記ＶＣＯの出力信号の周波数を分周した信号を出
力し、位相比較器で、基準信号と前記第１の分周器が出
力した信号との位相を比較してその位相差を出力し、ル
ープフィルタで、前記位相比較器が出力した信号を平均
化して前記ＶＣＯの制御電圧端子に出力する周波数生成
方法において、前記ＶＣＯの出力信号の周波数を分周し
た分周信号と前記ＶＣＯが出力した信号とを第１のミキ
サでミキシングして出力するようにしている。
る電圧に応じた周波数の信号を発振し、第１の分周器
で、前記ＶＣＯの出力信号の周波数を分周した信号を出
力し、位相比較器で、基準信号と前記第１の分周器が出
力した信号との位相を比較してその位相差を出力し、ル
ープフィルタで、前記位相比較器が出力した信号を平均
化して前記ＶＣＯの制御電圧端子に出力する周波数生成
方法において、前記ＶＣＯの出力信号の周波数を分周し
た分周信号と前記ＶＣＯが出力した信号とを第１のミキ
サでミキシングして出力するようにしている。
【００１７】この周波数シンセサイザでは、周波数帯域
の切換えを、分周手段の分周比を切り換えたり、あるい
は、第１のミキサの動作モードをダウンコンバージョン
ミキサまたはアップコンバージョンミキサの動作モード
に切り換えることにより設定できる。従って、ＰＬＬと
無関係に周波数帯域を切り換えることができる。そのた
め、周波数帯域を切換えても、ループの特性は変化せ
ず、ＶＣＯの制御感度やＣ／Ｎは変化しない。また、発
振回路内にスイッチ等の周波数帯域切換機能を含まない
ので、発振回路のＱを上げることができ、ＶＣＯ自体の
Ｃ／Ｎ特性を向上させることができる。そのため、発振
強度の低下や発振停止などを招くことも無い。
の切換えを、分周手段の分周比を切り換えたり、あるい
は、第１のミキサの動作モードをダウンコンバージョン
ミキサまたはアップコンバージョンミキサの動作モード
に切り換えることにより設定できる。従って、ＰＬＬと
無関係に周波数帯域を切り換えることができる。そのた
め、周波数帯域を切換えても、ループの特性は変化せ
ず、ＶＣＯの制御感度やＣ／Ｎは変化しない。また、発
振回路内にスイッチ等の周波数帯域切換機能を含まない
ので、発振回路のＱを上げることができ、ＶＣＯ自体の
Ｃ／Ｎ特性を向上させることができる。そのため、発振
強度の低下や発振停止などを招くことも無い。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を用いて説明する。なお、図４に示す従来技術
における部材と同一の部材には同一の符号を付すことで
詳細な説明は省略した。
て、図面を用いて説明する。なお、図４に示す従来技術
における部材と同一の部材には同一の符号を付すことで
詳細な説明は省略した。
【００１９】（第１の実施形態）本発明の第１の実施形
態における周波数シンセサイザは、図１に示すように、
制御信号に応じて設定される分周比でＶＣＯ１の出力信
号を分周する分周器５と、分周器５の出力とＶＣＯ１の
出力とをミキシングするミキサ６とを備えている点が従
来の周波数シンセサイザ（図４）と異なる。また、ＶＣ
Ｏ１に周波数帯域切換機能が無い点も異なっている。な
お、ここでは簡単のために、分周器５の分周比はm1及び
m2に切り換えられるものとし、分周器５の出力信号をfv
co/m（mはm1またはm2）とする。また、ミキサ６は、位
相制御信号によりアップコンバートミキサとダウンコン
バートミキサとの切り換えが可能なイメージ除去ミキサ
である。
態における周波数シンセサイザは、図１に示すように、
制御信号に応じて設定される分周比でＶＣＯ１の出力信
号を分周する分周器５と、分周器５の出力とＶＣＯ１の
出力とをミキシングするミキサ６とを備えている点が従
来の周波数シンセサイザ（図４）と異なる。また、ＶＣ
Ｏ１に周波数帯域切換機能が無い点も異なっている。な
お、ここでは簡単のために、分周器５の分周比はm1及び
m2に切り換えられるものとし、分周器５の出力信号をfv
co/m（mはm1またはm2）とする。また、ミキサ６は、位
相制御信号によりアップコンバートミキサとダウンコン
バートミキサとの切り換えが可能なイメージ除去ミキサ
である。
【００２０】次に図１の動作を説明する。ＶＣＯ１は、
従来の周波数シンセサイザの動作で説明したような過程
を経て位相ロックに至る。
従来の周波数シンセサイザの動作で説明したような過程
を経て位相ロックに至る。
【００２１】まず、ミキサ６をアップコンバートミキサ
として使用したとする。分周器５の分周比をm1またはm2
と設定した時のミキサ６の出力信号は、それぞれfvco＋
fvco/m1、fvco＋fvco/m2となり、分周器５の分周比を切
り換えることでfvco/m1−fvco/m2に相当する帯域を変化
させることができる。
として使用したとする。分周器５の分周比をm1またはm2
と設定した時のミキサ６の出力信号は、それぞれfvco＋
fvco/m1、fvco＋fvco/m2となり、分周器５の分周比を切
り換えることでfvco/m1−fvco/m2に相当する帯域を変化
