JPH0927734A - 衛星受信系の同調装置及び衛星受信系の入力信号群から所要のチャンネルキャリア周波数を選択するための方法 - Google Patents
衛星受信系の同調装置及び衛星受信系の入力信号群から所要のチャンネルキャリア周波数を選択するための方法Info
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- JPH0927734A JPH0927734A JP30905895A JP30905895A JPH0927734A JP H0927734 A JPH0927734 A JP H0927734A JP 30905895 A JP30905895 A JP 30905895A JP 30905895 A JP30905895 A JP 30905895A JP H0927734 A JPH0927734 A JP H0927734A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
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- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 所要のチャンネルキャリア周波数を選択する
ための、低ノイズブロックからの信号を受ける衛星受信
システムの同調装置の提供。 【解決手段】 同調装置は９０゜の位相差を有する選択
された周波数の出力信号を出す発振器と、低ノイズブロ
ックからの信号と上記発振器からの信号を混合する第１
および第２ミキサと、上記選択された周波数と上記所要
のチャンネルキャリア周波数の差に等しい、所要の周波
数の上記ミキサの出力信号間に更に９０゜の位相シフト
を導入するための手段と、上記手段からの信号を加算す
るための第１の切換可能な加算器と、加算された信号を
濾波するための、上記所要の周波数に等しい中心周波数
を有するフィルタと、を含む。
ための、低ノイズブロックからの信号を受ける衛星受信
システムの同調装置の提供。 【解決手段】 同調装置は９０゜の位相差を有する選択
された周波数の出力信号を出す発振器と、低ノイズブロ
ックからの信号と上記発振器からの信号を混合する第１
および第２ミキサと、上記選択された周波数と上記所要
のチャンネルキャリア周波数の差に等しい、所要の周波
数の上記ミキサの出力信号間に更に９０゜の位相シフト
を導入するための手段と、上記手段からの信号を加算す
るための第１の切換可能な加算器と、加算された信号を
濾波するための、上記所要の周波数に等しい中心周波数
を有するフィルタと、を含む。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はテレビジョン信号、
すなわち音声−画像複合信号のような衛星により中継さ
れる信号から所要のチャンネルキャリア周波数を選択す
るための方法および装置に関する。詳細には、本発明は
所要のチャンネルを選択あるいはそれに同調しうると同
時に画像周波数を実質的に排除するようになった、衛星
受信システムの同調装置に関する。
すなわち音声−画像複合信号のような衛星により中継さ
れる信号から所要のチャンネルキャリア周波数を選択す
るための方法および装置に関する。詳細には、本発明は
所要のチャンネルを選択あるいはそれに同調しうると同
時に画像周波数を実質的に排除するようになった、衛星
受信システムの同調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】現在の衛星受信システムでは所要のチャ
ンネルキャリア周波数の同調はトラッキングフィルタを
含む同調装置により行われている。このトラッキングフ
ィルタは、所要のチャンネルキャリア周波数に対応する
所要の第１中間周波数（ＩＦ）信号のみを通すように同
調できる可調整帯域フィルタである。更にこのトラッキ
ングフィルタはこの所要のチャンネルキャリア周波数に
関連した画像周波数の実質的な排除または減衰を可能に
する。
ンネルキャリア周波数の同調はトラッキングフィルタを
含む同調装置により行われている。このトラッキングフ
ィルタは、所要のチャンネルキャリア周波数に対応する
所要の第１中間周波数（ＩＦ）信号のみを通すように同
調できる可調整帯域フィルタである。更にこのトラッキ
ングフィルタはこの所要のチャンネルキャリア周波数に
関連した画像周波数の実質的な排除または減衰を可能に
する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】トラッキングフィルタ
は正確に整合しそして正確に同調可能なバラクタダイオ
ードを要件とすることを特徴としている。このように、
これらは高価な半導体要素であると共にかさばる巻線を
有する要素である。更に、トラッキングフィルタは組立
中手動的に微調整されねばならないため更にコストがか
かる。
は正確に整合しそして正確に同調可能なバラクタダイオ
ードを要件とすることを特徴としている。このように、
これらは高価な半導体要素であると共にかさばる巻線を
有する要素である。更に、トラッキングフィルタは組立
中手動的に微調整されねばならないため更にコストがか
かる。
【０００４】英国特許出願ＧＢ２２２３９００号は米国
特許第５０６０２９７号明細書のようにトラッキングフ
ィルタを組込んだ衛星同調装置の一例であるが、後者は
整合したバラクタダイオードおよび正確なフィルタ同調
の必要性を低下しようとするものである。しかしなが
ら、画像周波数を抑圧するためにトラッキングフィルタ
を使用する衛星受信器は常にそのフィルタを構成し制御
するに必要な部品品質と部品の数に関係するかなりな費
用がかかるものとなる。また、トラッキングフィルタ
は、ノイズおよび寄生効果を最少とするように特別の接
続、レイアウトおよび遮蔽技術を用いなければならない
ため、かなりの表面積を必要とし事実それを占めてい
る。更に、組立て工程は多く、そしてそれが信頼性の低
下につながる。
特許第５０６０２９７号明細書のようにトラッキングフ
ィルタを組込んだ衛星同調装置の一例であるが、後者は
整合したバラクタダイオードおよび正確なフィルタ同調
の必要性を低下しようとするものである。しかしなが
ら、画像周波数を抑圧するためにトラッキングフィルタ
を使用する衛星受信器は常にそのフィルタを構成し制御
するに必要な部品品質と部品の数に関係するかなりな費
用がかかるものとなる。また、トラッキングフィルタ
は、ノイズおよび寄生効果を最少とするように特別の接
続、レイアウトおよび遮蔽技術を用いなければならない
ため、かなりの表面積を必要とし事実それを占めてい
る。更に、組立て工程は多く、そしてそれが信頼性の低
下につながる。
【０００５】従って、本発明の目的はトラッキングフィ
ルタを用いずに画像周波数の実質的な排除または減衰を
可能にする衛星受信器を提供することである。
ルタを用いずに画像周波数の実質的な排除または減衰を
可能にする衛星受信器を提供することである。
【０００６】本発明の他の目的はモノリシック半導体基
板に実質的に集積しうる衛星受信器用同調装置を提供す
ることである。
板に実質的に集積しうる衛星受信器用同調装置を提供す
ることである。
【０００７】本発明の他の目的は良好なノイズ除去特性
を有する衛星受信器用同調装置を提供することである。
を有する衛星受信器用同調装置を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明のこれら目的は、
発振器、入力信号とこの発振器の出力とを混合する第１
および第２ミキサ、これらミキサの出力信号間に位相シ
フトを導入する手段、位相シフトされた信号を加算する
加算器および加算された信号を濾波するフィルタを含む
同調装置により達成される。詳細に述べると、本発明は
所要のチャンネルキャリア周波数を選択するための、低
ノイズブロックから第１信号を受ける衛星受信系の同調
装置であって、選択された一つの周波数を有し、互いに
９０°位相のずれた第２および第３信号を発生する発振
器と、第１信号と第２信号を混合して第４信号をつくる
第１ミキサと、第１信号と第３信号を混合して第５信号
をつくる第２ミキサと、上記選択された周波数と所要の
チャンネルキャリア周波数との間の差に等しい一つの所
要の周波数の第４および第５信号間に更に９０°の位相
差を導入する第６および第７信号を発生する手段と、第
６信号と第７信号を加算する第１加算器と、この加算さ
れた信号を濾波するために上記所要の周波数に等しい中
心周波数を有する第１フィルタと、を含む同調装置を提
供する。
発振器、入力信号とこの発振器の出力とを混合する第１
および第２ミキサ、これらミキサの出力信号間に位相シ
フトを導入する手段、位相シフトされた信号を加算する
加算器および加算された信号を濾波するフィルタを含む
同調装置により達成される。詳細に述べると、本発明は
所要のチャンネルキャリア周波数を選択するための、低
ノイズブロックから第１信号を受ける衛星受信系の同調
装置であって、選択された一つの周波数を有し、互いに
９０°位相のずれた第２および第３信号を発生する発振
器と、第１信号と第２信号を混合して第４信号をつくる
第１ミキサと、第１信号と第３信号を混合して第５信号
をつくる第２ミキサと、上記選択された周波数と所要の
チャンネルキャリア周波数との間の差に等しい一つの所
要の周波数の第４および第５信号間に更に９０°の位相
差を導入する第６および第７信号を発生する手段と、第
６信号と第７信号を加算する第１加算器と、この加算さ
れた信号を濾波するために上記所要の周波数に等しい中
心周波数を有する第１フィルタと、を含む同調装置を提
供する。
【０００９】本発明の一例によれば、この同調装置は更
に第６信号と第７信号の逆信号とを加算する第２加算器
と、第１および第２加算器の内の一方のみが加算信号を
出力するようにそれら加算器を制御する手段とを含む。
に第６信号と第７信号の逆信号とを加算する第２加算器
と、第１および第２加算器の内の一方のみが加算信号を
出力するようにそれら加算器を制御する手段とを含む。
【００１０】本発明の他の例によれば、この同調装置は
更に、第１信号を増幅する第１増幅器と、第４信号を増
幅する第２増幅器と、第５信号を増幅する第３増幅器を
含む。
更に、第１信号を増幅する第１増幅器と、第４信号を増
幅する第２増幅器と、第５信号を増幅する第３増幅器を
含む。
【００１１】本発明の他の例によれば、この同調装置は
更に、第１ミキサと第２増幅器の間に配置される第１低
域通過フィルタと、第２ミキサと第３増幅器との間に配
