DE3836504A1 - Verfahren und vorrichtung zur digital-analog-wandlung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Digital-Analog-Wandlung, insbesondere betrifft die Erfindung Verfahren und Vorrichtung zur Digital-Analog- Wandlung, die dazu geeignet sind, digitale Audiosignale in analoge Audiosignale umzuwandeln.

Bei Kompakt-Disk-Geräten bzw. CD-Geräten oder digitalen Magnetbandaufzeichnungs/Wiedergabegeräten bzw. DAT-Geräten ist es erforderlich, Musiksignale in digitaler Form vor dem Ausgang in Analogsignale umzuwandeln.

Wie in Fig. 12 dargestellt, umfaßt ein herkömmlicherweise verwendeter Digital-Analog-Wandler, nachstehend kurz als D/A-Wandler bezeichnet, zur Wiedergabe von Musik einen digitalen Stromwandler 1, um digitale Daten DT, die mit einer bestimmten Abtastperiode eingegeben werden, in einen Gleichstorm I _o umzuwandeln; einen Strom-Spannungs-Wandler 2, um den Gleichstrom I _o in eine Spannung SD umzuwandeln (vgl. Fig. 13) und um die Spannung zu halten, jedesmal wenn ein Abtastimpuls Ps erzeugt wird; und einen Tiefpaßfilter 3, um die Ausgangsspannung SD in ein kontinuierliches, glattes analoges Ausgangssignal SA umzuwandeln, welches das Ausgangs­ signal des Tiefpaßfilters 3 bildet.

Der Strom-Spannungs-Wandler 2 umfaßt einen Schalter SW, der einen beweglichen Kontakt aufweist, der von dem Abtastimpuls Ps umgeschaltet wird. Wenn der bewegliche Kontakt auf a geschaltet ist, wie es Fig. 12 zeigt, wird ein Integrierer gebildet, um die Spannung SD zu erzeugen, die dem Gleichstrom I _o entspricht. Wenn der bewegliche Kontakt zu einem Kontakt b umgeschaltet ist, so wird eine Halteschaltung gebildet, um die Spannung SD zu halten.

Die wichtigsten Probleme, die bei dem D/A-Wandler zur Wiedergabe von Musik auftreten, sind die Präzision, mit der die digitalen Daten in einen Stromwert umgewandelt werden, die Geschwindigkeit, mit der die Umwandlung erfolgt, und die Phasenverzerrung, die durch den Tiefpaßfilter hervorgerufen wird.

Die Probleme der Umwandlungsgenauigkeit und der Umwandlungs­ geschwindigkeit sind in gewissem Umfang bereits gelöst worden durch hochintegrierte Schaltkreise in LSI-Technik hoher Ge­ schwindigkeite sowie durch Fortschritte bei der Trimm- oder Feinabgleichtechnik. Obwohl Phasenverzerrungen, die vom Tiefpaß­ filter herrühren, unter Verwendung von digitalen Filtern gemildert werden können, lassen sich Phasenverzerrungen nicht vollständig eliminieren, solange das Filter ein integrales Teil der Konstruktion ist.

Die Fig. 14(a) und 14(b) dienen zur Beschreibung von Phasen­ verzerrungen. Fig. 14(a) zeigt eine ursprüngliche Audiosignal­ wellenform 5 a, eine 1-kHz-Komponentenwellenform 5 b sowie eine 8-kHz-Komponentenwellenform 5 c. Fig. 14(b) zeigt eine Audiosignalwellenform 6 a, die von dem Tiefpaßfilter 3 gemäß Fig. 12 geliefert wird, eine 1-kHz-Komponentenwellenform 6 b und eine 8-kHz-Komponentenwellenform 6 c. Aus diesen Wellen­ formen ergibt sich ohne weiteres, daß auf Grund der Verzögerung in der Phase der 8-kHz-Komponentenwellenform das Ausgangs­ audiosignal 6 a sich von dem ursprünglichen Audiosignal 5 a unterscheidet und daß diese Phasenverzerrung besonders deutlich bei hohen Frequenzen zum Ausdruck kommt. Somit führt die Anwesenheit des Tiefpaßfilters zu einer erheblichen Ver­ schlechterung der Tonqualität.

Wenn ein Impulssignal an den Tiefpaßfilter angelegt wird, so ergibt sich gemäß Fig. 15 hinsichtlich des Tiefpaßfilter- Ausgangssignals, daß es an einer Vorderflanke 7 a verzögert wird und im Envelope-Bereich 7 b sowie an der Rückflanke 7 c schingt. Wenn ein Musiksignal, das eine starke Impulsvariation aufweist, an den Tiefpaßfilter angelegt wird, so ändert sich die Tonqualität stark, und es gibt Zeitpunkte, wo sogar der Rhythmus des Musiksignals Unterschiede zeigt.

