JPS5886667A - 乗算回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、情報信号ｘ（ｔ）を周期信号ｙ（ｔ）で乗算
スる、特にステレオデコーダまたは７エイズロツクルー
ブ（ＰＬＬ）に用いるに好適な乗算回路に関するもので
ある０ 信号を乗算する回路は、例えば振幅変調器および振幅復
調器にしばしば用いられている。説明の便宜上、以下振
幅復調器についてのみ説明する。

しかし、以下の記載は振幅変調器にも適用することがで
きる◎ 既知のように、振幅復調器の目的は、周波数スペク）ル
が（ｎｆｏ−ｆ、　）Ｈｚから（ｎｆｏ＋ｆｌンＨｚ　
（７）周波数帯域に位置する帯域制限信号ｘ（ｎｆｏ；
　ｔ）を、周波数スペクトルがＯＨｚからｆｌＨ２の１
Ｍ波数帯域に位置する信号ｘ（ｎ　：　ｔ）に変換する
ことにある。後者の周波数帯域はＡＦ帯域（オーディオ
周波数帯域）と称されている。上記周波数帯域において
、ｆｏおよＰ−ｆｕは固定周波数であり、ｎ４ｉ整数で
ある。実際上、帯域制限信号Ｘ（ｎｆｏ：ｔ）４ま、原
理的に無限数の帯域制限信号より成る信号ｘ’（ｔ）の
一部分である。従ってこの信号ｘ’（ｔ）は次式で示す
ように数学的に表わすことができる。

ｘ’（ｔ）　＝　ΣＸ（ｎｆｏ：ｔ）　　　　　　−−
−（１）ｎ−。

通常のように、これら帯域制限信号の１つのみ（例えば
ｎ＝ｉのときに得られる信号Ｘ（ｆｏ；ｔ）のみ）をム
Ｆ帯域に変換するものとすると、振幅復調器には、通常
前置変調フィルタと称されるフィルタを設け、このフィ
ルタに信号ｘ’（ｔ）を供給し、これによりかかる信号
を、有限数のこれら帯域制限信号のみ、または信号Ｘ（
ｆｏ：ｔ）のみを具える信号ｘ（ｔ）に変換する０個号
ｘ（ｔ）に対しては次式が成立するものとする。

ここにＮは例えば８とする。

また、次式も成立するものとする。

Ｘ（ｎｆｏ　＊ｔ　）　−Ｘ（ｎ：ｔ）８１ｎ（Ｊ＊ｎ
ｆｏ　ｔ”ｊ’　ｎ）　　　　　　　−一−（８’この
信号ｘ（ｔ）を、乗算回路で次式 ｙ（ｔ）　＝　２８ｉｎ（２ｇｆｏｔ＋＃、）　　　　
　　−−−（４）で示される周波数ｆ０の周期搬送波信
号ｙ（ｔ）で乗算すると、乗積信号ｚ（ｔ）が得られる
ようになる。

この乗積信号ｚ（ｔ）は、ＡＦ帯域に位置する信３号Ｘ
（１：ｔ）のほかに周波数ｆ。の倍数付近に位置するＮ
−２信号をも含んでいる。この乗積信号ｚ（ｔ）を通常
後置変調フィルタと称される変調フィルタに供給すると
周波数ｆ。の倍数付近に位置するこれら信号を抑圧する
ことができ、従ってこのフィルタによって信号Ｘ（１；
ｔ）を出力信号として発生させることができる。

この搬送波信号ｙ（りが実際に完全な正弦波として変化
すると共に乗算回路が完全に直線状に作動する場合には
ＡＦ帯域に信号ｘ（１；りのみが現われるようになる。

しかし実ｌＫ％には完全な直線性増幅回路を簡単且つ廉
価に製造するのは困難である。また完全に正弦波状に変
化する搬送波（ｍ号を簡単に発生させることも困綴であ
る。これがためこの復調処理においてもＡＦ帯域に雑音
信号が導入されるようになり、これは特に不１１１望で
ある。

かかる雑音信号が発生するのを防止するためには、現在
一般に、正弦波状に変化する搬送波信号”　代すに、　
、パルス繰返し比ｆ。の２レベル周期パルス信号の形態
の搬送波信号をステレオ復号器に用いている。この搬送
波信号は例えば次式のように数学的に表わすことができ
る。

ｙ（ｔ　）−ｂｌ（’１ｔｆｏｔ＋１）−Ｂｉｎ（８ｉ
ｎ　（３！ｗｆ□　を十ｊ’））−−−（５）この場合
乗算回路の出力信号ｚ（ｔ）は次式によって規定する。

Ｚ　（ｔ　）　−Ｘ　（ｔ　）ｂ　ｊ　（２ｇｆｏ　ｔ
”ｌ　）　　　　　−−−（７）式（５）で規定された
周期的な２レベルパルス信号は次式゛で示されるように
書換えることができる。

−−−（８） この２レベルパルス信号がパルス繰返し比ｆ０に等しい
周波数の信号成分を具えることは上式から明らかである
。この信号成分はパルス信号の基本成分を示す。上記２
レベルパルス信号は、この基本成分のほかにパルス繰返
し比の倍数、本画では奇数倍の周波数を有する信号成分
をも具える。以下かかる信号成分を、説明の便宜上１高
調波”として示す０この場合＠ｎ次の高調波”°は基本
成分の周波数のｎ倍に等しい信号成分を示すものとする
Ｏ 式（ｇ）に示す信号ｘ（ｔ）を式（８）に示す２レベル
パルス信号で乗算する場合にもＡＦ帯域には、信号Ｘ（
１：ｔ）のほかに信号ｘ（ａ：ｔＬ　ｘ（ｂ：ｔ）、　
＋＋＋が発生する。

