JP2002198746A

JP2002198746A - 位相線形広帯域周波数変換

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Publication number: JP2002198746A
Application number: JP2001315562A
Authority: JP
Inventors: Hakon Indseth; ハコン・インセート
Original assignee: Alcatel CIT SA; Alcatel SA
Current assignee: Alcatel CIT SA; Alcatel Lucent SAS
Priority date: 2000-10-19
Filing date: 2001-10-12
Publication date: 2002-07-12
Also published as: DE60027898D1; US20020049044A1; EP1199796B1; CA2358643A1; EP1199796A1; ATE326076T1

Abstract

(57)【要約】【課題】位相線形広帯域周波数変換を提供すること。【解決手段】複数オクターブベースバンド（ＢＢ）か
らＲＦ帯域へ、またはその逆の周波数変換のためのＩ／
Ｑ信号処理を利用した位相線形広帯域変換器。この変換
器は、３つのポート、Ｉ／Ｑミキサ段、Ｉ／Ｑ局部発振
器（ＬＯ）信号のためのＩ／Ｑ電力分割器、２つの広帯
域平衡ミキサ、およびインピーダンス整合回路を有する
位相線形電力分割器／結合器を使用する。複数オクター
ブ帯域にわたる改善されたパフォーマンスは、拡大され
たベースバンドにおける能動演算増幅器Ｉ／Ｑ電力分割
器／結合器の間の相互の適合、所定の振幅および位相特
性を有し、能動ベースバンド電力分割器／結合器へ、ま
たはこれからのベースバンド信号経路に挿入される単独
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、およびベースバンド位相
補正段による。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、周波数変換、すな
わちある周波数領域から他の周波数領域への電気信号の
転送に関する。詳細には、本発明は、不要な信号成分の
抑制のための改善された周波数変換システムに関する。
この点に関する特定の技術分野は、２つの信号成分、す
なわち、分割されていない元の信号の位相に従う位相を
もつ、Ｉ信号と名付けられる第１の信号成分、および元
の信号の位相から１周期の４分の１（π／２または９０
°）遅れる位相をもつ、Ｑ信号と名付けられる第２の成
分への信号分割または電力分割である。これにより、Ｉ
信号とＱ信号は位相が直交するようになり、本技法はＩ
／Ｑ信号処理と呼ばれる。

【０００２】

【従来の技術】周波数領域での信号のシフトまたは伝送
は、一般に、その信号を、他の信号とともに、非線形転
送装置に送り込むことにより行なわれる。このような装
置はミキサと呼ばれ、導入される予備信号は、通常、局
部発振器（ＬＯ）からの信号となる。たとえ、変調とい
う表現が、第１の信号が発振器信号に比較して相対的に
低周波数を有する信号処理に対して専用とされるとして
も、この２つの信号の混合は変調に相当する。発振器信
号は、しばしば、搬送波、搬送波信号などと呼ばれる。

【０００３】非線形転送関数ｙ＝Ｆ（ｘ）を有するミキ
サにおいて、ω＝２πｆを信号の角周波数、ｆを周波
数、ｔを時間とすると、同時に印加された２つの正弦波
信号ｘ＝ａｓｉｎω_Ｉｔ、およびＸ＝Ａｓｉｎω_Ｌｔ
（発振器信号）は、ミキサの出力でｘ＝ａＦ（ｓｉｎω
_Ｉｔ）＋ＡＦ（ｓｉｎω_Ｌｔ）となる。ｙ＝ｘ^２（ダイ
オードミキサ特性の大まかな近似）のような単純な転送
関数を有するミキサは、出力で以下を与える。

【数１】

【０００４】したがって、２つの二次信号（２つの信号
の第２の高調波）、およびＬＯ周波数に対称の２つの一
次側波周波数信号（上側帯および下側帯）が発生する。
必要な下側帯の出力信号の振幅は、入力における２つの
印加信号の振幅に直接比例する。数式からは明らかでな
いが、実際の回路内では、これらの信号は、入力から出
力に、ある程度まで漏れる。

【０００５】伝送関数またはミキサ特性は、問題となる
ダイナミック・レンジにわたって、少なくとも近似的に
は、以下の形の多項式に数学的に表現され、または連続
展開を通じて提示することができる。

【数２】

【０００６】実際には、前記関数は、入力信号電圧に対
する出力信号電圧の比、（真空管の相互コンダクタン
ス、または一般に電気のコンダクタンスとしての）入力
制御電圧に対する出力信号電流の比、または（トランジ
スタまたはダイオードにおけるような）入力制御電流に
対する出力信号電流の比などを表す。上述の漏れ伝送に
加えて、出力では、通常多くの高次信号が発生する。

