JPS62502911A - 矩形波パルスの平均回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 矩形波パルスの平均回路 く技術分野〉 本発明は離散形の時間・振幅フィルターに基づき、「矩形波」タイプの信号を平 均比する回路に関する。

く背景技術〉 矩形波パルス信号の時間平均は、例えば矩形波信号の少な（とも一周期分を積分 するか、あるいはデジタルロー）（スフイルターにより得られる。積分はアップ ／ダウンカウンタを使って行える。しかしながら、プロセッサの処理として、測 定した周期の長さで除算する処理が必要であるため、時間がかかる、という欠点 がある。

ローパスフィルターの場合、−〇〇くｔく＋ＯＤまでの無限の範囲での積分を有 限範囲の積分で置き換える。したがって、フィルターの過渡応答を考慮しないと 、正確な計算結果が得られない。

デジタルローパスフィルタは通過域と阻止域を交互にもつ周期回路網ン表わす。

パルス形状の信号は非常に広い周波数範囲にわたり、スペクトル成分をもってい るため、ローノ（スフイルタの応答を非常に正確にチューニングし、信号に対す るクロック周波数を正確にしなければならない。ローノ（スフイルターにおける 基本的な問題は、阻止域での十分な減衰を実現しなければならない点にある。こ れらの問題に対応するため、従来は非常に複雑な回路を講成し、それによって所 要の精度を得ていた。

〈発明の開示〉 本発明の目的は、従来より回路の実現が容易であり、非常に高速のクロック周波 数ｆｔ帯域に通過させて精度のよい平均１ヒを達成するフィルターを提供するこ とである。

本発明は、上記の目的を達成するため、パルスの振幅が一定の入力信号に対し、 入力信号の各パルスのエツジからエツジまでの可変の時間によって規定される区 間について移動平均（ｍｏｖｉｎｇ　ａｖｅｒａｇｉｎｇ）ｔｔ実行する手段を 設ける。さらに、発明によれば、算術平均は矩形入力信号の一周期またはその複 数倍の周期について実行される。移動平均を実行し、算術平均値を決める好まし い実施態様を請求の範囲第３項から第５項に記載する。

最も簡単な場合、本発明によるフィルタは次の関係式で表現される。

Ｙｎ＝Ｙｎ−１（１−α）十α・Ｘｎ ここに、Ｘｎはｔｎにおける入力値、Ｙｎはｔｎにおける出力値、Ｙｎ−１はｔ ｎ−ｉにおける出力値、αはフィルタの過渡応答を決める係数である。

入力信号が矩形パルス列の場合、その大きさは特定の値、例えばＸ−４−＝＋　 １　、　Ｘ−＝　−１（第１図参照）しかとらない。例えばｔｏでＸ＝Ｘ＋　だ とすると、ｎステップ後の時刻ｔｎでの出力となる。ただし、Ｙｏはｔｏにおけ る出力（初期値）である。

上述の式は、次のようにして導かれる。

ｎ−１Ｙ１＝Ｙ□（１−α）＋αχ＋ ｎ＝２　Ｙ２＝Ｙ１（１−α）＋αχ＋＝ＹＱ（１−α）２＋（α＋α（１−α ））・Ｘ＋ｎ＝３　Ｙ３＝Ｙ２（１−α）＋α・Ｘ＋＝ＹＱ（１−α）３＋（α 十α（１−α）＋α（１−α）２）−Ｘ＋したがって、 Ｙ、＝ＹＯ（１−α）ｎｆＸ＋・α（１＋（１−α）＋・（１−α）ｎ−１）こ の式は次の公式において、ｑに１−αを代入することで得られる。

ＸがＸ＋の値をとる期間に含まれるサンプル数′ｆｔ：ｎ１とすると、０１個の 後に出力はＹｎｌ　に達する。続（・て、新しく・周期（サイクル）が始まり、 このサイクルでｔｔｘ＝ｘ−になる。

今度のサイクルでのサンプル数はｎ＝ｎ２　であり、このサイクルの終了時点の Ｙの値はＸｎ２になる。さらに次のサイクルでは再びＸ＝Ｘ＋に戻り、サンプル 数はｎ＝ｎ３であり、サイクル終了時点のＹの値はＸｎ３になる。

したがって、出力Ｙについて関係が成り立つ。

”１　−　Ｘ＋＋（ＹＯ−Ｘ＋）（１−（Ｘ）”Ｘｎ２　＝　Ｘ−十（Ｙｎｌ− Ｘ−）（１−α）ｎ２Ｙｎ３　＝　Ｘ＋十（Ｘｎ２−Ｘ−４−）（１−α＞　ｎ 　３など したがって、フィルタの出力値（移動平均値）の計算（抽出）は、Ｘ丁なわり振 幅が一定値を保つ各サイクルの終了時にのみうに表わ丁ことができる。丁なわち 、フィルタの定常状態において、以下が成立する ｎ１＝ｎ３″＝ｎ５””　”’ ｎ２＝ｎ４＝ｎ６＝　”’ 上記の出力値は、理想条件においてフィルタの出力として予想される値（公称値 ）からずれている。この公称値【１次の通り、である。