させることができる。
【００２２】次にミキサ６をダウンコンバートミキサと
して使用したとする。分周器５の分周比をm1またはm2と
設定した時のミキサ６の出力信号は、それぞれfvco−fv
co/m1、fvco−fvco/m2となり、分周器５の分周比を切り
換えることでfvco/m2−fvco/m1に相当する帯域を変化さ
せることができる。
して使用したとする。分周器５の分周比をm1またはm2と
設定した時のミキサ６の出力信号は、それぞれfvco−fv
co/m1、fvco−fvco/m2となり、分周器５の分周比を切り
換えることでfvco/m2−fvco/m1に相当する帯域を変化さ
せることができる。
【００２３】また、分周器５の分周比を固定（ここでは
m1固定とする）にして、ミキサ６のアップコンバートと
ダウンコンバートの切換で周波数帯域の切り換えを行う
こともできる。この時のミキサ６を出力は、それぞれfv
co＋fvco/m1、fvco−fvco/m1となり、2×fvco/m1に相当
する帯域を変化させることができる。
m1固定とする）にして、ミキサ６のアップコンバートと
ダウンコンバートの切換で周波数帯域の切り換えを行う
こともできる。この時のミキサ６を出力は、それぞれfv
co＋fvco/m1、fvco−fvco/m1となり、2×fvco/m1に相当
する帯域を変化させることができる。
【００２４】また、一般にある信号を分周するとＣ／Ｎ
が改善することが知られているが、本発明の周波数シン
セサイザにおいては、ＶＣＯ１の出力信号を分周した信
号とＶＣＯ１の出力信号とをミキシングするため、ミキ
サ６の出力のＣ／ＮはほとんどＶＣＯ１出力のＣ／Ｎで
決まる。従って、周波数帯域を変化させたときに大きく
Ｃ／Ｎが変化することは無い。
が改善することが知られているが、本発明の周波数シン
セサイザにおいては、ＶＣＯ１の出力信号を分周した信
号とＶＣＯ１の出力信号とをミキシングするため、ミキ
サ６の出力のＣ／ＮはほとんどＶＣＯ１出力のＣ／Ｎで
決まる。従って、周波数帯域を変化させたときに大きく
Ｃ／Ｎが変化することは無い。
【００２５】次に図２を用いてミキサ６の構成を詳細に
説明する。このミキサ６は、ＶＣＯ１の出力信号fvcoを
位相差が９０°異なる二つの信号（cosα、sinα、α＝
2π・fvco・t）に分割する第１の９０°移相器61と、分
周器５の出力信号を位相差が９０°異なる二つの信号
（cosβ、sinβ、β＝2π・(fvco/m)・t）に分割する第
２の９０°移相器62と、前記２つの９０°移相器61、62
の出力信号の一方ずつをそれぞれミキシングする第１の
ミキサ63と第２のミキサ64と、前記２つのミキサ63、64
の出力信号を加算する加算器65とを備えている。
説明する。このミキサ６は、ＶＣＯ１の出力信号fvcoを
位相差が９０°異なる二つの信号（cosα、sinα、α＝
2π・fvco・t）に分割する第１の９０°移相器61と、分
周器５の出力信号を位相差が９０°異なる二つの信号
（cosβ、sinβ、β＝2π・(fvco/m)・t）に分割する第
２の９０°移相器62と、前記２つの９０°移相器61、62
の出力信号の一方ずつをそれぞれミキシングする第１の
ミキサ63と第２のミキサ64と、前記２つのミキサ63、64
の出力信号を加算する加算器65とを備えている。
【００２６】また、第２の９０°移相器62には位相制御
信号が入力される。第２の９０°移相器62は、この位相
制御信号により、出力信号sinβの代わりに、位相を反
転した信号−sinβを出力する。移相器をＩＣ化する際
には差動回路で構成するのが一般的であり、位相反転は
正相信号と逆相信号とを入れ替えるだけなので容易に構
成できる。
信号が入力される。第２の９０°移相器62は、この位相
制御信号により、出力信号sinβの代わりに、位相を反
転した信号−sinβを出力する。移相器をＩＣ化する際
には差動回路で構成するのが一般的であり、位相反転は
正相信号と逆相信号とを入れ替えるだけなので容易に構
成できる。
【００２７】次にミキサ６の動作を計算式を用いて説明
する。ミキサ63は９０°移相器61の出力信号cosαと、
９０°移相器62の出力信号cosβとをミキシングして式
（３）で表される信号を出力する。
する。ミキサ63は９０°移相器61の出力信号cosαと、
９０°移相器62の出力信号cosβとをミキシングして式
（３）で表される信号を出力する。
【００２８】 （ミキサ63の出力信号）＝cosαcosβ ＝1/2｛cos(α＋β)＋cos(α−β)｝ …（３） また、第２の９０°移相器62に入力する位相制御信号
が、この９０°移相器62の出力としてsinβを選択して
いたとすると、ミキサ64は、第１の９０°移相器61の出
力信号sinαと、第２の９０°移相器62の出力信号ｓin
βとをミキシングして式（４）で表される信号を出力す
る。
が、この９０°移相器62の出力としてsinβを選択して
いたとすると、ミキサ64は、第１の９０°移相器61の出