信号ｘ（８；ｔ）がムＦ帯域に発生するのを防止するた
めには関連する信号ｘ（ａｆｏ；ｔ）を充分に抑圧する
必要がある。これがため、前置襞間フィルタに課せられ
る要求が実際には著しく大きｌ／）ため、これらの要求
を満足し得るフィルタは集積化し得ず、しかも高価であ
る。これらの要求を緩和し得るようにするために基本成
分の２つの高調波、例えば第２および第８高調波を発生
しない周波数スペクトルを有する搬送波信号ｙ（ｔ）を
発生させることが米国特許明細書第Ｌ９６　’Ｌ５５１
号に提案されている。この目的のため信号ｙ（ｔ）とし
て、２レベル周期パルス信号の代りに、８つの個別の振
幅レベル、例えばレベル＋１．０．−１をＷｔＪδレヘ
ル周期信号を用いる。従つ工信号ｙ（ｔ）が周波数ｇｆ
ｏおよび８ｆ０の信号成分を含まないため信号Ｘ（２ｆ
ｏ：ｔ）およびＸ（Ｊｌｆｏ：ｔ）がムＦ帯域に変換さ
れなくなる。これがため前置変調フィルタがこれら信号
を抑圧する必要は最早やなくなり従ってこのフィルタは
元のフィルタと比較して構成が簡単となる。実際上、か
かる８レベル搬送波信号は、各々がパルス繰返し比ｆ０
を有する第１および第２の２レベルパルス信号を発生さ
せることにより得ることができる。これら２種類のパル
ス信号はこれらを適宜選定してその何れもが例えば第２
高調波を含まず、第８高調波を含み得るようにする。

例えば式（８）から導かれるようにこれら２柚類の２レ
ベルパルス信号を互に推移させて第１の２レヘＡ／　ハ
ルＸ　信％ｊの第８高調波が第２の２レベルパルス信号
の第８高調波と正しく逆位相となり、従ってこれら２種
類の２レベルパルス信号が互に加算される際これら第８
高調波が互に打消され、これにより８レベル信号が得ら
れるようにする。この乗算回路の実際の例では２個のス
イッチング回路を設け、これらスイッチング回路にその
信号入力端子を経て信号ｘ（ｔ）を供給する。ざらに制
御入力端子を経て一方のスイッチング回路に第１の２レ
ベルパルス信号を供給し、他方のスイッチング回路にＫ
Ｈ２の２レベルパルス信号を供給する。両スイッチング
回路により供給される（、１号を加算装置・で互に加算
する。この方法の欠点は、全ての偶数高調波とは無関係
な搬送波信号ｙ（ｔ）を発生するが不所望な奇数高調波
は唯１柚類のみが除去されるだけである。ステレオ復号
器では、この奇数高調波は８８　ＫＨ２の副搬送波の第
８高調波である。

前述した米国特許明細書に提案された方決によって、！
１ｍｌ！Ｉの２レベルパルス信号から出発し、例えば全
ての偶数高調波およびｌＩｋ類の奇数高調波とは無関係
な、いわゆる１多重レベル”信号ｙ（ｔ）を発生させる
ことができる。２レベルパル。ス信号から出発し、１種
以上の予定の高調波とは無関係な多重レベル信号ｙ（ｔ
）を発生す・る他の方法は次の通りである。多重レベル
信号ｙ（ｔ）の繰返し比がｆｏであるものとすると、パ
ルス繰返し比ｆｏを有し、不所望な高調波を含まない第
１の２レベルパルス信号を発生する（例えばこのパルス
信号は偶数高調波を含まないもの゛とする）０また多重
レベル信号ｙ（ｔ）が奇数ｎ次高調波（゛例えばｎ−８
）とは無関係である場合暢は除去すべきｎ次の高調波の
周波数ｎｆｏに等しいパルス繰返し比の第２の２レベル
パルス信号を発生スル。この第２のパルス信号の位相を
適宜選定してその基本成分が第１のパルス信号の除去す
べき高調波と正しく逆位相となるようにする。この方法
の実際の例では、かくして発生した２レベルパルス信号
の各々を関連するスイッチング回路の制御入力端子に供
給する。各スイッチング回路は信号入力端子を経て信号
ｘ（ｔ）を受ける。スイッチング回路により発生した信
号は予定の重み係数で乗算された後加算装置で加算され
る。この市み係数の値は式（８）から得ることができる
−と共にｉとする０この方法によれば、２レベルパルス
イＢ号を用いて第２および第８高調′波が除去された多
重レベル信号ｙ（ｔ）を発生させることができるだけで
なく第１および第６高調波等とは無関係な多重レベル信
号ｙ（ｔ）をも得ることができる。近年、この特性がス
テレオ復号器に対し著しく重要なものとなってきた。そ
の理由は、完全な、ステレオ復号器を１個の集積回路に
組込むと共に開動な前ｌｉ１変−ツーフィルタ用を回避
する傾向が強くなってきた力）らである。また最近ステ
レオ７オニツク＃線送倍を行う送信機の数が着しく増大
し、しかもＡＦ帯域に変換される寄生信号の数も著しく
増大してきた。例えば式（７）において数置Ｎの値を７
また＆ま９とすることができる。最後に述べた方法によ
って実際上、簡単な前置変調フィルタを高価なフィルタ
に置換する必要性から回避すること力Ｓできるが英国特
許出願第２２，０２０，５１９　Ａ号から明らかなよう
にｖＩ数個の予定高調波を含まない多重レベル信号Ｖ（
ｔ）を発生するかかる方法を好適に実行しても極めて複
雑且つ高価な回路を必要とし、この回路は経済的な理由
で通常の装置には使用し得すしかも１個の集積回路に集
積化することもできないＯ 本発明の目的は、構成が簡単で、集積回路の形態で製造
するに極めて好適で、しかも少くとも周波数スペクトル
が周波数ｎｆｏ（ｎ−Ｊ　ａｔ　４ｓ　５ｅ　−−−Ｎ
−１）の近辺に位置する信号を五Ｆ帯域に変換せず、従
って前置変調フィルタ（特定の要求を課す必要のない新
規な概念の乗算回路を提供せんとするにある。

本発明は、情報信号ｘ（ｔ）を周期１／ｆｏの周期信号
ｙ（ｔ）で乗算する乗算回路において、ａ）　　Ｎ個の
周期パルス信号ｇ（ｋ：ｔ）を発生するパルス発生回路
を具え、ここにｋは０．１．　ｇ、　ａ。

