DE3785654T2

DE3785654T2 - Tonsignalerzeugungsvorrichtung mit einem digitalen Filter.

Info

Publication number: DE3785654T2
Application number: DE19873785654
Authority: DE
Inventors: Hideo Suzuki
Original assignee: Yamaha Corp
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 1986-12-30
Filing date: 1987-12-29
Publication date: 1993-10-07
Anticipated expiration: 2007-12-30
Also published as: JPS63168695A; HK168695A; JPH0754432B2; EP0273447B1; EP0273447A2; DE3785654D1; SG6495G; EP0273447A3

Description

Die Erfindung betrifft eine Tonsignalerzeugungsvorrichtung zur Entfernung von Begleitrauschen und zur Klangfarbensteuerung unter Durchführung einer Digitalfilteroperation, und insbesondere eine Tonsignalerzeugungsvorrichtung, die in der Lage ist, eine Digitalfilteroperation von guter Qualität mit einer relativ einfachen Hardwarekonstruktion durchzuführen.
Bei einem elektronischen Musikinstrument wird ein Digitalfilter zur Steuerung der Klangfarbe oder zur Entfernung von Geräuschen verwendet. Beispielsweise wird bei einem Tonsyntheseverfahren, das als Tonsyntheseverfahren vom Typ ohne Tonhöhen-Synchronisierung bezeichnet wird, ein Tonsignal durch Durchführen eines Abtastvorgangs mit einer konstanten Abtastfrequenz ungeachtet der Frequenz des zu synthetisierenden Tones synthetisiert, wobei die Frequenz des Tones und die Abtastfrequenz generell in einem nichtganzzahligen Verhältnis zueinander stehen, und demnach, wie aus dem Abtasttheorem ersichtlich, besteht die Möglichkeit der Erzeugung von Begleitrauschen, das nicht mit der Tanfrequenz harmoniert, und die Entfernung derartigen Begleitrauschens wird erforderlich. Zur Entfernung von in einem Tonsignal vom Typ ohne Tonhöhen-Synchronisierung enthaltenen Begleitrauschens ist vorgeschlagen worden, zu bewirken, daß ein Tonsignal ein Digitalfilter mit solchen Eigenschaften passiert, das es in der Lage ist, Begleitrauschen zu entfernen (US-A-4 701 956).
Bei einem solchen Verfahren, gemäß dem bewirkt wird, daß ein Tonsignal zur Entfernung von Begleitrauschen ein Digitalfilter passiert, muß eine Filteroperation von hoher Genauigkeit durchgeführt werden, indem ein ausreichend hohe Anzahl an Filterordnungen verwendet wird. Dies wirft jedoch die Schwierigkeit auf, daß eine komplizierte Filterkonstruktion erforderlich ist. Wenn beispielsweise das Digitalfilter eines von 96 Ordnungen ist, müssen die Filteroperationen bei sämtlichen 96 Ordnungen durchgeführt werden, so daß eine Schaltungskonstruktion verwendet werden muß, die all diese Filteroperationen ermöglicht. Das gleiche Problem tritt nicht nur bei einem Digitalfilter zur Entfernung von Begleitrauschen auf, sondern auch bei Digitalfiltern zur Steuerung der Klangfarbe und für andere Zwecke, d.h., bei den Digitalfiltern nach dem Stand der Technik müssen bei allen Ordnungen Filteroperationen durchgeführt werden, wenn die gewünschten Filtercharakteristiken realisiert werden sollen.
US-A-4 036 096 beschreibt eine Tonsignalerzeugungseinrichtung, die in der Lage ist, eine gewünschte Wellenform zu erzeugen, indem sie zuvor Basisamplituden speichert, die durch Abtasten einer Periode der Wellenform mit Grobintervall erhalten werden, und Amplituden mit einem Feinintervall zwischen den Basisamplituden errechnet. Die Basisamplituden werden sequentiell mit einem Grobintervall auf einen Ganzzahlbereich der Eingangsdaten hin erzeugt. Eine Funktion wird auf einen Bruchteil-Bereich der Eingangsdaten hin erzeugt. Die Wellenformamplituden werden zwischen den Basisamplituden interpoliert.
In US-A-4 246 823 ist eine Wellenformerzeugungseinrichtung vom speicherlesenden Typ offenbart. Ein Wellenformspeicher speichert die Abtastwerte einer Welle, wobei jeder Wert von einer integralen Adresse repräsentiert wird. Ein Koeffizientenspeicher speichert Koeffizienten für Interpolation der nten Ordnung. Unbekannte Zwischenabtastwerte, die nicht in dem Wellenformspeicher gespeichert sind und durch nichtintegrale Addressen repräsentiert sind, werden näherungsweise bestimmt, indem die gespeicherten Abtastwerte der Wellenform und die entsprechenden Koeffizientenwerte auf der Basis von Interpolation der nten Ordnung multipliziert werden.
Jedes der erwähnten U.S.-Patente offenbart ein Verfahren der Interpolation zwischen zwei benachbarten wellenformabtastpunkten. Ein derartiges Interpolationsverfahren jedoch läßt lediglich die Erzeugung einer grob abgetasteten Wellenform mit feineren Abtastintervallen zu. Die bekannten Tonsignalerzeugungssysteme wenden nicht das Verfahren der Digitalfilterung von Tonsignalen an.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, eine Tonsignalerzeugungsvorrichtung zu schaffen, die bei der Durchführung der Klangfarbensteuerung oder der Entfernung von Begleitrauschen durch Verwendung eines Digitalfilters eine Filteroperation von hoher Genauigkeit mit einer relativ einfachen Hardwarekonstruktion durchführen kann.
Die Tonsignalerzeugungsvorrichtung der vorliegenden Erfindung weist die Merkmale der Ansprüche 1,8 bzw. 9 auf.