Um diese Nachteile zu überwinden, haben die Anmelder einen Digital-Analog-Wandler vorgeschlagen, der gemäß Fig. 16 folgendes aufweist: einen Einheitsimpuls-Ansprechsignal­ generator 1′ zur Erzeugung von Einheitsimpuls-Ansprechsignalen SP (vgl. Fig. 17); einen Digitalsignalgenerator 2′ zur Erzeugung von 16-Bit digitalen Audiodaten in einem vorgegebenen Zeit­ intervall Δ T; einen Multiplizierer 3′ zum Multiplizieren eines Einheitsimpuls-Ansprechsignals, das zu einem bestimmten Zeit­ punkt erzeugt wird, mit einem vorgegebenen Wert der digitalen Audiodaten; und einen Mischer 4′ zur Erzeugung eines analogen Ausgangssignals durch Kombination der Einheitsimpuls-Ansprech­ signale, die mit den digitalen Audiodaten multipliziert worden sind.

Gemäß diesem früher vorgeschlagenen Digital-Analog-Wandler unterteilt der Einheitsimpuls-Ansprechsignalgenerator 1′ ein Einheitsimpuls-Ansprechsignal SP in einem vorgegebenen Zeit­ intervall Δ T, wie es Fig. 17 zeigt.

Wenn dies geschieht, werden Teilwellensignale S _K, die aus der Unterteilungsoperation resultieren, wiederholt in dem Zeit­ intervall Δ T erzeugt, wie es die Fig. 18(a), 18(b) und 18(c) zeigen, in denen nur S _-1, S₀ und S₁ dargestellt sind.

Der Digitalsignalgenerator 2′ speichert 16-Bit digitale Audiodaten V _K, die im vorgegebenen Zeitintervall Δ T erzeugt werden, in internen Schieberegistern, wobei ein sequentielles Weiterschieben erfolgt. Multiplizierende D/A-Wandler in dem Multiplizierer 3′ multiplizieren jeweils die Teilsignalwellen­ formen S _K mit den vorgegebenen digitalen 16-Bit Audiodaten V _-K, die in den Schieberegistern gespeichert sind, entsprechend den Teilsignalwellenformen.

Der Mischer 4′ kombiniert die Signale, die von den multi­ plizierenden D/A-Wandlern abgegeben werden, und erzeugt dadurch ein analoges Ausgangssignal SA, das gegeben ist durch

SA = Σ S _K · V _-K.

Dieser Digital-Analog-Wandler macht es möglich, ein kontinuier­ liches Analogsignal zu erzeugen, das frei von Phasenverzerrungen ist.

Der vorgeschlagene Digital-Analog-Wandler berücksichtigt den Umstand, daß das Einheitsimpuls-Ansprechsignal (vgl. Fig. 17) vor einem Zeitschlitz oder Zeitkanal T _-5 und nach einem Zeit­ schlitz oder Zeitkanal T₅ stark gedämpft ist, und approximiert das Einheitsimpuls-Ansprechsignal SP durch neun Teilsignal­ wellenformen S _-4 . . . S₀ . . . S₄ in neun Zeitkanälen T _-4 . . . T₀ . . . T₄. Aus diesem Grunde benötigt der vorgeschlagene Digital-Analog- Wandler neun Teilsignalgeneratoren, eine Speicherschaltung, bestehend aus neun Schieberegistern, sowie neun multiplizierende D/A-Wandler. Dies liefert zwar die Signale gewünschter Qualität, erfordert jedoch einen gewissen Raumbedarf auf Grund der erforder­ lichen Komponenten.

Wenn man versucht, das Einheitsimpuls-Ansprechsignal durch eine geringere Anzahl von Teilsignalwellenformen zu approximieren, nämlich in dem Bestreben, die Anzahl von Teilsignalgeneratoren, die Anzahl von Schieberegistern in der Speicherschaltung und die Anzahl von multiplizierenden D/A-Wandlern zu verringern, so tritt ein neues Problem auf. Dabei unterliegt nämlich die Fequenzkennlinie des analogen Ausgangssignals des Digital- Analog-Wandlers einer Schwankung im Pegel im Audioband, wie es Fig. 19 zeigt.

Außerdem werden die Teilsignalwellenformen S _K, die in den vorgeschlagenen Digital-Analog-Wandlern in die multiplizierenden D/A-Wandler eingegeben werden, im Intervall Δ T diskontinuierlich, wie es Fig. 18 zeigt. Es tritt das Problem auf, daß - wegen dieser Signaldiskontinuität und der Ausregelzeit der multi­ plizierenden D/A-Wandler - das vom Mischer 4′ abgegebene analoge Ausgangssignale SA bei jedem Intervall Δ T ein zacken­ förmiges Rauschen aufnimmt.

Die Wellenform des analogen Ausgangssignals SA nimmt die in Fig. 20 dargestellte Form an, wenn ein Einheitssimpuls UP in den vorgeschlagenen Digital-Analog-Wandler eingegeben wird. Obwohl das analoge Ausgangssignal SA die Wellenform gemäß Fig. 17 in einem Fall annehmen muß, wenn der Einheitsimpuls UP angelegt wird, ist die resultierende Wellenform von der Gestalt, daß das analoge Ausgangssignal in jedem Intervall Δ T ein zacken­ förmiges Rauschen aufnimmt, und zwar auf Grund der Einschwing­ zeit der multiplizierenden D/A-Wandler.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Digital-Analog-Wandlung anzugeben, mit denen es möglich ist, verbesserte kontinuierliche Analogsignale zu erzeugen, die frei von Phasenverzerrungen sind.