置される第２低域通過フィルタを含む。
更に、第１ミキサと第２増幅器の間に配置される第１低
域通過フィルタと、第２ミキサと第３増幅器との間に配
置される第２低域通過フィルタを含む。
【００１２】本発明の他の例によれば、この同調装置の
９０°の位相差を導入する手段は第５および第６信号の
内の一方に４５°の遅相を導入する手段と、その他方に
４５°の進相を導入する手段を含む。
９０°の位相差を導入する手段は第５および第６信号の
内の一方に４５°の遅相を導入する手段と、その他方に
４５°の進相を導入する手段を含む。
【００１３】本発明の他の例によれば、すべての信号は
微分信号であり、あるいは出力信号すなわち加算された
信号を除きすべての信号が微分信号である。
微分信号であり、あるいは出力信号すなわち加算された
信号を除きすべての信号が微分信号である。
【００１４】本発明の他の例によれば、第１増幅器は相
互コンダクタンス増幅器であり、第２および第３増幅器
は相互インピーダンス増幅器である。
互コンダクタンス増幅器であり、第２および第３増幅器
は相互インピーダンス増幅器である。
【００１５】本発明の他の例によれば、発振器は振幅制
限された出力信号を出し、そしてまたはデューテイサイ
クルが１、すなわち等しいマーク対スペース比を有する
出力信号を出す。
限された出力信号を出し、そしてまたはデューテイサイ
クルが１、すなわち等しいマーク対スペース比を有する
出力信号を出す。
【００１６】本発明の他の例によれば、４５°の遅相を
導入する手段と４５°の進相を導入する手段は夫々フィ
ルタである。
導入する手段と４５°の進相を導入する手段は夫々フィ
ルタである。
【００１７】本発明の他の例によれば、４５°の遅相を
与える手段と４５°の進相を与える手段は夫々ヒルベル
トフィルタである。
与える手段と４５°の進相を与える手段は夫々ヒルベル
トフィルタである。
【００１８】本発明の他の例によれば、第１フィルタは
精密な帯域フィルタである。
精密な帯域フィルタである。
【００１９】本発明の他の例によれば、第１フィルタは
表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタである。
表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタである。
【００２０】本発明の他の例によれば、同調装置は１個
の半導体基板につくられる。
の半導体基板につくられる。
【００２１】本発明の他の例によれば、同調装置はその
発振器と第１フィルタを除き一つの半導体基板につくら
れる。
発振器と第１フィルタを除き一つの半導体基板につくら
れる。
【００２２】本発明の他の例によれば、同調装置はテレ
ビジョン受像器そしてまたはビデオレコーダに組込ませ
る。
ビジョン受像器そしてまたはビデオレコーダに組込ませ
る。
【００２３】また本発明は衛星受信系の入力信号群から
所要のチャンネルキャリア周波数を選択する方法を提供
するものであり、この方法は第１および第２ミキサに入
力信号群を加える段階、選ばれた一つの周波数を有し且
つ入力信号内の所要のチャンネルキャリア周波数と同相
の信号を第１ミキサに加える段階、上記選択された周波
数を有し、且つ上記所要のチャンネルキャリア周波数に
対し９０°位相のずれた信号を第２ミキサに加える段
階、第１および第２信号をつくるために上記選ばれた周
波数と上記所要のチャンネルキャリア周波数との差に等
しい所要の周波数の上記ミキサの出力信号間に更に９０
°の位相差を導入する段階、第１加算器により第１およ
び第２信号を加算する段階、および上記所要の周波数に
等しい中心周波数を有するフィルタにより上記加算信号
を濾波する段階、を含む。
所要のチャンネルキャリア周波数を選択する方法を提供
するものであり、この方法は第１および第２ミキサに入
力信号群を加える段階、選ばれた一つの周波数を有し且
つ入力信号内の所要のチャンネルキャリア周波数と同相
の信号を第１ミキサに加える段階、上記選択された周波
数を有し、且つ上記所要のチャンネルキャリア周波数に
対し９０°位相のずれた信号を第２ミキサに加える段
階、第１および第２信号をつくるために上記選ばれた周
波数と上記所要のチャンネルキャリア周波数との差に等
しい所要の周波数の上記ミキサの出力信号間に更に９０
°の位相差を導入する段階、第１加算器により第１およ
び第２信号を加算する段階、および上記所要の周波数に
等しい中心周波数を有するフィルタにより上記加算信号
を濾波する段階、を含む。
【００２４】本発明の方法の他の例は更に第２加算器に
より第１信号と第２信号の逆信号とを加算する段階、お
よび一方の加算のみが加算信号を出力するように第１お
よび第２加算器を制御する段階を含む。
より第１信号と第２信号の逆信号とを加算する段階、お
よび一方の加算のみが加算信号を出力するように第１お
よび第２加算器を制御する段階を含む。
【００２５】本発明の方法の他の例によれば、上記９０
°の位相差を導入する段階は一方のミキサの出力信号の
内の一方に４５°の遅相を導入する段階および他方のミ
キサの出力信号の内の一方に４５°の進相を導入する段
階を含む。
°の位相差を導入する段階は一方のミキサの出力信号の
内の一方に４５°の遅相を導入する段階および他方のミ
キサの出力信号の内の一方に４５°の進相を導入する段
階を含む。
【００２６】本発明の方法の他の例によれば、入力信号
群を第１および第２ミキサに加える前に増幅する段階、
ミキサの出力信号の高周波成分を除去する段階および低
周波信号を９０°の位相差を与える前に増幅する段階を
更に含む。
群を第１および第２ミキサに加える前に増幅する段階、
ミキサの出力信号の高周波成分を除去する段階および低
周波信号を９０°の位相差を与える前に増幅する段階を
更に含む。
【００２７】
【発明の実施の形態】図１および図２は夫々本発明によ
る衛星受信器同調装置の基本的な機能的ブロック図およ
びその関連する信号間の位相関係を示している。
る衛星受信器同調装置の基本的な機能的ブロック図およ
びその関連する信号間の位相関係を示している。
【００２８】図１において、同調装置１０は第１、第２
および第３増幅器１２，１４および１６と、第１および
第２ミキサ１８ａ，１８ｂと、発振器２０と、移相器２
２と、加算器２４と、フィルタ２６とを含む。
および第３増幅器１２，１４および１６と、第１および
第２ミキサ１８ａ，１８ｂと、発振器２０と、移相器２
２と、加算器２４と、フィルタ２６とを含む。
【００２９】第１増幅器１２は低ノイズブロック（ＬＮ
Ｂ）のダウンコンバータ（図示せず）からの信号ブロッ
クＳ１を受ける。この信号ブロックＳ１は一般に約９５
０ＭＨｚから２１５０ＭＨｚの周波数帯を有する。増幅
器１２はこの信号ブロックＳ１を増幅し、ミキサ１８
ａ，１８ｂの夫々の入力信号となる二組の信号ブロック
を発生する。二組の信号ブロックを発生する利点は、こ
のシステムをモノリシック半導体基板に集積するときに
それらの信号路を非常に良く整合しうるという点にあ
る。
Ｂ）のダウンコンバータ（図示せず）からの信号ブロッ
クＳ１を受ける。この信号ブロックＳ１は一般に約９５
０ＭＨｚから２１５０ＭＨｚの周波数帯を有する。増幅
器１２はこの信号ブロックＳ１を増幅し、ミキサ１８
ａ，１８ｂの夫々の入力信号となる二組の信号ブロック
を発生する。二組の信号ブロックを発生する利点は、こ
のシステムをモノリシック半導体基板に集積するときに
それらの信号路を非常に良く整合しうるという点にあ
る。
【００３０】ヨーロッパ衛星受信システムについては同
調装置１０の出力２８における所望の第２ＩＦ周波数が
一般に４８０ＨＭｚであるから、一般的な帯域幅を±１
５ＭＨｚとすると、発振器２０の周波数範囲は約１４３
０ＭＨｚから２６３０ＭＨｚである。それ故、クアドラ
チャ発振器である発振器２０は、それがブロック信号Ｓ
１の所望のチャンネルキャリアの中心周波数の周波数と
位相に固定できそして一つの特定な周波数ｆLOの出力信
号Ｓ４，Ｓ５を発生できるように、入力制御端子２７を
介して調整しうる。この発振器の出力信号の内の一つは
上記の所定のチャンネルキャリアの中心周波数と同期で
あり、他の出力信号とこの所定のチャンネルキャリア中
心周波数との間には９０°の位相差がある。発振器の出
力信号Ｓ４，Ｓ５の周波数ｆLOは複合ブロック信号Ｓ１
内のチャンネルキャリア中心周波数の内の任意のものに
対応させることができる。
調装置１０の出力２８における所望の第２ＩＦ周波数が
一般に４８０ＨＭｚであるから、一般的な帯域幅を±１
５ＭＨｚとすると、発振器２０の周波数範囲は約１４３
０ＭＨｚから２６３０ＭＨｚである。それ故、クアドラ
チャ発振器である発振器２０は、それがブロック信号Ｓ
１の所望のチャンネルキャリアの中心周波数の周波数と
位相に固定できそして一つの特定な周波数ｆLOの出力信
号Ｓ４，Ｓ５を発生できるように、入力制御端子２７を
介して調整しうる。この発振器の出力信号の内の一つは
上記の所定のチャンネルキャリアの中心周波数と同期で
あり、他の出力信号とこの所定のチャンネルキャリア中
心周波数との間には９０°の位相差がある。発振器の出
力信号Ｓ４，Ｓ５の周波数ｆLOは複合ブロック信号Ｓ１
内のチャンネルキャリア中心周波数の内の任意のものに
対応させることができる。
【００３１】ミキサ１８ａは信号Ｓ１とＳ４を混合した
出力信号Ｓ６をつくり、ミキサ１８ｂは信号Ｓ１とＳ５
を混合して出力信号Ｓ７をつくる。信号Ｓ６とＳ７夫々
多数のダウンコンバーテッド信号、すなわち周波数シフ
トされた信号を含む。信号Ｓ４とＳ５は共にそれらを混
合するときの歪みとノイズの効果を避けるために１：１
のマーク−スペース比を有する。
出力信号Ｓ６をつくり、ミキサ１８ｂは信号Ｓ１とＳ５
を混合して出力信号Ｓ７をつくる。信号Ｓ６とＳ７夫々
多数のダウンコンバーテッド信号、すなわち周波数シフ
トされた信号を含む。信号Ｓ４とＳ５は共にそれらを混
合するときの歪みとノイズの効果を避けるために１：１
のマーク−スペース比を有する。
【００３２】４８０ＭＨｚである所要の第２ＩＦは第１
ＩＦチャンネルキャリア周波数と発振器２０の出力周波
数ｆLOとの間の予め選択された一定の周波数差を表わす
から、そして、４８０ＭＨｚはチャンネル周波数間の帯
域幅３０ＭＨｚの倍数であるから、ミキサ１８ａ，１８
ｂは、夫々所要の第２ＩＦキャリア周波数４８０ＭＨｚ
近辺に中心をもち、所定のキャリア周波数とその望まし
くない画像チャンネルキャリア周波数に対応する二つの
周波数信号を含む信号Ｓ６とＳ７を夫々発生する。
ＩＦチャンネルキャリア周波数と発振器２０の出力周波