Die erfindungsgemäße Tonsignalerzeugungsvorrichtung weist eine Adreßsignalerzeugungseinrichtung zur Erzeugung eines Adreßsignals, das aus einem Ganzzahlbereich und einem Dezimalbereich besteht, wobei der Wert des Adreßsignals sich mit einer der Tonhöhe des zu erzeugenden Tones entsprechenden Rate ändert, eine auf den Ganzzahlbereich reagierende Tonwellenformdatenerzeugungseinrichtung zum Erzeugen einer Tonwellenform in der Form von Abtastwerten, eine Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung, die imstande ist, m Filterkoeffizienten zum Auswählen und Liefern von n Filterkoeffizienten aus diesen m Filterkoeffizienten als Reaktion auf den Dezimalbereich (wobei n< m ist) zu liefern, und eine Digitalfilteroperationseinrichtung mit einer m- Ordnungs-Struktur zum digitalen Filtern der Tonwellenform durch Ausführung einer Filteroperation von m Ordnungen in bezug auf n Abtastwerte der Tonwellenform entsprechend den n Filterkoeffizienten auf.
Die Adreßsignalerzeugungseinrichtung erzeugt ein aus einem Ganzzahlbereich und einem Dezimalbereich bestehendes Adreßsignal, das sich mit einer der Tonhöhe eines zu erzeugenden Tones entsprechenden Rate verändert. Wie generell bekannt ist, ist der Ganzzahlbereich eines Adreßsignals von gröberer Auflösung als dessen Dezimalbereich. Die Tonwellenformdatenerzeugungseinrichtung erzetigt Tonwellenformabtastdaten entsprechend dem Ganzzahlbereich dieses Adreßsignals. Daher kann die Auflösung der von der Tonwellenformdatenerzeugungseinrichtung erzeugten Tonwellenformabtastdaten relativ grob sein. Beispielsweise können die Tonwellenformabtastdaten mit einer Genauigkeit in der Größenordnung von 64 Unterteilungen pro Wellenformperiode, wie bei der Tonsignalerzeugungsvorrichtung vom Typ mit Tonhöhen-Synchronisierung aus dem Stand der Technik, erzeugt werden. In diesem Fall kann die Abtastfrequenz mit der Tonhöhe synchronisiert sein oder nicht. Bei der Tonsignalerzeugungsvorrichtung ohne Tonhöhen-Synchronisierung können die Tonwellenformabtastdaten mit einer Auflösung erzeugt werden, die genauso grob ist wie die bei dem Typ mit Tonhöhen-Synchronisierung verwendete.
Beispielsweise ist es bei der Tonsignalerzeugungsvorrichtung nach dem Stand der Technik vom Typ ohne Tonhöhen- Synchronisierung zur Beseitigung der ungünstigen Effekte von Begleitrauschen in maximalem Umfang allgemein üblich, die Auflösung der Wellenform zu erhöhen und die Abtastfrequenz zu erhöhen. Beispielsweise werden Wellenformdaten generell mit einer Genauigkeit von 1.000 bis 16.000 Unterteilungen pro Wellenformperiode erzeugt. Eine derartige Genauigkeit erfordert einen Wellenformspeicher von relativ hoher Kapazität. Aufgrund der Notwendigkeit eines Wellenformspeichers von derart hoher Kapazität ist das Verfahren der Erhöhung der Abtastfrequenz ungeeignet für ein Tonsignalerzeugungssystem, bei dem eine Wellenform von relativ großer Länge, wie beispielsweise eine stetige Wellenform von mehreren Perioden, in einem Wellenformspeicher gespeichert und aus diesem ausgelesen wird, obwohl dieses Verfahren bei einem Tonsignalerzeugungssystem, bei dem eine Wellenform von relativ kleiner Länge, wie beispielsweise eine Wellenform von lediglich einer Periode, in einem Wellenformspeicher gespeichert und aus diesem ausgelesen wird, brauchbar sein kann. Andererseits ist bei einem Tonsignalsyntheseverfahren, das als Tonsyntheseverfahren vom Typ mit Tonhöhen-Synchronisierung bezeichnet wird, bei dem bewirkt wird, daß die Abtastfrequenz mit der Frequenz eines zu synthetisierenden Tones synchronisiert wird, die Tonfrequenz (d.h. die Tonhöhe) in Harmonie mit der Abtastfrequenz und entsprechend wird die erzeugte Fremdkomponente mit der Tonfrequenz harmonisiert und wird nicht zu Rauschen. Daher entstehen nur geringe Schwierigkeiten, wenn die Wellenformdaten mit einer relativ groben Genauigkeit in der Größenordnung von 64 Unterteilungen pro Wellenformperiode erzeugt werden. Demgemäß ist dieses Verfahren geeignet für ein Tonsignalerzeugungssystem, bei dem eine Wellenform von relativ großer Länge, wie beispielsweise eine stetige Wellenform von mehreren Perioden, in einem Speicher gespeichert und aus diesem ausgelesen wird.
Im Gegensatz dazu ist es erfindungsgemäß ausreichend, wenn die Tonwellenformabtastdaten mit einer Auflösung erzeugt werden, die so grob ist wie bei dem Tonsignalerzeugungssystem von dem Typ mit Tonhöhensynchronisierung, ungeachtet dessen, ob die Abtastfrequenz mit der Tonhöhe synchronisiert ist oder nicht. Dementsprechend ist die vorliegende Erfindung sowohl für das Tonsignalerzeugungssystem, bei dem eine Wellenform von relativ kurzer Länge, wie beispielsweise eine Wellenform von lediglich einer Periode, in einem Wellenformspeicher gespeichert und aus diesem ausgelesen wird, als auch für das Tonsignalerzeugungssystem, bei dem eine Wellenform von relativ großer Länge, wie beispielsweise eine Wellenform mit mehreren Perioden, in einem Wellenformspeicher gespeichert und aus diesem ausgelesen wird, geeignet.