Weiteres Ziel der Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Digital-Analog-Wandlung zur Verfügung zu stellen, mit denen es möglich ist, die Anzahl von Schaltungskomponenten, wie z. B. von multiplizierenden D/A-Wandlern, zu reduzieren, den Rauschabstand zu verbessern und einen flachen Frequenzgang zu erzeugen, nämlich einen Frequenzgang, bei dem keine Pegel­ schwankungen im Audioband auftreten.

Diese Probleme werden gemäß der Erfindung in zufriedenstellender Weise gelöst.

Die Erfindung wird nachstehend, auch hinsichtlich weiterer Merkmale und Vorteile, an Hand der Beschreibung von Ausführungs­ beispielen und unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung näher erläutert. Die Zeichnung zeigt in

Fig. 1 ein Blockschaltbild zur Erläuterung eines Digital-Analog-Wandlers gemäß einer Aus­ führungsform der Erfindung;

Fig. 2 eine schematische Darstellung zur Erläuterung der Zeitkanäle für einen Fall, wo eine Zeit­ achse in Intervalle von Δ T unterteilt ist;

Fig. 3 eine schematische Darstellung zur Erläuterung von digitalen Daten in jedem Zeitkanal;

Fig. 4(a) und 4(b) einen Einheitsimpuls sowie ein Signalwellen­ formdiagramm einer Ausführungsform von Einheits­ impuls-Ansprechsignalen;

Fig. 5 ein Impulsansprechsignal-Wellenformdiagramm, das drei kontinuierlichen Digitalsignalen entspricht;

Fig. 6 ein Wellenformdiagramm einer Funktion Φ _K (t), wenn ein Einheitsimpuls-Ansprechsignal ausgedrückt wird durch Σ A _K Φ _K (t);

Fig. 7(a) Wellenformdiagramme von Φ _-1 (t), Φ₀(t) und Φ₁(t);

Fig. 7(b) ein Wellenformdiagramm von A _K Φ _K(t);

Fig. 8 Impulsansprechsignal-Wellenformdiagramme für drei kontinuierliche Digitalsignale V _-1, V₀ und V₁;

Fig. 9 eine Tabelle zur Angabe der gesamten Koeffi­ zienten für die Verarbeitung mit dem Digital­ signalprozessor;

Fig. 10 ein Funktionsblockschaltbild zur Erläuterung der Verarbeitung, die von dem Digitalsignal­ prozessor durchgeführt wird;

Fig. 11 ein Blockschaltbild eines Funktionsgenerators;

Fig. 12 ein Blockschaltbild eines früheren Digital- Analog-Wandlers;

Fig. 13 ein Wellenformdiagramm von Wellenform für den D/A-Wandler gemäß Fig. 12;

Fig. 14(a), 14(b) und 15 Darstellungen zur Beschreibung von Phasenver­ zerrungen und Wellenformverzerrungen bei dem früheren Digital-Analog-Wandler;

Fig. 16 ein Blockschaltbild zur Erläuterung des allgemeinen Aufbaus eines Digital-Analog- Wandlers;

Fig. 17 ein Signalwellenformdiagramm von Einheits­ impuls-Ansprechsignalen;

Fig. 18(a), 18(b) und 18(c) Wellenformdiagramme von Ausgangssignalen, die mit einem Teilwellenform-Signalgenerator erzeugt werden;

Fig. 19 einen Frequenzgang zur Erläuterung von Unzulänglichkeiten bei früheren Bauformen; und in

Fig. 20 ein Wellenformdiagramm zur Erläuterung von Unzulänglichkeiten bei früheren Bauformen.

Das Prinzip der Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 2 bis 9 erläutert; danach wird ein Digital-Analog- Wandler gemäß der Erfindung im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben.

Wenn eine Zeitachse in vorgegebene Zeitintervalle T unterteilt wird, wie es Fig. 2 zeigt, und ein diskreter Zeitsignalwert (Digitalwert) in jedem Zeitschlitz oder Zeitkanal T _K mit V _K bezeichnet wird, wobei K = -∞, . . ., -4, . . ., 0, . . ., +4, . . . ∞ gilt, wie es in Fig. 3 dargestellt ist, dann wird ein kontinuierliches Signal entsprechend den diskreten Zeitsignalen RTS erhalten, indem man längs der Zeitachse Impulsansprechsignale überlagert, die mit den Digitaldaten V _K gewichtet sind, die von einem Augenblick zum nächsten eingegeben werden.

Fig. 4(a) zeigt einen Einheitsimpuls im Zeitkanal T₀ und Fig. 4(b) zeigt ein Wellenformdiagramm zur Erläuterung eines Einheitsimpuls-Ansprechsignals SP, das dem Einheitsimpulssignal entspricht. Die Wellenform des Signals SP ist dabei eine Spline- Signalwellenform, die eine Ausführungsform der Erfindung ver­ deutlicht. Es darf darauf hingewiesen werden, daß das Einheits­ impuls-Ansprechsignal ein Intervall umfaßt, das sich von -∞ bis +∞ auf der Zeitachse erstreckt und vom Zeitkanal T₀ aus in Richtung von -∞ und +∞ stark gedämpft ist.