力信号sinαと、第２の９０°移相器62の出力信号ｓin
βとをミキシングして式（４）で表される信号を出力す
る。
【００２９】 （ミキサ64の出力信号）＝sinαsinβ ＝1/2｛cos(α＋β)−cos(α−β)｝ …（４） 式（３）、式（４）より、加算器65の出力信号（ミキサ
６の出力信号と同じ）は、 （加算器65の出力信号）＝cos(α＋β) …（５） となる。
６の出力信号と同じ）は、 （加算器65の出力信号）＝cos(α＋β) …（５） となる。
【００３０】このようにミキサ６の出力ではイメージ成
分cos(α−β)が除去され、周波数fvco＋fvco/mの信号
が出力され、アップコンバートミキサとして動作する。
分cos(α−β)が除去され、周波数fvco＋fvco/mの信号
が出力され、アップコンバートミキサとして動作する。
【００３１】一方、第２の９０°移相器62に入力する位
相制御信号が、この９０°移相器62の出力として−sin
βを選択していたとすると、ミキサ64は、第１の９０°
移相器61の出力信号sinαと、第２の９０°移相器62の
出力信号−ｓinβとをミキシングして式（６）で表され
る信号を出力する。
相制御信号が、この９０°移相器62の出力として−sin
βを選択していたとすると、ミキサ64は、第１の９０°
移相器61の出力信号sinαと、第２の９０°移相器62の
出力信号−ｓinβとをミキシングして式（６）で表され
る信号を出力する。
【００３２】 （ミキサ64の出力信号）＝−sinαsinβ ＝−1/2｛cos(α＋β)−cos(α−β)｝ …（６） 式（３）、式（６）より、加算器65の出力信号（ミキサ
６の出力信号と同じ）は、 （加算器65の出力信号）＝cos(α−β) …（７） となる。
６の出力信号と同じ）は、 （加算器65の出力信号）＝cos(α−β) …（７） となる。
【００３３】このようにミキサ６の出力ではイメージ成
分cos(α＋β)が除去され、周波数fvco−fvco/mの信号
が出力され、ダウンコンバートミキサとして動作する。
分cos(α＋β)が除去され、周波数fvco−fvco/mの信号
が出力され、ダウンコンバートミキサとして動作する。
【００３４】以上のように、本発明の周波数シンセサイ
ザでは、周波数帯域を切り換える場合に、分周器５の分
周比やミキサ６の動作モードを制御するだけでよく、Ｐ
ＬＬとは無関係に設定できる。そのため、周波数帯域を
切り換えても、ループの特性は変化せず、ＶＣＯの制御
感度やＣ／Ｎは変化することが無い。
ザでは、周波数帯域を切り換える場合に、分周器５の分
周比やミキサ６の動作モードを制御するだけでよく、Ｐ
ＬＬとは無関係に設定できる。そのため、周波数帯域を
切り換えても、ループの特性は変化せず、ＶＣＯの制御
感度やＣ／Ｎは変化することが無い。
【００３５】また、発振回路内にスイッチ等の周波数帯
域切換機能を含まないので、発振回路のＱを上げること
ができ、ＶＣＯ自体のＣ／Ｎ特性を向上させることがで
きる。また、発振強度の低下や発振停止などを招くこと
は無い。
域切換機能を含まないので、発振回路のＱを上げること
ができ、ＶＣＯ自体のＣ／Ｎ特性を向上させることがで
きる。また、発振強度の低下や発振停止などを招くこと
は無い。
【００３６】また、ミキサ６の出力周波数が大きく変化
するためにミキサ６をイメージ除去ミキサとしている。
それ故、後段にイメージ抑圧用の可変帯域フィルタは必
要ではない。
するためにミキサ６をイメージ除去ミキサとしている。
それ故、後段にイメージ抑圧用の可変帯域フィルタは必
要ではない。
【００３７】また、ミキサ６をアップコンバート、ダウ
ンコンバートどちらでも使用できるように構成したた
め、より広い範囲の周波数帯域の切換が可能である。
ンコンバートどちらでも使用できるように構成したた
め、より広い範囲の周波数帯域の切換が可能である。
【００３８】なお、上記説明では分周器５の分周比を２
値の切換としたが、何値の切換でも同様の考え方で実現
できる。こうした場合には、周波数帯域の切換幅の自由
度が増える。
値の切換としたが、何値の切換でも同様の考え方で実現
できる。こうした場合には、周波数帯域の切換幅の自由
度が増える。
【００３９】また、分周器５の分周比切換機能があれ
ば、ミキサ６のアップ／ダウンの切換機能は無くても良
い。この場合、回路規模を小さくすることができる。
ば、ミキサ６のアップ／ダウンの切換機能は無くても良
い。この場合、回路規模を小さくすることができる。
【００４０】また、ミキサ６のアップ／ダウン切換を使
用する際には、分周器５の分周比は固定値でもよい。こ
の場合、回路規模を小さくできる。
用する際には、分周器５の分周比は固定値でもよい。こ
の場合、回路規模を小さくできる。
【００４１】また、可変分周器２は、一般的に知られて
いるフラクショナルＮ方式の様に、分周比が時間的に変
化する構成であっても同様の効果が得られる。この場
合、ＶＣＯ１出力で得られる周波数ステップをfrefより
も細かく設定できるので、分周器５の分周比の設定に自