−−−、Ｎ−１，Ｎは少くとも８に等しく、且つ（ａ、
１）　　各パルス信号はパルス繰返し比Ｔｏ−”／ｆ　
　を有し、 ０ （ａ　、　Ｓ　）　　パルス信号ｇ（ｋ：ｔ）のパルス
は瞬時定数、’　”＝　−−−−２＊　−Ｌ　Ｇｙ　Ｌ
　２＋　−−−：ｂ）　　Ｎ個のスイッチング回路を具
え、各スイッチング回路は、 （ｂ、ｘ）　　前記パルス信号が供給される制御チャン
ネルによって前記パルス発生器に接続された闇御入力端
子と、 （ｂｊ）　　前記情報信号ｘ（ｔ）を受ける情報信号入
力端子と、 （ｂ８番）　信号チャンネ゛ルに接続された信号出力端
子とを有し； Ｃ）　各々が乗積信号を発生する一定の電み位数を有す
るＮ個の重み付き回路網を具え、この重み付き回路網を
各信号チャンネルに設け：ｄ）　前記信号チャンネルの
各々に接続されｎｉｌ記乗積信号を互に加算する加算装
置を具え；ｅ）　供給されたパルスを持続幅が整数分の
１倍１／ｆ０に等しいパルスに変換するＮ個のノぐルス
再成形回路を具え、このパルス再成形回路を、制御チャ
ンネル、関連するスイッチング回路およびこれに接続さ
れた信号チャンネルの縦続接続配置により形成される各
チャンネルに設けるようにしたことを特徴とする。

図面につき本発明を説明する。

本発明では、振幅復調器、例え―ステレオ復号器または
フェーズロックループに用いる乗算回路の多数の例を説
明する。前述し且つ第１図に示すように一般に振幅復調
器は、前置変調フィルタ１、乗算回路２および後置変調
フィルタδを具える。

この前置変調フィルタ１には受信情報ｘ’（ｔ）を供給
し、フィルタ１により信号ｘ（ｔ）を発生する。

乗算回路２では、信号ｘ（ｔ）を搬送波信号ｙ（ｔ）で
乗算し、これにより乗積信号ｚ（ｔ）　−ｘ（ｔ）・ｙ
（ｔ）を発生する。この乗積信号な後置変調フィルタ８
によりｐ波して例えば出力信号ｘ（ｔ：ｔ）を発生する
。

この振幅復調器をステレオ復号器に用いる場合には、こ
れに供給され且つ９式（１）により規定された信号ｘ　
／（ｔ）は次式を満足するようになる。

Ｘ（０；ｔ）−Ｌ（ｔ　）十Ｒ（ｔ） ｘ（’ｏ　：　ｔ）−（Ｌ　（ｔ）　−Ｒ（ｔ）　）　
８１ｎ　（２ｇｆｏ　ｔ　＋１−−−　（”）これら信
号の和をステレオ多重信号と称しＪ　ＭＰＸ（ｔ）で示
す・これがため、和信号ＭＰＸ（ｔ）は次式を満足する
。

ＭＰＸ　（ｔ　）−（Ｌ’　（ｔ　）　＋Ｒ（ｔ　）　
）　＋（Ｌ　（ｔ　）　−Ｒ（ｔ　）　）　Ｂ　ｉｎ　
（２＊　ｆ　ｏ　ｔ　＋ｊ’　）−−−００） 前述したように周波数ｆ０を８．８　ＫＨｚとする。こ
のステレオ多重信号を次の一般式、 ｙ（ｔ）−ｐ＋ｑ　５ｉｎ（３！πｆｏｔ＋ｌｉ）　　
　　　−−−（１υ（ここにｐおよびｑは定数）で表わ
される搬送波信号で乗算すると、その乗積信号ｚ（ｔ）
はムＦ帯域において信号ｈ（ｔ）　、即ちｐ−１＃ｑ−
”の場合、または信号Ｒ（ｔ）　％即ちｐ−１＊ｑ−−
２の場合、或いは信号Ｌ（ｔ）−・Ｒ（ｔ）、即ちＰ　
””　０　＊　ｑ−”の場合、を含むようになる。後者
の場合には、和信号Ｌ（ｔ）＋Ｒ（ｔ）は低域通過フィ
ルタによってステレオ多重信号ＭＰＸ（ｔ）から分離す
ることができる。この和信号および差信号を一般にマト
リックス回路と称される回路に供給し、これにより互に
分離された左側信号および右側信号を発生する。

本発明の理論的背景の数学的解析を行うために、次式で
規定された数量＆（ａｒｇ）を導入する。

本発明は次の記載に基づくものである。搬送波信号ｙ（
ｔ）を速度（−１／Ｔでサンプリングするものとする。

これは、搬送波信号’／＜ｔ）を、次式で数学的に表わ
し得る一連のサンプリングパルスｇ（ｔ）で乗算するこ
とを意味するλ ここにｔｏは定数である。

搬送波信号ｙ（ｔ）のサンプリングされた信号を仝（１
）で表わし、これを次式で示す。

Ｄ（ｔ）−、Ｚ’　　ｙ（ｉＴ＋ｔｏ）Ｑ（ｔ−ｉＴ−
ｔｏ）　　　−−−０４）１−一ψ この信号Ｄ（ｔ）を信号ｘ（ｔ）と共５乗算器に供給し
て乗積信号ｚ（ｔ）を発生し、これを次式で示す。

全（ｔ）　−Ｘ（ｔ）釦ｔ）−ｍ−に）上述した所を第
２図に線図的に示す。第２図において符号８は乗算回路
を示す。この乗算回路は、乗算器！ａ１と、一連のサン
プリングパルスｇ（ｔ）を発生するクロックパルス発生
器３８２と、搬送波信号：Ｙ（ｔ）をすンプリングして
出力Ｄ＜ｔ）を発生するサンプリング回路２８とで構成
する０式（８）につき説明したように信号ｘ（ｔ）が多
数の信号を含む場合には上述した考察は極めて不利であ
る。この点を理解するために、信号：Ｙ（ｔ）が式αｇ
で表わされる場合の被サンプリングｆＦｌｙ（ｔ）の周
波数スペクトル線（ｔ）＆：ついて考察する。既波数の
スペクトル線で構成する。