【０００７】文献中から、変調／混合の背景となる技術
を与える、いくつかの参考が見出される。１．ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴを使用するマイクロ波周波数
での直接Ｉ／Ｑ変調器、マイクロ波ジャーナル、１９９
４年１０月、６２頁以下。２．ベースバンド信号の周波数変換、ＥｒｉｃＡ．Ａ
ｄｌｅｒ、ＥｄｗａｒｄＡ．Ｖｉｖｅｒｏｓ、およびＪ
ｏｈｎＴ．Ｃｌａｒｋ著、ＡｒｍｙＲｅｓｅａｒｃ
ｈＬａｂｏｒａｔｏｒｙ、ＲＦデザイン、４１頁。３．レーダーシステム入門、ＭｅｒｒｉｌｌＩ．Ｓｋ
ｏｌｎｉｋ、ＩＳＢＮ０−０７−０５７９０９−１、９
章３：ミキサ、および９章４：低雑音初段。他の多くの
参考も与えられる。４．集積電子工学、ＭｉｌｌｍａｎＨａｌｋｉａｓ
著、１６章８：遅延イコライザ。５．アナログデバイス：高速設計技術、Ｇ２１６４−１
０−９／９６、ＩＳＢＮ−０−９１６５５０−１７−
６、３〜３３頁、およびその他（ＲＦ／ＩＦサブシステ
ムは、様々なミキサの優れた記述、および画像応答およ
び三次変調間歪みの数学的および図式的扱いの双方を与
える。）６．アマチュア無線のための単一側帯、米国無線中継リ
ーグ（ＡＲＲＬ）、１９７０、国会図書館カタログカー
ド番号：５４−１２２７１。７．簡単な副高調波Ｉ／Ｑ変調器、Ｉ．Ｄｏｙｌｅ著、
応用マイクロ波と無線、１９９８年１０月、３４頁。８．電子フィルタ設計手帳、ＡｒｔｈｕｒＢ．Ｗｉｌ
ｌｉａｍｓ、ＩＳＢＮ０−０７０４３０−９。９．Ｈａｌｖｌｅｄｅｒｔｅｋｎｉｋｋ、ＥｒｎｏＢ
ｏｒｂｅｌｙ著、ＴｅｋｎｏｌｏｇｉｓｋＦｏｒｌａ
ｇ、オスロ、ノルウェー（ノルウェー語）。１０．Ｌ帯域におけるＱＰＳＫ信号の直接ダウンコンバ
ージョンおよび復調、ＳｔｅｗａｒｔＮ．Ｃｒｏｚｉ
ｅｒおよびＲａｖｉＤａｔｔａ著、通信研究センタ
ー、オタワ、カナダ。

【０００８】比較的低い周波数の信号の高い周波数への
アップコンバージョン、例えば、直接混合処理の手段に
より中間周波数帯域（ＩＦ）または出力周波数帯域（Ｒ
Ｆ）へ変換されるベースバンド（ＢＢ）の信号は、出力
において見られるように、一次および二次の３つの主信
号を発生する。これらは、それぞれ、かなり強いＬＯ信
号、ＬＯの上部または下部における必要な信号スペクト
ル、および反対側における不要なイメージ周波数信号
（不要な側帯）である。このＢＢ信号は、ミキサを介し
て伝送され、一次信号を表すが、通常、低レベルで現
れ、効果的にフィルタをかけることができる。これに対
応して、（ＲＦまたはＩＦの）高周波数信号が、例えば
ベースバンドへダウンコンバートされる時、不要なイメ
ージ周波数応答が発生する。

【０００９】局部発振器およびイメージ周波数信号の双
方とも、多かれ少なかれ、フィルタリングによって効果
的に抑制することができるが、変換する周波数帯域が広
くなるほど、フィルタリングは困難になる。

【００１０】しかし、不要な側帯の効果的な抑制のため
の要件とともに、ＬＯ信号が充分に減衰されないという
大きな問題が起こることもある。ＬＯ信号がミキサの入
力において高レベルを有しており、これにより、優れた
平衡仕様を有するミキサが要求されるため、設計段階で
は、いくつかの要素に配慮しなければならない。このよ
うなスペースが通信システム内に存在する場合、２つの
信号チャネル間の消失周波数帯スペースにＬＯ周波数を
適切に配置することにより、問題を軽減することができ
る。システムの仕様は、これに従って完成されなければ
ならず、擾乱の可能性を低減するために、ＬＯ信号は、
同じシステムチャネル領域内の異なったチャネルに同調
する受信機内で、変調間の産物を生じさせないために、
とりわけ、充分に減衰させなければならない。

【００１１】ダウンコンバージョンによる大きな問題
は、反対の側帯に現れるＬＯ信号と信号との混合から得
られる、不要なイメージ周波数帯域である。これによ
り、信号は、必要な帯域と同じ周波数帯域へダウンコン
バートされるが、平衡ミキサで減衰されることもある
（資料（５）３〜３９行を参照）。漏れ転送および／ま
たはＬＯ信号の放射も、非常にしばしば、単一または二
重の平衡ミキサを必要とし、出力から入力へ十分な隔離
を有するＲＦ段は、さらに、結果を改善することが必要
となる。

【００１２】必要とされる平衡のレベルをより良く説明
するために、不要な側帯の５５ｄＢの減衰には、０．２
°未満の位相応答非平衡、および０．０３ｄＢより良好
な対応する振幅レベル非平衡が必要である。

【００１３】平衡を取り、これにより、このような不要
な信号を抑制する、さらに直接的な方法は、２つの並列
な信号チャネルまたは経路を確立することである。この
技術は、最も単純な形態では、ＬＯまたは搬送波信号を
抑制するために平衡ミキサ内で使用されている。さらに
進んだ形態では、この技術が、側帯の１つを抑制するた
めに採用され、この点では、Ｉ／Ｑ信号処理に関係があ
る。