数ｆLOとの間の予め選択された一定の周波数差を表わす
から、そして、４８０ＭＨｚはチャンネル周波数間の帯
域幅３０ＭＨｚの倍数であるから、ミキサ１８ａ，１８
ｂは、夫々所要の第２ＩＦキャリア周波数４８０ＭＨｚ
近辺に中心をもち、所定のキャリア周波数とその望まし
くない画像チャンネルキャリア周波数に対応する二つの
周波数信号を含む信号Ｓ６とＳ７を夫々発生する。
【００３３】表１はチャンネル番号、チャンネル中心周
波数、および周波数ｆLOが１４３０ＭＨｚの発振器につ
いての高周波信号（ＨＦＳ）および低周波信号（ＬＦ
Ｓ）を示す。ここでＨＦＳ＝（チャンネル中心周波数）
＋ｆLOであり、ＬＦＳ＝（チャンネル中心周波数）−ｆ
LOである。
波数、および周波数ｆLOが１４３０ＭＨｚの発振器につ
いての高周波信号（ＨＦＳ）および低周波信号（ＬＦ
Ｓ）を示す。ここでＨＦＳ＝（チャンネル中心周波数）
＋ｆLOであり、ＬＦＳ＝（チャンネル中心周波数）−ｆ
LOである。
【００３４】 表 １ チャンネル番号 チャンネル 高周波信号 低周波信号 中心周波数 （ＨＦＳ） （ＬＦＳ） １ ９５０ ２３８０ ４８０ ２ ９８０ ２４１０ ４５０ ３ １０１０ ２４４０ ４２０ ４ １０４０ ２４７０ ３９０ ： ： ： ： ３０ １８２０ ３２５０ −３９０ ３１ １８５０ ３２８０ −４２０ ３２ １８８０ ３３１０ −４５０ ３３ １９１０ ３３４０ −４８０ ３４ １９４０ ３３７０ −５１０ 表１から、ｆLO＝１４３０ＭＨｚについて、ミキサ１８
ａ，１８ｂからの出力信号Ｓ６，Ｓ７は夫々４８０ＭＨ
ｚの信号を含み、特にそれらはチャンネル１と３３に対
応するものであって、チャンネル３３が望ましくない画
像チャンネルであることがわかる。同様にｆLO＝１４８
０ＭＨｚのときにはミキサ１８ａ，１８ｂからの出力信
号Ｓ６，Ｓ７は夫々チャンネル２と３４に対応する４８
０ＭＨｚの信号を含み、チャンネル３４が望ましくない
画像チャンネルであり、以下同様である。
ａ，１８ｂからの出力信号Ｓ６，Ｓ７は夫々４８０ＭＨ
ｚの信号を含み、特にそれらはチャンネル１と３３に対
応するものであって、チャンネル３３が望ましくない画
像チャンネルであることがわかる。同様にｆLO＝１４８
０ＭＨｚのときにはミキサ１８ａ，１８ｂからの出力信
号Ｓ６，Ｓ７は夫々チャンネル２と３４に対応する４８
０ＭＨｚの信号を含み、チャンネル３４が望ましくない
画像チャンネルであり、以下同様である。
【００３５】信号Ｓ６とＳ７の二つの４８０ＭＨｚ成分
は上下の側帯波、すなわちほぼｆLOに中心をもつ９５０
ＭＨｚ（チャンネル１）と１９１０ＭＨｚ（チャンネル
３３）から導出されるものであるから、ブロック信号と
非同相発振器信号とを混合するミキサは下側の側帯波す
なわち９５０ＭＨｚから導出される４８０ＭＨｚ成分に
−９０°の移相を導入し、上側側帯波１９１０ＭＨｚか
ら導出される４８０ＭＨｚ成分に＋９０°の位相を導入
し、かくしてこれら二つの４８０ＭＨｚ成分は区別しう
る。ブロック信号Ｓ１と同相発振器信号を混合するミキ
サは下側および上側の側帯波、すなわち９５０ＭＨｚと
１９１０ＭＨｚからとり出される４８０ＭＨｚ成分には
移相を導入せず、かくしてそれら二つの４８０ＭＨｚ成
分は区別できる。
は上下の側帯波、すなわちほぼｆLOに中心をもつ９５０
ＭＨｚ（チャンネル１）と１９１０ＭＨｚ（チャンネル
３３）から導出されるものであるから、ブロック信号と
非同相発振器信号とを混合するミキサは下側の側帯波す
なわち９５０ＭＨｚから導出される４８０ＭＨｚ成分に
−９０°の移相を導入し、上側側帯波１９１０ＭＨｚか
ら導出される４８０ＭＨｚ成分に＋９０°の位相を導入
し、かくしてこれら二つの４８０ＭＨｚ成分は区別しう
る。ブロック信号Ｓ１と同相発振器信号を混合するミキ
サは下側および上側の側帯波、すなわち９５０ＭＨｚと
１９１０ＭＨｚからとり出される４８０ＭＨｚ成分には
移相を導入せず、かくしてそれら二つの４８０ＭＨｚ成
分は区別できる。
【００３６】信号Ｓ６とＳ７の二つの４８０ＭＨｚ成分
間の位相関係の一例を示す図２において、信号Ｓ６内の
チャンネル１と３３の二つの４８０ＭＨｚ信号Ｓ６1 ，
Ｓ６33は同相であり、Ｓ７1 はＳ６より９０°遅れ、Ｓ
７33はＳ６より９０°進む。ここでＳ７1 とＳ７33は信
号Ｓ７内のチャンネル１と３３の４８０ＭＨｚ信号であ
る。
間の位相関係の一例を示す図２において、信号Ｓ６内の
チャンネル１と３３の二つの４８０ＭＨｚ信号Ｓ６1 ，
Ｓ６33は同相であり、Ｓ７1 はＳ６より９０°遅れ、Ｓ
７33はＳ６より９０°進む。ここでＳ７1 とＳ７33は信
号Ｓ７内のチャンネル１と３３の４８０ＭＨｚ信号であ
る。
【００３７】図１にもどると、信号Ｓ６とＳ７は、それ
らの低周波成分を残し、高周波成分を実質的に排除また
は減衰するように低域通過フィルタ（図示せず）を通さ
れる。信号Ｓ６とＳ７の低周波成分は相互インピーダン
ス増幅器である第２および第３増幅器１４，１６により
夫々増幅され、それらの出力信号Ｓ８，Ｓ９が移相器２
２を駆動するに充分な大きさのものとなるようにする。
増幅器１４，１６は入力信号Ｓ６とＳ７の間の位相関係
を変化させない。それ故、信号Ｓ８とＳ９は信号Ｓ６と
Ｓ７を同じ位相関係を有する。図２を参照されたい。
らの低周波成分を残し、高周波成分を実質的に排除また
は減衰するように低域通過フィルタ（図示せず）を通さ
れる。信号Ｓ６とＳ７の低周波成分は相互インピーダン
ス増幅器である第２および第３増幅器１４，１６により
夫々増幅され、それらの出力信号Ｓ８，Ｓ９が移相器２
２を駆動するに充分な大きさのものとなるようにする。
増幅器１４，１６は入力信号Ｓ６とＳ７の間の位相関係
を変化させない。それ故、信号Ｓ８とＳ９は信号Ｓ６と
Ｓ７を同じ位相関係を有する。図２を参照されたい。
【００３８】移相器２２は実際にはフィルタであり、詳
細には全域通過フィルタである。全域通過フィルタはヒ
ルベルトフィルタとして周知である。全域通過の一般的
な目的は入力信号間の位相関係のみを変えることであ
り、全域通過フィルタの入力信号と出力信号の間では振
幅は実質的に変化しない。かくして、信号Ｓ１０とＳ１
１は、それらの間の位相関係が信号Ｓ８とＳ９の間のそ
れと異なる点を除き、信号Ｓ８とＳ９とほぼ同じであ
る。
細には全域通過フィルタである。全域通過フィルタはヒ
ルベルトフィルタとして周知である。全域通過の一般的
な目的は入力信号間の位相関係のみを変えることであ
り、全域通過フィルタの入力信号と出力信号の間では振
幅は実質的に変化しない。かくして、信号Ｓ１０とＳ１
１は、それらの間の位相関係が信号Ｓ８とＳ９の間のそ
れと異なる点を除き、信号Ｓ８とＳ９とほぼ同じであ
る。
【００３９】図２において、全域通過フィルタ２２の出
力信号Ｓ１０とＳ１１の間の位相関係が、信号Ｓ１１1
が信号Ｓ１０（Ｓ１０1 ，Ｓ１０33）と同相で信号Ｓ１
１33が信号Ｓ１０およびＳ１１とは１８０°位相が異な
るように、この全域通過フィルタにより調整されてい
る。
力信号Ｓ１０とＳ１１の間の位相関係が、信号Ｓ１１1
が信号Ｓ１０（Ｓ１０1 ，Ｓ１０33）と同相で信号Ｓ１
１33が信号Ｓ１０およびＳ１１とは１８０°位相が異な
るように、この全域通過フィルタにより調整されてい
る。
【００４０】図１にもどると、信号Ｓ１０とＳ１１は、
チャンネル３３に関する４８０ＭＨｚ信号が実質的に打
消され、すなわち、逆相信号Ｓ１０33とＳ１１33が互い
に実質的に打消されるように信号Ｓ１０とＳ１１33を加
算する、切換可能な加算装置２４に与えられる。この加
算装置は同調装置１０の出力２８に信号Ｓ１０1 とＳ１
１1 の和を発生するのであり、この信号Ｓ１０1 ＋Ｓ１
１1 は所要のチャンネルキャリア周波数に対応する。
チャンネル３３に関する４８０ＭＨｚ信号が実質的に打
消され、すなわち、逆相信号Ｓ１０33とＳ１１33が互い
に実質的に打消されるように信号Ｓ１０とＳ１１33を加
算する、切換可能な加算装置２４に与えられる。この加
算装置は同調装置１０の出力２８に信号Ｓ１０1 とＳ１
１1 の和を発生するのであり、この信号Ｓ１０1 ＋Ｓ１
１1 は所要のチャンネルキャリア周波数に対応する。
【００４１】それ故、同相信号（Ｓ１０1 ，Ｓ１０33，
Ｓ１１1 ）と逆相信号（Ｓ１１33）を有する信号をつく
るこの技術により加算器２４を望ましくない画像周波数
を実質的に打消すように制御しうるのであり、そしてそ
れをトラッキングフィルタを用いずに達成しうることに
ある。
Ｓ１１1 ）と逆相信号（Ｓ１１33）を有する信号をつく
るこの技術により加算器２４を望ましくない画像周波数
を実質的に打消すように制御しうるのであり、そしてそ
れをトラッキングフィルタを用いずに達成しうることに
ある。
【００４２】同調装置１０の出力端子２８は、４８０Ｍ
Ｈｚのキャリア信号およびその変調された情報信号のみ
を通す非常に正確な帯域通過特性を有する、例えば表面
弾性波（ＳＡＷ）フィルタのようなフィルタ２６に接続
する。フィルタ２６の出力は画像および音声が適当な表
示装置そしてまたは記録装置用に発生されるように調整
および条件づけを行うための他の必要な回路に接続しう
る。
Ｈｚのキャリア信号およびその変調された情報信号のみ
を通す非常に正確な帯域通過特性を有する、例えば表面
弾性波（ＳＡＷ）フィルタのようなフィルタ２６に接続
する。フィルタ２６の出力は画像および音声が適当な表
示装置そしてまたは記録装置用に発生されるように調整
および条件づけを行うための他の必要な回路に接続しう
る。
【００４３】この構成を効率良く動作させるためには種
々の“同様”の要素を極めて良好に整合させることが必
要である。更に発振器２０と移相器２２が各々できるだ
け９０°に近い移相をつくり出すことが必要である。
々の“同様”の要素を極めて良好に整合させることが必
要である。更に発振器２０と移相器２２が各々できるだ
け９０°に近い移相をつくり出すことが必要である。
【００４４】同調装置１０の入力側の他の構成（図示せ
ず）では増幅器１２の出力に接続する出力と、増幅器１
２の入力とは切離された入力とを有する付加的な増幅器
を含む。そのような構成は、２個以上の加算器を必要と
するものであって、夫々の加算器の出力信号を異なる帯
域通過周波数をもつ異なるフィルタにより濾波しなけれ
ばならない場合に有効である。例えば一方のフィルタが
ほぼ４８０ＭＨｚに中心をもつ±１５ＭＨｚの帯域通過
周波数範囲を有し、他方のフィルタがほぼ４８０ＭＨｚ
に中心をもつ±１３．５ＭＨｚの帯域通過周波数範囲を
もつことがありうる。
ず）では増幅器１２の出力に接続する出力と、増幅器１
２の入力とは切離された入力とを有する付加的な増幅器