由度が増す。
いるフラクショナルＮ方式の様に、分周比が時間的に変
化する構成であっても同様の効果が得られる。この場
合、ＶＣＯ１出力で得られる周波数ステップをfrefより
も細かく設定できるので、分周器５の分周比の設定に自
由度が増す。
【００４２】また、このような周波数シンセサイザを移
動無線機に備えた場合、使用する周波数帯域によらず安
定な通信品質を保つことができる。
動無線機に備えた場合、使用する周波数帯域によらず安
定な通信品質を保つことができる。
【００４３】（第２の実施形態）本発明の第２の実施形
態における周波数シンセサイザは、図３に示すように、
分周器２をプリスケーラ21と分周器22とに分割し、プリ
スケーラ21の出力をミキサ６に接続している点が第１の
実施形態（図１）と異なっている。この構成では、図１
の分周器５を必要としない。
態における周波数シンセサイザは、図３に示すように、
分周器２をプリスケーラ21と分周器22とに分割し、プリ
スケーラ21の出力をミキサ６に接続している点が第１の
実施形態（図１）と異なっている。この構成では、図１
の分周器５を必要としない。
【００４４】図３の動作について説明する。今、プリス
ケーラ21の分周比をm1とする。また、図３の分周器22に
は、図１の分周器２の分周比の1/m1倍の分周比を設定す
る。この時、分周器２の出力信号fdivは、図１の場合と
同じになり、また、ミキサ６には、図１の場合と同様に
fvco/mが出力される。そのため、図１と図３とで得られ
るミキサ６の出力は全く同じになる。従って、図１の分
周器５を持たなくても、第１の実施形態と同様の効果が
得られる。
ケーラ21の分周比をm1とする。また、図３の分周器22に
は、図１の分周器２の分周比の1/m1倍の分周比を設定す
る。この時、分周器２の出力信号fdivは、図１の場合と
同じになり、また、ミキサ６には、図１の場合と同様に
fvco/mが出力される。そのため、図１と図３とで得られ
るミキサ６の出力は全く同じになる。従って、図１の分
周器５を持たなくても、第１の実施形態と同様の効果が
得られる。
【００４５】携帯電話等の移動無線機ではＶＣＯの発振
周波数は数百MHzから数GHzであり、その周波数を分周す
る分周器の消費電力は大きい。従って、第２の実施形態
に示す周波数シンセサイザを移動無線機に搭載する場合
には、ＶＣＯの発振周波数を分周する分周器の数を減ら
すことができ、移動無線機における消費電力の低減を図
ることができる。
周波数は数百MHzから数GHzであり、その周波数を分周す
る分周器の消費電力は大きい。従って、第２の実施形態
に示す周波数シンセサイザを移動無線機に搭載する場合
には、ＶＣＯの発振周波数を分周する分周器の数を減ら
すことができ、移動無線機における消費電力の低減を図
ることができる。
【００４６】
【発明の効果】以上の説明より明らかなように、本発明
の周波数シンセサイザ及び周波数生成方法では、周波数
帯域を切り換えてもＣ／Ｎ特性が大きく変化することが
無く、周波数帯域を広く切り換えることができる。
の周波数シンセサイザ及び周波数生成方法では、周波数
帯域を切り換えてもＣ／Ｎ特性が大きく変化することが
無く、周波数帯域を広く切り換えることができる。
【００４７】また、ＰＬＬの分周器をプリスケーラと分
周器との従属接続で構成し、プリスケーラの出力をミキ
サにも入力するようにしたものでは、ＶＣＯ出力信号の
周波数で動作する分周器の数を削減することができ、消
費電力を低減できる。
周器との従属接続で構成し、プリスケーラの出力をミキ
サにも入力するようにしたものでは、ＶＣＯ出力信号の
周波数で動作する分周器の数を削減することができ、消
費電力を低減できる。
【００４８】また、２つの移相器と２つのミキサと加算
器とで構成したミキサは、加算器の出力周波数が広く変
化してもイメージ成分が除去されるため、後段にイメー
ジ抑圧用の可変帯域フィルタを設ける必要がない。
器とで構成したミキサは、加算器の出力周波数が広く変
化してもイメージ成分が除去されるため、後段にイメー
ジ抑圧用の可変帯域フィルタを設ける必要がない。
【００４９】また、ミキサの動作モードの切換えで周波
数帯域の切換えが可能である。この場合、ミキサ入力用
の分周信号を生成する分周器やプリスケーラの分周比を
固定値とすることができ、回路を簡素化できる。
数帯域の切換えが可能である。この場合、ミキサ入力用
の分周信号を生成する分周器やプリスケーラの分周比を
固定値とすることができ、回路を簡素化できる。
【００５０】また、この周波数シンセサイザを移動無線
機に備えた場合、使用する周波数帯域によらず安定な通
信品質を保つことができる。
機に備えた場合、使用する周波数帯域によらず安定な通
信品質を保つことができる。
【図１】本発明の第１の実施形態における周波数シンセ
サイザのブロック図、
サイザのブロック図、
【図２】本発明の実施形態におけるミキサのブロック
図、
図、
【図３】本発明の第２の実施形態における周波数シンセ
サイザのブロック図、