【００１４】しかし、従来、位相およびレベル平衡に対
する厳しい要件は、広帯域回路の容易な設計を妨害する
ものと考えられてきた。１つの要件は、ＢＢにおける非
常に急峻なフィルタへの必要性である。これは、特にＬ
Ｃ構成要素に基づいた場合、大きく、複雑になりやすい
フィルタである。もう１つの要件は、位相シフト回路の
位相直交の正確さである。したがっフィルタは、スロー
プの急峻性および鋭い応答コーナーに関する上述した要
件を超えて、通過帯域にわたって極端に平坦な振幅応答
を示し、優れた位相線形性を有さなければならない。し
たがって、設計者は、広い帯域の網羅のために、克服で
きないように見える問題に直面しており、したがって、
対応するフィルタリング方法の解決法に、むしろ目を向
けた。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】Ｉ／Ｑまたは直交法
が、基本的には、周波数スペクトルを移動する理想的な
形態に見えるとしても、多くの現実的な限界があった。

【００１６】Ｉ／Ｑ信号処理は、受動回路で行なうこと
ができるが、このような回路は、非常に限られた帯域幅
を有する傾向にあり、位相線形性からほど遠い。これの
例には、ＵＳ３，４８４，７２４に開示される混成直交
カプラがある。周波数領域は、１オクターブ、２０から
４０ＭＨｚであり、このオクターブ帯にわたる位相差は
比較的大きく、すなわち、約３°である。

【００１７】Ｉ／Ｑ技術は、純粋にデジタルであるシス
テムでも採用することができ、ＢＢでの信号のデジタル
化および処理は、いくつかの長所をもたらす。しかし、
特にエイリアシングに関する新しい問題および短所が発
生しやすいようである。さらに、変換される信号が最初
に非デジタルである場合、アナログからデジタルへの変
換器（ＡＤＣ）を使用する解決策は、限られた帯域にお
いてさえ、かなり複雑なものとなる。より高い周波数へ
の拡大は、ＲＦフィルタリングの必要性および／または
同調性の欠如のために、状況をさらに複雑にする。

【００１８】Ｉ／Ｑ技術を使用せずに、段階的な周波数
変換を使用する従来の方法（すなわち、二重スーパーヘ
テロダイン受信機）が試みられたが、このような解決策
は、むしろ複雑になる傾向があり、しばしば、パフォー
マンスに関する欠点から損害を被る。これに続く、ＲＦ
での進んだフィルタリングを使用する直接変換は、使用
できる場合があるが、同調および適合の可能性に関して
は、むしろ限界がある。

【００１９】この種の限界にもかかわらず、Ｉ／Ｑ技術
は、未だに重要な長所を有する。事実、特にすべての必
要なチャネルフィルタリングおよび増幅は、急峻なフィ
ルタおよび比較的線形な回路を優れた正確さ、および例
えば２ｍＡ（直流バイアス）付近のトランジスタコレク
タ電流に対応する抑えられた電力消費を以って作成する
ことができるベースバンド（ＢＢ）で行なうことができ
る。

【００２０】混合の不要な産物は、イメージ周波数帯お
よび変調間の産物を除いて、問題となる周波数の外側、
すなわちＬＯ信号の奇数次高調波の近くに該当し、その
ため、通常必要となるＦＲフィルタリングは、単純なロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）またはブロードバンドパスフ
ィルタ（ＢＰＦ）において、処理することができる。

【００２１】シールドの要件も、１つ以上のＩＦレベル
および１つ以上の変換を有するシステムに比較して緩和
されている。この理由は、複数チャネルシステムにおい
て比較的低周波数で、各チャネルに単一のＬＯのみを有
するＲＦモジュールを少数使用して、信号を隔離するの
は簡単であるということである。単独のＬＯを１つだけ
有することにより、混合の産物はほとんど発生せず（見
せかけの応答）、特に広帯域通信による中間周波数（Ｉ
Ｆ）の選択が容易になる。

【００２２】ダウンコンバージョンにより、Ｉ／Ｑミキ
サは、本質的に「イメージ抑制」性である。Ｉ／Ｑ法の
他の長所は、ミキサの入力信号レベルが低いまたは中程
度であるため、変調間の産物が、大きなダイナミックレ
ンジを妨害せずに抑制されることである。これは、増幅
の重要な部分が、帯域の外側の変調間産物が通常存在し
ないシステムの部分において、チャネルフィルタリング
の後で行なわれるという事実のためである。知られるよ
うに、これらの産物は、ミキサおよび増幅器の双方で、
レベルの上昇とともに急激に増加する。この産物は、し
ばしば、通常ＩＰ３と呼ばれる三次変調間歪みを特徴と
する。

【００２３】従来技術の他の例は、文献一覧の文献１０
に与えられ、これは、直接ダウンコンバージョンにＩ／
Ｑ信号処理、および１．５ＧＨｚ（Ｌ帯）の変調と変調
タイプＱＰＳＫ（直交チャネル位相シフト）の使用によ
る改善を示す。いくつかの改善が得られたとしても、考
慮する問題は未だにあり、この文献の５０８頁には、以
下の７項目が掲げられている。１．不適切な周波数合成器の分解能（ＲＦ段の大きさ）２．ＩおよびＱチャネル間の位相シフト誤差３．ＩおよびＱチャネル間のゲインの不平衡４．ローパスフィルタ誘発信号歪み５．ＩおよびＱチャネル間のローパスフィルタの不整合６．ＩおよびＱチャネル間の遅延の不整合７．ベースバンドにおける大きなゲインによる低周波数
マイクロフォニック雑音

【００２４】上述のいくつかの長所にもかかわらず、周
波数変換の分野では、特に周波数帯の拡大による、これ
による、見せかけの抑制、または振幅と位相の線形性お
よび対応する群遅延歪みの値について妥協することな
く、さらなる改善に対する必要性が明らかにある。

