ES2830198T3

ES2830198T3 - Sintetizador de frecuencia con ruido reducido y componentes espectrales parásitos

Info

Publication number: ES2830198T3
Application number: ES11714384T
Authority: ES
Inventors: Robert Longstone; Ian Morrison Graham
Original assignee: BAE Systems PLC
Current assignee: BAE Systems PLC
Priority date: 2010-04-14
Filing date: 2011-04-11
Publication date: 2021-06-03
Anticipated expiration: 2031-04-11
Also published as: EP2559165B1; WO2011128671A1; US9065458B2; PL2559165T3; AU2011239758A1; EP2559165A1; AU2011239758B2; US20130033330A1

Abstract

Un sintetizador de frecuencia para sintetizar frecuencias con ruido reducido, comprendiendo el sintetizador: una fuente de señal (82) para generar una señal de entrada que tiene a una frecuencia prescrita; un primer y segundo oscilador (42, 44) acoplados a través de una primera trayectoria de procesamiento de señal (46) entre sí y con la fuente de señal para generar una primera señal intermedia; caracterizado por que el sintetizador de frecuencia comprende, además: una red de divisores de frecuencia (12) acoplados a través de una segunda trayectoria de procesamiento de señal con la fuente de señal; al menos un multiplicador de frecuencia (14, 16) acoplado a al menos uno de los divisores de frecuencia (12), estando los divisores y el al menos un multiplicador configurados para generar una pluralidad de frecuencias armónicas (20) coherentes con la frecuencia prescrita; un conmutador (104) para seleccionar una de las frecuencias armónicas; y un mezclador (98) para combinar la frecuencia seleccionada de la pluralidad de frecuencias armónicas (20) con la primera señal intermedia y proporcionar dichas frecuencias sintetizadas con ruido reducido, estando la red de divisores de frecuencia (12) y al menos un multiplicador (14, 16) dispuestos para generar las frecuencias armónicas (20) de tal forma que están espaciadas uniformemente entre sí.

Description

DESCRIPCIÓN

Sintetizador de frecuencia con ruido reducido y componentes espectrales parásitos

La presente invención se refiere a mejoras en la síntesis de frecuencia y a dispositivos mejorados para reducir ruido en señales procesadas.

Existen muchas aplicaciones en la técnica anterior para las que se requiere sintetizar o generar señales de RF (radiofrecuencia) a través de un intervalo relativamente amplio de diferentes frecuencias. Sin embargo, se conoce que al menos algunas de las técnicas convencionales de generación y procesamiento de señales pueden introducir componentes de ruido significativos en una señal de salida resultante, a no ser que se tenga un cuidado considerable para evitar o mitigar cualquier fuente de ruido potencial.

En algunas aplicaciones, tales como sistemas de radar y redes de comunicaciones de RF, el problema de ruido de señal puede abordarse usando osciladores de ruido muy bajo, tales como los que comprende un resonador basado en zafiro, que resultan tener características de "interferencia" de fase extremadamente baja. Ya que la frecuencia es la derivada de fase con respecto a tiempo, la interferencia de fase puede representarse de forma equivalente en términos de interferencia de frecuencia. La interferencia de fase aleatoria en una señal de RF, se manifiesta en el dominio de frecuencia como "ruido de fase", que puede definirse como la relación (expresada en dB) de la potencia debido a modulación de fase en una banda de 1 Hz en una frecuencia de desplazamiento especificada desde la portadora, dividida por la potencia de portadora deseada. El resultado de lo anterior es que la frecuencia y fase de la señal variará hasta cierto punto de forma impredecible, un efecto que a menudo se representa en términos de ruido de fase. Como resultado, cualquier señal de salida que tiene un ruido de fase asociado puede variar de una frecuencia deseada, que posiblemente puede perjudicar al rendimiento del sistema y/o introducir de otra manera efectos no deseados.

Aunque los resonadores basados en zafiro se conocen por dar lugar a osciladores de ruido de fase bajo, generalmente son componentes bastante caros, que normalmente requieren disposiciones razonablemente complejas para estabilizar la temperatura del resonador debido a que el zafiro tiene un coeficiente de temperatura relativamente alto. Por consiguiente, a menos que se haga una provisión adecuada para supervisar y controlar la temperatura del resonador, la frecuencia puede variar, lo que introduce en consecuencia frecuencias no deseadas en la señal de salida.

Existen varias técnicas convencionales para generar un intervalo de diferentes frecuencias de un oscilador, que se dispone a sí mismo para generar una señal de frecuencia única. En algunas aplicaciones, tales como en sistemas de radar, pueden generarse un conjunto de frecuencias que son múltiplos enteros de una frecuencia de origen. Habitualmente, se seleccionará a continuación una frecuencia del conjunto de frecuencias para mezclarse con señales de otras frecuencias para generar una frecuencia de salida deseada, que es o bien la suma o bien la diferencia de las dos frecuencias de entrada, dependiendo del esquema de síntesis de frecuencia. De esta manera, la frecuencia de la señal de radio puede, a continuación, variarse de forma controlada.

Sin embargo, se conoce que la mezcla de señales introduce componentes de frecuencia no deseados, denominados comúnmente como "parásitos de intermodulación de mezclador". El término parásitos se refiere a señales de onda sinusoidal no deseadas de baja amplitud en frecuencias distintas de la frecuencia deseada. Se encuentra que un mezclador que se acciona con una señal de entrada de onda sinusoidal limpia (es decir, de frecuencia única) produce una señal de salida que comprende frecuencias dadas por la relación |±n-fi_o±m-fiF| en la que n y m son números enteros y f_o y fiF son las frecuencias del oscilador local y entradas de frecuencia intermedias al mezclador, respectivamente. La frecuencia de salida de mezclador deseada normalmente es o bien |fi_o fiF| o |fi_o - fiF| resultando las otras frecuencias de salida de mezclador de la expresión |±nfi_o ±mfiF| que constituyen parásitos de intermodulación de mezclador no deseados. Por consiguiente, en las técnicas de mezclado convencionales, puede generarse un gran número de parásitos, además de la frecuencia resultante, que también puede incluir parásitos en los que no se desea cualquiera de las frecuencias de suma o diferencia. Como resultado, la señal de salida deseada puede acompañarse por numerosas ondas sinusoidales de amplitud baja en frecuencias que tienden a ser bastante difíciles de eliminar de la señal usando técnicas de filtrado convencionales.

Puede generarse un conjunto de frecuencias que son múltiplos enteros de una frecuencia de origen por medio de un generador de peine convencional, que cuando se usa en conjunto con un banco de filtros conmutado, permite que se seleccione una de las frecuencias para una mezcla posterior con otra señal. Sin embargo, se conoce que tales disposiciones sufren de la desventaja de que el ruido de fase de la señal de entrada escala con frecuencia creciente por un factor de 20 log-io(N) dB, donde n es un multiplicador entero que corresponde al Nésimo armónico (por ejemplo, N = 1, 2, 3,...). Como resultado, el ruido de fase se vuelve rápidamente significativo en frecuencias más altas, lo que añade ruido considerable a la señal de salida. Además, se encuentra que los generadores de peine también producen armónicos no deseados que tienen amplitudes relativamente altas que deben filtrarse antes de que pueda usarse posteriormente la señal de salida.