Als Reaktion auf den Dezimalbereich des Adreßsignals wählt die Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung n Koeffizientendaten aus Koeffizientendaten aus, die Filterkoeffizienten von m Ordnungen entsprechen (wobei n< m ist). Die Digitaloperationseinrichtung führt Filteroperationen für m Ordnungen in bezug auf die Tonwellenformdaten von n Abtastpunkten durch, indem sie Tonwellenformdaten von n Abtastpunkten verwendet, die von der Tonwellenformdatenerzeugungseinrichtung erzeugt werden. Durch diese Anordnung wird eine Filteroperation durchgeführt, die äquivalent zu der Ausführung von genauen Filteroperationen von in Ordnungen (obwohl tatsächlich Filteroperationen von n Ordnungen durchgeführt werden) in bezug auf Tonwellenformabtastdaten von hoher Genauigkeit (die nicht tatsächlich von der Tonwellenformdatenerzeugungseinrichtung erzeugt werden) mit der Auflösung des Dezimalbereichs des Adreßsignals ist. Eine theoretische Erklärung in dieser Hinsicht erfolgt später.
Aufgrund der obigen Konstruktion ergeben sich die folgenden Vorteile: (1) Da die Auflösung der Tonwellenformabtastdaten, die tatsächlich von der Tonwellenformabtastdatenerzeugungseinrichtung erzeugt werden, eine relativ grobe entsprechend dein Ganzzahlbereich des Adreßsignals sein kann, kann die Schaltungskonstruktion vereinfacht werden. (2) Da Filteroperationen mit Ordnungen von begrenzter Zahl entsprechend den Wellenformdaten von n Abtastpunkten durchgeführt werden können, was kleiner als in ist, kann eine Vereinfachung der Digitalfilterschaltung realisiert werden. (3) Da die tatsächliche Filteroperation der Durchführung genauer Filteroperationen von m Ordnungen in bezug auf die Tonwellenformabtastdaten mit der Auflösung des Dezimalbereichs des Adreßsignals gleichwertig wird, können verschiedene, durch eine genaue Filteroperation in bezug auf Tonwellenformdaten von hoher Auflösung, d.h. das präzise Abschneiden von überflüssigen Geräuschkomponenten mit der resultierenden Erzeugung eines Tonsignals von guter Qualität entstehende Vorteile erlangt werden.
Bei einem Aspekt der Erfindung ist die Filterkoeffizienten- Liefereinrichtung imstande, einen Filterkoeffizientgruppenwert zu liefern, der der Gesamtheit eines oder mehrerer Filterkoeffizienten aus Filterkoeffizienten von m Ordnungen entspricht, und, in Reaktion auf den Dezimalbereich des Adreßsignals, wählt sie n (n< m) Filterkoeffizientgruppenwerte als Koeffizientendaten aus und liefert sie. Durch diese Anordnung können die oben beschriebenen Vorteile erlangt werden und ferner kann die Genauigkeit bei der Filteroperation weiter gesteigert werden, ohne daß die Hardwarekonstruktion komplizierter ausgestaltet sein muß. Durch Verarbeiten eines Filterkoeffizientwertes, der einer Gesamtheit von mehreren Filterkoeffizienten in bezug auf die Tonwellenformdaten eines Abtastpunkts entspricht, kann die Filteroperation selbst durch eine einzige Operation durchgeführt werden, aber dennoch wird sie der Verarbeitung von Filterkoeffizienten gleichwertig, die individuell und separat in bezug auf mehrere kontinuierliche Abtastdaten vom gleichen Wert (d.h. mehrere Abtastdaten, die bei der 0ten Ordnung gehalten werden), Filterkoeffizientgruppenwerte bilden, mit dem Ergebnis, daß der Pegel einer Fremdkomponente dadurch gedämpft und die Qualität des Tonsignals verbessert wird.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nunmehr unter Bezugnahme auf die zugehörigen Zeichnungen beschrieben.
Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm, das eine Basisstruktur eines erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels der Tonsignalerzeugungsvorrichtung zeigt;
Fign. 2a - 2d sind Wellenformdiagramme, die jeweils ein Beispiel von Wellenformabtastdaten an jeweiligen Stufen basierend auf der generellen Abtastfrequenzumsetztheorie zeigen;
Fign. 3a - 3e sind Diagramme, die jeweils ein Beispiel der Spektrumhüllkurven der jeweiligen Wellenformabtastdaten zeigen;
Fign. 4a - 4e sind Diagramme zur Erläuterung des Prinzips der Digitalfilteroperation in der vorliegenden Erfindung;
Fig. 5 ist ein Diagramm, das ein Beispiel der tatsächlich gemessenenAmplituden-Frequenz-Charakteristiken eines gemäß der Erfindung realisierten FIR-Tiefpaßfilters zeigt;
Fig. 6 ist ein Beispiel des tatsächlich gemessenen Spektrums eines sinusförmigen Wellensignals, das den Tiefpaßfilter mit den in Fig. 5 gezeigten Charakteristiken passiert hat;
Fig. 7 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel der Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung und der Digitalfilteroperationseinrichtung in Fig. 1 zeigt;
Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, das ein spezielleres Ausführungsbeispiel der erfindungsgemaßen Tonsignalerzeugungsvorrichtung zeigt;
Fig. 9 ist ein Zeitdiagramm, das die zeitlichen Verhältnisse der arithmetischen Operationen und anderer Operationen in dem in Fig. 8 dargestellten Ausführungsbeispiel zeigt;
Fign. 10a - 10c sind Diagramme zur Erläuterung einer Digitalfilteroperation bei einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung;
Fig. 11 ist ein Blockdiagramm, das ein anderes, mit Fig. 10 in Verbindung stehendes Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt; und
Fig. 12 ist ein Zeitdiagramm, das die zeitlichen Verhältnisse der arithmetischen Operationen und anderer Operationen in dem Ausführungsbeispiel von Fig. 11 zeigt.