Betrachtet man nur die Digitaldaten V _-1, V₀, V₁ in den Zeit­ kanälen T _-1, T₀, T₁ der diskreten Zeitsignale RTS gemäß Fig. 3, so erkennt man, daß die Impulsansprechsignale SP _-1, SP₀, SP₁, die den Digitaldaten V _-1, V₀, V₁ entsprechen, einen Verlauf haben, der in Fig. 5 mit einer gestrichelten Linie, einer ausgezogenen Linie und einer strichpunktierten Linie angegeben ist.

Indem man diese Impulsansprechsignale der Reihe nach bei jedem T kombiniert, ausgehend von dem alten Zeitkanal T _K (K = -∞, . . ., -2, -1, 0, 1, 2, . . . , ∞) und das Resultat ausgibt, so wird ein kontinuierliches Zeitsignal erhalten, das den drei Werten der Digitaldaten V _-1, V₀, V₁ entspricht. Hierbei ist darauf hinzuweisen, daß die Impulsansprechsignale SP _-1, SP₀, SP₁ in Fig. 5 das Resultat der Multiplikation des Einheitsimpuls-Ansprechsignals SP (vgl. Fig. 4(b)) mit V _-1, V₀ bzw. V₁ sind.

Die obigen Darlegungen beziehen sich auf drei Werte oder Posten von Digitaldaten. Es kann jedoch in gleicher Weise ein kontinuierliches Zeitsignal erhalten werden, wenn auch die Digitaldaten in sämtlichen Zeitkanälen berücksichtigt werden. Unter Berücksichtigung der Tatsache, daß die Impulsansprech­ signale stark gedämpft werden, wird es ausreichend sein, wenn die Anzahl von Impulsansprechsignalen, die in jedem Zeitkanal zu kombinieren sind, höchstens neun beträgt.

Mit anderen Worten, T _K repräsentiere den vorliegenden Zeitkanal. Wenn die Impulsansprechsignale, die den neun Werten von Digitaldaten entsprechend, in den Zeitkanälen T _K-4 bis T _K+4 kombiniert werden, so wird ein ausreichend genaues kontinuierliches Zeitsignal im Zeitkanal T _K erhalten.

Gemäß dem oben beschriebenen Verfahren der Kombination von Impulsansprechwellenformen, die neun Werten von Digitaldaten entsprechen, sind jedoch neun Schaltungseinheiten erforderlich, was zu einer vergleichsweise großen und Kosten verursachenden Vorrichtunge führt; die Einheitsimpuls-Ansprechsignalwellen­ formen sind komplizierter Natur, so daß die Signale dis­ kontinuierlich sind und das analoge Ausgangssignale Rausch­ einflüsse aufnehmen kann, so daß ein hoher Rauschabstand erforderlich ist.

Wenn daher das Einheitsimpuls-Ansprechsignal SP ausgedrückt werden kann, indem man einfacherere Funktionssignale in kurzen Intervallen verwendet, dann können die Funktionssignale direkt verwendet werden, ohne daß sie unterteilt werden. Damit wird jegliche Diskontinuität eliminiert und es ermöglicht, die Anzahl von erforderlichen Schaltungseinheiten zu reduzieren.

Eine Funktion Ψ (t) zur Darstellung des Einheitsimpuls-Ansprech­ signals SP gemäß Fig. 4(b) kann durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt werden, indem man eine andere Funktion Φ _K(t) verwendet:

wobei K = -∞ . . . +∞.

Hier hat Φ (t) eine Wellenform, in der drei Abtastzeiten 3 T eine Periode bilden, wie es Fig. 6 zeigt, und wird stückweise mit drei Polynomen ausgedrückt. Das bedeutet, Φ (t) läßt sich folgendermaßen darstellen:

Φ (t) = (9/2) · (t/3T)² (0<t<T)

Φ (t) = -9 · (t/3T-1/2)² + 3/4 (T<t<2T)

Φ (t) = (9/2) · (t/3T-1)² (2T<t<3T)

Wenn weiterhin die Funktion, die vom Zeitpunkt 0 bis zum Zeitpunkt 3 T mit der ausgezogenen Linie dargestellt ist, durch Φ₀(t) ausgedrückt wird, eine Funktion, die m Abtast­ zeiten früher liegt, ausgedrückt wird durch Φ _-m (t), und eine Funktion, die m Abtastzeiten später liegt, ausgedrückt wird durch Φ _m(t), so lassen sich diese Funktionen wie folgt darstellen:

Φ _-m(t) = Φ₀ (t + m · T) (3)

Φ _m(t) = Φ₀ (t - m · T) (4).