Por consiguiente, es evidente que muchas de las técnicas convencionales de síntesis de frecuencia y generación de señales tienden a introducir componentes espectrales no deseados (por ejemplo, ruido de fase y/o parásitos) en la señal de salida, debido en parte a la acción de procesamiento de la señal a medida que pasa a través del sistema. Por lo tanto, a pesar del uso de osciladores de bajo ruido y sintetizadores de frecuencia, se encuentra que muchos de los dispositivos de señal existentes generan conjuntos de frecuencias que pueden asociarse con ruido significativo, que puede requerir habitualmente filtrado complejo y/o procesamiento de señal adicional antes de que las señales de salida puedan usarse para sus propósitos previstos.

"A Novel Type of Mixer used for Direct Frequency Synthesis" por Milan Stork et al, publicado en la 16a CONFERENCIA INTERNACIONAL SOBRE PROCESAMIENTO DE SEÑAL DIGITAL, 2009, IEEE, PISCATAWAY, NJ, Estados Unidos el 5 de julio de 2009, páginas 1-6, divulga un sintetizador basándose en divisores programables, multiplicadores y mezcladores de coincidencia.

"A 14-Band Low-Complexity and High-Performance Synthesizer Architecture for MB-OFDM Communication" por Sylvain Traverso et al, publicado en TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS II DE IEEE, INFORMES EXPRÉS, CENTRO DE SERVICIOS DE IEEE, NUEVA YORK, Vol. 54, N.° 6, el 1 de junio de 2007, páginas 552-556, divulga una arquitectura de sintetizador que opera en la banda de 3,1 a 10,6 GHz.

"A Frequency Divider Implemented with a Subharmonic Mixer and a Divide-by-Two Divider" por Shao-Hua Lee et al, publicado en MICROWAVE AND WIRELESS COMPONENTS LETTERS DE IEEE, CENTRO DE SERVICIOS DE IEEE, NUEVA YORK, Vol. 16 N.° 12, el 1 de diciembre de 2006, páginas 699-701, divulga un oscilador de anillo de CMOS diferencial de dos etapas con conmutadores n-MOS acoplados directamente a sus salidas diferenciales. Mediante la presente invención se proporciona un sintetizador de frecuencia para sintetizar frecuencias con ruido reducido, comprendiendo el sintetizador:

una fuente de señal para generar una señal de entrada que tiene una frecuencia prescrita;

un primer y segundo oscilador acoplados a través de una primera trayectoria de procesamiento de señal entre sí y con la fuente de señal para generar una primera señal intermedia; en donde el sintetizador de frecuencia comprende además:

una red de divisores de frecuencia acoplados a través de una segunda trayectoria de procesamiento de señal con la fuente de señal;

al menos un multiplicador de frecuencia acoplado a al menos uno de los divisores de frecuencia, estando los divisores y el al menos un multiplicador configurados para generar una pluralidad de frecuencias armónicas coherentes con la frecuencia prescrita;

un conmutador para seleccionar una de las frecuencias armónicas; y

un mezclador para combinar la frecuencia seleccionada de la pluralidad de frecuencias armónicas con la primera señal intermedia y proporcionar dichas frecuencias sintetizadas con ruido reducido,

estando la red de divisores de frecuencia y al menos un multiplicador dispuestos para generar las frecuencias armónicas de tal forma que están espaciadas uniformemente entre sí.

Aspectos adicionales de la invención se definen mediante las reivindicaciones dependientes adjuntas.

Realizaciones de la invención se describirán ahora en detalle a modo de ejemplo y con referencia a los dibujos adjuntos en los que:

La Figura 1 es un diagrama esquemático de un sintetizador de frecuencia;

La Figura 2 es un diagrama esquemático de un divisor de frecuencia regenerativo para su uso con el sintetizador de frecuencia de la Figura 1;

La Figura 3 es un diagrama esquemático de una etapa de procesamiento de señal, que muestra un par de osciladores acoplados a través de una trayectoria de procesamiento de señal;

La Figura 4 es un diagrama esquemático de uno de los osciladores de la figura anterior que se muestra dispuesto en un bucle de realimentación;

La Figura 5 es una representación gráfica de las características de ruido de fase de uno de los osciladores mostrados en la etapa de procesamiento de señal de ejemplo de la Figura 3;

La Figura 6 es un diagrama esquemático de un oscilador local estable de acuerdo con una realización de la presente invención;

La Figura 7 es un diagrama esquemático de una fuente de alimentación de ruido bajo.

Haciendo referencia a la Figura 1, se muestra un diagrama esquemático de un sintetizador de frecuencia 10 de ejemplo. El sintetizador de frecuencia 10 comprende la red 12 de cuatro divisores de frecuencia 12a...12d, que se disponen en una configuración de cascada. De esta manera, la salida de un divisor anterior se convierte en la entrada de un siguiente divisor adyacente, y así sucesivamente a través de la red 12. Cada frecuencia dividida puede "recogerse" a continuación en la salida de cada divisor 12a...12d.

El sintetizador de frecuencia 10 comprende además un par de multiplicadores de frecuencia 14, 16, cada uno de los cuales se acopla a un divisor respectivo de los divisores de frecuencia de la red 12. En el ejemplo de la Figura 1, uno de los multiplicadores de frecuencia 14 se acopla a la salida del segundo divisor de frecuencia 12b, de tal forma que es capaz de recibir la señal desde ese divisor, mientras el otro multiplicador de frecuencia 16 se acopla, asimismo, a la salida del último divisor de frecuencia 12d.

Los divisores de frecuencia 12a...12d en la red 12 son cada uno divisores de frecuencia de A o divisores de 'división por 2'. Por lo tanto, cada divisor 12a...12d en la red 12 es operable para dividir la frecuencia de la salida de señal al respectivo divisor a la mitad. Los multiplicadores de frecuencia 14, 16 con cada uno multiplicadores x%, que sirven para multiplicar las frecuencias de las señales recibidas desde los respectivos divisores 12b, 12d por %. Estos multiplicadores x% se implementan mediante una cascada de dos divisores de frecuencia regenerativos del tipo mostrado en la Figura 2, en los que la salida que proporciona x3/2 de la frecuencia de entrada, se toma del primer divisor regenerativo y suministra a la entrada del segundo divisor regenerativo desde el que se toma la salida de media frecuencia.

La red 12 está configurada para recibir una señal de entrada 18 derivada a partir de una fuente de señal que tiene una frecuencia prescrita. Una ventaja del circuito ilustrado en la Figura 1 es que el conjunto de frecuencias generadas por el sintetizador de frecuencia 10 serán todas coherentes entre sí. Por "coherente" queremos decir que un número entero de ciclos de una cualquiera de las frecuencias es capaz de 'adaptarse' a un número entero de ciclos de cualquiera de las otras frecuencias en el conjunto. Un beneficio significativo de la generación de un conjunto de tales frecuencias coherentes es que cuando dos o más de las frecuencias se mezclan posteriormente, se encuentra que cualquier parásito resultante se superpone esencialmente encima de la frecuencia de salida deseada y, por lo tanto, no se ve o con un plan de frecuencia apropiado, está espaciado de otra manera convenientemente de la frecuencia de salida para permitir facilidad de filtrado usando técnicas convencionales.

La disposición particular de divisores de frecuencia 12a...12d y multiplicadores de frecuencia 14, 16, como se muestra en la Figura 1, permite que se generen los armónicos 1 a 4 de una frecuencia prescrita, mientras también proporciona frecuencias de salida adicionales para una mezcla adicional. Los valores de los divisores de frecuencia 12a...12d y multiplicador de frecuencia 14 se seleccionan especialmente de forma que las frecuencias de salida generadas por el sintetizador de frecuencia 10 están espaciadas uniformemente entre sí. Por lo tanto, el conjunto de frecuencias en los canales de salida 2O1...2O4 están espaciadas cada una por una diferencia determinada en frecuencia.