ｉｆ−ｆｏ ｉｆ。

ｉｆ　　＋　　ｆｏ−−−（１６） ここにｉ　−−−−−Ｌ　−１ｅ　Ｏｓ　Ｌ　２＊δ、
−ｍ−とする。ｆ、　−ＢｆＯの場合には、上記スペク
トルａｍ＋ｉ次式で示す周波数を有する。

（１Ｂ　　−１）ｆｏ Ｂｆ０ （ｉＢ　＋　１）ｆｏ−−−（１η Ｂ−５とすると信号Ｙ（ｆ）のスペクトル線は周波数Ｕ
ｓ　ｆｏｅ　４ｆ０＊　５ｆｏ、　６ｆｏｅ　ｏｒｏ、
　＋＋−の個所に位置するようになる。この場合を第８
図に線図的に示す。この信号を搬送波信号として第２図
に示す乗算器に供給すると信号ｘ（ｔ）に存在する多数
の信号ｘ（ｎｆｏ；ｔ）がム１帯域に変換されるように
なるＯ 簡単な前置変調フィルタを用いるため信号刈ｔ）は限定
数の信号Ｘ（ｎｆｏ：ｔ）のみを含んでおり、従って所
望の信号以外の信号がムＦ帯域に変換されるのを簡単←
防止することができ、この場合ｆ８に次式に従って成る
値を割当てるようにする。

ｆ−１ｆ０−−−（ホ） ここに、Ｎは、式（２）から明らかなように、信号ｘ（
ｔ）に含まれる信号Ｘ（ｎｆｏ：ｔ）の数とする。被サ
ンプリング信号会（１）のスペクトル線が周波数０゜ｆ
ｏｅ　（Ｎ−”）ｆ□ｐ　Ｈｆ□＊　（Ｎ＋１）ｆ□＊
　（ｇ）ｉ−１）ｆｏ２ｇＮｆｏ。

（ｇＮ＋１）ｆｏ、−−一の個所に位置するため、信号
Ｘ（ｎｆｏ：ｔ）　（ここＧｉｎ　−ｇ、　８．４．−
−−　Ｎ−３！　）はム１帯域に変換されなくなる。Ｎ
−８の場合の周波数スペクトル仝（ｆ）を第４図６−Ｘ
４１図的に示す。

被サンプリング信号＋（ｔ）従って乗積信号Ｇ、（ｔ）
をパルス幅が極めて狭い一連のパルスによって形成する
ため乗積信号ｚ（ｔ）のエネルギー内容は実際使用する
には不充分な強さとなる。このエネルギー内容を許し得
るレベルまで強めるためには信号全（ｔ）または仝（１
）の何れかを、パルス再成形回路によって、有限幅のパ
ルスより成る信号’ｙ′＜ｔ）およびｚ’（ｔ）に夫々
変換する必要がある。かかる考察を第６および６図に示
す。第５および６図においては、かかるパルス再成形回
路を素子＋１４で示す。これは数学的に考察すると、被
サンプリング信号釦ｔ）および乗積信号Ｑ（ｔ）が夫々
パルス再成形回路ｇ４のパルス応答ｈ（ｔ）でたたみ込
すれることを意味し、これら信号のたたみ込まれたちの
を次式により夫々示す。

針＜ｔ）−ｆ仝（ｗ）ｈ（ｔ−ｗ）ｄｗ−ｍ−（ロ） 信号’；）′＜ｔ＞の周波数スペクトルをｔｉｆ＞、信
号）ｔｔｔ＾ の周波数スペク）ルをＹ（ｆ）　、信号ｚ’（ｔ）の周
波数スペクトルをＱ’（ｆ）　、信号会（１）の周波数
スペクトルをｚ（ｆ）で夫々示し、且つパルス再成形回
路２４の伝達関数をＨば）で示すと、次式が成立！ する。

従って伝達関数ＨＣｆ）の零点は夫々周波数スペク＾　
　　　　　　　　　　＾ トルＹ’（ｆ）およびＺ／（ｆ）の零点となる。

パルス再成形回路２４のパルス応答には第７図に示すパ
ルスを選定する。このパルスのパルス幅をτとすると、
この応答ｈ（ｔ）は次式で表わされるように数学的に示
すことができる。

既知のように信号ｈ（ｔ）の周波数スペクトルＨ（ｆ）
は次式で示すように規定する。

Ｈ（ｆ）　−１””　””　”　ｅｘｐ（−ｇｇｊｆ’
ｒ／５）−−−＠’ｊ４ｗｆ ゛この周波数スペクトルの振幅特性Ｉ　Ｈ（ｆ）　ｌを
第８図に示す。第８図から明らかなようにこの振幅特性
はその周波数ｆに対し零点を有し、これを次式１示す。

ｒ　、、　ｒ、　１　＜ここにｒ−１，２，δ＃　４ｙ
　−−一）τ 制御一 パルス再成形回路２４を、第９図に線図的に示すように
パルス応答り、（ｔ）およびり、（ｔ）を夫々有する縦
続接続の２個のパルス再成形回路３Ｂ４１および３Ｂ４
２とする場合には異るパルス応答を得ることができる。

この場合パルス応答り、（ｔ）は例えば式（２１）によ
り規定し、パルス応答り、（ｔ）は次式のように規定す
る。

ｈｇ（ｔ）　−ｇ（ｔ−ＩＩｎ）４（ｔ）　　　　　−
”　ＨここにｔＴｎは予定の数量とする。このパルス応
答は第１０図に示すように、次式で規定される周波数ス
ペクトルＨ，（ｆ）を有する・ ［１（ｆ　）−ｇｊ　５ｉｎ（Ｉｇｆ’ｔｍ）ｅｘｐ（
−ｇｇｊｆｔｍ）　　＋＋＋　Ｈこ（にｊ　　−−１と
する。この周波数スペクトルの車輻特性１　Ｈ，＜ｒ＞
　ｌを第１１図に示す０式に）から明らかなように周波
数スペクトルＨ，（ｆ）はその次式で示される周波数ｆ
で零点を有する。