Die Berechnung der Koeffizienten A _KT aus der Gleichung (2) ergibt die folgenden Werte für diese Koeffizienten:

Somit erhalten die Funktionen A _K Φ _K(t) mit K = -∞ . . . +∞ in Gleichung (1) die in Fig. 7(b) dargestellten Formen, wo nur die Wellenformen für K = -1, 0, 1 dargestellt sind. Wenn diese miteinander kombiniert werden, wird ein Einheitsimpuls-Ansprech­ signal Ψ (t) erhalten, wie es mit der gestrichelten Linie ange­ deutet ist.

Wenn drei Werte von Digitaldaten, die in der Abtastperiode T kontinuierlich sind, ausgedrückt werden durch . . ., V _-1, V₀, V₁, . . ., und zwar in der Reihenfolge von den ältesten zu den jüngsten Daten, dann können die Impulsansprechsignale . . ., Ψ _-1 (t), Ψ₀(t), Ψ₁(t), . . . folgendermaßen geschrieben werden, indem man die Gleichungen (1) bis (4) verwendet:

Ψ _-1 (t) = Σ V _-1 · A _K · Φ _K(t+T)
= +V _-1 A _-1 Φ₀(t+2T) + V _-1 A₀Φ₀(t+T) + V _-1 A₁Φ₀(t) + (5)

Ψ ₀ (t) = Σ V ₀ · A _K · Φ _K(t)
= +V ₀ A _-1 Φ₀(t+T) + V ₀ A₀Φ₀(t) + V ₀ A₁Φ₀(t-T) + (6)

Ψ ₁ (t) = Σ V ₁ · A _K · Φ _K(t+T)
= +V ₁ A _-1 Φ₀(t) + V ₁ A₀Φ₀(t-T) + V ₁ A₁Φ₀(t-2T) + (7)

Das Resultat hieraus ist in Fig. 8 dargestellt. Es darf darauf hingewiesen werden, daß die Werte von Digitaldaten V _-1, V₀, V₁ so dargestellt sind, daß sie in Fig. 8 identische Werte haben.

Zieht man die Koeffizienten der Funktion Φ₀(t) aus den Gleichungen (5) bis (7) heraus, so erhält man

V _-1 · A₁, V₀ · A₀, V₁ · A _-1.

Bei den obigen Darlegungen sind nur die drei Werte der Digitaldaten V _-1, V₀ und V₁ berücksichtigt. Wenn neun Werte von kontinuierlichen Digitaldaten V _-4 bis V₄ berücksichtigt werden, so erhalten die Koeffizienten der Funktion Φ₀(t) die folgenden Werte, die auch in Fig. 9 angegeben sind:

V₄A _-4, V₃A _-3, V₂A _-2, V₁A _-1, V₀A₀, V _-1 A₁, V _-2 A₂, V _-3 A₃, V _-4 A₄. (8)

Wenn man in gleicher Weise die Koeffizienten der Funktion Φ₀(t+T) aus den Gleichungen (5) bis (7) herauszieht, so erhält man

V _-₁ · A₀, V₀ · A _-1.

Wenn neun Werte von kontinuierlichen Digitaldaten berücksichtigt werden, so erhalten die Koeffizienten der Funktion Φ₀ (t+T) die nachstehenden Werte, die in der Tabelle gemäß Fig. 9 eingetragen sind:

V₃A _-4, V₂A _-3, V₁A _-2, V₀A _-1, V _-1 A₀, V _-2 A₁, V _-3 A₂, V _-4 A₃, V _-5 A₄. (9)

Wenn man weiterhin die Koeffizienten der Funktion Φ (t-T aus den Gleichungen (5) bis (7) herauszieht, so erhält man

V₀ · A₁, V₁ · A₀.

Wenn neun Werte von kontinuierlichen Digitaldaten berücksichtigt werden, so erhalten die Koeffizienten der Funktion Φ₀(t-T) die folgenden Werte, die auch in der Tabelle gemäß Fig. 9 angegeben sind:

V₅A _-4, V₄A _-3, V₃A _-2, V₂A _-1, V₁A₀, V₀A₁, V _-1 A₂, V _-2 A₃, V _-3 A₄. (10)

Wenn somit das Resultat der Gesamtwertbildung der Koeffizienten gemäß Ausdruck (9) und Multiplizieren der Funktion Φ (t+T) mit dem Gesamtwert, das Resultat der Gesamtwertbildung der Koeffizienten gemäß Ausdruck (8) und Multiplizieren der Funktion Φ (t) mit dem Gesamtwert, und das Resultat der Gesamtwert­ bildung der Koeffizienten gemäß Ausdruck (10) und Multiplizieren der Funktion Φ (t-T) mit dem Gesamtwert kombiniert werden, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, so kann ein kontinuierliches analoges Ausgangssignal erhalten werden, das einer Reihe von Digitaldaten entspricht.