A modo de ejemplo, la operación del sintetizador de frecuencia 10 se ilustrará ahora con referencia a una señal de entrada 18 que tiene una frecuencia de 1280 MHz, derivada a partir de una fuente de señal (no mostrada) que tiene una frecuencia prescrita de 80 MHz. La frecuencia de la señal de entrada 18 se reduce inicialmente por el divisor de frecuencia de división por 2 12a, de modo que la señal de salida desde el divisor ahora tiene una frecuencia de 640 MHz. Esta señal de salida se proporciona, a continuación, al divisor de frecuencia de división por 212b, que divide de nuevo la frecuencia de la señal a la mitad. La señal de salida ahora tiene una frecuencia de 320 MHz, que está disponible en el canal 202. Debido al acoplamiento del multiplicador de frecuencia 14 a la salida del divisor de frecuencia 12b, también recibe la señal de 320 MHz, que se multiplica de este modo por % resultando en una señal de salida adicional que tiene una frecuencia de 240 MHz en el canal 201.

Debido a la cascada de los divisores de frecuencia, la señal de salida de 320 MHz se proporciona también al divisor de frecuencia de división por 212c, que divide de nuevo la frecuencia a la mitad. De esta manera, una señal de salida que tiene una frecuencia de 160 MHz está disponible en el canal 203, mientras también se proporciona al divisor de frecuencia de división por 2 final 12d, que divide la señal de 160 MHz en una señal de salida de 80 MHz. La señal de 80 MHz está disponible, a continuación, en el canal 204. Como resultado, un conjunto espaciado uniformemente de los primeros cuatro armónicos sucesivos (es decir, 80 MHz, 160 MHz, 240 MHz y 320 MHz) de la frecuencia prescrita (es decir, fundamental) de 80 MHz puede obtenerse a partir de los canales 201...204 del sintetizador de frecuencia 10.

Derivar las frecuencias de salida de esta manera habilita de este modo que los parásitos se filtren fácilmente, ya que los divisores de frecuencia regenerativos proporcionan una supresión útil de armónicos no deseados. Sin embargo, se ha de apreciar que ajustando los valores de los divisores de frecuencia 12a...12d y/o multiplicadores de frecuencia 14, 16, junto con el cambio potencial del tamaño de la red 12 y/o número de multiplicadores, puede habilitar que se consigan diferentes espaciados de frecuencia, según se requiera por la aplicación particular.

En el ejemplo de la Figura 1, la señal de salida desde el primer divisor 12a puede acoplarse opcionalmente a un mezclador 22, que también puede configurarse para recibir la señal de salida desde el multiplicador de frecuencia x% 16. La mezcla de estas dos señales de salida puede proporcionar, por lo tanto, una nueva señal de salida que puede usarse para una mezcla adicional en cualquier etapa de procesamiento de señal adecuada (no mostrada), para generar de este modo una o más frecuencias adicionales, además de los armónicos disponibles en los canales 201...204. Por consiguiente, no únicamente puede usarse el sintetizador de frecuencia de la Figura 1 para generar los primeros cuatro armónicos de una frecuencia de origen prescrita, también puede dar lugar a frecuencias adicionales para propósitos de mezcla opcionales.

Los divisores de frecuencia 12a...12d usados en el sintetizador de frecuencia 10 de la Figura 1 son cada uno divisores de frecuencia regenerativos. Un ejemplo de un divisor de frecuencia regenerativo 30 de este tipo se muestra esquemáticamente en la Figura 2. El divisor de frecuencia regenerativo 30 comprende un mezclador 32 acoplado a un filtro de paso bajo 34, que a su vez alimenta un amplificador 36. La señal de salida desde el amplificador 36 se devuelve al mezclador 32 a través de un multiplicador de frecuencia 38, para su mezcla con la señal de entrada fi proporcionada al divisor de frecuencia regenerativo 30.

El mezclador 32 sirve de forma efectiva como un multiplicador análogo que genera dos señales de salida con frecuencias, fsal¡da_super¡or y fsalidajnferior, que son iguales a la suma y diferencia de las dos frecuencias de entrada respectivamente. Considerando la función del mezclador 32, suponiendo que el filtro 34 selecciona la banda lateral de salida inferior del mezclador 32, se deduce que: f - N . fsalida-inferior =fsalidajnferior, por lo tanto

f i

f sa lid a_ in ferio r

(W l) (1 )

en la que N es el factor multiplicativo del multiplicador de frecuencia 38. Adicionalmente, también se cumple que /saiida_suPerior = f i N . ( ^ ) , que, por lo tanto, proporciona

En el divisor de frecuencia regenerativo 30 de la Figura 2, el multiplicador de frecuencia 38 es un multiplicador x1 (es decir, N = 1). Por consiguiente, las señales de salida desde el mezclador 32 son, por lo tanto, /saiidajnferior = ^ f i y /saiida_suPerior = ^ f i . El filtro de paso bajo 34 está configurado para rechazar la señal de frecuencia superior fsalida_superior, y en su lugar permitir únicamente que pase la señal de frecuencia inferior fsalidajnferior. Por consiguiente, si la salida desde el divisor de frecuencia regenerativo 30 se toma del filtro de paso bajo 34, el divisor 30 consigue una división de frecuencia de una mitad.

Las ecuaciones (1) y (2) representan una forma generalizada de las frecuencias de salida que pueden obtenerse a partir de un divisor de frecuencia regenerativo de un tipo como se muestra en la Figura 2. Por lo tanto, se ha de apreciar que puede generarse cualquier armónico de una frecuencia fundamental seleccionando el factor N apropiado del multiplicador de frecuencia 38. Además, también es posible hacer uso de la capacidad del divisor de frecuencia regenerativo 30 de multiplicar por un factor de 3/2, cuando se usa únicamente un multiplicador x1 dentro del divisor.

Haciendo referencia ahora a la Figura 3, se muestra un diagrama esquemático de una etapa de procesamiento de señal 40 de ejemplo. La etapa de procesamiento de señal 40 se concibe para su uso con dispositivos de generación de señales, tales como osciladores locales estables, como un módulo de reducción de ruido para señales 'limpias' dentro del dispositivo.

La etapa de procesamiento de señal 40 comprende un par de osciladores 42, 44 acoplados a través de una trayectoria de procesamiento de señal 46, a lo largo de la cual se transmite una señal. Cada uno de los osciladores 42, 44 es un oscilador de resonador dieléctrico (DRO) controlado por tensión, que tiene una frecuencia de operación que puede variarse ajustando la tensión de sintonización aplicada al oscilador. En el ejemplo de la Figura 3, los DRO 42, 44 se fabrican de titanato de bario. Se encuentra que el uso de DRO de titanato de bario es particularmente ventajoso, ya que esta sustancia tiene un coeficiente de temperatura que es significativamente menor que el del zafiro. Como resultado, los osciladores 42, 44 de la etapa de procesamiento de señal 40 no requieren complejos mecanismos para estabilizar su temperatura, a diferencia de los DRO basados en resonadores de zafiro existentes. Adicionalmente, usando un par de DRO de titanato de bario en lugar de oscilador basado en resonador de zafiro, el dispositivo de señal resultante puede fabricarse a un coste considerablemente menor que los dispositivos existentes, ya que los componentes de zafiro generalmente son bastante caros.