制御− ｆ−ｒｒ曜 パルス再成形回路８４のパルス応答ｈ（ｔ）は次式に示
すようにパルス応答り、（ｔ）およびり、（ｔ）のたた
み込み（コンポリューシ″ヨン）により得ることができ
る◎ このパルス応答ｈ（ｔ）を第１１図に示すＯ第１０゜と
するものとする。このパルス応答ｈ（ｔ）の周波数スペ
クトルＨ（ｆ）は周波数ｒ　（ｙ　ｔｏ　）および周波
数ｒ（ｏｆｏ）で零点を有する。

第６図に示す考察から出発し、式（１９）および（１４
）から、乗算器３！１により発生する信号ｚ’（ｔ）は
次式で規定することができるＯ ′−ｘ（ｔ）　Σ　ｙ（ｉＴ−ｔｏ）、ｈ（ｔ−ｉＴ−
ｔｏ）　　−−−６１１−一ω 信号ｙ（ｔ）がｔの周期関数であり特に式（１１）を満
足するものとすると、Ｔはこれを適宜選定して信号ｙ（
ｉＴ＋ｔ０）が１の周期関数となるようにする。

これはｆ８（−”／Ｔ　）が式（１８）を満足する場合
であり、これにより次式を得ることができる。

ｙ（ｋＴ＋ｔｏ）−ｙ（ｋＴ＋ｉＮＴ＋ｔ０）　　　　
　”−−−ｆ１４ここにｋ　−０，ｉ、　２．８．−−
−　ト１とする。次式、即ちｙ（ｋＴ＋ｔ０）−Ｗ（に
）−−−ＨｙＫ　Ｃ，Ｉｔ、ｆ　仁’３　Ｇ、：書換え
ることができる。

とす　　、式■は次 例えばＮを８とするとＹ（ｆ）は第４図に示す周波微ス
ペクトルを有するようになる。式（２１）に従ってパル
ス応答を選定すると、Ｙ（ｆ）の周波数成分を更ゝ抑圧
することが１きる・即ち・’　＝　７ｆ、−とすると、
第８図から明らかなようにＨ（ｆ’）の第１零点は周波
数ｆ　−？ｆ０の個所に位置する。式（２σ）から明ら
かなようにＹ／（ｆ）は周波数ｆ　−７ｆ０の個所に零
点を有する。これがため信号Ｄｔｔ＞が周波数３！ｆｏ
。

Ｂｆｏｔ　ｉｆｏ、　ｉｆ。、　６ｆｏｓ　７ｆｏの周
波数成分の何れも含んでおらず、従ってこれら周波数の
付近に位置する信号ｘ　（ｎｆ（１：　ｔ　）は五ｒ帯
域に変換することができない。これは、簡単且つ轡めて
廉価な前置変調フィルターのみを必要とすることを意味
する。

第１８図は式（８１）により作動が説明される乗算回路
の１例を示し、この回路は次式のように定義することが
できる。

ｈ（ｔ−ｗ）ｄｗ　　　　　　　　　　　　　　−−−
（ａ幻ｈ（ｔ）は式（２１）により定義される。Ｎ−８
，τ−竜。

本例乗算回路はりｐツクパルス発生器２３！１を具え、
これにより周波数が、　−ｆ８−　Ｎｆｏ−ａｔｏのサ
ンプリングパルスｇ（ｔ）のパルス列を発生する。

これらサンプリングパルスをパルス分配回路ｇｓ’ａに
供給する。このパルス分配回路にはＮ個の制御チャンネ
ル２５（ｋ）を接続する口このパルス分配回路２２２に
よって制御チャンネル２Ｂ（ｋ）に次式で定義されるパ
ルス信号ｇ（ｋ；ｔ）を供給する。

次いでこのパルス信号をパルス再成形回路ハ（ｋ）に供
給する０このパルス再成形回路２４’（’ｋ　）はパル
ス応答ｈ（ｔ）を有すると共に次式で定義されるパルス
信号ａ（ｋ；ｔ）を発生する＠ ａ（ｋ：ｔ）−Ｅ　　ｈ（ｔ−１ｃ’ｌ’−１１Ｔ−ｔ
ｏ）　　−−−（δ嶋）土−ω 幅値が１のパルスの列より成り、且つスイッチング回路
！１（ｋ）の制御入力端子ム（ｋ）に供給する。また、
スイッチング回路ｇｉは情報信号ｘ（ｔ）が供給される
情報信号入力端子Ｂ（ｋ）と、信号出力端子Ｄ（ｋ）と
を具えここの出力端子に次式で定義される信号ｚ’（ｋ
：ｔ）を発生し得るようにするＯ！’（ｋ：ｔ）−Ｘ（
ｔ）８（ｋ：ｔ）　　　　　　　−−−（８６）出力端
子Ｄ（ｋ）を信号チャンネルｇ６（ｋ）に接続する。こ
のチャンネルは一定の重み係数Ｗ（ｋ）を有する重み付
き回路網ｇ？（ｋ）を具える。この信号チャンネルを更
に加算装置８８の入力端子に接続する◎重み付き回路網
ｇ？（ｋ）によって次式で定義される乗積信号ｚ（ｋ：
ｔ）を発生する。

ｚ（ｋ：ｔ）　−Ｗ（ｋ）ｚ’（ｋ；ｔ）　　　　　　
−−−（８６）これら舅個の乗積信号Ｚ（ｋ：ｔ）を加
算装置２８で加算して乗積信′号ｚ’（ｔ）を発生する
。

上述した所では第す図に示す考察を実行し得る手段ｒｔ
ｌＩＩｉ！明した。また、第６図に示す考察に対しても
特定の実施例が可能となる。本例を実施するために式（
１９）、　（１４）、　（１Ｂ）および（１１）から次
式を導出する。

サンプリング速度ｆ８が式（１８）を満足する場合には
ｙ（ｉＴ＋ｔｌｉ）も周゛期ＴＮを有する土の周期関数
となり従って式（２９）が再び有効となる。式（８ｏ）
が有効になると、式（δ７）は次式のように書換えるこ
とができる。