サイザのブロック図、
【図４】従来の周波数シンセサイザのブロック図、
【図５】従来の周波数シンセサイザにおけるＶＣＯの原
理を示す回路図である。
理を示す回路図である。
１ ＶＣＯ ２、５、22 分周器 ３ 位相比較器 ４ ループフィルタ ６、63、64 ミキサ 21 プリスケーラ 61、62 ９０°移相器 65 加算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 宮原 泰徳 神奈川県横浜市港北区綱島東四丁目３番１ 号 松下通信工業株式会社内 Ｆターム(参考） 5J106 PP07 QQ06 RR05 RR06 RR07
Claims (17)
- 【請求項１】 制御電圧端子に印加される電圧に応じた
周波数の信号を発振する電圧制御発振器と、前記電圧制
御発振器の出力信号の周波数を分周した信号を出力する
第１の分周器と、基準信号と前記第１の分周器の出力し
た信号との位相を比較してその位相差を出力する位相比
較器と、前記位相比較器の出力した信号を平均化して前
記電圧制御発振器の制御電圧端子に出力するループフィ
ルタとを備える周波数シンセサイザにおいて、 前記電圧制御発振器の出力信号の周波数を分周した分周
信号と前記電圧制御発振器の出力した信号とをミキシン
グして出力する第１のミキサと、 前記電圧制御発振器の出力信号の周波数を分周して、前
記第１のミキサに入力される前記分周信号を生成する分
周手段とを備えることを特徴とする周波数シンセサイ
ザ。 - 【請求項２】 前記分周手段として、前記電圧制御発振
器の出力信号の周波数を分周する第２の分周器を備える
ことを特徴とする請求項１に記載の周波数シンセサイ
ザ。 - 【請求項３】 前記第２の分周器は、分周比の切り換え
が可能であることを特徴とする請求項２に記載の周波数
シンセサイザ。 - 【請求項４】 前記第１の分周器が、従属接続されたプ
リスケーラと第３の分周器とを備え、前記プリスケーラ
を前記分周手段とし、前記プリスケーラの出力した信号
を前記第１のミキサに入力することを特徴とする請求項
１に記載の周波数シンセサイザ。 - 【請求項５】 前記第１のミキサは、 前記電圧制御発振器の出力信号から９０°位相が異なる
信号を生成する第１の９０°移相器と、 前記分周手段の出力信号から９０°位相が異なる信号を
生成する第２の９０°移相器と、 前記第１の９０°移相器の出力信号と前記第２の９０°
移相器の出力信号とをミキシングする第２のミキサと、 前記第１の９０°移相器の他方の出力信号と、前記第２
の９０°移相器の他方の出力信号とをミキシングする第
３のミキサと、 前記第２のミキサの出力信号と前記第３のミキサの出力
信号とを加算する加算器とを備えることを特徴とする請
求項１から４のいずれかに記載の周波数シンセサイザ。 - 【請求項６】 前記第１のミキサは、外部からの制御信
号で、ダウンコンバージョンミキサまたはアップコンバ
ージョンミキサの動作モードへの切り換えが可能である
ことを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の周
波数シンセサイザ。 - 【請求項７】 前記分周手段の分周比が固定値であるこ
とを特徴とする請求項１、２または４に記載の周波数シ
ンセサイザ。 - 【請求項８】 前記第１の分周器または前記第３の分周
器は、平均値が所望の分周比となるように分周比を時間
的に変化するフラクショナル分周器であることを特徴と
する請求項１から６のいずれかに記載の周波数シンセサ
イザ。 - 【請求項９】 電圧制御発振器で、制御電圧端子に印加
される電圧に応じた周波数の信号を発振し、第１の分周
器で、前記電圧制御発振器の出力信号の周波数を分周し
た信号を出力し、位相比較器で、基準信号と前記第１の
分周器が出力した信号との位相を比較してその位相差を
出力し、ループフィルタで、前記位相比較器が出力した
信号を平均化して前記電圧制御発振器の制御電圧端子に
出力する周波数生成方法において、 前記電圧制御発振器の出力信号の周波数を分周した分周
信号と前記電圧制御発振器が出力した信号とを第１のミ
キサでミキシングして出力することを特徴とする周波数
生成方法。 - 【請求項１０】 前記電圧制御発振器の出力信号の周波
数を第２の分周器で分周し、前記第２の分周器から出力
される信号を前記分周信号として前記第１のミキサに入
力することを特徴とする請求項９に記載の周波数生成方
法。 - 【請求項１１】 前記第２の分周器の分周比を切り換え
て、前記第１のミキサから出力する信号の周波数帯域を
変化させることを特徴とする請求項１０に記載の周波数
生成方法。 - 【請求項１２】 前記第１の分周器を、プリスケーラと
第３の分周器とで構成し、前記電圧制御発振器が出力し
た信号の周波数を前記プリスケーラで分周し、前記プリ
スケーラの出力信号の周波数を前記第３の分周器で分周
して前記位相比較器に入力し、前記プリスケーラの出力
信号を前記分周信号として前記第１のミキサに入力する
ことを特徴とする請求項９に記載の周波数生成方法。 - 【請求項１３】 前記第１のミキサが、第１の９０°移
