FR2562354A1 - Circuit de transposition de frequence analogique a bande laterale unique - Google Patents
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Abstract
LE CIRCUIT DE TRANSPOSITION DE L'INVENTION COMPORTE DES PASSE-TOUT D'ORDRE2 (2, 3) PRESENTANT, DANS LA BANDE A TRANSPOSER, UN DEPHASAGE MUTUEL DE P2, UN GENERATEUR DE FREQUENCE DE TRANSPOSITION6, UN PASSE-TOUT7 D'ORDRE1 DEPHASANT DE -P2, DEUX MULTIPLIEURS4, 5 ET UN ADDITIONNEUR8. APPLICATION : B.L.U.
Description
CIRCUIT DE TRANSPOSITION DE FREQUENCE ANALOGIQUE
A BANDE LATERALE UNIQUE
La présente invention se rapporte à un circuit de transposition de fréquence analogique à bande latérale unique.
A BANDE LATERALE UNIQUE
La présente invention se rapporte à un circuit de transposition de fréquence analogique à bande latérale unique.
Les circuits analogiques connus de transposition de fréquence à bande latérale unique comportent généralement des circuits mélangeurs à la sortie desquels il faut disposer des circuits de filtrage pour éliminer une des composantes complexes. De tels circuits de filtrage, qui doivent être particulièrement efficaces en réjection, sont complexes et onéreux.
On connaît également des circuits de transposition numériques, dont l'emploi ne peut généralement être envisagé que s'ils sont utilisés dans un environnement déjà numérique. De tels circuits numériques sont encombrants et onéreux.
La présente invention a pour objet un circuit de transposition de fréquence analogique à bande latérale unique qui soit simple à réaliser, peu encombrant, et de faible prix de revient.
Le circuit de transposition de fréquence conforme à la présente invention comporte, reliés à son entrée, deux circuits "passetout" d'ordre 2 présentant dans la bande à transposer, un déphasage mutuel sensiblement constant et égal à f/2, leurs sorties étant reliées chacune à un multiplieur, l'un de ces multiplieurs étant également relié à la sortie d'un générateur de fréquence de transposition, et l'autre multiplieur étant également relié à la sortie dudit générateur par l'intermédiaire d'un circuit "passe-tout" d'ordre 1 présentant un déphasage de - Ti/2 à la fréquence de transposition, les sorties des deux multiplieurs étant reliées à un additionneur.
La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description détaillée d'un mode de réalisation pris comme exemple non limitatif et illustré par le dessin annexé sur lequel
- la figure 1 est un bloc diagramme d'un circuit de transposition conforme à la présente invention
- la figure 2 est le schéma d'un circuit passe-tout d'ordre 2 utilisé dans le circuit de la figure 1 ;
- la figure 3 est le schéma d'un circuit passe-tout d'ordre 1 utilisé dans le circuit de la figure 1 ;
- la figure 4 est un diagramme du déphasage, en fonction de la fréquence, de deux passe-tout d'ordre 2 tels que ceux utilisés dans le circuit de la figure 1, et
- la figure 5 est un diagramme du déphasage, en fonction de la fréquence, d'un passe-tout d'ordre 1 comme celui de la figure 3.
- la figure 1 est un bloc diagramme d'un circuit de transposition conforme à la présente invention
- la figure 2 est le schéma d'un circuit passe-tout d'ordre 2 utilisé dans le circuit de la figure 1 ;
- la figure 3 est le schéma d'un circuit passe-tout d'ordre 1 utilisé dans le circuit de la figure 1 ;
- la figure 4 est un diagramme du déphasage, en fonction de la fréquence, de deux passe-tout d'ordre 2 tels que ceux utilisés dans le circuit de la figure 1, et
- la figure 5 est un diagramme du déphasage, en fonction de la fréquence, d'un passe-tout d'ordre 1 comme celui de la figure 3.
Le mode de réalisation décrit ci-dessous d'un circuit de transposition de fréquence conforme à l'invention est destiné à être utilisé en amont d'un circuit amplificateur basse fréquence amplifiant les signaux de son Doppler produits par des cibles lentes (personnes, véhicules routiers) vues par un radar de surveillance au sol, mais il est bien entendu que le circuit de l'invention peut être utilisé dans beaucoup d'autres domaines pour lesquels il est nécessaire de transposer ou de détransposer une bande de fréquences.
Dans le cas précité de l'écoute de signaux de son Doppler, les fréquences basses (gamme de 60 à 200 Hz environ) du spectre du signal sonore sont difficilement audibles, et il est nécessaire de transposer la bande des fréquences basses pour améliorer la reconnaissance des phénomènes ayant provoqué ces fréquences basses. On peut par exemple transposer ladite gamme de fréquences basses dans la gamme 360 à 500Hz dans laquelle l'écoute est satisfaisante.