式（８８）において数量Ｘ（ｋＴ◆ｉＮ？　＋　ｔｏ）
は、信号ｘ（ｔ）のサンプルを表わし、これらサンプル
は騎時（ｋ÷１ｌｌ）Ｔ＋ｔｏに抜き出される。例えば
Ｎ−８とするとＹ（ｆ）は周波数ｆ　−０，ｆ−ｆ’０
．　ｆ−７ｆ０およびｆ　−８ｆ０で周波数成分を有す
る。情報信号ｘ（ｔ）が例えば６ｆ０よりも高い周波数
の信号を含んでりない場合にはＨ（ｆ）が周波数ｆ　−
ｆＯ士、零点を有するようにパルス再成形回路６のパル
ス応答ｈ（ｔ）を選択することができ、従ってｚ（ｔ）
に存在し且ｐｆ１４波数スペクトルが周波数ｆ０の付近
に位置する信号をかかるパルス再成鯵回路によって充分
に抑圧することができる。この目的のため（はパルス応
答を式（８１）に従って選定し且つパル第１４図は作動
が式（８８）により説明される乗算回路の例を示し、こ
の条件は以下に示す−通りである。

Ｘ（ｋＴ＋ｉＮＴ＋ｔ６　）−ｘｔｔ））（ｔ−ｋＴ−
ｉＮＴ−ｔ、　）１１（ｔ）は式（２１）により定義す
る。

−８ ｆ。

本例乗算回路と第１８図に示す乗算回路との相違点はス
イッチング回路２１（ｋ）の出力端子Ｄ　（ｋ）と重み
付き回路網２７（ｋρの入力端子との闇にパルス再成形
回路１（ｋ）を設けたことである。この場合にはかかる
パルス再成形回路２４（ｋ）によって次式で定義される
信号ｚ　（ｋｉｔ）を発生する。

△ｌ ｚ　（ｋｉｔ）、、Σ（Ｘ　（ｋＴ＋ｉＮＴ＋ｔｏ）ｈ
（ｔ−ｋＴ−ｉＮＴ−ｔｏ））−（８９）１＝噌 第１８及び１４図はパルス再成形回路のパルス応答が式
（２１）により説明される乗算回路の２例を示す。第５
図に示す基本的な考察においてｈ□（１）が式（２１）
で定義され、ｈ、（ｔ）が弐°（ハ）で定義される式（
２７）によってパルス応答を説明する場合にはｈ（ｔ）
は次式で定義することができる。

ｈ（ｔ）＝ｆ輝、（Ｗ　）　ｈｍ　（ｔ−ｗ　）ｄｗ−
ｈ、（ｔ−ｇｔｍ）−ｈ、（ｔ）　　　　　　　−−−
（４０）乗算器２１により生ずる信号ｚ’（ｔ）は・次
式で示すことができる。

＝ａ　　ｘ（ｔ）Σ　ｙ（ｉＴ十ｔ。）ｆｉ、（ｔ−ｇ
　ｔｌｎ−ｉＴ−ｔｏ）１冨−ψ 十ｘ（ｔ）　　Σ　ｙ（ｉＴ＋ｔ。）ｈ、（ｔ−ｉＴ−
ｔｏ）　　　−−−（４１）１−ｏ。

式（４１）と式（８Ｂ）とを比較した所から明らかなよ
うに乗算回路は、各々が第１８図に示すように構成され
、出力信号が互に減算される２個の乗算回路によって構
成する必要がある。これら２個の乗算回路は、これに同
一の信号ｘ（ｔ）が供給され力）つ同一の数１ｔｙ（ｉ
Ｔ−ｔｏ）を用いるので、これら両乗算回路は部分的に
共用することができる。第１５図はかようにして得られ
た例を示し、従って周波数応答１１．（ｔ−１ｔｍ）は
周波数応答り、（−ｔ）の遅延を示す。第１５図に示す
ように本９例乗算回路は、チャンネル２５（ｋ）におい
てパルス再成形回路２４（ｋ）の出力信号８（ｋ；ｔ）
をスイッチング回路２１（ｋ）に供給すると共に遅延装
置８０（ｋ）を経て第２スイッチング回路２１’（ｋ）
に供給する点で第１８図に示す例の乗算回路とは相違す
る。両スイッチング回路１（ｋ）及び２１’（ｋ）の出
力端子を差発生器８９（ｋ）の入力端子に接続し、差発
生器ｇ９（ｋ）の出力端子を重み付き回路網２７（ｋ）
の入力端子に接続する。遅延装置８０（ｋ）の遅延時間
をｓｔｍとする。スイッチング回路２１’（、ｋ）はス
イッチング回路２１（ｋ）と同一構成とす葛と共に情報
信号ｘ（ｔ）を受けるようにする。パルス再成形回路ｇ
４（ｋ）のパルス応答をｈｏ（１）とす°ると共に例え
ば式（２１）に定義する。

第１δ及び１４図に示す例ではＮ−８とする。

この場合にはｔ。−０となるように選定でき、従つて重
み係数Ｗ　（ｋ）の値は第１６図の表に示すようになる
。

パルス分配回路２２２の例を第１７図に示す。

この分配回路は、モジュｏ−Ｎ−計算器２２２．１と、
これに接続されたＮ−８出力端子２２２８〜２２３０を
有する復号回路網２２２２とを具える。この場合、脣に
、計数位置が０００となる度毎に出力端子ｇＢ２８に１
個のクロックパルスを発生させる。計数位置００１では
出力端子２２２４に１個のクロックパルスを発生するが
計数器２２２１が計数位置０１０等となる度毎に出力端
子２２２５に１個のクロックパルスを発生させる。これ
がため復号回路網２２１２のこれら出力をクロックパル
ス信号ｇ（Ｏｉｔ）、ｇ（ｌｉｔ）、−−−ｇ（７ｉｔ
）として用いることができる。