Fig. 1 ist ein Basisblockdiagramm und zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung. Das Bezugszeichen 1 bezeichnet die Adreßsignalerzeugungseinrichtung, 2 die Tonwellenformdatenerzeugungseinrichtung, 3 die Filterkoeffizienten- Liefereinrichtung und 4 die Digitalfilteroperationseinrichtung. Wie zuvor beschrieben, erzeugt die Adreßsignalerzeugungseinrichtung 1 ein Adreßsignal, das aus einem Ganzzahlbereich IAD und einem Dezimalbereich FAD besteht, mit einer Rate, die der Tonhöhe des zu erzeugenden Tones entspricht. Die Tonwellenformdatenerzeugungseinrichtung 2 erzeugt in Reaktion auf den Ganzzahlbereich IAD des Adreßsignals Tonwellenformabtastdaten. Die Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung 3 wählt in Reaktion auf den Dezimalbereich FAD des Adreßsignals n Filterkoeffizienten aus Filterkoeffizienten von in Ordnungen (n< m) aus und liefert diese. Die Digitalfilteroperationseinrichtung 4 führt Filteroperationen für m Ordnungen in bezug auf Tonwellenformdaten für n Abtastpunkte durch, wobei sie diese n Filterkoeffizienten und Tonwellenformdaten für n Abtastpunkte verwendet, die von der Tonwellenformdatenerzeugungseinrichtung erzeugt werden.
Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die Abtastfrequenz fs ungeachtet der Höhe eines zu erzeugenden Tones (d.h. vom Typ ohne Tonhöhen-Synchronisierung) konstant und die Digitalfilteroperationseinrichtung 4 realisiert die Tiefpaßfiltercharakteristiken, wobei eine Frequenz von fs/2 als Sperrfrequenz zur Entfernung von Fremdrauschen verwendet wird.
Zur Erläuterung des grundlegenden Prinzips der erfindungsgemäßen Tonsignalerzeugungsvorrichtung wird die Operation des Digitalfilters, die eine Voraussetzung der Erfindung darstellt, zunächst unter Bezugnahme auf die Fign. 2a - 2d und 3a - 3e beschrieben.
Fign. 2a - 2d zeigen ein Beispiel des Wellenformdiagramms, das auf der generellen Abtastfrequenzumsetzungstheorie basiert, und die Fign. 3a - 3e zeigen ein Beispiel ihrer Spektrumhüllkurve.
Fig. 2a ist ein Diagramm, das ein Beispiel der in bezug auf einige Abtastpunkte mit der Abtastfrequenz fs abgetasteten Tonwellenformabtastdaten zeigt.
Es sei angenommen, daß die Tonwellenformabtastdaten von Fig. 2a einem Digitalfilter zugeführt werden, das mit einer Abtastzeit mit einer Frequenz (M fs) operiert, die M mal größer ist als die Abtastfrequenz fs der Daten. In diesem Fall sind M Perioden ts/M der Frequenz M fs in einer Periode ts = 1/fs der Abtastfrequenz fs. Die Abtastdaten werden nicht zu allen M Filteroperationszeitpunkten in einer Abtastzeit der Tonwellenformabtastdaten von Fig. 2a erzeugt, sondern die Abtastdaten werden lediglich zu einem Zeitpunkt unter M Filteroperationszeitpunkten in einer Periode ts der Abtastfrequenz fs erzeugt und der Abtastwert ist "0". zu den verbleibenden Zeitpunkten M - 1. Dieses Beispiel, bei dem die Tonwellenformabtastdaten von Fig. 2a mit einer Rate von einem Zeitpunkt pro M Abtastzeitpunkte der Frequenz M fs erzeugt werden und der Abtastwert zu den verbleibenden Zeitpunkten von M - 1 pro M "0" ist, ist in Fig. 2b dargestellt.
Diese Tonwellenformabtastdaten von Fig. 2b werden dem Digitalfilter zugeführt, an dem die Filteroperation zu dem Abtastzeitpunkt der Frequenz M fs durchgeführt wird. Anders ausgedrückt, die Filterkoeffizienten der jeweiligen Ordnungen werden in bezug auf die Tonwellenformdaten an den Abtastpunkten, an denen eine Abtastfrequenz ts/M ist, verarbeitet (diese Daten sollten einen effektiven Abtastwert bei einem Abtastzeitpunkt pro M Zeitpunkten und einen Abtastwert "0" bei den verbleibenden M - 1 Zeitpunkten pro M Zeitpunkten haben). Durch diese Anordnung gemäß Fig. 2c werden Tonwellenformdaten erzeugt, in denen die Abtastwerte entsprechend den jeweiligen Abtastzeitpunkten von M fs dicht nebeneinander erzeugt werden. Dies liegt daran, daß die Filteroperation bei jedem Abtastzeitpunkt der Frequenz M fs durchgeführt wird, und daß bei der Filteroperation zu jedem Abtastzeitpunkt durch die Faltungssumme jeder Filterordnung ein Ausgangssignal und ein entsprechender Abtastwert erhalten wird.
Durch das erneute Abtasten von Tonwellenformdaten, bei denen die Abtastwerte mit einer gewünschten Abtastfrequenz dicht nebeneinander erzeugt worden sind, wie in Fig. 2c gezeigt, können Tonwellenformabtastdaten erhalten werden, die in eine gewünschte Abtastfrequenz umgesetzt worden sind. Fig. 2d zeigt ein Beispiel von Tonwellenformdaten, die durch derartiges erneutes Abtasten mit einer gewünschten Abtastfrequenz erhalten werden. In diesem Fall kann, wenn die gewünschte Abtastfrequenz, die erneut abgetastet werden soll, M fs/N ist, diese Frequenz durch erneutes Abtasten der Wellenformdaten von Fig. 2c mit einer Rate von einmal in N Zeitpunkten der Abtastzeit von M fs erhalten werden.
Durch die oben beschriebene Verarbeitung können die Tonwellenformdaten mit der Abtastfrequenz fs erneut abgetastet werden auf die Abtastfrequenz von M fs/N. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist M 4 und N 3.