On a représenté sur la figure 1 le bloc-diagramme d'un circuit de transposition de fréquence analogique permettant d'effectuer une telle transposition dans de très bonnes conditions de réjection de la fréquence de transposition et de la bande source.
Le circuit de transposition de la figure 1 comporte, à l'entrée, un filtre passe-bande 1 classique délimitant la bande à transposer.
La présence de ce filtre n'est nécessaire que si le signal d'entrée du circuit contient des fréquences indésirables. La sortie du filtre 1 est reliée à deux circuits passe-tout d'ordre 2 référencés 2 et 3 et présentant respectivement des déphasages yl et 2. Dans la bande de fréquences à transposer, la différence de déphasages f2 (ou tfî - 2) doit être la plus voisine possible de X/2.
La sortie du circuit 2 est reliée à une entrée d'un premier multiplieur analogique 4, et la sortie du circuit 3 est reliée à une entrée d'un second multiplieur analogique 5. La sortie d'un générateur 6 de fréquence de transposition fo est reliée directement à l'autre entrée du multiplieur 4, et est reliée via un filtre passe-tout 7 d'ordre I à l'autre entrée du multiplieur 5. A la fréquence f de transposition, la phase du signal de sortie du générateur 6 est et la phase du signal de sortie du passe-tout 7 est Lu '2 Les sorties des multiplieurs 4 et 5 sont reliées à un additionneur analogique 8.Si
- te'î = à la fréquence fO, on récupère la bande latérale droite (la transposition créant, de façon classique un spectre à deux bandes latérales), à lasortie de l'additionneur 8, et si
zP2- tp'l=+t/2 à la fréquence fo, on récupère la bande latérale gauche à la sortie de 8. Ainsi, dans une variante (non représentée), on prévoit un circuit inverseur permettant de permuter la sortie du passe-tout 7 et la liaison directe entre la sortie du générateur 6 et un additionneur, afin de sélectionner, par simple basculement de cet inverseur, l'une ou l'autre bande latérale.
- te'î = à la fréquence fO, on récupère la bande latérale droite (la transposition créant, de façon classique un spectre à deux bandes latérales), à lasortie de l'additionneur 8, et si
zP2- tp'l=+t/2 à la fréquence fo, on récupère la bande latérale gauche à la sortie de 8. Ainsi, dans une variante (non représentée), on prévoit un circuit inverseur permettant de permuter la sortie du passe-tout 7 et la liaison directe entre la sortie du générateur 6 et un additionneur, afin de sélectionner, par simple basculement de cet inverseur, l'une ou l'autre bande latérale.
La théorie des circuits passe-tout ayant été traitée en détail dans l'article de G. POSSEME paru dans le numéro de novembre 1971 de "l'Onde Electrique" aux pages 862 à 868, ne sera donc pas reprise ici, mais on va seulement décrire ci-dessous les détails de réalisation des modes de réalisation des circuits passe-tout utilisés par l'invention.
On a représenté sur la figure 2 le schéma d'un circuit passetout d'ordre 2 utilisé pour réaliser les circuits 2 et 3. L'entrée 9 de ce circuit est reliée par une résistance 10 à l'entrée inverseuse d'un amplificateur opérationnel 11. Cette entrée 9 est également reliée, via un circuit parallèle comportant une résistance 12 et un condensateur 13 à l'entrée non inverseuse de l'amplificateur 11. Cette entrée non inverseuse est reliée par un condensateur 14 et une résistance 14A à la masse. La sortie de l'amplificateur il est reliée directement à la sortie 15 du circuit passe-tout, et elle est reliée par une résistance 16 à l'entrée inverseuse de l'amplificateur.
Le passe-tout d'ordre I, représenté sur la figure 3, comporte une entrée 17 reliée par une résistance 18 à l'entrée inverseuse d'un amplificateur opérationnel 19. L'entrée 17 est, par ailleurs, reliée par une résistance 20 à rentrée non inverseuse de cet amplificateur, cette entrée étant reliée par un condensateur 21 à la masse. La sortie de l'amplificateur 19 est reliée d'une part à la sortie 22 du circuit passe-tout et d'autre part par une résistance 23 à son entrée inverseuse.
Sur le diagramme de la figure 4, on a représenté en 24 la courbe de déphasage du circuit 2, et en 25 celle du circuit 3. Ces courbes ont pour asymptotes les droites d'ordonnées 0 et -2T, et présentent, dans valeur partie centrale, une allure sensiblement linéaire. Pour la courbe 24, le déphasage de -11 a lieu à une fréquence fOls et pour la courbe 25, ce déphasage de -11 se produit à la fréquence f02. Les points d'abscisses fOl et f02 des courbes 24 et 25 sont des centres de symétrie de ces courbes, et sont situés au milieu des parties linéaires de ces courbes. Ces parties linéaires sont parallèles entre elles, et dans une bande de fréquences ES délimitée par les fréquences fl et f2 l'écart entre ces deux courbes est sensiblement constant et égal à tir/2. Dans l'exemple d'utilisation précité les fréquences fl et f2 sont choisies respectivement égales à 60 Hz et 180 Hz.