【００２５】運良く、より優れたＲＦ回路構成要素の継
続的な開発は、新しい可能性を与え、そのため、例え
ば、直交法は、より魅力的にさえなっている。例とし
て、通常は３倍平衡と呼ばれる広帯域ミキサユニット
が、今日、集積回路チップとして利用できる。この集積
は、レベルおよび位相の平衡に著しい改善を達成してい
る。典型的な仕様を以下に掲げる。

【００２６】変換損失：１０ｄＢＬＯ／ＲＦ分離：３０ｄＢＲＦ周波数領域（ダウンコンバージョンによる入力）：
５〜２０ＧＨｚＩＦ帯域（出力）：０〜３ＧＨｚ

【００２７】このような構成要素または相当する組み立
て済みユニットがアップコンバージョンに使用される場
合、必要な上側帯を有する典型的な出力スペクトルは、
搬送波、ＬＯ信号、下側帯、および３０〜５０ｄＢ抑制
された高次信号を有することができる。加えて、追加す
る回路が、回路をむしろ容易に複雑にするとしても、デ
バイスは、平衡をさらに改善するためにフィードバック
ループを設けることができる。

【００２８】レーダー技術の領域内では、Ｉ／Ｑおよび
最近の設計によるこのような構成要素が、前段の低雑音
増幅器とともに入力側で使用される。

【００２９】ＲＦにおけるこのような回路構成部品の最
近の利用可能性、および今日の演算増幅器のようなこの
従来の低周波数構成要素がさらに高い周波数における用
途を見出しているという事実は、ＢＢに広帯域を有する
回路の開発の当然な技術的背景を提供する。いくつかの
オクターブを恐らく網羅する位相シフト段は、最初の興
味の対象であった。

【００３０】

【課題を解決するための手段】したがって、本発明の趣
旨は、位相線形広帯域構成要素の開発に基づき、簡単に
は、広帯域ミキサ段を提供するための、この構成要素の
組み立て、さらなる開発、および適合を含む。

【００３１】この背景から、本発明の第１の様態によれ
ば、複数オクターブベースバンド（ＢＢ）からＲＦ帯へ
の周波数変換のための、Ｉ／Ｑ信号処理を利用した位相
線形広帯域変換器が提供され、変換器が主出力ポート、
第１の分割入力ポート、および第２の分割入力ポートを
有する位相線形広帯域ＲＦ電力結合器と、局部発振器
（ＬＯ）と、ＬＯ入力ポート、同相ＬＯ信号（Ｌ_Ｉ）の
ための分割Ｉ出力ポート、および直交位相ＬＯ信号（Ｌ
_Ｑ）のための分割Ｑ出力ポートを含んでいるＩ／Ｑ広帯
域電力分割器と、さらに、それぞれ、第１の入力ポート
でＬＯ信号を受信し、第２の入力ポートで入力Ｉ／Ｑ信
号（Ｂ_Ｉ、Ｂ_Ｑ）を受信するための２つの広帯域平衡ミ
キサとを有するＩ／Ｑミキサ段と、インピーダンス整合
回路と、主入力ポート、同相分割Ｉ出力ポート、および
直交位相分割Ｑ出力ポートを有する広帯域ＢＢＩ／Ｑ
電力分割器であって、周波数に対する振幅応答変動を導
入しない位相シフトのための手段を提供するように、前
記分割器の前記分割出力ポートが、１つの入力に無効分
岐を有する能動広帯域増幅器の各段を含んでいる、広帯
域ＢＢＩ／Ｑ電力分割器と、周波数に対する所定の位
相応答を有する単一のＢＢローパスフィルタ（ＬＰＦ）
と、ＢＢ位相補正段とを含み、前記ローパスフィルタ
（ＬＰＦ）および位相補正段が変換器の入力においてＢ
Ｂ信号経路内に直列に接続される。

【００３２】本発明の第２の様態によれば、ＲＦ帯域か
ら複数オクターブベースバンド（ＢＢ）への周波数変換
のための、Ｉ／Ｑ信号処理を利用した位相線形広帯域変
換器が提供され、変換器が、主入力ポート、第１の分割
出力ポート、および第２の分割出力ポートを有する位相
線形広帯域ＲＦ電力分割器と、局部発振器（ＬＯ）と、
ＬＯ入力ポート、同相ＬＯ信号（Ｌ_Ｉ）のための分割Ｉ
出力ポート、および直交位相ＬＯ信号（Ｌ_Ｑ）のための
分割Ｑ出力ポートを含んでいるＩ／Ｑ広帯域電力分割器
と、さらに、それぞれ、第１の入力ポートでＬＯ信号を
受信し、第２の入力ポートで入力信号（ｒｆ）を受信す
るための２つの広帯域平衡ミキサとを有するＩ／Ｑミキ
サ段と、インピーダンス整合回路と、主出力ポート、同
相分割Ｉ入力ポート、および直交位相分割Ｑ入力ポート
を有する広帯域ＢＢＩ／Ｑ電力結合器であって、周波
数に対する振幅応答変動を導入しない位相シフトのため
の手段を提供するように、前記結合器の分割入力ポート
が、１つの入力に無効分岐を有する能動広帯域増幅器の
各段を含んでいる、広帯域ＢＢＩ／Ｑ電力結合器と、
周波数に対する所定の位相応答を有する単一のＢＢロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）と、ＢＢ位相補正段とを含み、
前記ローパスフィルタ（ＬＰＦ）および位相補正段が変
換器の出力においてＢＢ信号経路内に直列に接続され
る。