La trayectoria de procesamiento de señal 46 que acopla los osciladores 42, 44 se adapta para cambiar la frecuencia de la señal que se transmite a lo largo de la trayectoria. Por lo tanto, en el ejemplo de la Figura 3, la trayectoria 46 incluye un multiplicador de frecuencia 48 y un mezclador 50, que sirven para aumentar sucesivamente la frecuencia de la señal (es decir, mediante multiplicación y, a continuación, mezcla) a medida que pasa entre los osciladores 42, 44. Por supuesto, debe apreciarse que cualquier medio adecuado para cambiar la frecuencia de la señal puede incluirse en, o de otra forma aplicarse a, la trayectoria 46 dependiendo de la aplicación particular y cambio deseado en frecuencia.

Como resultado de la operación de la trayectoria de procesamiento de señal 46, los osciladores 42, 44 están configurados para operar en diferentes frecuencias entre sí, de tal forma que sus frecuencias de operación (es decir, f ⁱ y f ² ) dependen de la frecuencia de la señal aplicada a cada oscilador. De esta manera, la señal en la trayectoria 46 puede 'limpiarse', por lo tanto, antes, y después, su frecuencia cambia, habilitando que cualquier componente de ruido (por ejemplo, ruido de fase y/o parásitos) se suprima sustancialmente en la señal de salida resultante.

En la Figura 3, el primer oscilador 42 corresponde a un DRO de frecuencia baja que tiene una frecuencia de operación f ⁱ , mientras el segundo oscilador 44 es un DRO de frecuencia alta que tiene una frecuencia de operación f² (donde f² > fi). Las respectivas frecuencias de operación se seleccionan para coincidir con la frecuencia de la señal a medida que se procesa a lo largo de la trayectoria de procesamiento de señal 46.

Cada oscilador 42, 44 se mantiene a su respectiva frecuencia de operación fi y f2, por medio de un circuito de bucle de enganche de fase, mostrado esquemáticamente como 42a y 44a en la Figura 3. Un ejemplo de un circuito de bucle de enganche de fase 60 de este tipo para su uso en conjunto con los DRO se muestra en la Figura 4. El circuito de bucle de enganche de fase 60 comprende un detector de fase 62 y un filtro de bucle 64, que se acoplan a un DRO 44 en una disposición de bucle de realimentación, por tanto, a continuación, la salida desde el DRO 44 también se proporciona como una entrada al detector de fase 62.

El detector de fase 62 tiene una tensión de salida que depende de la diferencia en fase entre la señal de entrada 66 al circuito de bucle de enganche de fase 60 y la señal de salida 68 desde el DRO 44. El bucle de enganche de fase actúa como un filtro de paso bajo a la modulación presente en la señal de entrada 66. De esta manera, puede reducirse entonces significativamente cualquier componente de ruido o de parásito con frecuencias de modulación significativamente mayores que el ancho de banda de bucle de enganche de fase, dando lugar a una señal de salida 'limpia' 68.

En el ejemplo de la Figura 4, el detector de fase 62 está configurado para emitir su tensión máxima cuando tanto la señal de entrada 66 como señal de salida 68 están perfectamente en fase. Sin embargo, cuando la diferencia de fase entre las señales se acerca a 90 grados, la tensión de salida cae a cero, que es la condición de operación normal para el detector de fase en el bucle de enganche de fase.

La operación de la etapa de procesamiento de señal 40 de la Figura 3, se describirá ahora a modo de ejemplo con referencia a una señal de entrada sinusoidal que tiene una frecuencia de 1200 MHz. Para el propósito de explicación, la señal de entrada se supone que se ha derivado a partir de una fuente de señal asociada y que ha experimentado algún grado de procesamiento de señal, que ha implicado pasar la señal a través de al menos un multiplicador de frecuencia (no mostrado). Como resultado de esta multiplicación de frecuencia, el ruido de fase de la señal de entrada al DRO con enganche de fase de los bloques 42 y 42a se aumenta por 20*log10(15) dB en comparación con el ruido de fase de la fuente de señal de 80 MHz que suministra la entrada al multiplicador de frecuencia e incluye adicionalmente una contribución ruido de fase residual desde el propio multiplicador de frecuencia. Este nivel de ruido de fase es inaceptable para aplicaciones de radar que requieren el mayor factor de mejora de ecos parásitos y debe suprimirse usando la etapa de procesamiento de señal de la Figura 3. Otras aplicaciones distintas de radar también pueden hacer uso de las propiedades de ruido bajo de la etapa de procesamiento de señal de la Figura 3.

La frecuencia de operación del DRO 42 se establece para ser de 1200 MHz y el DRO 42 se bloquea a esta frecuencia por acción del circuito de bucle de enganche de fase 42a. Debido a la función del circuito de bucle de enganche de fase 42a y la característica de ruido bajo de DRO 42, se encuentra que la señal de salida resultante desde el DRO 42 es mucho más silenciosa que la señal de entrada, para frecuencias de desplazamiento espaciadas suficientemente de la portadora, como se describe a continuación. Por consiguiente, el primer DRO 42 produce una señal de 1200 MHz, que tiene significativamente menor ruido de fase que la salida de señal al circuito de bucle de enganche de fase 42a, para frecuencias de desplazamiento espaciadas suficientemente de la portadora. De esta manera, se reduce notablemente la contaminación espectral de la señal sinusoidal, dando lugar a una forma de onda sinusoidal 'limpia' a 1200 MHz.

Se ha de observar que el circuito de enganche de fase 42a también evita que varíe la frecuencia media de la señal de salida desde el DRO 42, con respecto a la frecuencia media de la señal de entrada al circuito de enganche de fase 42a, debido a variaciones de temperatura en el DRO 42. Por lo tanto, el circuito de bucle de enganche de fase 42a asegura que la frecuencia emitida desde el DRO 42 no varía fuera del intervalo deseado, establecido por la fuente de señal de 80 MHz, de 0,1 ppm por encima del intervalo de temperatura de operación.

La cantidad de ruido de fase puede cuantificarse mediante el uso de la siguiente definición:

L ( /) = 10. log101™ ^ — !°] (3)

en la que, L(f) es el ruido de fase de banda lateral única en la frecuencia de desplazamiento f Hz desde la portadora, que tiene unidades de dBc/Hz, Pdespiazamiento es la potencia en el desplazamiento de banda de 1 Hz desde la frecuencia de portadora por f Hz debido a modulación de fase y Pportadora es la potencia en la frecuencia de portadora. En el ejemplo anterior, la frecuencia de portadora corresponde a 1200 MHz y se encuentra que debido a la operación del DRO 42 y circuito de PLL 42a, el ruido de fase resultante en un desplazamiento de banda de 1 Hz por 10 kHz de la señal de 1200 MHz es -170 dBc/Hz o de forma equivalente 10-17 x Pportadora; el ruido de fase desciende adicionalmente, a continuación, con frecuencia de desplazamiento creciente para conseguir un suelo de ruido definitivo mejor de -180 dBc/Hz. Esto se compara con el ruido de fase de la señal aplicada a la entrada del DRO con enganche de fase 42 del circuito de PLL 42a, que está en la región de -150 dBc/Hz para frecuencias de desplazamiento en exceso de 10kHz. Por consiguiente, es evidente que el primer DRO con enganche de fase 42 reduce significativamente el ruido de fase en la señal de salida, produciendo de este modo una forma de onda sinusoidal limpia.

La capacidad de reducir el ruido de fase a un nivel de 10-17 x Pportadora es extremadamente útil para aplicaciones de señales de ruido bajo, tales como en sistemas de radar etc. Por lo tanto, la etapa de procesamiento de señal de la Figura 3 es particularmente adecuada para su uso con osciladores locales estables previstos para aplicaciones de radar y redes de comunicaciones de RF, etc.