Ein Digital-Analog-Wandler gemäß der Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 1 näher erläutert. In Fig. 1 erkennt man ein Register 11 zum Speichern von Digitaldaten, einen DSP oder Digitalsignalprozessor 12, einen Zwischenspeicherbereich 13 mit drei Zwischenspeicherschaltungen 13 _-1, 13₀ und 13₁, einen Signalgenerator 14 mit Funktionsgeneratoren 14 _-1, 14₀, 14₁ zur Erzeugung der Funktion Φ₀(t+T), Φ₀(t) bzw. Φ (t-T), einen Multiplizierer 15 mit drei multiplizierenden D/A-Wandlern 15 _-1, 15₀ und 15₁, die an den Zwischenspeicherbereich 13 und den Signalgenerator 14 angeschlossen sind, sowie einen Mischer 16 zur Kombination einer Vielzahl von Signalen M _-1, M₀ und M₁, die von dem Multiplizierer 15 geliefert werden, um ein analoges Ausgangssignal SA zu erzeugen.

Ein Digitalgenerator 10 erzeugt ein Bittaktsignal BCLK, Datenzwischenspeicherungs-Impulssignale P _3N+1, . . ., P _3N+3 sowie ein ROM-Datenzwischenspeicherungs-Impulssignal LCK. Der Digitaldatengenerator 10 erzeugt außerdem die Digitaldaten V _K (vgl. Fig. 3) von beispielsweise 16 Bits in den vorgegebenen Zeitintervallen bzw. zu den Abtastzeiten T und speichert diese nacheinander in dem Register 11 ab. Die Frequenz des Bittakt­ signals BCLK beträgt a · F _ks, wobei a beispielsweise den Wert a=64 hat, und wobei die Abtastfrequenz f _s=1/T ist. Die Periode der Datenzwischenspeicherungsimpulse P _3N+1, . . ., P _3N+3 beträgt 3T, wobei diese Zwischenspeicherungsimpulse nacheinander in Phase mit T verschoben werden.

Der Digitalsignalprozessor 12 berechnet den Gesamtwert C der Koeffizienten gemäß Ausdruck (8) unter Verwendung der letzten neun Werte von Digitaldaten und speichert nacheinander die Resultate zyklisch in den Zwischenspeicherschaltungen 13 _-1, 13₀, 13₁. Genauer gesagt, zum Zeitpunkt des Zeitkanals T _-1 wird ein Gesamtwert C _-1 der Koeffizienten gemäß Ausdruck (9) berechnet und in der Zwischenspeicherschaltung 13 _-1 gespeichert; zum Zeitpunkt des Zeitkanals T₀ wird ein Gesamtwert C₀ der Koeffizienten gemäß Ausdruck (8) berechnet und in der Zwischen­ speicherschaltung 13₀ gespeichert; zum Zeitpunkt des Zeit­ kanals T₁ wird ein Gesamtwert C₁ der Koeffizienten gemäß Ausdruck (10) berechnet und in der Zwischenspeicherschaltung 13₁ gespeichert.

Danach wird der Gesamtwert C der Koeffizienten, die von dem Digitalsignalprozessor 12 berechnet werden, nacheinander in den Zwischenspeicherschaltungen 13 _-1→ 13₀→ 13₁→ . . . als C _-1, C₀, C₁ gespeichert, jedesmal dann, wenn neue Digitaldaten bei der Abtastperiode erzeugt werden.

Fig. 10 zeigt ein Blockschaltbild zur Erläuterung der Verarbeitung, die von dem Digitalsignalprozessor 12 durchgeführt wird. TD bezeichnet Verzögerungsschaltungen, um Digitaldaten während einer Abtastperiode T zu speichern und die Daten zur nächsten Stufe weiterzuschieben. Multiplizierer sind mit dem Bezugszeichen A _-4, . . ., A₄ bezeichnet, während Addierer mit ADD bezeichnet sind.

Der Signalgenerator 14 umfaßt die oben angegebenen Funktions­ generatoren 14 _-1, 14₀, 14₁ zur wiederholten Erzeugung von Signalen mit den entsprechenden Funktionen Φ₀(t+T), Φ₀(t), Φ₀(t-T) der Periode 3T, wie es in Fig. 7(a) dargestellt ist.

Fig. 11 zeigt ein Blockschaltbild zur Erläuterung des Funktionsgenerators 14 _-1. Der Funktionsgenerator 14 _-1 umfaßt folgende Baugruppen: einen Zähler 21, dessen Zählausgang mit einem Rücksetzsimpuls R _3N+1 gelöscht wird (wobei dies der gleiche Impuls wie der Datenzwischenspeicherungsimpuls P _3N+1 ist), und der das Bittaktsignal BCLK mit der Frequenz a · f _s zählt (wobei f _s die Abtastfrequenz ist) und erzeugt ein Adressensignal AS eines ROM 22, der die nächste Stufe bildet; den ROM 22, der sequentiell in der Reihenfolge seiner Adressen die Digitalwerte der Funktion Φ₀(t) speichert, die in den Intervallen 1/(a · f _s) digitalisiert sind, und aus dem die Digitaldaten nacheinander aus den Speicherbereichen ausgelesen werden, die mit den Adressensignalen AS vom Zähler 21 angegeben worden sind, um dadurch die diskrete Funktion Φ₀(t) zu erzeugen; eine Zwischenspeicherschaltung 23 zur Zwischenspeicherung der vom ROM 22 ausgegebenen Digitaldaten; einen D/A-Wandler 24 zur Umwandlung des Ausgangssignals der Zwischenspeicherschaltung 23 in einen Storm I _o mit einem Wert, der dem ihm eingegebenen Digitalwert proportional ist; einen IV-Wandler oder Strom- Spannungs-Wandler 25 zur Umwandlung des Stomwertes I _o vom D/A-Wandler 24 in ein Spannungssignal proportional zum Stromwert I _o; einen Tiefpaßfilter 26 zur Umformung des Ausgangssignales des Strom-Spannungs-Wandlers 25 in ein glattes kontinuierlisches analoges Ausgangssignal; und einen Verstärker 27.