【００３３】本発明によれば、ベースバンド位相補正段
が、オールパスフィルタ（ＡＰＦ）として機能するよう
に、抵抗性フィードバックおよび無効入力分岐を有する
少なくとも１つの能動回路を含むのが、さらに好まし
い。

【００３４】さらに、本発明によれば、能動ＢＢＩ／
Ｑ電力分割器または結合器が、周波数に対する所定の増
加位相応答を提供するように、抵抗性フィードバックお
よび抵抗性／容量性（ＲＣ）位相シフト回路を有する少
なくとも１つの増幅器を含むのが、さらに好ましい。

【００３５】ＢＢローパスフィルタ（ＬＰＦ）が、位相
線形性、位相応答、および通過帯域平坦性の最適化のた
めに設計された３段はしごフィルタであること、および
ベースバンド（ＢＢ）位相補正段が、反転入力にある抵
抗性フィードバック、および直接入力からアースへの並
列共振回路をそれぞれ有する２つの演算増幅器を含み、
これにより、ＢＢローパスフィルタの整合を取り、かつ
全体的な位相変動を補正するように構成された２段オー
ルパスフィルタ（ＡＰＦ）を提供することも好ましい。

【００３６】抵抗性フィードバックが、自動パフォーマ
ンス測定のテストセットアップにおけるレーザビームト
リミングに適応した抵抗を含んでいることも、さらに好
ましい。

【００３７】本発明のこれら、および他の特徴および長
所は、添付の図面を参照し、以下の説明を読むことでさ
らに明らかになる。

【００３８】

【発明の実施の形態】図１は、ベースバンド信号のアッ
プコンバージョンに使用される従来技術の原理を示す。
この原理によれば、変換されるベースバンド（ＢＢ）信
号は、別個のチャネルにおける並列処理のために、２つ
の等しい成分Ｂ_ＩおよびＢ_Ｑに分割される。これらの成
分は、９０°の位相差を与えるために位相シフトされ、
そのため、位相が直交する。ＬＯ信号も同様に処理さ
れ、Ｉ／Ｑ混合に対して成分Ｌ_ＩおよびＬ_Ｑを各信号チ
ャネルに対して１つずつ与える。これにより、第１のチ
ャネルにおいてＲＦ同相成分Ｉが発生する一方、９０°
の位相シフトされたＲＦ直交成分Ｑが、第２のチャネル
で発生する。これらのＲＦ信号成分の双方は、必要な、
並びに、不要な混合の産物を搬送するが、前者は、両方
のチャネルに同じ位相を有する。しかし、不要なＲＦ信
号成分（イメージ）は、相互に反対である位相を２つの
チャネルに有し、これにより、その後、結合器で結合さ
れる時、抑制または打ち消しが行なわれ、その出力にＲ
Ｆ信号を与える。図示する例において、この結合器は位
相線形である。この原理は、全くある時期の間に知ら
れ、多くの状況で実際に採用された。例えば、上記の参
考文献一覧を参照されたい。

【００３９】ＢＢ信号（ω_Ｂ）およびＬＯ信号（ω_Ｌ）
が、混合の前に、２つに分割され、位相直交（それぞ
れ、Ｂ_ＩおよびＢ_Ｑ、Ｌ_ＩおよびＬ_Ｑ）に持ち込まれる
時、図１に従ったアップコンバージョンが、どのように
して周波数ω_Ｌ＋ω_Ｂの上側帯信号を打ち消すかを、以
下に数学的に示す。ミキサからの出力信号は、それぞ
れ、ＩおよびＱと呼ばれ、信号の振幅は、便利のため、
すべての場所で１に等しくされる。得られる信号は下側
帯信号のみで、ＲＦで表される。

【数３】

【００４０】これに相当する原理はダウンコンバージョ
ンにも適用され、ＲＦ入力、ＢＢ出力に対するＩ／Ｑミ
キサ段を図２に示す。ここで、変換されるＲＦ信号は、
別個のチャネル内の対応する並列処理のための位相シフ
トなしに、２つの等しい成分ｒｆに分割される。ＬＯ信
号は、以前と同じ方法で分割され、処理され、９０°の
位相差を与えるために位相をシフトされた成分、すなわ
ち、Ｉ／Ｑ混合のための位相直交成分Ｌ_ＩおよびＬ
_Ｑを、各信号チャネルに１つずつ与える。これにより、
第１のチャネルにおいて、同相ＢＢ成分Ｂ_Ｉが発生する
一方、９０°位相シフトされたＢＢ直交成分Ｂ_Ｑが、第
２のチャネルに発生する。双方の成分は、上記に説明し
たアップコンバージョンにあるように、必要な、並び
に、不要な混合の産物を搬送するが、前者は、双方のチ
ャネルに同じ位相を有する。しかし、不要な信号（イメ
ージ）は、２つのチャネルで相互に反対の位相を有し、
その後、位相シフト結合器で結合される時、これによ
り、抑制または打ち消され、その出力にＢＢ信号を与え
る。

【００４１】図３は、既に述べたＵＳ３，４８４，７２
４に開示される混成直交カプラの回路図を示す。周波数
領域は、１オクターブ、２０〜４０ＭＨｚであり、位相
差は、帯域にわたって約３°である。

【００４２】以下に掲げる、本発明による変換器の研究
において、この技術的背景からのその開発を、最初に、
簡単に辿り、改善された仕様を有する代表的な実施形態
の説明が続く。