相器で、前記電圧制御発振器の出力信号から９０°位相
が異なる信号を生成し、第２の９０°移相器で、前記分
周手段の出力信号から９０°位相が異なる信号を生成
し、第２のミキサで、前記第１の９０°移相器の出力信
号と前記第２の９０°移相器の出力信号とをミキシング
し、第３のミキサで、前記第１の９０°移相器の他方の
出力信号と、前記第２の９０°移相器の他方の出力信号
とをミキシングし、加算器で、前記第２のミキサの出力
信号と前記第３のミキサの出力信号とを加算して出力す
ることを特徴とする請求項９から１２のいずれかに記載
の周波数生成方法。 - 【請求項１４】 前記第１のミキサを、外部からの制御
信号で、ダウンコンバージョンミキサまたはアップコン
バージョンミキサの動作モードに切り換えて、前記第１
のミキサから出力する信号の周波数帯域を変化させるこ
とを特徴とする請求項９から１３のいずれかに記載の周
波数生成方法。 - 【請求項１５】 前記第２の分周器または前記プリスケ
ーラの分周比を固定値に保つことを特徴とする請求項１
４に記載の周波数生成方法。 - 【請求項１６】 前記第１の分周器または前記第３の分
周器の分周比を、平均値が所望の分周比となるように時
間的に変化させることを特徴とする請求項９から１５の
いずれかに記載の周波数生成方法。 - 【請求項１７】 請求項１から８のいずれかに記載の周
波数シンセサイザを備えることを特徴とする移動無線
機。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001002901A JP2002208858A (ja) | 2001-01-10 | 2001-01-10 | 周波数シンセサイザと周波数生成方法 |
| US10/028,313 US20020090917A1 (en) | 2001-01-10 | 2001-12-28 | Frequency synthesizer and method of generating frequency-divided signal |
| EP02250049A EP1227592A3 (en) | 2001-01-10 | 2002-01-04 | Frequency synthesizer and method of generating frequency-divided signal |
| CN02101822A CN1368795A (zh) | 2001-01-10 | 2002-01-10 | 频率合成器及产生分频信号的方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001002901A JP2002208858A (ja) | 2001-01-10 | 2001-01-10 | 周波数シンセサイザと周波数生成方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002208858A true JP2002208858A (ja) | 2002-07-26 |
Family
ID=18871329
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001002901A Pending JP2002208858A (ja) | 2001-01-10 | 2001-01-10 | 周波数シンセサイザと周波数生成方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20020090917A1 (ja) |
| EP (1) | EP1227592A3 (ja) |
| JP (1) | JP2002208858A (ja) |
| CN (1) | CN1368795A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004356801A (ja) * | 2003-05-28 | 2004-12-16 | Mitsubishi Electric Corp | マルチバンド発振器 |
| WO2014178314A1 (ja) * | 2013-04-30 | 2014-11-06 | 株式会社フジクラ | 送信装置、受信装置、送受信システム、送信方法、及び受信方法 |
| JP2015154330A (ja) * | 2014-02-17 | 2015-08-24 | パナソニック株式会社 | 信号生成回路 |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7983922B2 (en) * | 2005-04-15 | 2011-07-19 | Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. | Apparatus and method for generating multi-channel synthesizer control signal and apparatus and method for multi-channel synthesizing |