Die Funktionsgeneratoren 14₀, 14₁ haben fast die gleiche Anordnung wie der Funktionsgenerator gemäß Fig. 11. Der einzige Unterschied besteht darin, daß der Zählausgang im entsprechenden Zähler 21 nicht durch den Rücksetzimpuls R _3N+1, sondern durch die Rücksetzimpulse R _3N+2 bzw. R _3N+3, zurückgesetzt wird, wobei es sich um die gleichen Impulse handelt wie die Datenzwischenspeicherungsimpulse P _3N+2 bzw. P _3N+3.

Es darf darauf hingewiesen werden, daß der Funktionsgenerator 14 _-1 die Wiederholungsfunktion Φ₀(t+T) mit der Periode 3T vom Zeitpunkt -T, der Funktionsgenerator 14₀ die Wiederholungs­ funktion Φ₀(t) der Periode 3T vom Zeitpunkt 0, und der Funktionsgenerator 14₁ die Wiederholungsfunktion Φ₀(t-T) der Periode 3T vom Zeitpunkt T ausgeben.

Der Multiplizierer 15 weist drei multiplizierende D/A-Wandler 15 _-1, 15₀, 15₁ auf. Der multiplizierende D/A-Wandler 15 _-1 multipliziert den Gesamtwert C _-1 der Koeffizienten gemäß Ausdruck (9), die in der Zwischenspeicherschaltung 13 _-1 gespeichert sind, mit dem Funktionssignal Φ₀(t+T) und gibt das Produkt als Analogsignal M₁ aus. Der multiplizierende D/A-Wandler 15₀ multipliziert den Gesamtwert C₀ der Koeffizienten gemäß Ausdruck (8), die in der Zwischenspeicherschaltung 13₀ gespeichert sind, mit dem Funktionssignal Φ₀(t) und gibt das Produkt als Analogsignal M₀ aus. Der multiplizierende D/A-Wandler 15₁ multipliziert den Gesamtwert C₁ der Koeffizienten gemäß Ausdruck (1), die in der Zwischenspeicherschaltung 13₁ ge­ speichert sind, mit dem Funktionssignal Φ₀(t-T) und gibt das Produkt als Analogsignal M₁ aus.

Der Mischer 16 hat den Aufbau eines herkömmlichen Addierers zur Kombination der Analogsignale M _-1 bis M₁, die von den multiplizierenden D/A-Wandlern 15 _-1 bis 15₁ abgegeben werden, um dadurch das analoge Ausgangssignal SA zu erzeugen.

Wie aus den vorstehenden Erläuterungen ersichtlich, wird gemäß der Erfindung das Einheitsimpuls-Ansprechsignal Ψ (t) ausgedrückt, indem man einfache kurze Funktionen Φ _K(t) und Koeffizienten A _K verwendet und sie in der nachstehenden Weise kombiniert:

Ψ (t) = Σ A _K · Φ _K(t)

wobei K = -∞ +∞.

Dabei erfolgt die Verarbeitung zur Berechnung der Koeffizienten A _K vorher mit einem Digitalsignalprozessor, und das Funktions­ signal Φ K _K(t) wird erzeugt, ohne daß es unterteilt wird; die Funktion wird mit den Koeffizienten multipliziert, und die Resultate werden anschließend kombiniert. Dies macht es möglich, ein kontinuierliches analoges Ausgangssignal zu erzeugen, welches frei von Phasenverzerrungen ist. Weiterhin ist es möglich, die Anzahl von Schaltungseinheiten zu reduzieren, beispielsweise die Anzahl der multiplizierenden D/A-Wandler auf drei zu verringern; schließlich ist es möglich, ein analgoges Ausgangssignal zu erhalten, das frei von Rauschen ist, einen ausgezeichneten Rauschabstand hat und keinerlei Schwankungen in seinem Pegel zeigt.