Fig. 3a ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Spektrumshüllkurve der Wellenform von Fig. 2a zeigt und Fig. 3b ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Spektrumshüllkurve der Wellenform von Fig. 2b zeigt. Die Gestalt der Spektrumshüllkurve ist in den Fign. 3a und 3b gleich, doch ihr Pegel beträgt in Fig. 3b 1/M von dem in Fig. 3a. Dies ist darauf zurückzuführen, daß die Anzahl der effektiven Abtastwerte (d.h. der Abtastwerte, die nicht "0" sind) in der Faltungssumme 1/M der ursprünglichen Zahl beträgt.
Fig. 3c zeigt ein Beispiel von Digitalfiltercharakteristiken, wobei das Digitalfilter ein Tiefpaßfilter mit einer Sperrfrequenz von fs/2 ist. Fig. 3d zeigt eine Spektrumshüllkurve der Wellenform von Fig. 2c, welche durch Filtern mit diesen Tiefpaßfiltercharakteristiken erhalten wurde. In diesem Fall tritt aufgrund des Abtasttheorems eine Verzerrung von der Frequenz von M fs/2 auf. Diese Frequenz ist so hoch, daß die Verzerrung beim erneuten Abtasten kein Rauschen erzeugt. Fig. 3e zeigt ein Beispiel einer Spektrumshüllkurve der Wellenform von Fig. 2d. Da der Signalpegel nach dem bloßen erneuten Abtasten des Filterausgangssignals auf dem reduzierten Pegel von 1/M bleibt, wie zuvor beschrieben, wird der Signalpegel auf seinen ursprünglichen Pegel wiederhergestellt, indem der Pegel der Wellenform von Fig. 2d beim erneuten Abtasten mit M multipliziert wird.
Bei dem obigen Beispiel wird das Digitalfilter zur Umsetzung der Abtastfrequenz verwendet und steht nicht direkt in Beziehung zu der Erzeugung eines Tonsignals durch Erstellen der Tonfrequenz auf einer gewünschten Höhe. Im Gegensatz dazu wird die auf dem oben genannten Prinzip basierende Digitalfilteroperation erfindungsgemäß zur Erzeugung eines Tonsignals einer gewünschten Tonhöhe verwendet.
Im einzelnen wird ein Adreßsignal, das sich mit einer der Tonhöhe eines zu erzeugenden Tones entsprechenden Rate verändert, von der Adreßsignalerzeugungseinrichtung 1 erzeugt, und bei der Erzeugung von Tonwellenformabtastdaten in Reaktion auf dieses Adreßsignal wird die auf dem obigen Prinzip basierende Digitalfilteroperation verwendet. Das Adreßsignal besteht aus einem Ganzzahlbereich IAD und einem Dezimalbereich FAD und die Tonwellenformdatenerzeugungseinrichtung 2 erzeugt in Reaktion auf diesen Ganzzahlbereich IAD des Adreßsignals Tonwellenformabtastdaten. Mit anderen Worten, die Tonwellenformabtastdaten, die von dieser Tonwellenformdatenerzeugungseinrichtung 2 erzeugt werden können, entsprechen nur der Auflösung des Ganzzahlbereichs IAD des Adreßsignals. Ein Beispiel für Tonwellenformabtastdaten, die von der Tonwellenformdatenerzeugungseinrichtung 2 als Reaktion auf den Ganzzahlbereich IAD des Adreßsignals erzeugt worden sind, ist in Fig. 4a dargestellt.
Der Dezimalbereich FAD des Adreßsignals repräsentiert eine feinere Phase zwischen benachbarten Abtastpunkten an einem Abtastpunkt, der durch den Ganzzahlbereich IAD des Adreßsignals bestimmt wird. Wenn beispielsweise der von dem Ganzzahlbereich IAD bezeichnete aktuelle Adreßwert und der Dezimalbereich FAD des Adreßsignals die in Fig. 4a mit CAD bezeichnete Phase ist, ist der aktuelle Wert des Ganzzahlbereichs IAD beispielsweise "3" und der Dezimalbereich FAD die Differenz zwischen CAD und IAD. Das heißt, CAD = IAD + FAD.
Um ein Tonwellenformsignal von guter Qualität mit geringer harmonischer Verzerrung, subharmonischer Verzerrung oder Rauschen zu erhalten, ist es wünschenswert, Tonwellenformabtastdaten mit der Auflösung des Dezimalbereichs FAD des Adreßsignals, d.h. entsprechend der Phase von CAD, zu erhalten. Dies kann erfindungsgemäß mit einem einfachen Schaltungsaufbau realisiert werden, ohne daß eine besonders hohe Rate an Abtastimpulsen erforderlich ist, und zwar durch Anwendung der auf dem oben beschriebenen Prinzip basierenden Digitalfilteroperation. Zu diesem Zweck wählt die Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung 3 n Koeffizientendaten aus den Koeffizientendaten aus, die den Filterkoeffizienten von m Ordnungen (wobei n< m ist) entsprechen, und zwar im Einklang mit dem Dezimalbereich FAD des Adreßsignals, und liefert sie.