| US7221704B2 (en) | 2005-08-01 | 2007-05-22 | Marvell World Trade Ltd. | All digital implementation of clock spectrum spreading (dither) for low power/die area |
| US20100225374A1 (en) * | 2009-03-06 | 2010-09-09 | Infineon Technologies Ag | Low noise mixer |
| US8958515B2 (en) * | 2011-01-20 | 2015-02-17 | Lsi Corporation | SerDes jitter tolerance BIST in production loopback testing with enhanced spread spectrum clock generation circuit |
| JP5825175B2 (ja) * | 2012-03-29 | 2015-12-02 | 富士通株式会社 | 無線通信機 |
| CN103969477A (zh) * | 2014-05-27 | 2014-08-06 | 深圳市开立科技有限公司 | 一种信号发生器及其应用方法、系统 |
| CN108075771B (zh) * | 2017-12-15 | 2021-08-13 | 南京熊猫电子股份有限公司 | 一种高性能参差频率综合器及其频率计算方法 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5179359A (en) * | 1992-03-16 | 1993-01-12 | Hughes Aircraft Company | Digitally controlled frequency generator including a crystal oscillator |
| US6087865A (en) * | 1994-12-22 | 2000-07-11 | Anritsu Company | Programmable frequency divider |
| JPH0993090A (ja) * | 1995-09-21 | 1997-04-04 | Pioneer Electron Corp | 受信機 |
| JP2914297B2 (ja) * | 1996-05-29 | 1999-06-28 | 日本電気株式会社 | Ｐｌｌ周波数シンセサイザ |
| JPH10303747A (ja) * | 1997-04-25 | 1998-11-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 複数周波数帯域ｐｌｌ周波数シンセサイザ |
| US6005443A (en) * | 1998-03-19 | 1999-12-21 | Conexant Systems, Inc. | Phase locked loop frequency synthesizer for multi-band application |
| US6181181B1 (en) * | 1998-06-26 | 2001-01-30 | Fujitsu Limited | Phase shifter for a quadrature modulator and an image suppression mixer |
| JP3398910B2 (ja) * | 1998-10-02 | 2003-04-21 | 日本電信電話株式会社 | イメージ除去型受信機 |
| US6321074B1 (en) * | 1999-02-18 | 2001-11-20 | Itron, Inc. | Apparatus and method for reducing oscillator frequency pulling during AM modulation |
| DE19928998B4 (de) * | 1999-06-24 | 2005-07-14 | Siemens Ag | Elektronische Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Sendefrequenz |
| US6526265B1 (en) * | 1999-09-14 | 2003-02-25 | Skyworks Solutions, Inc. | Wireless transmitter having a modified translation loop architecture |
-
2001
- 2001-01-10 JP JP2001002901A patent/JP2002208858A/ja active Pending