第１δ図の例に用いられるパルス再成形回路ハ（ｋ）を
単安定マルチバイブレータの形態とすることができる。

第１４図に示す例ではスイッチング回路２１（ｋ）は主
としてサンプリング装置として用い、７マルス再成形回
路ｚ＋（ｋ）は主としてホールドスイッチとして用いる
。これがため、かかる縦続接続配置の機能は実際にはサ
ンプル−ホールド回路によって達成することができる。

第１８図は、サンプル−ホールド回路によって構成され
、時に集積回路として形成するに有利な乗算回路の例を
示す。・本例乗算回路は第１４図に示す例の乗算回路か
ら導出する。この目的のため第１４図の各信号チャンネ
ル８６（ｋ）のパルス゛再成形回路２４（ｋ）を、容量
０　（ｋ）を有するコンデンサの形態とする必要がある
。又、加算装置２８は演算増幅器２８１によって構成す
る必要がある。演算増幅器の１−′入°力端子をコンデ
ンサＯ（ｋ）の各々に接続すると共に１＋“入力端子を
接地する。

増幅器２８１の出力側は信号Ｚ’（ｔ）を発生すると共
に容量Ｏのコンデンサを経て１−“入力端子に接続する
。本例乗算回路の作動は次の通りである。

ｇ（ｋ；ｔ）にサンプリングパルスが発生しているため
、サンプリング装置１（ｋ）が閉成すると、コンデンサ
Ｏ（ｋ）−の両端の電圧Ｖ　（ｋ）が信号ｘ（ｔ）の瞬
時１ｉ１［Ｘ（ｋＴ＋ｉＮＴ＋ｔｏ）　４Ｃ等Ｌ　＜　
ナルｉ！　テ：ｔ　＞　ｆ　ンサ０（ｋ）に次式で定義
さｎる電荷Ｑ（ｋ）が供給される。

Ｑ　（ｋ）　＝　Ｏ（ｋ）　Ｖ　（ｋ）　　　　　　　
　−−−（４２１演算項幅器１１８１を用いているため
電荷−Ｑ（ｋ）はコンデンサ０から差引かれ、従ってこ
のコンデンサの両端間には次式で示される電圧−Ｖか存
在するようになる。

”Ｑ（ｋ）　−−ｅＶ　　　　　　　　　　−−−（４
δ１式（４Ｂ）及び（４８）赤ら次式が導出される。

０（ｋ） Ｖ　＝　−Ｖ（ｋ）　　　　　　　　　−−−（４４）
これがため重み係数Ｗ（ｋ）は両コンデンサの割合によ
って決まるようになる。この所望の割合は集積回路では
極めて槽密に決めることができる。

第１８図に示す例の籍に有利な構成を第１９図に示す。

本例では各制御チャンネルｊ！５（ｋ）％ノぐルス再成
形回路１４（ｋ）を具えるが、各スイッチング回路８１
（ｋ）を８位置スイッチの形態とする点において、本例
乗算回路は第１８図の例の乗算回路とは相違する。この
スイッチング回路２１（ｋ）は制御回路ｇｉｎ（ｋ）を
具え、これに信号ｓ（ｋ；ｔ）及びその遅延信号ｓ（ｋ
；ｔ−τ′）を供給゛する。１この遅延信号は、少くと
もτに等しｉ遅延時間τ′を有する遅延装置１１　（ｋ
）を用いて得ることができる。上記制御回路の作動は次
の通りである。信号ｓ（ｋ；ｔ）＝１の場合にはスイッ
チング回路の出力端子Ｄ　（ｋ）をその（１号入力熾子
Ｂ　（ｋ）に接続するためコンデンサ０の両端間の電圧
は信号ｘ（ｔ）に追従し、従って次式で示される関係が
成立する。

０（ｋ） Ｚ’（ｔ）＝□・ｘ（ｔ）　　　　　　　−−−（４５
）信号ｓ　（ｋｉｔ　）　”＝　ｓ　（ｋｉｔ−τ′）
零〇の場合にはスイッチは中性位置に在り、コンデンサ
Ｏ（ｋ）の電圧は保持δれる。従って、これを保持効果
とみなすことができる。信号ａ（ｋ；ｔ）＝０及び遅延
信号ｓ（ｋ；ｔ−灼＝１の場合には出力端子Ｄ（ｋ）が
接地され、これによりコンデンサ０（ｋ）を放電し、同
一量の電荷なコンデンサＯから取出すようになる。

上述した保持効果のため、フィルタ８により達成すべき
フィルタ作用の１部分を乗算回路自体によって簡単に行
うことができ、従ってこの後置変調フィルタ８も簡単−
構成とすることができる。

上述した諸例に対する一般的な注意事項１、　第１６図
の表から明らかなように、ｐ＝０及びｑ＝１の場合には
Ｗ（Ｏ１＝０　、　Ｗ（４）＝０となる。

この場合には、関連する制御チャンネル、信号チャンネ
ル、及びスイッチング回路は物理的に存在させる必要は
ない。

２、重み係数Ｗ　（ｋ）は重へＮ％補Ｓ栂傷炙（覧）・
檀重み付き回路網２７（ｋ）例えば抵抗回路網によって
得られるだけでなく、増幅器によって得ることもできる
。

８．２つの信号チャンネルにおいて四−の重み係数を用
いると共に関連する制御チャンネルに生ずる制御パルス
が同時に存在しない場合にはこれらチャンネルを組合せ
ることかできる。こわがため２１ｍ１のパルス信号な同
一制御チャンネルに供給する仁とができる。従ってスイ
ッチング回路及び重み付き回路網を夫々１個宛省略する
ことができる。