を含む。そのような構成は、２個以上の加算器を必要と
するものであって、夫々の加算器の出力信号を異なる帯
域通過周波数をもつ異なるフィルタにより濾波しなけれ
ばならない場合に有効である。例えば一方のフィルタが
ほぼ４８０ＭＨｚに中心をもつ±１５ＭＨｚの帯域通過
周波数範囲を有し、他方のフィルタがほぼ４８０ＭＨｚ
に中心をもつ±１３．５ＭＨｚの帯域通過周波数範囲を
もつことがありうる。
【００４５】図１の動作原理はヨーロッパ衛星システム
に限られるものではない。同調装置１０は、４８０ＭＨ
ｚ以外の出力キャリア周波数を必要とする衛星受信シス
テム用の画像周波数排除を行うようになった要素ブロッ
クを有することができる。例えばこの同調装置は米国特
許第５０６０２９７号明細書に示されるように６１２Ｍ
Ｈｚ信号の影像周波数を濾波するようにすることができ
る。
に限られるものではない。同調装置１０は、４８０ＭＨ
ｚ以外の出力キャリア周波数を必要とする衛星受信シス
テム用の画像周波数排除を行うようになった要素ブロッ
クを有することができる。例えばこの同調装置は米国特
許第５０６０２９７号明細書に示されるように６１２Ｍ
Ｈｚ信号の影像周波数を濾波するようにすることができ
る。
【００４６】図３および図４は夫々図１に示す第１増幅
器の詳細なブロック図および回路図を示す。
器の詳細なブロック図および回路図を示す。
【００４７】図３において、このブロック図は図１に示
す増幅器１２を示しており、この増幅器の入力端子は異
るブロック信号Ｓ１，Ｓ１′を受けそしてその出力端子
は二つの異る信号ブロックＳ２，Ｓ２′およびＳ３，Ｓ
３′を発生するようになっている。
す増幅器１２を示しており、この増幅器の入力端子は異
るブロック信号Ｓ１，Ｓ１′を受けそしてその出力端子
は二つの異る信号ブロックＳ２，Ｓ２′およびＳ３，Ｓ
３′を発生するようになっている。
【００４８】図４は図３の詳細回路図である。
【００４９】図４において、これは自動利得制御ＡＧＣ
を有する低ノイズ相互コンダクタンス増幅器を示してい
る。これら機能回路の内の第１のものは差動増幅器２０
０であり、第２は電圧−電流変換器２０５、すなわち相
互コンダクタンス変換器である。この低ノイズ増幅器１
２の重要な点は差動増幅器２００がこのシステムの特性
インピーダンスである７５０Ωで終端されそして、その
与えられた特性インピーダンスについて望ましくないノ
イズを最少とするように最適化されたバイアス電流すな
わち“テール”電流を有することである。
を有する低ノイズ相互コンダクタンス増幅器を示してい
る。これら機能回路の内の第１のものは差動増幅器２０
０であり、第２は電圧−電流変換器２０５、すなわち相
互コンダクタンス変換器である。この低ノイズ増幅器１
２の重要な点は差動増幅器２００がこのシステムの特性
インピーダンスである７５０Ωで終端されそして、その
与えられた特性インピーダンスについて望ましくないノ
イズを最少とするように最適化されたバイアス電流すな
わち“テール”電流を有することである。
【００５０】差動増幅器２００は７個のｎｐｎトランジ
スタＴ１−Ｔ７と７個の抵抗Ｒ１−Ｒ７を含む。抵抗Ｒ
３とＲ４は正電圧源ＶＣＣと２１０と２１５で示される
トランジスタＴ３とＴ４のコレクタとの間に夫々接続す
る。トランジスタＴ３とＴ４のエミッタはトランジスタ
Ｔ７のコレクタに接続し、トランジスタＴ７のエミッタ
は抵抗Ｒ７を介して負電圧源ＶＥＥに接続する。ＡＧＣ
制御信号はトランジスタＴ７と抵抗Ｒ７を流れる“テー
ル”電流Ｉ１を制御するようにトランジスタＴ７のベー
スに作用する。トランジスタＴ１のコレクタは電源ＶＣ
Ｃに接続し、そのエミッタは抵抗Ｒ１を介してトランジ
スタＴ３のベースに接続しそのベースはトランジスタＴ
３のコレクタ２１０に接続する。トランジスタＴ２のコ
レクタは電源ＶＣＣに接続し、エミッタは抵抗Ｒ２を介
してトランジスタＴ４のベースに接続し、ベースはトラ
ンジスタＴ４のコレクタ２１５に接続する。トランジス
タＴ３とＴ４のベースは、抵抗Ｒ５とＲ６を介して夫々
電源ＶＥＥに接続するエミッタを有するトランジスタＴ
５とＴ６のコレクタに夫々接続する。トランジスタＴ５
とＴ６のベースは一緒に接続されて電圧Ｖbias１がバイ
アスされる。要素Ｔ１，Ｒ１，Ｔ５，Ｒ５はトランジス
タＴ３のベースに直流バイアスをかけるように選ばれ、
要素Ｔ２，Ｒ２，Ｔ６，Ｒ６はトランジスタＴ４のベー
スに直流バイアスをかけるように選ばれる。トランジス
タＴ３とＴ４のベースの夫々は異るブロック信号Ｓ１と
Ｓ１′を受ける。ノード２１０と２１５からとり出され
る増幅器２００の差動ブロック出力信号Ｓａ，Ｓｂはコ
ンデンサＣ１とＣ２を介して電圧−電流変換器２０５に
夫々交流的に接続する。信号ＳａとＳｂが差動増幅器２
００から相互インピーダンス段２０５へと交流的に結合
しないとすれば、レベルシフトエミッタホロワ段に関連
した抵抗により信号Ｓａ，Ｓｂに不必要なノイズが導入
されてしまう。衛星受信システムについてのノイズ仕様
は非常に厳しいため、差動増幅器２００の出力信号は相
互コンダクタンス段２０５に交流結合しなければならな
い。
スタＴ１−Ｔ７と７個の抵抗Ｒ１−Ｒ７を含む。抵抗Ｒ
３とＲ４は正電圧源ＶＣＣと２１０と２１５で示される
トランジスタＴ３とＴ４のコレクタとの間に夫々接続す
る。トランジスタＴ３とＴ４のエミッタはトランジスタ
Ｔ７のコレクタに接続し、トランジスタＴ７のエミッタ
は抵抗Ｒ７を介して負電圧源ＶＥＥに接続する。ＡＧＣ
制御信号はトランジスタＴ７と抵抗Ｒ７を流れる“テー
ル”電流Ｉ１を制御するようにトランジスタＴ７のベー
スに作用する。トランジスタＴ１のコレクタは電源ＶＣ
Ｃに接続し、そのエミッタは抵抗Ｒ１を介してトランジ
スタＴ３のベースに接続しそのベースはトランジスタＴ
３のコレクタ２１０に接続する。トランジスタＴ２のコ
レクタは電源ＶＣＣに接続し、エミッタは抵抗Ｒ２を介
してトランジスタＴ４のベースに接続し、ベースはトラ
ンジスタＴ４のコレクタ２１５に接続する。トランジス
タＴ３とＴ４のベースは、抵抗Ｒ５とＲ６を介して夫々
電源ＶＥＥに接続するエミッタを有するトランジスタＴ
５とＴ６のコレクタに夫々接続する。トランジスタＴ５
とＴ６のベースは一緒に接続されて電圧Ｖbias１がバイ
アスされる。要素Ｔ１，Ｒ１，Ｔ５，Ｒ５はトランジス
タＴ３のベースに直流バイアスをかけるように選ばれ、
要素Ｔ２，Ｒ２，Ｔ６，Ｒ６はトランジスタＴ４のベー
スに直流バイアスをかけるように選ばれる。トランジス
タＴ３とＴ４のベースの夫々は異るブロック信号Ｓ１と
Ｓ１′を受ける。ノード２１０と２１５からとり出され
る増幅器２００の差動ブロック出力信号Ｓａ，Ｓｂはコ
ンデンサＣ１とＣ２を介して電圧−電流変換器２０５に
夫々交流的に接続する。信号ＳａとＳｂが差動増幅器２
００から相互インピーダンス段２０５へと交流的に結合
しないとすれば、レベルシフトエミッタホロワ段に関連
した抵抗により信号Ｓａ，Ｓｂに不必要なノイズが導入
されてしまう。衛星受信システムについてのノイズ仕様
は非常に厳しいため、差動増幅器２００の出力信号は相
互コンダクタンス段２０５に交流結合しなければならな
い。
【００５１】電圧−電流変換器２０５は４個のｎｐｎト
ランジスタＴ８−Ｔ１１と８個の抵抗Ｒ８−Ｒ１５を含
む。トランジスタＴ８−Ｔ１１のエミッタは抵抗Ｒ１１
−Ｒ１４を介して電源ＶＥＥに夫々接続する。抵抗Ｒ８
とＲ１０はトランジスタＴ８とＴ１０のベースに直流バ
イアスをかけるための分圧器を形成する。すなわち、抵
抗Ｒ８は電源ＶＣＣとトランジスタＴ８とＴ１０のベー
スとの間に接続し、抵抗Ｒ１０は電源ＶＥＥとトランジ
スタＴ８とＴ１０のベースとの間に接続する。同様に、
抵抗Ｒ９とＲ１５はトランジスタＴ９とＴ１１のベース
に直流バイアスをかけるための分圧器を形成する。すな
わち抵抗Ｒ９は電源ＶＣＣとトランジスタＴ９とＴ１１
のベースとの間に接続し、抵抗Ｒ１５は電源ＶＥＥとト
ランジスタＴ９およびＴ１１のベースとの間に接続す
る。トランジスタＴ９とＴ１１のベースはコンデンサＣ
１から交流結合信号Ｓａを受け、トランジスタＴ８とＴ
１０のベースはコンデンサＣ２から交流結合した信号Ｓ
ｂを受ける。それ故、トランジスタＴ８とＴ９は差動
“テール”電流信号Ｓ２とＳ２′を出力し、トランジス
タＴ１０とＴ１１は差動“テール”電流信号Ｓ３とＳ
３′を出力する。
ランジスタＴ８−Ｔ１１と８個の抵抗Ｒ８−Ｒ１５を含
む。トランジスタＴ８−Ｔ１１のエミッタは抵抗Ｒ１１
−Ｒ１４を介して電源ＶＥＥに夫々接続する。抵抗Ｒ８
とＲ１０はトランジスタＴ８とＴ１０のベースに直流バ
イアスをかけるための分圧器を形成する。すなわち、抵
抗Ｒ８は電源ＶＣＣとトランジスタＴ８とＴ１０のベー
スとの間に接続し、抵抗Ｒ１０は電源ＶＥＥとトランジ
スタＴ８とＴ１０のベースとの間に接続する。同様に、
抵抗Ｒ９とＲ１５はトランジスタＴ９とＴ１１のベース
に直流バイアスをかけるための分圧器を形成する。すな
わち抵抗Ｒ９は電源ＶＣＣとトランジスタＴ９とＴ１１
のベースとの間に接続し、抵抗Ｒ１５は電源ＶＥＥとト
ランジスタＴ９およびＴ１１のベースとの間に接続す
る。トランジスタＴ９とＴ１１のベースはコンデンサＣ
１から交流結合信号Ｓａを受け、トランジスタＴ８とＴ
１０のベースはコンデンサＣ２から交流結合した信号Ｓ
ｂを受ける。それ故、トランジスタＴ８とＴ９は差動
“テール”電流信号Ｓ２とＳ２′を出力し、トランジス
タＴ１０とＴ１１は差動“テール”電流信号Ｓ３とＳ
３′を出力する。
【００５２】増幅器１２で用いられる一般的な素子の値
はＲ１＝Ｒ２＝３００Ω、Ｒ３＝Ｒ４＝２５Ω、Ｒ５＝
Ｒ６＝１５０Ω、Ｒ７＝２８Ω、Ｒ８＝Ｒ９＝６０００
Ω、Ｒ１０＝Ｒ１５＝２５００Ω、Ｒ１１＝Ｒ１２＝Ｒ
１３＝Ｒ１４＝５０Ω、Ｃ１＝Ｃ２＝５ｐＦ、であり、
増幅器１２の総合利得は約１２ｄＢである。
はＲ１＝Ｒ２＝３００Ω、Ｒ３＝Ｒ４＝２５Ω、Ｒ５＝
Ｒ６＝１５０Ω、Ｒ７＝２８Ω、Ｒ８＝Ｒ９＝６０００
Ω、Ｒ１０＝Ｒ１５＝２５００Ω、Ｒ１１＝Ｒ１２＝Ｒ
１３＝Ｒ１４＝５０Ω、Ｃ１＝Ｃ２＝５ｐＦ、であり、
増幅器１２の総合利得は約１２ｄＢである。
【００５３】図５は図１に示すミキサの詳細なブロック
図である。
図である。
【００５４】図５において、ミキサ１８ａ，１８ｂは二
重平衡ミキサである。ミキサ１８ａは差動入力信号Ｓ
２，Ｓ２′とＳ４，Ｓ４′を混合して差動出力信号Ｓ
６，Ｓ６′を発生し、ミキサ１８ｂは差動入力信号Ｓ
３，Ｓ３′とＳ５，Ｓ５′を混合して差動出力信号Ｓ
７，Ｓ７′を発生する。差動信号Ｓ４，Ｓ４′とＳ５，
Ｓ５′は９０゜の位相差を有するから、差動信号Ｓ６，