【００４３】少なくとも１０倍の帯域（３オクターブ以
上）を網羅する位相シフト段の開発は、位相線形演算増
幅器またはトランジスタを使用する集中（ｌｕｍｐｅ
ｄ）構成要素、およびフィードバック経路におけるＲＣ
回路を使用することにより、成功が実証され、位相シフ
トは、問題のＢＢ周波数領域全体にわたって非常に線形
である。フィードバック抵抗の比によって完全に与えら
れる増幅を有する、この２つの典型的な位相シフト演算
増幅器を図４ａに示す。図４ｂは、トランジスタを使用
した２つの３段位相シフトユニットの典型的な回路図を
示し、入力Ｉチャネル（図１を参照）のための１つのユ
ニットはＢ_Ｉ信号を与え、Ｑチャネル用の１つのユニッ
トは、Ｂ_Ｑ信号を与える。しかし、それぞれ、２つまた
は３つの増幅要素および２つまたは３つのＲＣ段を有す
る、このタイプの２段および３段ユニットの双方の位相
応答は、最も低い周波数で、任意の周波数間隔で大幅に
変化するが、この変化は、周波数の上昇とともに徐々に
減少する。

【００４４】問題の２信号経路間の位相差が、事実、π
／２であるので、Ｉ／Ｑ原理の採用のための構成要素と
して、これらの位相シフト段は、非常にうまく適合する
ことが分かった。図４ａの回路図では同一に見えるが、
異なった次元のＲＣ段を有する２つの段は、それぞれ、
ＩおよびＱ成分のための各信号チャネルで使用される。
最も低い周波数で減少の傾向があるとしても、チャネル
間の位相差は、同じ広い周波数帯にわたって全く一定に
保つことができる。

【００４５】図４ｃは、少なくとも１０倍の帯域を網羅
するオールパスユニットを形成し、位相線形演算増幅器
を使用する、相当する２段選択的位相シフト回路を示
す。フィードバック経路の並列共振回路は、共振周波数
で位相を最大にシフトする一方、振幅応答は、問題のＢ
Ｂ周波数領域全体にわたって平坦である。これは当業者
によく知られる。フィードバック抵抗の比により完全に
与えられる増幅を有する２つの典型的なこのような選択
的位相シフト演算増幅器を示す。

【００４６】図４ｄは、トランジスタ版の、３つの段を
有する、このオールパスフィルタ（ＡＰＦ）の典型的回
路図を示す。

【００４７】図５は、３つの段で、各段に並列共振回路
を有するローパスフィルタ（ＬＰＦ）の回路図である。
Ｉ／Ｑチャネルの９０°シフトされた位相応答曲線へ
の、最善の考えられる相補的な整合を得るために、最初
に、位相線形性、位相応答、および通過帯域にわたる振
幅平坦性の最適化のために、続いて、位相応答を、所定
の正規化された位相応答に従うようにわずかに修正する
ために、コンピュータープログラムが開発された。

【００４８】図６は、従来の電話チャネルの標準的な帯
域幅（３００〜３０００Ｈｚ）の少なくとも１０倍の帯
域幅をもつ拡大ＢＢを網羅するための、典型的な最適化
されたこのようなフィルタの周波数に対する振幅応答を
示す。

【００４９】図７ａは、このフィルタＬＰＦ（上の曲
線）の、度で表した位相応答を図で示す。周波数帯にわ
たる非常に線形な位相変化は典型的で、上側の帯域境界
において位相のなだらかな減衰を示す。９０°の位相差
のある２つの平行な曲線は、図４ａのフィードバック増
幅器を使用して、ＩおよびＱチャネルの間の位相差がほ
ぼ一定であることを実証する。２段オールパスユニット
またはフィルタ（ＡＰＦ）の位相応答も、この図に示
す。

【００５０】図７ｂは、図５のＬＰＦの群遅延をプリン
トアウトの形態で与える。群遅延が、図７ａの位相応答
の派生物であることを想起すべきである。

【００５１】図７ｃおよび図８は、それぞれ、図４ａに
よる２段増幅器のＩ／Ｑ群遅延および位相平衡を示す。
この位相平衡は、２．９〜４６ＭＨｚの周波数領域にわ
たって９０±２．５°である。

【００５２】図９は、本発明による変換器のすべてのＲ
ＦからＢＢにわたる位相応答を示す。２つの別個の周波
数での位相補償のための図４ａによる位相シフト段、図
５によるローパスフィルタ（ＬＰＦ）、および図４ｂに
よるオールパスフィルタ（ＡＰＦ）を使用して、３〜３
７ＭＨｚの周波数帯にわたって、±３°未満の位相変化
が得られる。この変換器の組み立ては、図１０の上部の
図面のブロック図による一方、ＢＢからＲＦへの変換の
ための対応する組み立ては、下部の図面に示す。従来技
術の図１および２の対応するブロック図に比較して、２
つの追加のブロックが加えられる。すなわち、ＡＰＦお
よびＬＰＦである。しかし、本発明は、単に、これらの
ブロックの追加にあるだけでなく、従来技術をはるかに
広い帯域に拡大することにある。それは、ブロック図か
らは明らかでないが、記述に詳細に説明され、図９の位
相応答曲線により実証される。