La señal de 1200 MHz limpia se pasa, a continuación, a través del multiplicador de frecuencia 48, que en el ejemplo de la Figura 3 es un multiplicador de diodo Schottky x3. Debido a la acción del multiplicador, el ruido de fase asociado con la señal sinusoidal de 3600 MHz resultante del multiplicador de frecuencia se aumenta por 20*Log10(3) en comparación con el ruido de fase en la entrada de multiplicador de frecuencia. Adicionalmente el multiplicador de frecuencia 48 realizará una contribución propia de ruido de fase residual. Adicionalmente, además del 3er armónico deseado de la señal de entrada, se encuentra generalmente que el multiplicador 48 también generará múltiplos no deseados de la señal sinusoidal, incluyendo al menos niveles relativamente altos de los 1er y 5° armónicos de la frecuencia de entrada.

La señal de 3600 MHz se aplica a continuación al mezclador 50, que está configurado también para recibir otra señal de entrada, como se muestra en la Figura 3. El mezclador 50 es un mezclador de diodo Schottky convencional que sufre de la característica inherente de que produce muchos parásitos como resultado de la mezcla de señales. Sin embargo, con la condición de que las frecuencias de las señales a mezclar se seleccionan cuidadosamente, los parásitos en la señal de salida resultante estarán adecuadamente espaciados de la frecuencia deseada para permitir de este modo una facilidad de filtrado. Por consiguiente, en el ejemplo de la Figura 3, la otra señal de entrada al mezclador 50 se selecciona para tener una frecuencia de 580 MHz, que no da lugar únicamente a una frecuencia de salida de 4180 MHz, sino también produce parásitos que están espaciados de la señal de 4180 MHz por al menos 20 MHz, debido a la naturaleza coherente de las señales de 3600 MHz y 580 MHz aplicadas a las entradas de mezclador. Como resultado, los parásitos que acompañan la señal de salida pueden filtrarse, por lo tanto, fácilmente usando un filtro de paso de banda 52 convencional, como se muestra en la Figura 3, ya que cualquier parásito a 4200 MHz y 4160 MHz están a un nivel relativamente bajo.

Para conseguir un espaciado entre los parásitos y la frecuencia de salida deseada que es adecuada para permitir un filtrado fácil de los parásitos, es necesario seleccionar únicamente esas frecuencias que tienen un máximo común divisor de valor suficiente. Por consiguiente, en el ejemplo de la Figura 3, las frecuencias a mezclar son de 3600 MHz y 580 MHz, que no se seleccionan por casualidad, sino que en su lugar se conocen para tener un máximo común divisor de 20 MHz. Por tanto, cualquier parásito producido por el mezclador 50 estará espaciado por al menos 20 MHz de la frecuencia de salida de 4180 MHz, que, entonces, puede eliminarse fácilmente. Sin embargo, si la mezcla de señales implica frecuencias que producen parásitos que están muy cerca de la frecuencia de salida, entonces se vuelve cada vez más difícil filtrar las mismas y, por lo tanto, la señal resultante será inherentemente más ruidosa.

La señal de 4180 MHz se filtra por el filtro de paso de banda 52, que actúa para eliminar, o al menos reducir, los parásitos espaciados de la frecuencia deseada. Sin embargo, es probable que la señal filtrada aún contenga uno o más componentes de ruido, en particular ruido de fase y parásitos generados en el mezclador 50, que necesitan eliminarse de la señal por acción del segundo DRO con enganche de fase 44 y 44a. La señal de 4180 MHz se proporciona al segundo DRO 44 por medio de la trayectoria de procesamiento de señal 46. La frecuencia de operación del DRO 44 se establece para ser de 4180 MHz y el DRO 44 se bloquea a esta frecuencia por acción del circuito de bucle de enganche de fase 44a. El circuito de bucle de enganche de fase 44a compensa la variación de frecuencia del DRO de funcionamiento libre 44 con temperatura, que está aproximadamente ±50 kHz por encima del intervalo de temperatura de operación. Debido a la función del circuito de bucle de enganche de fase 44a, se encuentra que la señal de salida resultante desde el DRO 44 es mucho más silenciosa que la señal de entrada, para frecuencias de desplazamiento significativamente mayores que el ancho de banda de bucle de enganche de fase. Por consiguiente, el segundo DRO 44 produce una señal de 4180 MHz que tiene significativamente menor ruido de fase que la salida de señal al circuito de bucle de enganche de fase 44a. De esta manera, se reduce notablemente la contaminación espectral de la señal sinusoidal, en comparación con la señal disponible desde el filtro 52, dando lugar a una forma de onda sinusoidal 'limpia' a 4180 MHz.

La capacidad de reducción de ruido del DRO con enganche de fase 44 y 44a puede entenderse más claramente con referencia a la Figura 5, que muestra un gráfico 70 del ruido de fase, L(f), contra el logaritmo de la frecuencia de desplazamiento de la portadora, log (f). La salida de señal al circuito de bucle de enganche de fase 44a tiene una 'curva de ruido de fase' de una forma que puede aproximarse razonablemente bien mediante la curva lineal por tramos continua 72, que ilustra que el ruido de fase en la señal de entrada disminuye con el aumento de frecuencia de desplazamiento. El ruido de fase en la señal emitida desde el DRO 44 se muestra como la correspondiente curva lineal por tramos continua 74, que puede verse como similar en forma a la curva 72, pero está desplazada en relación con la misma de modo que ambas curvas se interceptan en una frecuencia de 20 kHz.

Se observa por referencia que el ruido de fase parte de las curvas lineales por tramos continuas en la vecindad de los puntos en los que cambia la inclinación, pero que la aproximación lineal por tramos continua es razonable para propósitos de cálculo de sistema de primer orden.

Es evidente que el ruido de fase en la señal de entrada es menor que el ruido de fase en la señal de salida de DRO para frecuencias por debajo de 20 kHz; mientras que por encima de esta frecuencia el ruido de fase es en particular mayor en la señal de entrada que la señal de salida de DRO. Por lo tanto, para reducir el ruido total en la señal resultante del DRO 44 y la combinación de circuito de bucle de enganche de fase 44a, es deseable explotar las porciones de ruido de fase relativamente bajo de ambas de las curvas de ruido de fase. En otras palabras, es beneficioso provocar que el DRO 44 y la combinación de bucle de enganche de fase 44a opere de acuerdo con una curva de ruido de fase que se aproxima estrechamente a un compuesto de la curva lineal por tramos continua 72 por debajo de 20 kHz y la curva lineal por tramos continua 74 por encima de 20 kHz, como se representa por la línea discontinua 76 en la Figura 5. De esta manera, el DRO 44 y la combinación de bucle de enganche de fase 44a son, a continuación, capaces de producir una señal sinusoidal de salida limpia que tiene un ruido de fase óptimamente bajo.

Para conseguir la curva de ruido de fase óptima, el filtro de bucle 64 en el circuito de bucle de enganche de fase 60 está configurado de tal forma que el ancho de banda de bucle de enganche de fase se establece a 20 kHz, correspondiendo al punto de cruce (es decir, interceptación) entre las curvas de ruido de fase como se muestra en la Figura 5.

Como resultado de la capacidad de reducción de ruido de la combinación de DRO, se encuentra que la señal de salida resultante en la trayectoria de procesamiento de señal 46 tiene características de ruido que se aproximan estrechamente a una señal que se ha generado por un DRO basado en resonador de zafiro de ruido bajo, al menos para frecuencias de desplazamiento que exceden de unos pocos kHz, tales como son de gran interés para aplicaciones de radar y algunas aplicaciones de comunicación. Por consiguiente, usando la etapa de procesamiento de señal, es posible emular el rendimiento y características operacionales de osciladores más complejos y, generalmente, más caros.