Ｓ６′とＳ７，Ｓ７′は９０゜の位相差を有する。９０
゜の位相差をもつ信号は一般にＩ信号およびＱ信号と呼
ばれる。すなわち、他の信号に対し９０゜位相の遅れた
信号をＱ信号とし、他をＩ信号とする。
重平衡ミキサである。ミキサ１８ａは差動入力信号Ｓ
２，Ｓ２′とＳ４，Ｓ４′を混合して差動出力信号Ｓ
６，Ｓ６′を発生し、ミキサ１８ｂは差動入力信号Ｓ
３，Ｓ３′とＳ５，Ｓ５′を混合して差動出力信号Ｓ
７，Ｓ７′を発生する。差動信号Ｓ４，Ｓ４′とＳ５，
Ｓ５′は９０゜の位相差を有するから、差動信号Ｓ６，
Ｓ６′とＳ７，Ｓ７′は９０゜の位相差を有する。９０
゜の位相差をもつ信号は一般にＩ信号およびＱ信号と呼
ばれる。すなわち、他の信号に対し９０゜位相の遅れた
信号をＱ信号とし、他をＩ信号とする。
【００５５】図６は図５の二重平衡ミキサの一つの詳細
回路図である。
回路図である。
【００５６】図６において、これはミキサ１８ｂと同一
であって一対の交叉結合長テール対として配置される４
個のｎｐｎトランジスタＴ３０−Ｔ３３を含むミキサ１
８ａを示す。詳細には、トランジスタＴ３０とＴ３１の
エミッタは共通に接続されて信号Ｓ２を受け、トランジ
スタＴ３２とＴ３３のエミッタは共通に接続されて信号
Ｓ２′を受け、トランジスタＴ３０とＴ３３のベースは
共通に接続されて信号Ｓ４′を受け、トランジスタＴ３
０とＴ３２のコレクタは接続されて信号Ｓ６′を出力
し、Ｔ３１とＴ３３のコレクタは共通に接続されて信号
Ｓ６を出す。これらミキサは複雑ではないから、これら
のミキサが極めて良好に整合するようにミキサをつくる
ことは可能である。
であって一対の交叉結合長テール対として配置される４
個のｎｐｎトランジスタＴ３０−Ｔ３３を含むミキサ１
８ａを示す。詳細には、トランジスタＴ３０とＴ３１の
エミッタは共通に接続されて信号Ｓ２を受け、トランジ
スタＴ３２とＴ３３のエミッタは共通に接続されて信号
Ｓ２′を受け、トランジスタＴ３０とＴ３３のベースは
共通に接続されて信号Ｓ４′を受け、トランジスタＴ３
０とＴ３２のコレクタは接続されて信号Ｓ６′を出力
し、Ｔ３１とＴ３３のコレクタは共通に接続されて信号
Ｓ６を出す。これらミキサは複雑ではないから、これら
のミキサが極めて良好に整合するようにミキサをつくる
ことは可能である。
【００５７】図７は図１に示すクアドラチュア発振器の
基本的ブロック図である。クアドラチュア発振器２０は
Ｌ−Ｃタンク回路４００、発振器段４０５、差動増幅器
４１０、周波数二倍器４１５、分周器４２５および振幅
リミタ４３０を含む。
基本的ブロック図である。クアドラチュア発振器２０は
Ｌ−Ｃタンク回路４００、発振器段４０５、差動増幅器
４１０、周波数二倍器４１５、分周器４２５および振幅
リミタ４３０を含む。
【００５８】位相固定ループにより制御されるＬ−Ｃタ
ンク回路４００は差動出力信号Ｓｃ，Ｓｃ′を出力する
発振器段４０５を励起するために用いられる。差動信号
Ｓｃ，Ｓｃ′は差動増幅器４１０に送られ、増幅器４１
０が所要の周波数の増幅された同相差動出力信号Ｓｄ，
Ｓｄ′とＳｅ，Ｓｅ′を出力する。信号Ｓｄ，Ｓｄ′と
Ｓｅ，Ｓｅ′は周波数二倍器４１５に加えられてそれら
信号に利得を加える。周波数二倍器４１５の出力信号は
分周器４２５によりその信号の周波数を分割され、それ
ら差動出力信号間に９０゜の位相差をつくる。そしてこ
の差動出力信号は振幅リミタ４３０に加えられる。振幅
リミタの出力信号は９０゜位相のずれた差動信号Ｓ４，
Ｓ４′とＳ５，Ｓ５′となる。
ンク回路４００は差動出力信号Ｓｃ，Ｓｃ′を出力する
発振器段４０５を励起するために用いられる。差動信号
Ｓｃ，Ｓｃ′は差動増幅器４１０に送られ、増幅器４１
０が所要の周波数の増幅された同相差動出力信号Ｓｄ，
Ｓｄ′とＳｅ，Ｓｅ′を出力する。信号Ｓｄ，Ｓｄ′と
Ｓｅ，Ｓｅ′は周波数二倍器４１５に加えられてそれら
信号に利得を加える。周波数二倍器４１５の出力信号は
分周器４２５によりその信号の周波数を分割され、それ
ら差動出力信号間に９０゜の位相差をつくる。そしてこ
の差動出力信号は振幅リミタ４３０に加えられる。振幅
リミタの出力信号は９０゜位相のずれた差動信号Ｓ４，
Ｓ４′とＳ５，Ｓ５′となる。
【００５９】クアドラチュア発振器をつくる方法はいく
通りもある。しかしながら、出力信号Ｓ４，Ｓ４′とＳ
５，Ｓ５′に関する本質的な特徴は、それらが共に１：
１のマーク−スペース比を有すること、およびそれらの
振幅がピーク−ピークで約０．５Ｖに制限されることで
ある。発振器２０はディジタル発振器でもアナログ発振
器でもよく、また同じくディジタル要素およびアナログ
要素を有してもよい。
通りもある。しかしながら、出力信号Ｓ４，Ｓ４′とＳ
５，Ｓ５′に関する本質的な特徴は、それらが共に１：
１のマーク−スペース比を有すること、およびそれらの
振幅がピーク−ピークで約０．５Ｖに制限されることで
ある。発振器２０はディジタル発振器でもアナログ発振
器でもよく、また同じくディジタル要素およびアナログ
要素を有してもよい。
【００６０】図８は図１に示す第２および第３増幅器の
詳細な回路図である。
詳細な回路図である。
【００６１】図８において、これは相互インピーダンス
低出力増幅器１４の適切な実現を示しており、これは増
幅器１６と同じであって低入力インピーダンスを有す
る。増幅器１４は９個のｎｐｎトランジスタＴ５０−Ｔ
５８と、７個の抵抗Ｒ５０−Ｒ６０と、６個のコンデン
サＣ５０−Ｃ５５を含む。
低出力増幅器１４の適切な実現を示しており、これは増
幅器１６と同じであって低入力インピーダンスを有す
る。増幅器１４は９個のｎｐｎトランジスタＴ５０−Ｔ
５８と、７個の抵抗Ｒ５０−Ｒ６０と、６個のコンデン
サＣ５０−Ｃ５５を含む。
【００６２】抵抗Ｒ５０とＲ５１はコンデンサＣ５０と
Ｃ５１に夫々並列に接続し、抵抗Ｒ５０の一方の側は電
源ＶＣＣにそして他方の側はコンデンサＣ５２の一方の
側に接続し、抵抗Ｒ５１の一方の側は電源ＶＣＣに接続
し、他方の側がコンデンサＣ５３の一方の側に接続す
る。抵抗Ｒ５０とコンデンサＣ５２の間の接続に信号Ｓ
６が入り、抵抗Ｒ５１とコンデンサＣ５３の接続点に信
号Ｓ６′が入る。抵抗Ｒ５２とＲ５３は電源ＶＣＣとト
ランジスタＴ５２とＴ５３のコレクタとの間に夫々接続
する。トランジスタＴ５２とＴ５３のエミッタはトラン
ジスタＴ５６のコレクタに接続し、トランジスタＴ５６
のエミッタは抵抗Ｒ５８を介して電源ＶＥＥに接続す
る。
Ｃ５１に夫々並列に接続し、抵抗Ｒ５０の一方の側は電
源ＶＣＣにそして他方の側はコンデンサＣ５２の一方の
側に接続し、抵抗Ｒ５１の一方の側は電源ＶＣＣに接続
し、他方の側がコンデンサＣ５３の一方の側に接続す
る。抵抗Ｒ５０とコンデンサＣ５２の間の接続に信号Ｓ
６が入り、抵抗Ｒ５１とコンデンサＣ５３の接続点に信
号Ｓ６′が入る。抵抗Ｒ５２とＲ５３は電源ＶＣＣとト
ランジスタＴ５２とＴ５３のコレクタとの間に夫々接続
する。トランジスタＴ５２とＴ５３のエミッタはトラン
ジスタＴ５６のコレクタに接続し、トランジスタＴ５６
のエミッタは抵抗Ｒ５８を介して電源ＶＥＥに接続す
る。
【００６３】トランジスタＴ５０のコレクタは電源ＶＣ
Ｃに接続しそのベースはトランジスタＴ５２のコレクタ
に、そしてノード５０５で示すそのエミッタはトランジ
スタＴ５４のコレクタおよび抵抗Ｒ５４の一方の側に接
続する。抵抗Ｒ５４とコンデンサＣ５４は並列に接続す
る。抵抗Ｒ５４の他方の側はトランジスタＴ５２のベー
スと、トランジスタＴ５５のコレクタと、抵抗Ｒ５０に
接続しないコンデンサＣ５２の側として接続する。トラ
ンジスタＴ５４とＴ５５のエミッタは夫々抵抗Ｒ５６と
Ｒ５７を介して電源ＶＥＥに接続する。
Ｃに接続しそのベースはトランジスタＴ５２のコレクタ
に、そしてノード５０５で示すそのエミッタはトランジ
スタＴ５４のコレクタおよび抵抗Ｒ５４の一方の側に接
続する。抵抗Ｒ５４とコンデンサＣ５４は並列に接続す
る。抵抗Ｒ５４の他方の側はトランジスタＴ５２のベー
スと、トランジスタＴ５５のコレクタと、抵抗Ｒ５０に
接続しないコンデンサＣ５２の側として接続する。トラ
ンジスタＴ５４とＴ５５のエミッタは夫々抵抗Ｒ５６と
Ｒ５７を介して電源ＶＥＥに接続する。
【００６４】トランジスタＴ５１のコレクタは電源ＶＣ
Ｃに、ベースはトランジスタＴ５３のコレクタに、そし
てノード５１０に示すエミッタはトランジスタＴ５８の
コレクタおよび抵抗Ｒ５５の一方の側に接続する。抵抗
Ｒ５５とコンデンサＣ５５は並列に接続する。抵抗Ｒ５
５の他方の側はトランジスタＴ５３のベースと、トラン
ジスタＴ５７のコレクタと、コンデンサＣ５３の抵抗Ｒ
５に接続しない側とに接続する。トランジスタＴ５７と
Ｔ５８のエミッタは夫々抵抗Ｒ５９とＲ６０を介して電
源ＶＥＥに接続する。トランジスタＴ５４−Ｔ５８のベ
ースはすべて共通に接続されて電圧Ｖbias２によりバイ
アスされる。
Ｃに、ベースはトランジスタＴ５３のコレクタに、そし
てノード５１０に示すエミッタはトランジスタＴ５８の
コレクタおよび抵抗Ｒ５５の一方の側に接続する。抵抗
Ｒ５５とコンデンサＣ５５は並列に接続する。抵抗Ｒ５
５の他方の側はトランジスタＴ５３のベースと、トラン
ジスタＴ５７のコレクタと、コンデンサＣ５３の抵抗Ｒ
５に接続しない側とに接続する。トランジスタＴ５７と
Ｔ５８のエミッタは夫々抵抗Ｒ５９とＲ６０を介して電
源ＶＥＥに接続する。トランジスタＴ５４−Ｔ５８のベ
ースはすべて共通に接続されて電圧Ｖbias２によりバイ
アスされる。
【００６５】抵抗Ｒ５０とＲ５１はミキサ１８ａをバイ
アスし（図５，図６参照）そしてコンデンサＣ５０とＣ
５１は高域通過フィルタとして作用する。すなわちこれ
らコンデンサは信号Ｓ６，Ｓ６′の高周波成分を電源に
通しそしてデカップリングコンデンサＣ５２とＣ５３に
与えられる二つの低周波成分（４８０ＭＨｚ）を排除す
る。
アスし（図５，図６参照）そしてコンデンサＣ５０とＣ
５１は高域通過フィルタとして作用する。すなわちこれ
らコンデンサは信号Ｓ６，Ｓ６′の高周波成分を電源に
通しそしてデカップリングコンデンサＣ５２とＣ５３に
与えられる二つの低周波成分（４８０ＭＨｚ）を排除す
る。
【００６６】この相互インピーダンス増幅器１４は抵抗
Ｒ５０、容量Ｃ５０および抵抗Ｒ５１，容量Ｃ５１のＲ
Ｃの組合せのそれより低い入力インピーダンスを有する
ように設計さされるから、電流信号Ｓ６，Ｓ６′は増幅
器１４に流れ込み、そこで増幅され、そしてノイズ“イ
ンバンド”すなわちその信号に関連するノイズは最少で
維持される。その理由はこの信号の僅かな部分のみがノ
イズ源として作用する抵抗Ｒ５０とＲ５１を通るからで