Soient R1, R2, R3 et R4 les valeurs des résistances 12, 14A, 10 et 16 respectivement, et Cl, C2 les capacités des condensateurs 13 et 14. Dans l'équation de transmittance d'un filtre d'ordre 2, rappelée dans le document précité, et qui est de la forme:
on pose
Il = R1 . Cl et t2 = R2 . C2 (avec # @ = I 2 = t ) on a alors:
on pose
Il = R1 . Cl et t2 = R2 . C2 (avec # @ = I 2 = t ) on a alors:
D'autre part, le déphasage entre les deux passe-tout d'ordre 2, appelé po, doit être égal à f/2 dans la bande à transposer.Ce déphasage est donné par l'équation (voir le susdit document):
avec
tg #0/2 = tg #/4 =1
Si l'on prend k = 6,5 par exemple, (le coefficient k = 6,5 donne le maximum de linéarité pour @o et un taux d'ondulation de phase pratiquement nul dans la bande) on obtient e = 1,6.
avec
tg #0/2 = tg #/4 =1
Si l'on prend k = 6,5 par exemple, (le coefficient k = 6,5 donne le maximum de linéarité pour @o et un taux d'ondulation de phase pratiquement nul dans la bande) on obtient e = 1,6.
On tire α de l'équation: k = 4E 2 - ou P ce qui donne pour le présent exemple OC = 3,47.
(fol et fo2 étant, comme précisé ci-dessus les fréquences caracté- ristiques des deux passe tout, c'est-à-dire les fréquences pour lesquelles leur déphasage propre est de Ti, et fl, f2 étant les fréquences limites de la bande à transposer, à savoir, dans le cas présent, 60 et 180 Hz, # ' étant la constante de temps # du circuit 2, et #" étant celle du circuit 3 (T = RI . Cl = R2 . C2). A partir de ces éléments, on calcule facilement les valeurs des résistances et des condensateurs des circuits 2 et 3, en fixant arbitrairement les valeurs de R2 et R4 par exemple.Si on prend R2 = 10 kilohms et
R4 = 22 kilohms, on obtient - pour le circuit 2 5 (T1 = 0,822 ms): R1 = 12 kilohms, R3 = 5,1 kilohms 5 Cl = 68 nFs C2 = 82 nF.
R4 = 22 kilohms, on obtient - pour le circuit 2 5 (T1 = 0,822 ms): R1 = 12 kilohms, R3 = 5,1 kilohms 5 Cl = 68 nFs C2 = 82 nF.
- pour le circuit 3 (T " = 2,853 ms) R1 = 12 kilohms, R3 = 5,1 kilohms, Cl = 238 nF, C2 = 285 nF.
La courbe de variation du déphasage du circuit passe-tout 7 d'ordre 1 a été représentée sur la figure 5. Ce déphasage est de - #/2 pour une fréquence fo telle que T o 1/2#fo avec To = RC, R étant la valeur de la résistance 20 et C la capacité du condensateur 21. Dans le cas présent, fo est la fréquence du signal produit par le générateur 6, et pour l'exemple précité fo = 300 Hz. On a ainsi T o = 0,53 ms. Si l'on prend par exemple C = 47 nF, on obtient
R = 11,27 kilohms.
R = 11,27 kilohms.
De façon avantageuse, on choisit les résistances 18 et 23 de valeurs égales, l'amplificateur 19 a ainsi un gain de 1. Ces résistances 18 et 23 ont par exemple pour valeur commune 10 kilohms.
On va maintenant justifier le fonctionnement du circuit de transposition de l'invention. Soit un signal d'entrée de la forme S = A cos # t. A la sortie du circuit 2, ce signal est de la forme
A' cos (O t - tp), qo étant le déphasage dû au circuit 2. A la sortie du circuit 3, le signal est de la forme
A' cos (#t - # + #/2) = -A'sin(#t - #).
A' cos (O t - tp), qo étant le déphasage dû au circuit 2. A la sortie du circuit 3, le signal est de la forme
A' cos (#t - # + #/2) = -A'sin(#t - #).
Le signal produit par le générateur 6 est de la forme B cos #0t. A la sortie du circuit 7, ce signal devisent: B' sin La > 0t, avec un gain de 1, (le circuit 7 ayant un déphasage de -w/2).