変数ｎ１＋ｎ２　とαを選択する上で、十分な時間分解能を得るため、サンプリ ング周波数を十分高（とる。このようにして、ｎ１＋ｎ２　Ｙ決める。ｎ　１　 ／　ｎ　２の比は入力信号のデユーティ比から決まる。フィルタの過渡応答ない し動作はα（ｎ１＋ｎ２）から決まってくる。

αの値はある程度の範囲内から選ぶことができ、従来のローパスフィルターの係 数のように特定の値である必要はない。

したがって、α（ｎ１＋ｒ１２）の値は十分に小さく選択でき、それにより、Ｙ ｎｉ　の値と公称値との誤差乞十分小さくすることができる。このことは、ロー パスフィルタの所望の動作に対応することである。さらに算出平均をとることに より精度を向上できる。この場合、算術平均は次のようになる。

この算術平均値Ｙ’ｎ１．Ｙ’ｎ２は公称値（理想値）との誤差が、ＹＯやＹｎ ｌ　の場合よりさらに小さくなっている。

本発明によるフィルター回路は従来よりはるかに容易に実現でき、上述した従来 のローパスフィルタリングによる／＜ルス信号の平均ｆヒの場合のような複雑な 構成は必要としない。移動平均と算術平均は基本的に、減算と加算のみによって 実行できる。

く図面の簡単な説明〉 第」図は入力信号に対する本発明によるデジタルフィルタのサンプリングを示す 図、 第２図はフィルタ回路の好適実施例を示す図、第６図は本発明によるフィルター の動作を示す図である。

く実　施　例〉 第１図は１時間ｔＫ対する入力信号Ｘのノ（ルス列である。この入力信号は特定 の値、例えばＸ＋＝＋１．Ｘ−＝ニーＩ　Ｌかとらない。ｔｌからｔｎはパルス のエツジからエツジまでのサンプリンク時刻であり、パルスのエツジ通過ごとに 更新される。ｎｌからｎｎはサンプル数を表わしている。Ｙｏ　、　Ｙｎ　１　 、　Ｙｎ　２・・・は出力値であり、例えばＹｏはｔｏにおける値、Ｙｎ３　は ｔｎ３における値である。

第２図は本発明によるフィルターを実現する回路構成例である。クロッ５り発生 器１は、入力信号の１サイクルの期間中に、所定のパルス数が得られるように、 サンプリング信号ｔａＹ発生する。このサンプリング信号の数と係数αとにより 、フィルターの過渡応答が決まり、最終信号による近似の精度が決まる。

第１図に示すように、Ｘの各サイクルの初めに、丁なわち、ＸがＸ−からＸ＋ま たはＸ＋からＸ−に変１ｔＳしたときに、最初のサンプリング信号としてサンプ リング信号ｔ１が発生する。このパにスｔ　１により、回路は、（Ｙｎ　１−１ −Ｘ＋、／−）　・（１−α）ｎを算出するように始まる。

係数αは％のべき乗数に選択される。したがって、最終信号を２進数で表現する 場合、αによる乗算を、Ｋビン１分のビットシフトで実現できる。したがって、 （１−α）による２進数の乗算を、ｋビットシフトした値を元の値から減算する ことによ算器２の２つの入力に帰還させる。詳細には、一方はバッファ乙な介し て直接にフィードバックさせ、他方はビットシフタ４によりにビット分シフトさ せ、バッファ５を介してフィードバックさせる。これにより、各サンプリングパ ルスｔａの都度、減算器２の出力は直前の出力値に（１−α）を乗じた値となる 。

各サイクルの開始時点、丁なわち各エツジ直後の１１の時点で、（Ｙｎ　１−１ −Ｘ＋）　または　（Ｙｎ　１−１−Ｘ−）で示される値が、減算器６より取り 出され、バッファ乙に入力され、また、シフタ７を介してにビットシフトした値 がバッファ５に入力される。

加算器７では、Ｘ十とＸ−をそれぞれ、（Ｙｎ；−１−Ｘ＋）（１−α）”　と 、（Ｙｎ　ｌ−１−Ｘ−）（１−α）”　Ｋ。

加算する。

信号Ｘの状態により、Ｘ十またはＸ−の値がメモリ１ｏまたはメモリ１１より、 それぞれ、取り出され、選択スイッチ９を介して、加算器８に与えられる。した がって、移動平均Ｙｎｌノ＠　（＝Ｘ＋／−＋（Ｙｎ　ｉ　−１−Ｘ＋／−）　 （１−α）ｎ’　）　カ、’２４＋−（、タルの終了時に、加算器８の出力から 発生している。