ある。この技術はこのシステムのノイズ仕様を最適化す
るのに用いられる。夫々の増幅された差動電圧出力信号
Ｓ８，Ｓ８′は夫々ノード５０５と５１０に生じる。
Ｒ５０、容量Ｃ５０および抵抗Ｒ５１，容量Ｃ５１のＲ
Ｃの組合せのそれより低い入力インピーダンスを有する
ように設計さされるから、電流信号Ｓ６，Ｓ６′は増幅
器１４に流れ込み、そこで増幅され、そしてノイズ“イ
ンバンド”すなわちその信号に関連するノイズは最少で
維持される。その理由はこの信号の僅かな部分のみがノ
イズ源として作用する抵抗Ｒ５０とＲ５１を通るからで
ある。この技術はこのシステムのノイズ仕様を最適化す
るのに用いられる。夫々の増幅された差動電圧出力信号
Ｓ８，Ｓ８′は夫々ノード５０５と５１０に生じる。
【００６７】素子Ｔ５０，Ｔ５４，Ｔ５５，Ｒ５４，Ｒ
５６，Ｒ５７およびＣ５４は出力信号Ｓ８′を直流バイ
アスするように選ばれ、Ｔ５１，Ｔ５７，Ｔ５８，Ｒ５
５，Ｒ５９，Ｒ６０およびＣ５５は出力信号Ｓ８を直流
バイアスするように選ばれる。抵抗Ｒ５２，Ｒ５３およ
びＲ５８は長テール対Ｔ５２，Ｔ５３の利得をセットす
るように選ばれる。
５６，Ｒ５７およびＣ５４は出力信号Ｓ８′を直流バイ
アスするように選ばれ、Ｔ５１，Ｔ５７，Ｔ５８，Ｒ５
５，Ｒ５９，Ｒ６０およびＣ５５は出力信号Ｓ８を直流
バイアスするように選ばれる。抵抗Ｒ５２，Ｒ５３およ
びＲ５８は長テール対Ｔ５２，Ｔ５３の利得をセットす
るように選ばれる。
【００６８】この出力増幅器内で用いられる一般的な抵
抗および容量の値は、Ｒ５０＝Ｒ５１＝１８０Ω、Ｒ５
２＝Ｒ５３＝６００Ω、Ｒ５４＝Ｒ５５＝７２０Ω、Ｒ
５６＝Ｒ６０＝８０Ω、Ｒ５７＝Ｒ５９＝３５０Ω、Ｒ
５８＝１００Ω、Ｃ５０＝Ｃ５１＝３．６ｐＦ、Ｃ５２
＝Ｃ５３＝１２ｐＦ、Ｃ５４＝Ｃ５５＝０．０５ｐＦで
ある。
抗および容量の値は、Ｒ５０＝Ｒ５１＝１８０Ω、Ｒ５
２＝Ｒ５３＝６００Ω、Ｒ５４＝Ｒ５５＝７２０Ω、Ｒ
５６＝Ｒ６０＝８０Ω、Ｒ５７＝Ｒ５９＝３５０Ω、Ｒ
５８＝１００Ω、Ｃ５０＝Ｃ５１＝３．６ｐＦ、Ｃ５２
＝Ｃ５３＝１２ｐＦ、Ｃ５４＝Ｃ５５＝０．０５ｐＦで
ある。
【００６９】図９，図１０は図１に示す移相器の詳細ブ
ロック図である。
ロック図である。
【００７０】図９は、信号Ｓ８，Ｓ８′と信号Ｓ９，Ｓ
９′が一つの特定の周波数において夫々Ｉ信号およびＱ
信号とすれば、差信号Ｓ８，Ｓ８′のみに−９０゜の移
相を与える全域通過フィルタ２２ａを示す。あるいは図
９は差信号Ｓ９，Ｓ９′のみに＋９０゜の移相を導入す
る全域通過フィルタであってもよい。
９′が一つの特定の周波数において夫々Ｉ信号およびＱ
信号とすれば、差信号Ｓ８，Ｓ８′のみに−９０゜の移
相を与える全域通過フィルタ２２ａを示す。あるいは図
９は差信号Ｓ９，Ｓ９′のみに＋９０゜の移相を導入す
る全域通過フィルタであってもよい。
【００７１】図１０は一つの特定の周波数において差信
号Ｓ８，Ｓ８′およびＳ９，Ｓ９′に４５゜の移相を夫
々導入する２個の全域通過フィルタ２２ｂと２２ｃを示
す。ここでも信号Ｓ８，Ｓ８′がＩ信号を、そして信号
Ｓ９，Ｓ９′がＱ信号とすると、フィルタ２２ｂは信号
Ｓ８，Ｓ８′に−４５゜の位相のずれを導入し、フィル
タ２２ｃは信号Ｓ９，Ｓ９′に＋４５゜の移相のずれを
導入しなければならない。フィルタ２２ｂと２２ｃは、
出力信号Ｓ８，Ｓ８′とＳ９，Ｓ９′がそれら間に導入
された９０゜の位相差を有し、しかもフィルタ２２ｂと
２２ｃによりＩおよびＱ信号に導入される移相が±４５
゜以外の値、すなわちＩ信号について−３０゜、Ｑ信号
について＋６０゜の値を有するように設計され且つ動作
することが出来る。しかしながら本発明者は、図１０の
構成を用いると、後述する理由により最良の動作モード
が得られることを見い出した。
号Ｓ８，Ｓ８′およびＳ９，Ｓ９′に４５゜の移相を夫
々導入する２個の全域通過フィルタ２２ｂと２２ｃを示
す。ここでも信号Ｓ８，Ｓ８′がＩ信号を、そして信号
Ｓ９，Ｓ９′がＱ信号とすると、フィルタ２２ｂは信号
Ｓ８，Ｓ８′に−４５゜の位相のずれを導入し、フィル
タ２２ｃは信号Ｓ９，Ｓ９′に＋４５゜の移相のずれを
導入しなければならない。フィルタ２２ｂと２２ｃは、
出力信号Ｓ８，Ｓ８′とＳ９，Ｓ９′がそれら間に導入
された９０゜の位相差を有し、しかもフィルタ２２ｂと
２２ｃによりＩおよびＱ信号に導入される移相が±４５
゜以外の値、すなわちＩ信号について−３０゜、Ｑ信号
について＋６０゜の値を有するように設計され且つ動作
することが出来る。しかしながら本発明者は、図１０の
構成を用いると、後述する理由により最良の動作モード
が得られることを見い出した。
【００７２】図１１，図１２は図１０に示す２個の全域
通過フィルタの交流解析および図１０に示す全域通過フ
ィルタの回路図を夫々示す。
通過フィルタの交流解析および図１０に示す全域通過フ
ィルタの回路図を夫々示す。
【００７３】図１１は２つの差動入力信号Ｓ８，Ｓ８′
とＳ９，Ｓ９′に−４５゜および＋４５゜の移相を夫々
行うように設計された２個の全域通過フィルタ２２ｂ，
２２ｃの差動出力信号の交流解析を示す。便宜上フィル
タ２２ｂと２２ｃへの差動入力信号をＳｓ，Ｓｓ′とＳ
ｔ，Ｓｔ′とするとし、移相された差動出力信号をＳ
ｘ，Ｓｘ′とＳｙ，Ｓｙ′とすると、説明が容易になり
且つ理解を促進するに有用である。更に、差動入力信号
Ｓｓ，Ｓｓ′とＳｔ，Ｓｔ′を同相、すなわち両者間に
位相差がないとする。
とＳ９，Ｓ９′に−４５゜および＋４５゜の移相を夫々
行うように設計された２個の全域通過フィルタ２２ｂ，
２２ｃの差動出力信号の交流解析を示す。便宜上フィル
タ２２ｂと２２ｃへの差動入力信号をＳｓ，Ｓｓ′とＳ
ｔ，Ｓｔ′とするとし、移相された差動出力信号をＳ
ｘ，Ｓｘ′とＳｙ，Ｓｙ′とすると、説明が容易になり
且つ理解を促進するに有用である。更に、差動入力信号
Ｓｓ，Ｓｓ′とＳｔ，Ｓｔ′を同相、すなわち両者間に
位相差がないとする。
【００７４】２個の全域通過フィルタ２２ｂ，２２ｃの
素子の値はこれらフィルタが所要の第２ＩＦ、すなわち
４８０ＭＨｚの入力信号Ｓｓ，Ｓｓ′とＳｔ，Ｓｔ′に
−４５゜と＋４５゜の移相を与えるように選ぶことが出
来る。図１１から信号ＳｘとＳｙの間およびＳｘ′とＳ
ｙ′の間に夫々９０゜の位相差があることがわかる。
素子の値はこれらフィルタが所要の第２ＩＦ、すなわち
４８０ＭＨｚの入力信号Ｓｓ，Ｓｓ′とＳｔ，Ｓｔ′に
−４５゜と＋４５゜の移相を与えるように選ぶことが出
来る。図１１から信号ＳｘとＳｙの間およびＳｘ′とＳ
ｙ′の間に夫々９０゜の位相差があることがわかる。
【００７５】それ故、フィルタ２２ｂと２２ｃへの差動
入力信号がＩおよびＱ信号であれば、すなわちこれら差
動入力信号が９０゜の位相差を有していれば、夫々の差
動出力信号は１８０゜の位相差を有することになる。明
らかにＩフィルタは４５゜の遅相を導入し、Ｑフィルタ
は４５゜の進相を導入しなければならず、さもなければ
ＩおよびＱ入力信号はこれらフィルタの出力において位
相差をもたないことになる。
入力信号がＩおよびＱ信号であれば、すなわちこれら差
動入力信号が９０゜の位相差を有していれば、夫々の差
動出力信号は１８０゜の位相差を有することになる。明
らかにＩフィルタは４５゜の遅相を導入し、Ｑフィルタ
は４５゜の進相を導入しなければならず、さもなければ
ＩおよびＱ入力信号はこれらフィルタの出力において位
相差をもたないことになる。
【００７６】図９に示すように差動入力信号の一方のみ
に適正な９０゜の位相差を与える１個の全域通過フィル
タをつくることも可能である。しかしながら実際上素子
値の変化により所要の９０゜の移相の精度を保証するこ
とは困難である。
に適正な９０゜の位相差を与える１個の全域通過フィル
タをつくることも可能である。しかしながら実際上素子
値の変化により所要の９０゜の移相の精度を保証するこ
とは困難である。
【００７７】前述したように、進相と遅相の値の異る、
すなわち、一方が６０゜の進相を、他方が３０゜の遅相
を導入するようにして２個の差動入力信号間に全体で９
０゜の位相差を導入する２個の全域通過フィルタを設計
することも可能である。しかしながら、それらフィルタ
を構成する素子間に変化要因があるとすれば、結果とし
ての差動出力信号間の位相シフトは９０゜からずれる傾
向があり、そのため画像周波数が充分に排除または減衰
されない結果が生じうる。
すなわち、一方が６０゜の進相を、他方が３０゜の遅相
を導入するようにして２個の差動入力信号間に全体で９
０゜の位相差を導入する２個の全域通過フィルタを設計
することも可能である。しかしながら、それらフィルタ
を構成する素子間に変化要因があるとすれば、結果とし
ての差動出力信号間の位相シフトは９０゜からずれる傾
向があり、そのため画像周波数が充分に排除または減衰
されない結果が生じうる。
【００７８】本発明者は、全域通過フィルタ２２ｂ，２
２ｃがＩおよびＱ差動入力信号に夫々−４５゜と＋４５
゜の位相シフトを導入するように設計されたとすればそ
れらフィルタは、特にそれらフィルタが一つのモノリシ
ック半導体基板に集積される場合に素子値の変化に対し
より許容性をもつことを見い出した。
２ｃがＩおよびＱ差動入力信号に夫々−４５゜と＋４５
゜の位相シフトを導入するように設計されたとすればそ
れらフィルタは、特にそれらフィルタが一つのモノリシ
ック半導体基板に集積される場合に素子値の変化に対し
より許容性をもつことを見い出した。
【００７９】図１２は２個の抵抗Ｒ７０，Ｒ７１と２個
のコンデンサＣ７０，Ｃ７１からなる全域通過フィルタ
の回路図である。ノード７００で示す、抵抗Ｒ７０の一
方の側はコンデンサＣ７１の一方の側にノード７０５で
示す他方の側はコンデンサＣ７０の一方の側に、そして
ノード７１０で示す、抵抗Ｒ７１の一方の側はコンデン
サＣ７１の他方の側に、ノード７１５で示す抵抗Ｒ７１
の他方の側はコンデンサＣ７０の他方の側に夫々接続す
る。それ故、素子Ｒ７０，Ｃ７０，Ｒ７１，Ｃ７１は夫
々直列に接続して連続したリングを形成する。
のコンデンサＣ７０，Ｃ７１からなる全域通過フィルタ
の回路図である。ノード７００で示す、抵抗Ｒ７０の一
方の側はコンデンサＣ７１の一方の側にノード７０５で
示す他方の側はコンデンサＣ７０の一方の側に、そして
ノード７１０で示す、抵抗Ｒ７１の一方の側はコンデン
サＣ７１の他方の側に、ノード７１５で示す抵抗Ｒ７１
の他方の側はコンデンサＣ７０の他方の側に夫々接続す
る。それ故、素子Ｒ７０，Ｃ７０，Ｒ７１，Ｃ７１は夫
々直列に接続して連続したリングを形成する。
【００８０】差動入力信号Ｓ８とＳ８′は夫々ノード７