Claims (7)

1. Verfahren zur Digital-Analog-Wandlung, um Digitaldaten, die nacheinander erzeugt werden, in jeder vorgegebenen Abtast­ periode T in ein kontinuierliches Analogsignal umzuwandlen, gekennzeichnet durch folgende Schritte

• - sukzessives Erzeugen von Digitaldaten V _K in jeder vorgegebenen Abtastperiode T, wobei K=. . ., -4, -3, -2, -1, 0, 1, 2, 3, . . . gilt;
• - wiederholtes sukzessives Erzeugen mit einer Periode 3T von Signalen Φ(t+T), Φ(t), Φ(t-T), wobei ein Einheitsimpuls- Ansprechsignal ψ(t) ausgedrückt wird durch ψ(t) = Σ A _K Φ(t-K T) mit K= -∞ . . . +∞unter Verwendung eines Signals Φ(t) mit 0≦t≦3T, das stückweise durch drei Polynome ausgedrückt wird;
• - Berechnung des Wertes von T gemäß der Gleichung C = Σ A _-K · V_K mit K = -M . . . M,wobei M eine ganze Zahl ist,
  in jeder Abtastperiode T, wobei V₀ Digitaldaten angibt, die zu dem vorliegenden Zeitpunkt gelten, und zyklisches Speichern der Resultate der Berechnung von C _-1, C₀, C₁ in aufeinander­ folgender Weise; und
• - Erzeugen eines kontinuierlichen Analogsignals durch Umwandlung der Digitaldaten in einen Analogwert gemäß der nachstehenden Gleichung C _-1 · Φ(t+T) + C₀ · Φ(t) + C₁ · Φ(t-T).

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die drei stückweisen Polynome zur Bildung des Signals Φ(t) gegeben sind durch Φ(t) = (9/2) · (t/3T)² (0t<T)Φ(t) = -9 · (t/3T-1/2)² + 3/4 (T t<2T)Φ(t) = (9/2) · (t/3T-1)² (2T t<3T)wobei A _K ausgedrückt wird durch die Gleichung

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Wert des Signals Φ(t) vorher zu einem Zeitintervall von 1/a _s der Abtastperiode T diskret in einem ROM gespeichert wird, daß ein Bittaktsignal, das mit einer Periode 1/a _s erzeugt wird, gezählt wird, daß die numerischen Werte nacheinander aus dem ROM aus Adressen ausgelesen werden, die mit dem gezählten Wert angegeben werden, und daß die numerischen Werte in Spannungen umgewandelt werden, um das analoge Signal Φ(t) zu erzeugen, und daß Signale Φ(t+T) und Φ(t-T) in gleicher Weise wie das Signal Φ(t) erzeugt werden.

4. Vorrichtung zur Digital-Analog-Wandlung zur Umwandlung von Digitaldaten, die nacheinander in jeder vorgegebenen Abtastperiode T erzeugt werden, in ein kontinuierliches Analogsignal, gekennzeichnet durch

• - einen Digitaldatengenerator (10) zur sukzessiven Erzeugung von Digitaldaten V _K (K = . . ., -4, -3, -2, -1, 0, 1, 2, 3, . . .) in jeder vorgegebenen Abtastperiode T;
• - einen Signalgenerator (14) zur wiederholten sukzessiven Erzeugung mit einer Periode 3T von Signalen Φ(t+T), Φ(t), Φ(t-T), wobei ein Einheitsimpuls-Ansprechsignal ψ(t) ausgedrückt wird als ψ(t) = Σ A _K · Φ(t-K · T) mit K = -∞ bis +∞unter Verwendung eines Signals Φ(t) mit 0≦t≦3 · T, das stückweise durch drei Polynome ausgedrückt wird;
• - eine Recheneinrichtung (15, 16) zur Berechnung eines Wertes C gemäß der Gleichung C = Σ A _-K · V_K mit K = -M bis M,wobei M eine ganze Zahl ist,
  in jeder Abtastperiode T, wobei V₀ Digitaldaten repräsentiert, die zum vorliegenden Zeitpunkt gelten;
• - einen Speicher (13) zum zyklischen Speichern von C, das mit der Recheneinrichtung in jeder Periode T berechnet wird als C _-1, C₀, C₁ in aufeinanderfolgender Weise;
• - drei Sätze von Multiplizierern (15) zur jeweiligen Berechnung von C _-1 · Φ(t+T), C₀ · Φ(t), C₁ · Φ(t-T)und einen Mischer (16) zur Kombination der Ausgangssignale (SA) von den drei Sätzen von Multiplizierern (15) zur Erzeugung eines kontinuierlichen Analogsignals.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die drei stückweisen Polynome zur Darstellung des Signals Φ(t) gegeben sind durch Φ(t) = (9/2) · (t/3T)² (0t<T)Φ(t) = -9 · (t/3T-1/2)² + 3/4 (T t<2T)Φ(t) = (9/2) · (t/3T-1)² (2T t<3T)wobei A _K ausgedrückt wird durch die nachstehende Gleichung:

6. Vorrichtung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Wert des Signals Φ(t) vorher zu einem Zeitintervall von 1/a _s der Abtastperiode T diskret in einem ROM gespeichert wird, daß ein Bittaktsignal, das mit einer Periode 1/a _s erzeugt wird, gezählt wird, daß die numerischen Werte nacheinander aus dem ROM aus Adressen ausgelesen werden, die mit dem gezählten Wert angegeben werden und daß die numerischen Werte in Spannungen umgewandelt werden, um das analoge Signal Φ(t) zu erzeugen, und daß Signale Φ(t+T) und Φ(t-T) in gleicher Weise wie das Signal Φ(t) erzeugt werden.

7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Multiplizierer multiplizierende D/A-Wandler (15_-1, 15₀, 15₁) aufweist.