Haciendo referencia ahora a la Figura 6, se muestra un diagrama esquemático de un ejemplo oscilador local estable 80, de acuerdo con una realización preferida de la presente invención. El oscilador local estable 80, también denominado comúnmente como un "StaLO", se concibe para su uso en aplicaciones de generación de señales de ruido bajo y, por lo tanto, es adecuado idealmente para sistemas de radar y redes de comunicaciones de RF, etc.

El oscilador local estable 80 comprende una fuente de señal 82 en forma de un único oscilador de cristal, que proporciona una señal de salida de una frecuencia prescrita. Un beneficio de basar el esquema de síntesis de frecuencia en únicamente un único oscilador de cristal es que todas las frecuencias generadas dentro del oscilador local estable 80 son coherentes entre sí. En el ejemplo de la Figura 6, el oscilador de cristal 82 se selecciona para proporcionar una señal sinusoidal en una frecuencia prescrita de 80 MHz. El oscilador de cristal 82 es un dispositivo comercialmente disponible, que tiene una desviación de temperatura intrínsecamente pequeña de idealmente 0,1 ppm por encima del intervalo de 0 grados C a 50 grados C, que proporciona una señal de entrada de ruido bajo para su uso dentro del oscilador local estable 80.

Además del oscilador de cristal 82, el oscilador local estable 80 también comprende una etapa de procesamiento de señal que tiene una estructura y funcionalidad similares a la etapa de procesamiento de señal 40 como se ha descrito anteriormente en relación con la Figura 3; y un sintetizador de frecuencia que tiene una estructura y funcionalidad equivalentes al sintetizador de frecuencia 10 como se ha descrito anteriormente en relación con la Figura 1. Por lo tanto, por facilidad de referencia, componentes similares en la Figura 6 se han etiquetado de forma consistente con las Figuras 1 y 3.

La etapa de procesamiento de señal define una primera trayectoria de procesamiento de señal 46 que acopla un par de DRO de titanato de bario 42, 44 al oscilador de cristal 82 a través de un divisor de señal 84 y multiplicador de frecuencia x15 88. El divisor de señal 84 se dispone para recibir la señal de 80 MHz desde el oscilador de cristal 82, tras lo cual divide la señal en dos señales sinusoidales de 80 MHz separadas, teniendo cada una aproximadamente la mitad de la potencia nominal de la señal de entrada original. El divisor de señal 84 proporciona una de las señales de 80 MHz a la primera trayectoria de procesamiento de señal 46, a través del multiplicador de frecuencia x15 88, mientras la otra señal de 80 MHz se proporciona a una segunda trayectoria de procesamiento de señal 86, que acopla el sintetizador de frecuencia al oscilador de cristal 82.

Considerando primero la operación de la etapa de procesamiento de señal, la señal de 80 MHz desde el divisor de señal 84 se aplica a un multiplicador de frecuencia x15 88 en la primera trayectoria de procesamiento de señal 46, como se muestra en la Figura 6. El multiplicador de frecuencia 88 es un multiplicador de diodo Schottky que multiplica la frecuencia de la señal a 1200 MHz. Incluso un multiplicador de frecuencia bastante razonable puede tener ruido de fase residual referido a la entrada en la región de -175 dBc/Hz para frecuencias de desplazamiento mayores de 20 kHz, que excederá el ruido de fase del oscilador 82 por 3 dB o más. El proceso de multiplicación de frecuencia aumentará el ruido de fase residual de multiplicador de frecuencia y el ruido de fase del oscilador 82 por 20*Log10(15) dB.

Para reducir el ruido en la señal de 1200 MHz, la señal se aplica al primer DRO con enganche de fase 42 del circuito de PLL 42a. La frecuencia de operación del DRO 42 se establece para ser de 1200 MHz y el DRO 42 se bloquea a esta frecuencia por acción de un circuito de bucle de enganche de fase 42a de un tipo como se ha descrito anteriormente en relación con la Figura 4. Debido a la función del circuito de bucle de enganche de fase 42a, la señal de salida resultante desde el DRO 42 se encuentra que es mucho más silenciosa que la señal de entrada para frecuencias de desplazamiento considerablemente mayores que el ancho de banda de bucle de enganche de fase. Por consiguiente, el primer DRO 42 produce una señal de 1200 MHz que tiene significativamente menor ruido de fase que la salida de señal al circuito de bucle de enganche de fase 42a. De esta manera, la contaminación espectral de la señal sinusoidal de 1200 MHz disponible desde DRO 42 se reduce notablemente en comparación con la entrada al bucle de enganche de fase 42 y 42a de 1200 MHz, dando lugar a una forma de onda sinusoidal de 1200 MHz 'limpia'.

La señal de 1200 MHz limpia se divide a continuación por un segundo divisor de señal 90, que produce dos señales de 1200 MHz separadas teniendo cada una aproximadamente la mitad de la potencia nominal de la señal original. Una de las señales se transmite a lo largo de la primera trayectoria de procesamiento de señal 46, mientras la otra se proporciona a un mezclador 92 para su uso con el sintetizador de frecuencia como se analiza en detalle a continuación.

La señal de 1200 MHz en la primera trayectoria de procesamiento de señal 46 se aplica a continuación a un multiplicador de frecuencia x348 de un tipo de diodo Schottky. Debido a la acción del multiplicador, el ruido de fase de la señal sinusoidal de 3600 MHz resultante se aumenta por al menos 20*Log10(3) dB en comparación con el ruido de fase de la señal de entrada al multiplicador de frecuencia. Generalmente se encuentra que el multiplicador 48 también generará armónicos no deseados de la señal sinusoidal, además del 3er armónico de la frecuencia de entrada.

La señal de 3600 MHz se aplica a continuación a un mezclador 50, que está configurado también para recibir una señal de entrada adicional desde el sintetizador de frecuencia, como se muestra en la Figura 6. El mezclador 50 es un mezclador de diodo Schottky que sufre de la característica inherente de que produce muchos de parásitos como resultado de la mezcla de señales. Sin embargo, con la condición de que las frecuencias de las señales a mezclar son coherentes y se seleccionan cuidadosamente, la señal de salida resultante puede contener parásitos que están espaciados adecuadamente de la frecuencia deseada para permitir de este modo una facilidad de filtrado.

Por consiguiente, en el ejemplo de la Figura 6, la frecuencia de la señal recibida desde el sintetizador de frecuencia se selecciona para ser de 580 MHz (como se analiza a continuación), que cuando se mezcla con la señal de 3600 MHz en el mezclador 50, produce una señal con una frecuencia de salida de 4180 MHz. Sin embargo, se encuentra que los parásitos resultantes están espaciados de la frecuencia deseada por al menos 20 MHz, ya que las frecuencias de entrada se han elegido especialmente tener un máximo común divisor de 20 MHz. Por tanto, un espaciado adecuado entre los parásitos y la frecuencia deseada puede conseguirse de este modo seleccionando frecuencias que únicamente tienen un máximo común divisor de valor suficiente. De esta manera, los parásitos resultantes pueden eliminarse, a continuación, fácilmente mediante un filtrado convencional.

Haciendo de nuevo referencia a la Figura 6, la señal de 4180 MHz se filtra por el filtro de paso de banda 52, que actúa para reducir los parásitos. Sin embargo, la señal filtrada contendrá uno o más componentes de ruido, en particular ruido de fase, y parásitos que necesitan eliminarse de la señal por acción del segundo DRO 44. La frecuencia de operación del DRO 44 se establece para ser de 4180 MHz y el DRO 44 se bloquea a esta frecuencia por acción de un circuito de bucle de enganche de fase 44a de un tipo como se describe en relación con la Figura 4.