００と７１０に加えられ、そして位相シフトされた差動
出力信号Ｓ１０とＳ１０′はノード７０５と７１５に生
じる。
００と７１０に加えられ、そして位相シフトされた差動
出力信号Ｓ１０とＳ１０′はノード７０５と７１５に生
じる。
【００８１】４８０ＭＨｚにおいて４５゜の遅相を与え
る全域通過フィルタを構成するに必要な素子の値はＲ７
０＝Ｒ７１＝４００ΩおよびＣ７０＝Ｃ７１＝１．８ｐ
Ｆであり、４８０ＭＨｚにおいて４５゜の進相を与える
全域通過フィルタを構成するに必要な素子の値はＲ７０
＝Ｒ７１＝２００Ω、Ｃ７０＝Ｃ７１＝０．６ｐＦであ
る。４５゜の遅相および４５゜の進相を与える全域通過
フィルタについては遅相フィルタに用いられる抵抗およ
び容量の値は進相フィルタに用いられるそれらの値の倍
数となる。このため、モノリシック半導体基板で集積さ
れる全域通過フィルタはハイブリッド型よりも素子の変
化に対する感応性が低く、そしてそれ故できるだけ９０
°に近い差動出力信号間に位相差を与えるものである。
る全域通過フィルタを構成するに必要な素子の値はＲ７
０＝Ｒ７１＝４００ΩおよびＣ７０＝Ｃ７１＝１．８ｐ
Ｆであり、４８０ＭＨｚにおいて４５゜の進相を与える
全域通過フィルタを構成するに必要な素子の値はＲ７０
＝Ｒ７１＝２００Ω、Ｃ７０＝Ｃ７１＝０．６ｐＦであ
る。４５゜の遅相および４５゜の進相を与える全域通過
フィルタについては遅相フィルタに用いられる抵抗およ
び容量の値は進相フィルタに用いられるそれらの値の倍
数となる。このため、モノリシック半導体基板で集積さ
れる全域通過フィルタはハイブリッド型よりも素子の変
化に対する感応性が低く、そしてそれ故できるだけ９０
°に近い差動出力信号間に位相差を与えるものである。
【００８２】図１３，図１４は図１に示す加算器の詳細
なブロック図および回路図である。
なブロック図および回路図である。
【００８３】図１３において、加算器２４は二つの機能
回路に分けることが出来る。その第一の回路は電流ミラ
ー回路８００であり第二は差動加算増幅器８０５であっ
て、前者は後者に対しては活性負荷として作用する。こ
の電流ミラーは正および負の電源ＶＣＣとＶＥＥの間に
接続して端子８１０と２８に二つの電流信号Ｉ８０，Ｉ
８１を与える。端子２８は所要のシングルエンド出力電
流信号を出す。加算増幅器８０５は電流ミラー８００を
介して正電源ＶＣＣにそして負電源ＶＥＥに接続し、フ
ィルタ２２ｂと２２ｃから信号Ｓ１０，Ｓ１０′，Ｓ１
１，Ｓ１１′を受け、そして入力３０を介して制御され
る。
回路に分けることが出来る。その第一の回路は電流ミラ
ー回路８００であり第二は差動加算増幅器８０５であっ
て、前者は後者に対しては活性負荷として作用する。こ
の電流ミラーは正および負の電源ＶＣＣとＶＥＥの間に
接続して端子８１０と２８に二つの電流信号Ｉ８０，Ｉ
８１を与える。端子２８は所要のシングルエンド出力電
流信号を出す。加算増幅器８０５は電流ミラー８００を
介して正電源ＶＣＣにそして負電源ＶＥＥに接続し、フ
ィルタ２２ｂと２２ｃから信号Ｓ１０，Ｓ１０′，Ｓ１
１，Ｓ１１′を受け、そして入力３０を介して制御され
る。
【００８４】図１４において、電流ミラー８００は５個
の抵抗Ｒ８０−Ｒ８４と、１個のコンデンサＣ８０と、
２個のｎｐｎトランジスタＴ８０，Ｔ８１を含み、差動
加算増幅器８０５を構成する夫々が同一の素子を用いて
つくられる４個の差動増幅器Ｄ１−Ｄ４を含んでいる。
夫々の差動増幅器は３個の抵抗Ｒ８５−Ｒ８７と３個の
ｎｐｎトランジスタＴ８２−Ｔ８４を含む。
の抵抗Ｒ８０−Ｒ８４と、１個のコンデンサＣ８０と、
２個のｎｐｎトランジスタＴ８０，Ｔ８１を含み、差動
加算増幅器８０５を構成する夫々が同一の素子を用いて
つくられる４個の差動増幅器Ｄ１−Ｄ４を含んでいる。
夫々の差動増幅器は３個の抵抗Ｒ８５−Ｒ８７と３個の
ｎｐｎトランジスタＴ８２−Ｔ８４を含む。
【００８５】電流ミラー８００において、抵抗Ｒ８０と
Ｒ８１はトランジスタＴ８０とＴ８１のコレクタと電源
ＶＣＣとの間に接続する。トランジスタＴ８０のコレク
タはトランジスタＴ８０とＴ８１のベースに接続しそし
てノード８１０に接続する。トランジスタＴ８０とＴ８
１のエミッタは抵抗Ｒ８２とＲ８３の一方の側に夫々接
続する。これら抵抗の他方の側は抵抗Ｒ８４を介して電
源ＶＥＥに接続する。コンデンサＣ８０はＲ８４と並列
に接続する。
Ｒ８１はトランジスタＴ８０とＴ８１のコレクタと電源
ＶＣＣとの間に接続する。トランジスタＴ８０のコレク
タはトランジスタＴ８０とＴ８１のベースに接続しそし
てノード８１０に接続する。トランジスタＴ８０とＴ８
１のエミッタは抵抗Ｒ８２とＲ８３の一方の側に夫々接
続する。これら抵抗の他方の側は抵抗Ｒ８４を介して電
源ＶＥＥに接続する。コンデンサＣ８０はＲ８４と並列
に接続する。
【００８６】差動増幅器Ｄ１−Ｄ４においては、トラン
ジスタＴ８２のコレクタはトランジスタＴ８０とＴ８１
のベース８１０に接続しそしてトランジスタＴ８３のコ
レクタはトランジスタＴ８１のコレクタ２８、すなわち
同調装置１０の出力に接続する。トランジスタＴ８２と
Ｔ８３のエミッタは夫々抵抗Ｒ８５とＲ８６の一方の側
に接続する。これら抵抗の他方の側はトランジスタＴ８
４のコレクタに接続する。トランジスタＴ８４のエミッ
タは抵抗Ｒ８７を介して電源ＶＥＥに接続する。
ジスタＴ８２のコレクタはトランジスタＴ８０とＴ８１
のベース８１０に接続しそしてトランジスタＴ８３のコ
レクタはトランジスタＴ８１のコレクタ２８、すなわち
同調装置１０の出力に接続する。トランジスタＴ８２と
Ｔ８３のエミッタは夫々抵抗Ｒ８５とＲ８６の一方の側
に接続する。これら抵抗の他方の側はトランジスタＴ８
４のコレクタに接続する。トランジスタＴ８４のエミッ
タは抵抗Ｒ８７を介して電源ＶＥＥに接続する。
【００８７】トランジスタＴ８４はそのベースを介して
制御されるスイッチとして作用し、そしてその差動増幅
器が機能するかどうかを決定する。差動増幅器Ｄ１とＤ
２の機能性は端子３０ａを介して制御され、差動増幅器
Ｄ３とＤ４の機能性は端子３０ｂを介して制御される。
差動増幅器Ｄ１とＤ２の機能性はＤ３とＤ４のそれに対
して互いに排他的である。すなわち、Ｄ１とＤ２が機能
していればＤ３とＤ４はそうでなく、そしてその逆も正
しい。
制御されるスイッチとして作用し、そしてその差動増幅
器が機能するかどうかを決定する。差動増幅器Ｄ１とＤ
２の機能性は端子３０ａを介して制御され、差動増幅器
Ｄ３とＤ４の機能性は端子３０ｂを介して制御される。
差動増幅器Ｄ１とＤ２の機能性はＤ３とＤ４のそれに対
して互いに排他的である。すなわち、Ｄ１とＤ２が機能
していればＤ３とＤ４はそうでなく、そしてその逆も正
しい。
【００８８】夫々の差動増幅器Ｄ１−Ｄ４のトランジス
タＴ８２とＴ８３のベースは次のような信号を受ける。
タＴ８２とＴ８３のベースは次のような信号を受ける。
【００８９】 Ｔ８２D1：Ｓ１０ Ｔ８３D1：Ｓ１１ Ｔ８２D2：Ｓ１１′ Ｔ８３D2：Ｓ１０′ Ｔ８２D3：Ｓ１０ Ｔ８３D3：Ｓ１１′ Ｔ８２D4：Ｓ１１ Ｔ８３D4：Ｓ１０′ それ故、差動増幅器Ｄ１とＤ２が機能するとき、チャン
ネル１に関連する４８０ＭＨｚ信号のみが同調装置１０
の出力２８に生じ、チャンネル３３に関連する４８０Ｍ
Ｈｚ信号は実質的に排除される。同様に差動増幅器Ｄ３
とＤ４が機能すると、チャンネル３３に関連する４８０
ＭＨｚ信号が同調装置１０の出力２８に生じ、チャンネ
ル１に関連する４８０ＭＨｚ信号は実質的に排除され
る。
ネル１に関連する４８０ＭＨｚ信号のみが同調装置１０
の出力２８に生じ、チャンネル３３に関連する４８０Ｍ
Ｈｚ信号は実質的に排除される。同様に差動増幅器Ｄ３
とＤ４が機能すると、チャンネル３３に関連する４８０
ＭＨｚ信号が同調装置１０の出力２８に生じ、チャンネ
ル１に関連する４８０ＭＨｚ信号は実質的に排除され
る。
【００９０】良好な画像解除を行うには低出力増幅器１
４，１６が良好に整合することおよび全域通過フィルタ
２２ｂ，２２ｃが良好に整合することが重要である。低
出力増幅器１４，１６とフィルタ２２ｂ，２２ｃの良好
なマッチングはそれらを共通の半導体基板に集積するこ
とによってのみ効果的に達成出来る。更に、良好に整合
した小型で安価な衛星同調装置を実現出来るように増幅
器１４，１６およびフィルタ２２ｂ，２２ｃと同一の基
板に低ノイズ増幅器１２、ミキサ１８および加算器２４
を集積することも可能である。
４，１６が良好に整合することおよび全域通過フィルタ
２２ｂ，２２ｃが良好に整合することが重要である。低
出力増幅器１４，１６とフィルタ２２ｂ，２２ｃの良好
なマッチングはそれらを共通の半導体基板に集積するこ
とによってのみ効果的に達成出来る。更に、良好に整合
した小型で安価な衛星同調装置を実現出来るように増幅
器１４，１６およびフィルタ２２ｂ，２２ｃと同一の基
板に低ノイズ増幅器１２、ミキサ１８および加算器２４
を集積することも可能である。
【図１】本発明による衛星受信系の同調装置の基本的機
能ブロック図。
能ブロック図。
【図２】本発明による衛星受信系の同調装置の関連する
信号間の位相関係を示す図。
信号間の位相関係を示す図。
【図３】図１に示す第１増幅器の詳細なブロック図。
【図４】第１増幅器の回路図。
【図５】図１に示すミキサの詳細ブロック図。
【図６】図５に示す二重平衡ミキサの一方の詳細回路
図。
図。
【図７】図１に示す発振器の基本ブロック図。
【図８】図１に示す第２および第３増幅器の詳細回路
図。
図。
【図９】図１に示す移相器の詳細ブロック図。
【図１０】図１に示す移相器の詳細ブロック図。
【図１１】図１０に示す２個の全域通過フィルタの交流
解析を示す図。
解析を示す図。
【図１２】図１０に示す全域通過フィルタの回路図。
【図１３】図１に示す加算器の詳細ブロック図。
【図１４】図１に示す加算器の回路図。
１０ 同調装置 １２，１４，１６ 増幅器 １８ａ，１８ｂ ミキサ ２０ 発振器 ２２ 移相器 ２４ 加算器 ２６ フィルタ ２００，４１０ 差動増幅器 ２０５ 電圧−電流変換器 ４００ Ｌ−Ｃタンク回路 ４０５ 発振器段 ４１５ 周波数二倍器 ４２５ 分周器 ４３０ 振幅リミタ
Claims (18)
- 【請求項１】所要のチャンネルキャリア周波数を選択す
るために、低ノイズブロックから第１信号（Ｓ１）を受
ける衛星受信系の同調装置（１０）において、 一つの選択された周波数（ｆLO）を有する、互いに実質
的に９０°だけ位相のずれた第２および第３信号（Ｓ
４，Ｓ５）を発生するための発振器（２０）と、 上記第１信号（Ｓ１）と上記第２信号（Ｓ４）を混合し