Si l'on néglige les amplitudes des signaux et les déphasages propres des circuits 2 et 3, on obtient à la sortie du multiplieur 4 un signal de la forme:
cos #t.cos #0t, et à la sortie du multiplieur 5 un signal de la forme
- sin #t.sin #0t.
cos #t.cos #0t, et à la sortie du multiplieur 5 un signal de la forme
- sin #t.sin #0t.
A la sortie du circuit 8, on obtient un signal de la forme
cos#t.cos #0t - sin #t.sin #0t = cos(#0 + #)t, c1est-à-dire que l'on obtient la bande latérale droite du signal transposé.
cos#t.cos #0t - sin #t.sin #0t = cos(#0 + #)t, c1est-à-dire que l'on obtient la bande latérale droite du signal transposé.
Par un raisonnement analogue, on trouverait que si l'on inversait les liaisons des sorties des circuits 2 et 3 aux multiplieurs 4 et 5, le signal à la sortie de l'additionneur 8 serait de la forme
sin (~) O c'est-à-dire que l'on obtiendrait à la sortie de 8 la bande latérale gauche du signal transposé.
sin (~) O c'est-à-dire que l'on obtiendrait à la sortie de 8 la bande latérale gauche du signal transposé.
Le circuit de transposition de l'invention peut aussi bien être utilisé pour "détransposer", c'est-à-dire pour revenir au signal d'origine. Ce circuit de transposition fonctionne également en haute fréquence (par exemple en BLU). Il suffit alors d'adapter les éléments des circuits passe-tout aux fréquences utilisées, en particulier on peut remplacer les circuits actifs à résistance et condensateur par des circuits passifs à inductance et condensateur.
Les circuits passe-tout peuvent également être réalisés avec des circuits à capacités commutées. Il est ainsi possible de faire varier la bande à transposer en faisant varier la fréquence d'horloge de ces circuits (cf. la note d'application NS sur le circuit MF 10, en particulier page 4-12).
Claims (6)
1. Circuit de transposition de fréquence analogique à bande latérale unique, caractérisé par le fait qu'il comporte, reliés à son entrée, deux circuits passe-tout d'ordre 2 (2, 3) présentant, dans la bande à transposer, un déphasage mutuel sensiblement constant et égal à ltI2, leurs sorties étant reliées chacune à un multiplieur (4, 5), l'un de ces multiplieurs (4) étant également relié à la sortie d'un générateur de fréquence de transposition (6), et l'autre multiplieur étant également relié à la sortie dudit générateur par l'intermé- diaire d'un circuit passe-tout d'ordre 1 (7) présentant un déphasage de lr/2 à la fréquence de transposition, les sorties des deux multiplieurs étant reliées à un additionneur (8).
2. Circuit de transposition selon la revendication 1, caractérisé par le fait que pour changer de bande latérale du signal transposé, on permute les sorties des cIrcuits passe-tout d'ordre 2.
3. Circuit de transposition selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que les circuits passe-tout d'ordre 2 comportent chacun un amplificateur opérationnel (11) dont l'entrée inverseuse est reliée par une résistance (10) à l'entrée (9) du circuit, dont rentrée non inverseuse est reliée à l'entrée du circuit par un circuit parallèle comportant une résistance (12) et un condensateur (13), et est reliée à la masse par un condensateur (14) en série avec une résistance (14A), et dont la sortie est reliée à la sortie (15) du circuit ainsi qu'à l'entrée inverseuse par une résistance (16).
4. Circuit de transposition selon rune quelconque des revendications précédentes, caractérisé par le fait que le circuit passe-tout d'ordre 1 comporte un amplificateur opérationnel (19) dont l'entrée inverseuse est reliée à l'entrée (17) du circuit par une résistance (18), dont l'entrée non inverseuse est reliée à l'entrée du circuit par une résistance (20) et à la masse par un condensateur (21), et dont la sortie est reliée à la sortie (22) du circuit, et à l'entrée inverseuse par une résistance (23).
5. Circuit de transposition selon l'une des revendications 1 ou 2, pour l'utilisation en haute fréquence, caractérisé par le fait que les circuits passe-tout comportent des circuits passifs à inductances et condensateurs.
6. Circuit de transposition selon la revendication 1, caractérisé par le fait que les circuits passe-tout sont réalisés à l'aide de circuits à capacités commutées.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8405231A FR2562354A1 (fr) | 1984-04-03 | 1984-04-03 | Circuit de transposition de frequence analogique a bande laterale unique |
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| FR8405231A FR2562354A1 (fr) | 1984-04-03 | 1984-04-03 | Circuit de transposition de frequence analogique a bande laterale unique |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2562354A1 true FR2562354A1 (fr) | 1985-10-04 |
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Family Applications (1)
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| FR8405231A Pending FR2562354A1 (fr) | 1984-04-03 | 1984-04-03 | Circuit de transposition de frequence analogique a bande laterale unique |
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| FR (1) | FR2562354A1 (fr) |
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1984
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