El circuito de bucle de enganche de fase 44a compensa la variación de frecuencia de aproximadamente 100 kHz (es decir, ± 50 kHz) del DRO controlado por tensión 44, que se crea por el intervalo de temperaturas de operación. Adicionalmente debido a la función del circuito de bucle de enganche de fase 44a, se encuentra que la señal de salida resultante desde el DRO 44 es mucho más silenciosa que la señal de entrada para frecuencias de desplazamiento considerablemente en exceso del ancho de banda de bucle de enganche de fase. Por consiguiente, el segundo DRO 44 produce una señal de 4180 MHz que tiene significativamente menor ruido de fase que la salida de señal al circuito de bucle de enganche de fase 44a. De esta manera, la contaminación espectral de la señal sinusoidal de 4180 MHz disponible desde DRO 44 se reduce notablemente en comparación con la entrada al bucle de enganche de fase 44 y 44a de 4180 MHz, dando lugar a una forma de onda sinusoidal de 4180 MHz 'limpia'.

La señal de 4180 MHz se proporciona, a continuación, como una entrada al mezclador 98, que se dispone también para recibir una frecuencia seleccionada del conjunto de frecuencias armónicas generadas por el sintetizador de frecuencia, como se describe en detalle a continuación. Estas dos frecuencias de entrada pueden mezclarse, a continuación, para producir una señal que tiene una frecuencia de salida deseada, mientras también posee parásitos que están adecuadamente espaciados para permitir un filtrado fácil. Posteriormente, la señal puede filtrarse, a continuación, por medio de un filtro de paso de banda ajustable 100 que es capaz de reducir significativamente los parásitos en la señal de salida.

La señal filtrada se amplifica, a continuación, por el amplificador 102 antes de emitirse por el oscilador local estable 80.

Haciendo de nuevo referencia a la Figura 6, la otra señal de 80 MHz desde el divisor de señal 84 se proporciona a la segunda trayectoria de procesamiento de señal 86, tras lo cual entra en un mezclador 92. El mezclador 92 es un mezclador de diodo Schottky que se dispone para recibir también una de las señales de 1200 MHz desde el divisor de señal 90, dando lugar de este modo a una señal de salida que tiene una frecuencia de 1280 MHz. Como resultado de la mezcla, también se produce un número de parásitos, pero debido a la naturaleza coherente y selección cuidadosa de la mezcla frecuencias se encuentra que los parásitos más cercanos están espaciados por 80 MHz de la frecuencia de salida, ya que el máximo común denominador de 1200 MHz y 80 MHz es 80.

La señal de 1280 MHz resultante se filtra, a continuación, por un filtro de paso banda 94, que debido al espaciado de los parásitos es capaz de recudir significativamente los parásitos asociados con la señal.

Para generar un conjunto de frecuencias armónicas, la señal de 1280 MHz filtrada se proporciona, a continuación, a una red 12 de divisores de frecuencia de A 12a...12d dentro del sintetizador de frecuencia. La frecuencia de la señal se reduce inicialmente por el divisor de frecuencia 12a, de modo que la señal desde el divisor tiene ahora una frecuencia de 640 MHz. Esta señal se proporciona, a continuación, al siguiente divisor de frecuencia 12b, que de nuevo reduce la frecuencia de la señal a la mitad. La señal de salida ahora tiene una frecuencia de 320 MHz, que está disponible en el canal 202. Un multiplicador de frecuencia 14 x% también se acopla a la salida del divisor de frecuencia 12b, de modo que también recibe la señal de 320 MHz, que se multiplica de este modo por % resultando en una señal de salida adicional que tiene una frecuencia de 240 MHz en el canal 201.

Debido a la cascada de los divisores de frecuencia, la señal de salida de 320 MHz también se proporciona al divisor de frecuencia 12c, que de nuevo reduce la frecuencia a la mitad. De esta manera, una señal de salida que tiene una frecuencia de 160 MHz está disponible en el canal 203, mientras también se proporciona al divisor de frecuencia final 12d, que reduce la señal de 160 MHz a una señal de salida de 80 MHz. Esta señal de 80 MHz está disponible, a continuación, en el canal 204. Como resultado, un conjunto espaciado uniformemente de los primeros cuatro armónicos sucesivos (es decir, 80 MHz, 160 MHz, 240 MHz y 320 MHz) de la frecuencia de oscilador de cristal de 80 MHz puede obtenerse a partir de los canales 201...204 del sintetizador de frecuencia.

Como se muestra en la Figura 6, la salida del primer divisor de frecuencia 12a también se acopla a un mezclador 22, que se dispone para recibir tanto las señales de salida desde el divisor de frecuencia 12a como un multiplicador de frecuencia x% 16. El multiplicador de frecuencia 16 se acopla a la salida del divisor de frecuencia final 12d y, por lo tanto, es capaz de producir una señal que tiene una frecuencia de 60 MHz. Las señales de 640 MHz y 60 MHz se mezclan en consecuencia en el mezclador 22, pasándose la señal resultante a través de un filtro de paso banda 96. Sin embargo, debido a la operación deseada del oscilador local estable 80, el filtro 96 se dispone para seleccionar únicamente la diferencia de frecuencia en la señal resultante, es decir 580 MHz. Esta señal se proporciona, a continuación, al mezclador 50 en la primera trayectoria de procesamiento de señal 46, para un procesamiento posterior como se ha descrito anteriormente.

El conjunto de frecuencias armónicas en los canales 201...204 puede seleccionarse por medio de un conmutador de diodo pin 104 de ruido bajo convencional, que está configurado para acoplar un respectivo canal al mezclador 98. De esta manera, uno cualquiera de los armónicos puede mezclarse, de este modo, con los 4180 MHz limpios del segundo DRO 44. Como resultado, la frecuencia de salida desde el oscilador local estable 80 puede variase de forma controlada en consecuencia, habilitando que el dispositivo sea ágil en frecuencia, que es particularmente útil para aplicaciones de radar y comunicaciones de RF, etc.

Se ha de apreciar que la mezcla de frecuencias coherentes tiene una función importante en la reducción del ruido en aplicaciones de señal. Por lo tanto, debería entenderse que donde tiene lugar la mezcla, se ha tenido cuidado en garantizar que cada una de las frecuencias es coherente, y que adicionalmente tienen valores que son propicios para permitir filtrado fácil de cualquier parásito.

Haciendo referencia ahora a la Figura 7, se muestra un diagrama esquemático de una fuente de alimentación regulada 110 de ejemplo para su uso con dispositivos de señales de ruido bajo. La fuente de alimentación es particularmente adecuada para proporcionar potencia a componentes sensibles al ruido, tales como divisores de frecuencia, multiplicadores y amplificadores de frecuencia, etc.

La fuente de alimentación 110 comprende un filtro pasivo 112, un primer regulador 114 y un segundo regulador 116. El filtro 112 es un filtro de paso bajo convencional que se acopla, en conexión en serie, al primer y segundos reguladores 114, 116. La función del filtro 122 es filtrar componentes de ruido y rechazar frecuencias no deseadas, generalmente por encima de varias decenas de kHz.

El primer y segundos reguladores 114, 116 son ambos reguladores lineales. El primer regulador 114 es un dispositivo comercialmente disponible (COTS), que funciona como una primera etapa de estabilización de tensión para suprimir componentes de ruido en la tensión de entrada. Por lo tanto, el primer regulador 114 actúa como un regulador de tensión lineal convencional.