Wie aus der Beschreibung in bezug auf die Fign. 2b und 2c ersichtlich, ist es nicht erforderlich, Tonwellenformabtastdaten zu liefern, die allen Ordnungen der Filterkoeffizienten von mehreren Ordnungen entsprechen, sondern effektive Abtastdaten können mit einer Rate von eins pro Ordnung M geliefert werden und die Abtastwerte der Abtastdaten können in bezug auf die verbleibenden Ordnungen "0" sein. Selbst in letzterem Fall wird eine genaue Filteroperation unter Verwendung von Filterkoeffizienten von mehreren Ordnungen durchgeführt, so daß ein Tonsignal von guter Qualität erhalten werden kann. Auf der Basis dieses Prinzips wird bei dieser Erfindung eine auf einem ähnlichen Konzept basierende Digitalfilteroperation durchgeführt. Bei der auf der oben beschriebenen generellen Abtastfrequenzumsetzungstheorie müssen Filteroperationen tatsächlich in bezug auf Filterkoeffizienten aller Ordnungen entsprechend einer Filteroperationszeitgebung mit hoher Rate (d.h. Frequenz M fs) durchgeführt werden, da, selbst wenn bekannt ist, daß das Produkt aus Abtastdaten, deren Abtastwert "0" ist, und einem bestimmten Filterkoeffizienten "0" ist, es nicht bekannt ist, zu welcher Ordnungszahl es in Beziehung steht, weil sich die Entsprechung zwischen der Ordnungszahl und den Abtastdaten zeitmäßig ändert, wenn sich die Operationszeitsteuerung ändert. In der Verarbeitung nach dem Stand der Technik gemäß der generellen Abtastfrequenzumsetzungstheorie werden daher die Tonwellenformabtastdaten der Abtastfrequenz fs gemäß Fig. 2a in Daten der Abtastfrequenz M fs umgesetzt durch einmaliges Abtasten der Abtastfrequenz M fs alle M Takte und Einsetzen von "0" als Abtastwert bei Abtastzeiten von M - 1 mal pro M Takte, die umgesetzten Daten werden einem mit der Frequenz M fs operierenden Digitalfilter zugeführt und Filteroperationen müssen in bezug auf Filterkoeffizienten aller Ordnungen, die in diesem Digitalfilter errichtet sind, durchgeführt werden.
Im Gegensatz dazu ist diese Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß in Anbetracht der Tatsache, daß eine Operation von Abtastdaten, deren Abtastwert "0" ist und ein entsprechender Filterkoeffizient nicht erforderlich ist, eine derartige Operation entfallen kann. Dadurch kann die Durchführung der Filteroperation mit einer Filteroperationszeitsteuerung mit hoher Rate entfallen, wodurch eine Vereinfachung der Operationsschaltung möglich ist, während die Durchführung einer genauen Filteroperation unter Verwendung von Filterkoeffizienten einer ausreichend großen Anzahl an Ordnungen ermöglicht wird. Somit können die Vereinfachung der Schaltungskonstruktion und eine Verbesserung der Genauigkeit bei der Filteroperation gleichzeitig realisiert werden.
Zunächst sei, wie bei dem in den Fign. 2a und 2b gezeigten Verhältnis, angenommen, daß die in Fig. 4a gezeigten Tonwellenformabtastdaten einem Digitalfilter zugeführt werden, das mit einer Abtastzeit operiert, deren Frequenz Mmal die Abtastfrequenz fs der Tonwellenformabtastdaten ist, so daß M Perioden ts/M der Frequenz M fs in eine Periode ts = 1/f s der Abtastfrequenz fs eingehen, und daß Abtastdaten nicht bei sämtlichen der M Filteroperationszeitpunkte während einer Abtastzeit der Tonwellenformabtastdaten von Fig. 4a erzeugt werden, sondern daß Abtastdaten bei einem einzigen Zeitpunkt unter den M Filteroperationszeitpunkten während einer Periode ts der Abtastfrequenz fs erzeugt werden, während der Abtastwert bei den verbleibenden M - 1 Zeitpunkten "0" wird. Ein solches Beispiel, bei dem die Abtastwerte der Tonwellenformabtastdaten von Fig. 4a bei einem Zeitpunkt von einem pro M unter den Abtastzeitpunkten der Frequenz M fs ist, während der Abtastwert bei den verbleibenden M - 1 pro M Zeitpunkten "0" wird, ist in Fig. 4b dargestellt. Wenn die Teilerzahl des Dezimalbereichs FAD des Adreßsignals (d.h. die Zahl, die durch Teilen von 1 durch die Mindesteinheit des Dezimalbereichs FAD errechnet wird, z.B. ist die Teilerzahl 10, wenn die Mindesteinheit des Dezimalbereichs FAD 0,1 ist) durch d dargestellt ist, besteht das Verhältnis M = d.
Angenommen, Filteroperationen von M Ordnungen werden in bezug auf die in Fig. 4b gezeigten Tonwellenformabtastdaten durchgeführt (wobei m eine gewünschte Zahl ist, die zum Errichten von Filtercharakteristiken bestimmt ist), kann ein Filterausgangssignal von genauer Auflösung ähnlich dem in Fig. 2c gezeigten in bezug auf die Tonwellenabtastdaten von Fig. 4b erhalten werden, indem die Filteroperationen bei Abtastzeiten der Frequenz M fs durchgeführt werden, wobei, wie zuvor in bezug auf Fig. 2 beschrieben, alle Filterkoeffizienten von m Ordnungen verwendet werden. Dies erfordert jedoch die Operation des Digitalfilters bei der Abtastfrequenz M fs mit hoher Rate und darüber hinaus müssen die Filteroperationen tatsächlich in bezug auf Filterkoeffizienten von allen Ordnungen, die in diesem Filter eingestellt sind, durchgeführt werden. Dies ist von Nachteil und kann bei der Erfindung nicht übernommen werden. Anstatt dieses Verfahren anzuwenden, wendet die Erfindung die Tatsache an, daß die Operation der Abtastdaten, deren Abtastwert "0" ist, und ein entsprechender Filterkoeffizient eigentlich nicht notwendig sind, und daher entfällt diese Operation und darüber hinaus wird eine Filteroperation durchgeführt, ohne eine Abtastfrequenz von besonders hoher Rate zu verwenden.