【００５３】図１１は、図４ｃの３つの最終回路ブロッ
クの典型的な回路図を示し、構成部品の値を示し、これ
らの回路の対応する周波数応答は、図１２に示す。

【００５４】図４ａおよび４ｂの回路は、それぞれ、２
および３のフィードバック増幅器段を含み、それらのゲ
インが反転入力に接続されるフィードバック抵抗の比に
より与えられる一方、位相シフトは、増幅器直接入力に
接続されるＲＣ経路の構成部品の値により与えられる。
演算増幅器を使用する典型的な回路は、図４ａに示さ
れ、２つの等しい段を有するが、明らかに、わずか１段
または２段以上を、同列にせよ、縦続にせよ、有するこ
とも、本発明の応用の領域内である。図示する最初の回
路の能動的要素として使用される演算増幅器は、強力な
フィードバックループ内に、大きなオープンループゲイ
ンおよび広帯域を有する最近のタイプのものである。４
０ＭＨｚを充分上回るフィードバック帯域を有する、電
流フィードバック高速タイプの演算増幅器は、使用する
のが好ましい。このパフォーマンスは、図４ｂのトラン
ジスタ版のパフォーマンスよりわずかに良い。

【００５５】図４ｃおよび４ｄの回路は、典型的な２お
よび３段のオールパスフィルタ（ＡＰＦ）を示し、各段
は、反転入力経路に抵抗性フィードバックを、および直
接入力経路にＲＬＣ結合を有する。このＬＣ結合は、最
大位相シフトが発生するところに共振周波数が選ばれ
る、同調可能な共振回路を形成する。２段以上のものは
時々便利であり、問題の帯域にわたるかなりよく正規化
された位相変動を補償するために、連続生産では同調が
自動的または準自動的に行なえる。

【００５６】優れたレベル平衡、すなわちＩおよびＱチ
ャネルの信号レベルが等しいことは、可能な限り少ない
構成部品、およびフィードバックループ内の最低数の、
安定した、および好ましくは等しい抵抗により与えられ
る強力なフィードバックの使用により達成される。

【００５７】同じことは、位相平衡および安定性につい
ても正しく、結果として得られる位相応答は、１つの単
独ローパスフィルタ（ＬＰＦ）の反対の、または相補的
な位相応答により補償され、前記フィルタは、さらに、
必要なチャネルの選択性を与える。本発明によれば、こ
の周波数帯に対し減少するＩおよびＱチャネルの位相遅
延（図７ｃ、ＩおよびＱの中央値を参照）、および徐々
に増加するＬＰＦの位相遅延（図７ｂ）は、ＩおよびＱ
チャネル内にさらなる回路を導入する必要なしに、ま
た、全体で限られた数の回路を使用するのみで、互いに
部分的に打ち消し合う。位相遅延の最終的補正は、オー
ルパスフィルタ（ＡＰＦ）で行なわれ、これにより、平
衡の要件とは独立して、広い帯域にわたる位相歪みの補
償をシステムの仕様に基づき行なうことができる。これ
は、大きな恩恵をもたらし、設計を楽にする。

【００５８】ＩおよびＱチャネルの間の平衡の調整は、
レベルと位相が別個に調整できるため、かなり簡単であ
る。必要なら、低周波数ＢＢ信号成分を抑制するため
に、ハイパスフィルタでさらなるフィルタリングを行な
うことができる。不要な側帯および搬送波（ＬＯ）のさ
らなる減衰は、好ましくはＳＡＷフィルタで、ＲＦの固
定周波数に対して行なうことができる。

【００５９】フィードバック増幅器の歪みが、一定した
オープンループスロープを有する増幅器内で、または強
力なフィードバックにより、低く保つことができること
は、よく知られ、文献８でも討論されている。

【図面の簡単な説明】

【図１】ベースバンドＢＢからＲＦへのＩ／Ｑ変換を行
なう一般的な方法を示す機能ブロック図である。

【図２】ＲＦからＢＢへの対応するＩ／Ｑ変換のブロッ
ク図である。

【図３】集中構成部品および１オクターブの帯域幅をも
つ従来技術の受動混成回路を示す図である。

【図４ａ】フィードバック演算増幅器を使用し、かつ本
発明による変換器に適した２段位相シフトユニットの回
路図である。

【図４ｂ】トランジスタを使用した２つの３段位相シフ
トユニットの典型的な回路図であって、１つのユニット
はＢ_Ｉ信号を与えるＩチャネル用であり、１つのユニッ
トはＢ_Ｑ信号を与えるＱチャネル用である回路図であ
る。

【図４ｃ】同じくフィードバック演算増幅器を使用し、
かつ本発明に適した２段オールパスユニットを示す図で
ある。

【図４ｄ】図４ｃのオールパスフィルタの典型的な回路
図である。

【図５】本発明に適した３段ローパスフィルタＬＰＦを
示す図である。

【図６】本発明による変換器のための好ましいローパス
フィルタの周波数応答のプロットである。

【図７ａ】図４ａおよび４ｃに示すユニット、および図
５に示す典型的な好ましいＬＰＦの位相応答のプロット
である。

【図７ｂ】図５のＬＰＦの群遅延のプリントアウトを示
す図である。

【図７ｃ】本発明によるＩおよびＱチャネルの群遅延間
の緊密な整合を例示する図である。

【図８】図４ａに示すタイプの２つの２段ユニットの間
の位相差の形態で表したＩ／Ｑ平衡を示す図である。

【図９】本発明による典型的な３．５オクターブ変換器
のＢＢ位相応答を示す図である。

【図１０】ベースバンドＢＢからＲＦ（上側の図）へ、
およびその逆（下側の図）の変換のための、本発明によ
るＩ／Ｑ変換器の機能ブロック図である。

【図１１】図４ｃの最後の３つの回路ブロックの典型的
な回路図である。

【図１２】図１１の回路の周波数応答を実証する図であ
る。

【符号の説明】

ＢＢベースバンドＲＦ出力信号ＩＦ中間周波数帯域ＬＯ局部発振器Ｌ_Ｑ直交位相ＬＯ信号Ｌ_Ｉ同相ＬＯ信号ＡＰＦオールパスフィルタＬＰＦローパスフィルタＢ_Ｉ、Ｂ_Ｑ入力Ｉ信号、入力Ｑ信号