El segundo regulador 116 es un regulador de ruido bajo que es operable para reducir ruido en la tensión de salida, Vsalida, suprimiendo ruido introducido desde el regulador 114, tanto debido al ruido interno de los propios reguladores 114 como debido a ondulaciones y ruido presentes en Ventrada que ha experimentado una considerable supresión en el filtro 112 y el regulador 114. El ruido de salida bajo desde el regulador 116 se consigue en parte operando el regulador con ancho de banda de bucle bajo, que tenderá a suprimir, en frecuencias razonablemente muy por encima del ancho de banda de bucle del regulador 116, tanto el ruido y ondulaciones suministradas al regulador 116 introducidos desde el regulador 114 y también fuentes de ruido interno de los reguladores 116. También el regulador 116 se ha diseñador de modo que sus fuentes de ruido interno son bajas, en frecuencias dentro del ancho de banda de bucle de regulador. Ya que la fuente de alimentación regulada 110 se concibe para su uso con componentes tales como divisores de frecuencia, etc., la fuente no necesita responder a cambios rápidos en corriente, ya que tales componentes únicamente requieren habitualmente un suministro de corriente constante. Por lo tanto, el segundo regulador está configurado para tener un ancho de banda de bucle sustancialmente en o por debajo de 1 kHz. Para reducir el riesgo de que se produzca una condición de sobretensión potencialmente dañina en el terminal de salida 122, el regulador 116 se diseña como un regulador de tensión de caída baja, para limitar la tensión de salida Vsalida en respuesta a un fallo de cualquiera, pero no ambos, de los reguladores 114 y 116. Si el regulador 116 falla en la condición de sobretensión, entonces Vsalida no será mayor que la tensión de salida desde el regulador 114, que se dispone para ser inofensiva para los dispositivos suministrados por la fuente 110. Como alternativa, si el regulador 114 falla, entonces el regulador 116 continuará proporcionando una tensión de salida dentro de los límites requeridos. De esta manera, puede conseguirse de este modo una considerable reducción en el riesgo, debido a sobretensión, de daño a componentes conectados.

Se observa que la presente fuente de alimentación regulada se califica generalmente como una fuente de salida de 15 V. Sin embargo, se ha de apreciar que puede proporcionarse cualquier tensión de salida deseada dependiendo de la aplicación particular y requisitos de suministro.

Para proporcionar protección adicional contra cualquier pico de tensión no deseado y/o eventos de sobretensión, la fuente de alimentación regulada 110 también comprende un circuito de protección contra sobretensión 118 que está configurado para intentar establecer la tensión de salida de ambos reguladores 114 y 116 a 0 V en respuesta a un fallo de cualquiera, o ambos, de los reguladores 114, 116. El circuito de protección 118 se dispone para proporcionar una señal de 'apagado' a ambos reguladores, para evitar rápidamente de este modo cualquier variación anómala en la tensión de salida, Vsalida, desde la fuente. En este sentido el ancho de banda de bucle bajo del regulador de salida es particularmente útil en que cambios de tensión de salida desde el regulador 116 tienden a producirse con una tasa baja de cambio de tensión de salida con respecto al tiempo, de modo que la protección contra sobretensión 118 tiene más tiempo para actuar antes de que la sobretensión se vuelva un problema. El circuito de protección contra sobretensión 118 actúa eliminando polarización a los transistores de paso en serie de los reguladores 114 y 116. Se encuentra que la fuente de alimentación regulada es capaz de proporcionar una tensión de salida de ruido bajo muy estable, como resultado de las etapas de regulación de tensión y filtrado combinadas. Por lo tanto, es idealmente adecuada para su uso en conjunto con componentes sensibles al ruido.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un sintetizador de frecuencia para sintetizar frecuencias con ruido reducido, comprendiendo el sintetizador: una fuente de señal (82) para generar una señal de entrada que tiene a una frecuencia prescrita;

un primer y segundo oscilador (42, 44) acoplados a través de una primera trayectoria de procesamiento de señal (46) entre sí y con la fuente de señal para generar una primera señal intermedia; caracterizado por que el sintetizador de frecuencia comprende, además:

una red de divisores de frecuencia (12) acoplados a través de una segunda trayectoria de procesamiento de señal con la fuente de señal;

al menos un multiplicador de frecuencia (14, 16) acoplado a al menos uno de los divisores de frecuencia (12), estando los divisores y el al menos un multiplicador configurados para generar una pluralidad de frecuencias armónicas (20) coherentes con la frecuencia prescrita;

un conmutador (104) para seleccionar una de las frecuencias armónicas; y

un mezclador (98) para combinar la frecuencia seleccionada de la pluralidad de frecuencias armónicas (20) con la primera señal intermedia y proporcionar dichas frecuencias sintetizadas con ruido reducido,

estando la red de divisores de frecuencia (12) y al menos un multiplicador (14, 16) dispuestos para generar las frecuencias armónicas (20) de tal forma que están espaciadas uniformemente entre sí.

2. El sintetizador de frecuencia de acuerdo con la reivindicación 1, en donde los divisores de frecuencia (12) están en cascada.

3. El sintetizador de frecuencia de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 1 a 2, en donde cada divisor de frecuencia (12) es un divisor de frecuencia regenerativo.

4. El sintetizador de frecuencia de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 1 a 3, en donde el sintetizador de frecuencia comprende un par de multiplicadores de frecuencia (14, 16), estando cada multiplicador acoplado a un divisor respectivo de los divisores de frecuencia (12).

5. El sintetizador de frecuencia de acuerdo con la reivindicación 4, en donde la red de divisores de frecuencia (12) y el par de multiplicadores de frecuencia (14, 16) están configurados para generar cada armónico sucesivo hasta un múltiplo entero predeterminado de la frecuencia prescrita.

6. El sintetizador de frecuencia de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 1 a 5, en donde cada oscilador del par de osciladores (42, 44) está configurado para tener una frecuencia de operación diferente de la del otro oscilador y depende de la frecuencia de la señal proporcionada al oscilador.

7. El sintetizador de frecuencia de acuerdo con la reivindicación 6, en donde, durante su uso, cada oscilador (42, 44) se mantiene sustancialmente a su respectiva frecuencia de operación para reducir de este modo uno o más componentes de ruido en la señal transmitida a lo largo de la primera trayectoria de señal (46).

8. El sintetizador de frecuencia de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 1 a 7, en donde uno de los osciladores del par de osciladores (42, 44) opera en una frecuencia que es relativamente menor que la frecuencia de operación del otro oscilador.

9. El sintetizador de frecuencia de acuerdo con la reivindicación 8, en donde cada oscilador (42, 44) se mantiene sustancialmente a su respectiva frecuencia de operación por medio de un bucle de realimentación (42a, 44a, 60).

10. El sintetizador de frecuencia de acuerdo con la reivindicación 9, en donde el bucle de realimentación (42a, 44a, 60) es un bucle de enganche de fase.

11. El sintetizador de frecuencia de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 1 a 10, en donde cada oscilador del par de osciladores (42, 44) es un oscilador de resonador dieléctrico.

12. El sintetizador de frecuencia de acuerdo con la reivindicación 11, en donde cada oscilador de resonador dieléctrico está controlado por tensión.

13. El sintetizador de frecuencia de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 1 a 12, en donde la primera y segunda trayectorias de señal (46, 86) incluyen respectivos medios (12, 14, 16, 48, 88) para cambiar la frecuencia de la señal transmitida a lo largo de esas trayectorias.

14. El sintetizador de frecuencia de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 1 a 13, en donde la fuente de señal (82) es un oscilador de cristal de frecuencia única.

15. El sintetizador de frecuencia de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 1 a 14, en donde el conmutador (104) comprende a conmutador de diodo pin.

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