Erfindungsgemäß kann ein Entfallen dieser nicht notwendigen Operation erreicht werden, indem das Adreßsignal in den Ganzzahlbereich IAD und den Dezimalbereich FAD geteilt wird und die Tonwellenformabtastdaten entsprechend dem Ganzzahlbereich IAD erzeugt werden, während die Filterkoeffizienten für die Digitalfilteroperation entsprechend dein Dezimalbereich FAD ausgewählt und geliefert werden. Mit anderen Worten; es ist ein Merkmal der Erfindung, daß die Erzeugung von Tonwellenformabtastdaten mit einer relativ groben Auflösung entsprechend dem Ganzzahlbereich IAD durchgeführt wird, während die Digitalfilteroperation mit einer feinen Auflösung entsprechend dem Dezimalbereich FAD durchgeführt wird. Im einzelnen werden durch Auswählen von Filterkoeffizienten entsprechend dem Dezimalbereich FAD des Adreßsignals Ordnungen von Filterkoeffizienten, die den Tonwellenformabtastdaten bei Abtastpunkten einer groben Abtastzeit entsprechend dem Ganzzahlbereich IAD entsprechen, bestimmt, als würde die Filteroperation bei einer feinen Abtastzeit durchgeführt, was die aktuelle Phase CAD des Adreßsignals, das aus dem Ganzzahlbereich IAD und dem Dezimalbereich FAD besteht, anbelangt. Mit anderen Worten; das entsprechende Verhältnis zwischen Abtastdaten bei Abtastpunkten, die dem Ganzzahlbereich IAD entsprechen, und den Ordnungen der Filterkoeffizienten wird entsprechend dem Dezimalbereich FAD des Adreßsignals bestimmt, wodurch die Ordnungen von Filterkoeffizienten, die der feinen Abtastzeit entsprechen, wobei in dem angenommenen Fall von Fig. 4b "0" als Abtastwert eingesetzt worden ist, bestimmt werden können, und, in bezug auf diese Ordnungen, können die Ordnungen der Filterkoeffizienten derart behandelt werden, daß ihre Produkte "0" sind, so daß Filterkoeffizienten, die Ordnungen für Abtastdaten mit effektiven Werten entsprechen, nur überspringend verarbeitet werden müssen. Somit sind erfindungsgemäß die Filterkoeffizienten, die die Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung 3 in der Filteroperation der Ordnungen m liefern soll, nicht sämtlich Koeffizientendaten, die den Filterkoeffizientendaten der Ordnungen m entsprechen, sondern n Koeffizienten unter ihnen (n< m) brauchen nur entsprechend dem Dezimalbereich FAD des Adreßsignals ausgewählt und geliefert zu werden.
Was M bei der Abtastfrequenz M fs der angenommenen Digitalfilteroperation betrifft, so ist M = d (die Teilerzahl des Dezimalbereiches FAD) und die angenommenen Abtastdaten von Fig. 4b sind solche, bei denen die Abtastdaten nur zu einem Zeitpunkt unter den angenommenen Filteroperationszeitpunkten, die durch Teilen eines Abtastintervalls der Tonwellenformabtastdaten von Fig. 4a durch M = d erhalten werden, erzeugt werden, und wobei der Abtastwert bei den verbleibenden d - 1 Zeiten "0" ist. Entsprechend haben die Abtastdaten von Fig. 4b nur bei einem Zeitpunkt unter den angenommenen Operations zeitpunkten, die durch Teilen eines Abtastintervalls der Tonwellenformabtastdaten von Fig. 4a durch d erhalten werden, einen effektiven Abtastwert, und eine tatsächliche Operation muß nur in bezug auf diesen angenommenen Filteroperationszeitpunkt durchgeführt werden. Entsprechend kann das oben beschriebene n aus dem Verhältnis n = m/d bestimmt werden, so daß die Ordnungen von n, die sequentiell mit dem Intervall von d beabstandet sind, entsprechend dem Dezimalbereich FAD des Adreßsignals ausgewählt werden können. Die Operation braucht nur einmal alle d Zeitpunkte unter den Zeitpunkten der Abtastfrequenz M fs = d fs der angenommenen Digitalfilteroperation durchgeführt zu werden, und es ist nicht erforderlich, die Operation bei anderen Zeitpunkten durchzuführen. Mit anderen Worten, die Einheitverzögerung der Abtastdaten braucht nicht bei der Abtastfrequenz M fs = d fs durchgeführt zu werden, sondern kann bei der Abtastfrequenz fs durchgeführt werden, so daß die tatsächliche Filteroperation bei der Abtastfrequenz fs mit niedriger Rate durchgeführt werden kann, obwohl im wesentlichen eine genaue Filteroperation bei der Abtastfrequenz M fs = d fs durchgeführt wird. Im Zusammenhang damit ist, obwohl die Abtastdaten gemäß Fig. 4b angenommen werden, das Abtasten einmal alle d Takte der Abtastfrequenz M fs = d fs und das Einsetzen des Abtastwertes "0" von d - 1 Zeit eigentlich gar nicht erforderlich, sondern die entsprechend dem Ganzzahlbereich IAD des Adreßsignals in Reaktion auf die Abtastfrequenz fs erzeugten Abtastdaten können direkt verwendet werden.