- 2001-12-28 US US10/028,313 patent/US20020090917A1/en not_active Abandoned
-
2002
- 2002-01-04 EP EP02250049A patent/EP1227592A3/en not_active Withdrawn
- 2002-01-10 CN CN02101822A patent/CN1368795A/zh active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004356801A (ja) * | 2003-05-28 | 2004-12-16 | Mitsubishi Electric Corp | マルチバンド発振器 |
| WO2014178314A1 (ja) * | 2013-04-30 | 2014-11-06 | 株式会社フジクラ | 送信装置、受信装置、送受信システム、送信方法、及び受信方法 |
| JP5793253B2 (ja) * | 2013-04-30 | 2015-10-14 | 株式会社フジクラ | 送信装置、受信装置、送受信システム、送信方法、及び受信方法 |
| US9490969B2 (en) | 2013-04-30 | 2016-11-08 | Fujikura Ltd. | Transmission apparatus, reception apparatus, and transmission and reception system |
| JP2015154330A (ja) * | 2014-02-17 | 2015-08-24 | パナソニック株式会社 | 信号生成回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1227592A2 (en) | 2002-07-31 |
| CN1368795A (zh) | 2002-09-11 |
| EP1227592A3 (en) | 2004-01-21 |
| US20020090917A1 (en) | 2002-07-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5734970A (en) | Single oscillator transceiver with multiple frequency converters | |
| JP2001339301A (ja) | 周波数シンセサイザ | |
| US20110148484A1 (en) | Phase-locked loop frequency synthesizer | |
| JPS6256689B2 (ja) | ||
| JP2002208858A (ja) | 周波数シンセサイザと周波数生成方法 | |
| US6570948B1 (en) | Phase locked loop frequency generating circuit and a receiver using the circuit | |
| KR19980087241A (ko) | 위상동기루프를 사용한 주파수 합성기의 락-업 고속화회로 | |
| US20070103247A1 (en) | Pll transient response control system and communication system | |
| JP2001016103A (ja) | Ｐｌｌシンセサイザ | |
| KR100339687B1 (ko) | 다중대역을갖는위상잠금주파수합성장치 | |
| CN111464181B (zh) | 一种射频信号源 | |
| JP2006203558A (ja) | 信号処理装置 | |
| JP3567779B2 (ja) | シンセサイザ及び基準信号生成回路 | |
| JP2002141797A (ja) | 周波数シンセサイザ | |
| JPH0758635A (ja) | 周波数シンセサイザ | |
| JP2002353837A (ja) | 受信装置 | |
| US20040027205A1 (en) | Local oscillator apparatus for low-noise generation of arbitrary frequencies | |
| JPH0865159A (ja) | 周波数シンセサイザ | |
| JP3248453B2 (ja) | 発振装置 | |
| KR100845689B1 (ko) | Ｐｌｌ 주파수 합성기 | |
| JPH06164387A (ja) | 位相同期式周波数シンセサイザ | |
| JP2000353953A (ja) | デュアルｐｌｌ周波数シンセサイザ回路 | |
| JPH0946227A (ja) | Ｐｌｌ周波数シンセサイザ | |
| JPH0818448A (ja) | 位相同期式周波数シンセサイザ用制御回路 | |
| JPS62114331A (ja) | フエ−ズロツクル−プ回路 |