４、　第１６図の例えば第８行及び第４行から明らかな
ように、重み係数又は多数の重み係数を基本重み係数と
称される多数の係数の和（又は差）、（第１６図の重み
係数１及びＶｌは例えば基本重み係数とする）とみなす
ことができる。この場合には重み付き回路網を、各々が
基米重み係数を有する複数の基本重み付き回路網の並列
配置の形態とすることができる。同一の基本重み係数を
２つ以上の信号チャンネルに用いると共に関連する制御
チャンネルに生ずる制御パルスが同時に存在しない場合
には同一の基本重み係数を有する信号チャンネルのこれ
らの部分を組合せることができる。これがため重み付き
回路網の数を著しく減少させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は振幅復調器の構成を示す概略図、第２図は第１
図の振幅復調器に用いる乗算回路を実施する第１の概念
を示す概略図、 第８及び４図は時間ディスクリート信号゛の周波数スペ
クトル図、 第５及び６図はパルス再成形回路を用いて乗算回路を構
成する第２及び第８の概念を示す概略図、第７図はパル
ス再成形回路のパルス応答を示す特性図、 第８図はパルス応答の周波数スペクトル図、第９図は２
つのパルス応答のたたみ込みしこよる。＜ルス再成形回
路の構成を示す概略図、 ｆｉｌＯ図は第９図に示す回路の、＜ルス応答を示す特
性図、 第１１図はパルス応答の周波数スペクトル図、第１ｊ！
図は第７．９及び１０図の７＜／レス応答の組合せを示
す特性図、 第１８．１４及び１５図は乗算回路の実際的な例を示す
構成図、 １１１６図１ｔｉ＃１１Ｂ、１４及び１５図に示−ｔ　
ｆＡＪ　Ｋ用いる重み係数の１直を示す説明図、 第１７図は第１８．１４、■５．１８及び１９図に示す
例に用いるクロックパルス発生器を示す構成図、 第１８及び１９図はＭ０８技術を用いる集積回路に組込
むに好適な乗算回路を示す構成図である。 １・・・前置変調フィルタ ２・・・乗算回路　　　　δ・・・後置変調フィルタ２
１・・・乗算器（スイッチング回路）２２・・・クロッ
クパルス発生器 ２３・・・サンプリング−路 ２４・・・パルス再成形回路 ２５・・・制御チャンネル ２６・・・信号チャンネル ２７・・・重み付き回路網 ２８・・・加算装置　　　２９・・・差発生器３０・・
・遅延装置。 ＦｌＯ，１０Ｆｌ（）、１１ 第１頁の続き １−　　明　者　アーサー・ヘルマヌス・マリア・ファ
ン・ルールムンド オランダ国５６２１ベーアー・アイ ンドーフエン・フルウネヮウド セウエツヒ１

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ｔ　情報信号ｘ（ｔ）を周期１／ｆ　　の周期信号ｙ（
   ｔ）で乗算する乗算回路において、 ａ）　　１個の周期パルス信号ｇ（ｋ：ｔ）を発生する
   パルス発生回路を具え、ここにｋは０，１゜２、δ、　
   −−−、Ｎ−１、Ｎ゛は少くともδに等しく、且つ （ａ、１）　　各パルス信号はパルス繰返し比Ｔｏ／（
   ｏを有し、 （ａ、１）　　パルス信号ｇ（ｋ；ｔ）のパルスは−に
   ｔ。は定数、ｉ　−−−−−２，−１，０゜１、　！！
   、　−−−： ｂ）Ｈａのスイッチング回路ｇｔ（ｋ）を具工、各スイ
   ッチング回路は、 （ｂ、ｌ）　　前記パルス信号が供給される制御チャン
   ネルａｓ（ｋ）’によって前記パルス発生器に接続され
   た制御入力端子 Ａ（ｋ）と、 （ｂｏｇ）　　前記情報信号ｘ（ｔ）を受ける情報（＋
   ４号入力端子Ｂ（ｋ）と、 （ｂ・８）　信号チャンネル２６（ｋ）に接続された信
   号出力端子Ｄ（ｋ）とを有し： Ｃ）　各々が乗積信号を発生する次式Ｗ（ｋ）　−数Ｗ
   （ｋ）を有するＮ個の重み付き回路網を具え、この重み
   付き回路網を各信号チャンネルに設け； ｄ）　　前記信号チャンネルの各々に接続され前記乗積
   信号を互に加算する加算装置２８を具え； ｅ）供給されたパルスを持続幅τが整数分の１４ａ　”
   ／（に等しいパルスに変換するＮ個のパルス再成形回路
   ｇ＋（ｋ）を具え、このパルス再成形回路を、制御チャ
   ンネル、関連するスイッチング回路およびこれに接続さ
   れた信号チャンネルの縦接続接配置により形成される各
   チャンネルに設けるようにしたことを特徴とする乗算回
   路。 龜　重み付き回路網２７（ｋ）の各々が、次式ここにｐ
   、ｑおよびグは定数、により規定された重み係数Ｗ（ｋ
   ）を有することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
   の乗算回路。 龜　パルス再成形回路２４（ｋ）は、前記信号チャンネ
   ル内に設けると共に関連するスイッチング回路！！１（
   ｋ）と相俟ってサンプル−ホールド回路を構成すること
   を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の乗算回路。 表　パルス再成形回路ハ（ｋ）を、前記信号チャンネル
   内に設けると共に２個の電極を有するコンデンサにより
   構成し、このコンデンサの一方の電極を関連するスイッ
   チング回路２１（ｋ）の信号出力端子Ｄ（ｋ）に接続し
   、他方の′電極を全部のコンデンサに共通の接続点に接
   続するようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第１
   項記載の乗算回路。 ４　パルス再成形回路！４（ｋ）を前記信号チャンネル
   内に設けると共に関連する信号チャンネルは２個の電極
   を有するコンデンサを具え、このコンデンサの一方の電
   極を関連するスイッチング回路２１１（ｋ）の信号出力
   端子Ｄ（ｋ）に接続し、他方の電極を全部のコンデンサ
   に共通の接続点に接続するようにしたことを特徴とする
   特許請求の範囲第１項記載の乗算回路。 ａ　加算装置２８は、前記共通接″続点に接続すると共
   にコンデンサによりバイパスされた増幅回路により構成
   するよう、にしたことを特徴とする特許請求の範囲第４
   項または第す項記載の乗算回路。 マ　信号チャンネル内の重み係数Ｗ（ｋ）は信号チャン
   ネル内のコンデンサ０（ｋ）と増幅回路をバイパスする
   コンデンサ０との比によって決めるようにしたことを特
   徴とする特許請求の範囲第６項記載の乗算回路〇