て第４信号（Ｓ６）を発生する第１ミキサ（１８ａ）
と、 上記第１信号（Ｓ１）と上記第３信号（Ｓ５）を混合し
て第５信号（Ｓ７）を発生する第２ミキサ（１８ｂ）
と、 上記選択された周波数（ｆLO）と上記所要のチャンネル
キャリア周波数との差に等しい所要の一つの周波数をも
つ上記第４および第５信号（Ｓ６，Ｓ７）間に更に実質
的に９０°の位相差を導入するための第６および第７信
号（Ｓ１０，Ｓ１１）を発生する手段（２２）と、 上記第６および第７信号（Ｓ１０，Ｓ１１）を加算する
ための第１加算器と、 上記所要の周波数に等しい中心周波数を有し、上記加算
された信号を濾波するための第１フィルタと、 を備えていることを特徴とする衛星受信系の同調装置。 - 【請求項２】前記第６信号と前記第７信号の逆信号とを
加算するための第２加算器と、上記第１および第２加算
器の一方のみが加算された信号を出すように上記第１お
よび第２加算器を制御するための手段を更に含むことを
特徴とする請求項１記載の同調装置。 - 【請求項３】前記第１信号（Ｓ１）を増幅するための第
１増幅器（１２）と、前記第４信号（Ｓ６）を増幅する
ための第２増幅器（１４）と、前記第５信号（Ｓ７）を
増幅するための第３増幅器（１６）とを更に含むことを
特徴とする請求項１または２記載の同調装置。 - 【請求項４】前記第１ミキサ（１８ａ）と前記第２増幅
器（１４）との間に配置される第１低域通過フィルタ
と、前記第２ミキサ（１８ｂ）と前記第３増幅器（１
６）との間に配置される第２低域通過フィルタと、を更
に含むことを特徴とする請求項３記載の同調装置。 - 【請求項５】前記第４および第５信号（Ｓ６，Ｓ７）間
に更に実質的に９０°の位相差を与える手段（２２）は
上記第４および第５信号の一方に実質的に４５°の遅相
を導入する手段（２２ｂ）と上記第４および第５信号の
他方に実質的に４５°の進相を導入する手段（２２ｃ）
とを含むことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに
記載の同調装置。 - 【請求項６】前記加算された信号を除く他のすべての信
号は差動信号であることを特徴とする請求項１乃至５の
いずれかに記載の同調装置。 - 【請求項７】前記第１増幅器（１２）は相互コンダクタ
ンス増幅器であり、前記第２および第３増幅器（１４，
１６）は相互インピーダンス増幅器であることを特徴と
する請求項１乃至６のいずれかに記載の同調装置。 - 【請求項８】前記発振器（２０）は夫々デューテイサイ
クルが１である振幅制限出力信号（Ｓ４，Ｓ５）を発生
することを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載
の同調装置。 - 【請求項９】前記実質的に４５°の遅相を導入する手段
（２２ｂ）と前記実質的に４５°の進相を導入する手段
は夫々ヒルベルトフィルタであることを特徴とする請求
項５乃至８のいずれかに記載の同調装置。 - 【請求項１０】前記第１フィルタは表面弾性波フィルタ
であることを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記
載の同調装置。 - 【請求項１１】前記発振器（２０）と前記第１フィルタ
を除き、１個の半導体基板に形成されることを特徴とす
る請求項１乃至１０のいずれかに記載の同調装置。 - 【請求項１２】テレビジョン受像機そしてまたはビデオ
レコーダに組込まれることを特徴とする請求項１乃至１
１のいずれかに記載の同調装置。 - 【請求項１３】衛星受信系の入力信号群から所要のチャ
ンネルキャリア周波数を選択するための方法において、 上記入力信号群を第１および第２ミキサに加える段階
と、 一つの選択された周波数（ｆLO）を有し且つ上記信号群
の所要のキャリア周波数と同相の信号を上記第１ミキサ
に加える段階と、 上記選択された周波数（ｆLO）を有し且つ上記所要のキ
ャリア周波数とは実質的に９０°位相の異なる信号を上
記第２ミキサに加える段階と、 上記ミキサの上記選択された周波数（ｆLO）と上記所要
のチャンネルキャリア周波数との差に等しい、所要の周
波数の出力信号間に更に実質的に９０°の位相差を導入
する段階と、 第１加算器により上記第１および第２信号を加算する段
階と、 上記所要の周波数に等しい中心周波数を有するフィルタ
により上記加算された信号を濾波する段階と、 を備えていることを特徴とする方法。 - 【請求項１４】第２加算器により前記第１信号と前記第
２信号の逆信号とを加算する段階と、 上記第１および第２加算器の一方のみが加算信号を出力
するように上記第１および第２加算器を制御する段階
と、 を更に含むことを特徴とする請求項１３記載の方法。 - 【請求項１５】前記ミキサの出力信号間に更に実質的に
９０°の位相差を導入する段階は、 前記ミキサの一方の出力信号の内の一方に実質的に４５
°の遅相を導入する段階と、 上記ミキサの他方の出力信号の内の一方に実質的に４５
°の進相を導入する段階と、 を含むことを特徴とする請求項１３または１４に記載の
方法。 - 【請求項１６】前記第１および第２ミキサに加える前に
前記信号群を増幅する段階と、 前記ミキサの前記出力信号の高周波成分を濾波して除去
する段階と、 上記更に実質的に９０°の位相差を導入する前にその低
周波信号を増幅する段階と、 を更に含む請求項１３乃至１５のいずれかに記載の方
法。 - 【請求項１７】複数の異なるキャリア周波数を有する入
力信号（５１）から所要の周波数のチャンネルを選択す
る方法において、 同じ選択された周波数で位相差が実質的に９０°である
第１および第２ミキサ信号を前記入力信号と混合し、第
１および第２ミキサ出力信号（５６，５７）を出力する
段階と、 前記選択された周波数と前記所要のキャリア周波数の差
に等しい中間周波数を有する前記第１および第２ミキサ
出力信号間に実質的に９０°の位相差を導入して第１お
よび第２信号（５１０，５１１）を発生する段階と、 前記第１および第２信号を加算して結合信号（２８）を
生成する段階と、 前記中間周波数に整合する中心周波数を有するフィルタ
（２６）によって前記結合信号（２８）を濾波し前記チ
ャンネルを選択する段階と、 を備えていることを特徴とする方法。 - 【請求項１８】複数の異なるキャリア周波数を有する入
力信号（５１）から所要の周波数のチャンネルを選択す
るための同調装置において、 前記入力信号を受ける端子と、 同一の選択された周波数を有し、実質的に位相差が９０
°のミキサ信号（５４，５５）の夫々と前記入力信号を
混合するために前記端子に接続されて、夫々ミキサ出力
信号（５６，５７）を発生する第１および第２ミキサ回
路（１８ａ，１８ｂ）と、 前記ミキサ出力信号を受信するように接続され、前記選
択された周波数と前記所要のキャリア周波数の差に等し
い中間周波数を有する前記ミキサ信号間に実質的に９０
°の位相差を導入して第１および第２信号（５１０，５
１１）発生する移相回路（２２）と、 前記第１および第２信号を加算して結合信号（２８）を
発生する加算回路（２４）と、 前記中間周波数を整合する中心周波数を有し、前記結合
信号を濾波し前記チャンネルを選択するフィルタ（２
６）と、 を備えていることを特徴とする同調装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9424056A GB9424056D0 (en) | 1994-11-29 | 1994-11-29 | A satellite tuner stage |
| GB9424056.1 | 1994-11-29 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0927734A true JPH0927734A (ja) | 1997-01-28 |
Family
ID=10765142
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30905895A Pending JPH0927734A (ja) | 1994-11-29 | 1995-11-28 | 衛星受信系の同調装置及び衛星受信系の入力信号群から所要のチャンネルキャリア周波数を選択するための方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0715403A1 (ja) |
| JP (1) | JPH0927734A (ja) |
| GB (1) | GB9424056D0 (ja) |
Cited By (1)
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| WO2005103619A1 (ja) * | 2004-04-20 | 2005-11-03 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | 振動ジャイロおよび振動ジャイロの角速度検出方法 |
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| DE19737091A1 (de) * | 1997-08-26 | 1999-03-04 | Telefunken Microelectron | Integrierte Phasenschieberanordnung |
| EP0954123A1 (en) * | 1998-04-30 | 1999-11-03 | Alcatel | Base station transceiver for a radio communications system |
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1994
- 1994-11-29 GB GB9424056A patent/GB9424056D0/en active Pending
-
1995
- 1995-11-28 JP JP30905895A patent/JPH0927734A/ja active Pending
- 1995-11-29 EP EP95308604A patent/EP0715403A1/en not_active Withdrawn
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0715403A1 (en) | 1996-06-05 |
| GB9424056D0 (en) | 1995-01-18 |
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