減算器６では、値Ｘ−またはＸ　＋　ｋ　Ｙ　ｎから減算する。Ｘの状態に従い 、Ｘ−またＸ＋の値が選択スイッチ１２を介してそれぞれ、メモリ１０または１ １から与えられる。したがって、減算器６の出力は、（Ｙｎ　ｉ−Ｘ＋）　また は（Ｙｎｌ−Ｘ−）　となり、次のサイクルの初期筐ヲ与える。

同一の計算１行うよう回路を変形することは容易であり、例えば、４と５または ７と５の順序を入れ替えてもよく、また、バッファ６．５１組み合わせてもよく 、加算器や減算６２，６゜８をマルチアクセス可能に構成してもよい。

新しいサイクルの開始時に、加算器８の出力はシフトレジスタ１３の先頭のメモ リセルに人力され、各メモリセルの内容は次のメモリセルにシフトされる。シフ トレジスタ１６のメモリセルの数はＸのパルスエツジの数、丁なわち、Ｘ＋から Ｘ−またはＸ−からＸ＋の変化の数に対応する。すなわち、入力信号のサイクル の整数倍である。算術平均をとるため、シフトレジスタの各メモリセルの値は加 算器１４に加えられ、その出力は除算器１５で除算される。

第３図は特定のデユーティ比ｔもつ矩形波人力Ｘに対する出力Ｙｎｉ　（加算器 ８の出力）を示す。Ｙｓｏｌｌ　はＸの平均の公称値である。ＹｎＨの値は、各 サイクルの終了ごとに得られ、図中、Ｘ印で示しである。これらの値ＹｎＨは公 称値から少しずれている。加算器１４の出力も各サイクルの終了ごとに得られ、 図中、Ｏ印で示しである。図示のように、公称値との誤差はほとんどない。

。本フィルターは、従来のデジタルローパスフィルターにおける非常に高度なフ ィルタリングや乗算を行うことな（同等の結果が得られる点で優利である。

「−一一−１ 国際調査報告 ＡＮＮＥＸ　Ｔｏ　ＴＥＥ　ＩＮＴＥＲＮＡＴＩＯＮＡＬ　５ＥＡＲＣｉ（ＲＥ ＰＯＲＴ　ＯＮ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. １．矩形パルス列の信号を、離散時間・振幅フイルターに基づいて、平均化する 回路において、パルス列の振幅が一定となる入力信号のパルスのエツジからエツ ジまでの可変の時間により規定される区間にわたつて移動平均を実行し、先行す る所定数の移動平均結果から算術平均値を求める手段を設けたことを特徴とする 回路。
2. ２．請求の範囲第１項記載の回路において、算術平均は、パルス列の少なくとも 一周期にわたつてとられること。
3. ３．請求の範囲第１項または第２項記載の回路において、サンプリング速度に従 つて、信号区間内において、連続的にパルスを発生し、かつ入力信号のパルス列 の各エツジにおいて１つの信号を発生するクロツク発生器（１）を設け、このク ロツク発生器（１）からのサンプリング信号の発生に同期して、減算器（２）か らの出力信号を、バツフア（３）を介する第１の分岐を通してこの減算器（２） の第１入力に戻し、ビツトシフタ（４）とバツフア（５）を介する第２の分岐を 通してこの減算器（２）の第２入力に戻し、入力信号の実際の振幅値と減算器（ ２）の出力信号を加算器（８）に与え、さらに、第２の減算器（６）により、入 力信号の他方の振幅値で上記加算器（８）の出力信号を減算し、パルスのエツジ の時点で、この減算器（６）の出力を、上記減算器（２）の出力の代りに、バツ フア（３）に取り込むとともに、ビツトシフタ（７）を介してバツフア（５）に 取り込むことにより、上記加算器（８）の出力から、各パルスエツジの時点で、 移動平均を示す信号が得られるようにしたこと。
4. ４．請求の範囲第３項記載の回路において、上記加算器（８）の出力信号を、入 力信号のパルス列の各エツジの時点で、シフトレジスタ（１３）に取り込み、こ のシフトレジスタ（１３）のメモリセルの数を、入力信号のパルス列の周期また はその整数倍に対応させて構成し、各メモリセルの値を加算器（１４）において 加算し、その後、必要であれば、メモリセルの数でその加算値を除算すること。
5. ５．請求の範囲第１項から第４項のいずれかに記載の回路において、最適過渡応 答を得るため、上記クロツク発生器（１）のサンプリング速度と上記ビツトシフ タ（４，７）のビツトシフト数とが互いに整合していること。