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数オクターブベースバンド（ＢＢ）か
らＲＦ帯域への周波数変換のための、Ｉ／Ｑ信号処理を
利用した位相線形広帯域変換器であって、主出力ポート、第１の分割入力ポート、および第２の分
割入力ポートを有する位相線形広帯域ＲＦ電力結合器
と、局部発振器（ＬＯ）と、ＬＯ入力ポート、同相ＬＯ信号
（Ｌ_Ｉ）のための分割Ｉ出力ポート、および直交位相Ｌ
Ｏ信号（Ｌ_Ｑ）のための分割Ｑ出力ポートを含んでいる
Ｉ／Ｑ広帯域電力分割器と、さらに、それぞれ、第１の
入力ポートでＬＯ信号を受信し、第２の入力ポートで入
力Ｉ／Ｑ信号（Ｂ_Ｉ、Ｂ_Ｑ）を受信するための２つの広
帯域平衡ミキサとを有するＩ／Ｑミキサ段と、インピーダンス整合回路と、主入力ポート、同相分割Ｉ出力ポート、および直交位相
分割Ｑ出力ポートを有する広帯域ＢＢＩ／Ｑ電力分割
器であって、周波数に対する振幅応答変動を導入しない
位相シフトのための手段を提供するように、前記分割器
の前記分割出力ポートが、１つの入力に無効分岐を有す
る能動広帯域増幅器の各段を含んでいる、広帯域ＢＢ
Ｉ／Ｑ電力分割器と、周波数に対する所定の位相応答を有する単一のＢＢロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）と、ＢＢ位相補正段とを含んでおり、前記ローパスフィルタ
（ＬＰＦ）と位相補正段が、変換器の入力においてＢＢ
信号経路内で直列に接続されることを特徴とする変換
器。
【請求項２】ＲＦ帯域から複数オクターブベースバン
ド（ＢＢ）への周波数変換のための、Ｉ／Ｑ信号処理を
利用した位相線形広帯域変換器であって、主入力ポート、第１の分割出力ポート、および第２の分
割出力ポートを有する位相線形広帯域ＲＦ電力分割器
と、局部発振器（ＬＯ）と、ＬＯ入力ポート、同相ＬＯ信号
（Ｌ_Ｉ）のための分割Ｉ出力ポート、および直交位相Ｌ
Ｏ信号（Ｌ_Ｑ）のための分割Ｑ出力ポートを含んでいる
Ｉ／Ｑ広帯域電力分割器と、さらに、それぞれ、第１の
入力ポートでＬＯ信号を受信し、第２の入力ポートで入
力信号（ｒｆ）を受信するための２つの広帯域平衡ミキ
サとを有するＩ／Ｑミキサ段と、インピーダンス整合回路と、主出力ポート、同相分割Ｉ入力ポート、および直交位相
分割Ｑ入力ポートを有する広帯域ＢＢＩ／Ｑ電力結合
器であって、周波数に対する振幅応答変動を導入しない
位相シフトのための手段を提供するように、前記結合器
の分割入力ポートが、１つの入力に無効分岐を有する能
動広帯域増幅器の各段を含んでいる、広帯域ＢＢＩ／
Ｑ電力結合器と、周波数に対する所定の位相応答を有する単一のＢＢロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）と、ＢＢ位相補正段とを含んでおり、前記ローパスフィルタ
（ＬＰＦ）と位相補正段が、変換器の出力においてＢＢ
信号経路内で直列に接続されることを特徴とする変換
器。
【請求項３】ベースバンド位相補正段が、オールパス
フィルタ（ＡＰＦ）として機能するように、抵抗性フィ
ードバックおよび無効入力分岐を有する少なくとも１つ
の能動回路を含むことを特徴とする請求項１または２に
記載の広帯域変換器。
【請求項４】能動ＢＢＩ／Ｑ電力分割器または結合
器が、周波数に対する所定の増加位相応答を提供するよ
うに、抵抗性フィードバックおよび抵抗性／容量性（Ｒ
Ｃ）位相シフト回路を有する少なくとも１つの増幅器を
含むことを特徴とする請求項１または２に記載の広帯域
変換器。
【請求項５】ＢＢローパスフィルタ（ＬＰＦ）が、位
相線形性、位相応答、および通過帯域平坦性の最適化の
ために設計された３段はしごフィルタであることを特徴
とする請求項１または２に記載の広帯域変換器。
【請求項６】ベースバンド（ＢＢ）位相補正段が、反
転入力にある抵抗性フィードバック、および直接入力か
らアースへの並列共振回路をそれぞれ有する２つの演算
増幅器を含み、これにより、ＢＢローパスフィルタと整
合を取り、かつ全体的な位相変動を補正するように構成
された２段オールパスフィルタ（ＡＰＦ）を提供するこ
とを特徴とする請求項１または２に記載の広帯域変換
器。
【請求項７】抵抗性フィードバックが、自動パフォー
マンス測定のテストセットアップにおけるレーザビーム
トリミングに適応した抵抗を含んでいることを特徴とす
る請求項３、４、および６のいずれか一項に記載の広帯
域変換器。