Dies wird in den Figuren weiter dargestellt. Die erfindungsgemäße Filteroperation ist gleichwertig dem Durchführen einer Filteroperation in bezug auf die Abtastdaten gemäß Fig. 4b entsprechend der aktuellen Phase CAD des Adreßsignals. In diesem Fall ist ein Beispiel der Entsprechung zwischen den Abtastdaten von Fig. 4b und den jeweiligen Ordnungen (0te Ordnung bis m - 1te Ordnung) der Filterkoeffizienten der Ordnungen in in Fig. 4c dargestellt. Fig. 4c zeigt in Form einer Hüllkurve ein Beispiel einer Impulsantwort der Tiefpaßfiltercharakteristiken eines FIR- (endliche Impulswort) Filters der Ordnungen m. Die Frequenzdomäne dieses FIR-Filters ist M fs = d fs und die Sperrfrequenz der Tiefpaßfiltercharakteristik ist auf fs/2 eingestellt, um die Abtastfrequenz fs betreffendes Fremdrauschen zu entfernen. Bei dieser Impulsantwort wird angenommen, daß eine vorbestimmte Referenzordnung (z.B. die Ordnung im Zentrum) der aktuellen Phase CAD des Adreßsignals entspricht. Bei der Filteroperation wird eine Faltung zwischen den Abtastdaten von Fig. 4b und den Filterkoeffizienten von Fig. 4c erreicht. In diesem Fall wird die Filteroperation in bezug auf Abtastdaten, deren Wert unter den Abtastdaten von Fig. 4b in der Frequenzdomäne von d fs "0" ist, nicht durchgeführt. Mit anderen Worten; die Operation wird zwischen den Abtastdaten mit den effektiven Abtastwerten in Fig. 4b und den Filterkoeffizienten nur der Ordnungen, die den Abtastdaten entsprechen, durchgeführt. Aus dem Verhältnis n = m/d ergibt sich, daß die Anzahl der Abtastdaten mit effektiven Werten in der Faltung der Ordnungen m n ist. Bei dem dargestellten Beispiel sei angenommen, daß m = 96, d = 16 und n = 6 ist. Eine Faltungssumme, die durch eine entsprechend der aktuellen Phase CAD des Adreßsignals durchgeführten Filteroperation errechnet wurde, ist in Fig. 4d durch eine durchgezogene Linie dargestellt. Wie teilweise durch eine punktierte Linie in Fig. 4d dargestellt, wird eine solche Faltungssumme auf die gleiche Weise wie in Fig. 2c gezeigt in der Frequenzdomäne von d fs dicht erzeugt. Da diese Faltung in der gleichen Weise wie zuvor beschrieben tatsächlich nur in bezug auf Abtastdaten von n = 6 durchgeführt wird, wird der Pegel des Filterausgangssignals auf 1/d = 1/16 des ursprünglichen Pegels verringert. Diese Verringerung des Pegels kann kompensiert werden, wenn der Pegel des Filterausgangssignals mit d = 16 multipliziert wird. Alternativ kann die Filteroperation unter Verwendung eines Filterkoeffizienten mit einem Pegel von d = 16 mal durchgeführt werden.
Fig. 4e zeigt ein Beispiel der Amplituden-Frequenz-Eigenschaften des FIR-Tiefpaßfilters mit der Impulsantwort von Fig. 4c. Aus dieser Figur kann ermittelt werden, daß die Komponenten der Sperrfrequenzdomäne auf unter - 80 dB gedämpft werden. Dies sind relativ sehr genaue Filtercharakteristiken. Fig. 5a ist ein Diagramm, das die tatsächlich gemessenen Amplituden-Frequenz-Eigenschaften eines derartigen FIR-Tiefpaßfilters zeigt. Fig. 6 zeigt das tatsächlich gemessene Spektrum eines sinusförmigen Wellensignals, das das FIR-Tiefpaßfilter mit den Eigenschaften von Fig. 5 passiert. Wie aus dieser Figur hervorgeht, werden Geräuschkomponenten, die nicht zu der Grundwelle gehören, mit Bestimmtheit auf unter - 80 dB gedämpft.
Bei Zusammenfassung der in den Fign. 4a - 4c dargestellten Verhältnisse entsprechen die jeweiligen Ordnungen (von der 0ten Ordnung bis zur m - 1ten Ordnung) der Filterkoeffizienten der Ordnungen m den stetigen Werten des Adreßsignals mit der Auflösung des Dezimalbereichs FAD und eine vorbestimmte Referenzordnung (z.B. Ordnung k im Zentrum) entspricht der Position des Dezimalbereichs FAD des aktuellen Adreßsignals (d.h. der Position der aktuellen Phase CAD). Ordnungen von n, die von der Referenzordnung um Größen beabstandet sind, die den Abständen der jeweiligen Ganzzahlbereiche IAD von n Abtastpunkten in bezug auf den Dezimalbereich FAD des aktuellen Adreßsignals entsprechen, werden überspringend bestimmt und n Filterkoeffizienten, die den entsprechend dem Dezimalbereich des aktuellen Adreßsignals bestimmten n Ordnungen entsprechen, werden von der Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung 3 geliefert.
Wenn beispielsweise die der aktuellen Phase CAD des Adreßsignals entsprechende Referenzordnung die Ordnung k am Zentrum ist (beispielsweise wird angenommen, daß die Ordnung k im Zentrum die 47ste Ordnung ist, wenn m = 96 ist, d.h. alle Ordnungen reichen von der 0ten zur m - 1ten = 95sten) und n 6 ist, sind "jeweilige Ganzzahlbereiche IAD des aktuellen Adreßsignals" Ganzzahlbereiche von f = 6 Abtastpunkten vor und hinter dem Ganzzahlbereich IAD des aktuellen Adreßsignals, d.h. IAD - 2, IAD - 1, IAD, IAD + 1, IAD + 2 und IAD + 3 gemäß Fig. 4a. Ordnungen von n = 6, die von der Referenzordnung (k = 47ste) um den Entfernungen der jeweiligen Ganzzahlbereiche von n Abtastpunkten entsprechende Werte beabstandet sind, d.h. IAD - 2, IAD - 1, IAD, IAD + 1, IAD + 2 und IAD + 3, werden im allgemeinen überspringend wie folgt bestimmt:
IAD - 2 entsprechende Ordnung: k - FAD - 2d
IAD - 1 entsprechende Ordnung: k - FAD - d
IAD entsprechende Ordnung: k - FAD
IAD + 1 entsprechende Ordnung: k - FAD + d
IAD + 2 entsprechende Ordnung: k - FAD + 2d
IAD + 3 entsprechende Ordnung: k - FAD + 3d
Das obige ist lediglich ein Beispiel und selbstverständlich sind verschiedene Definitionen möglich. Bei der obigen Definition können in Abhängigkeit von der Bestimmung von k, d und n verschiedene singuläre Lösungen erzeugt werden. Wenn beispielsweise k unter der gleichen Bedingung 46 ist, muß die IAD - 3 entsprechende Ordnung, die 3 Abtastungen vor dem Ganzzahlbereich IAD des aktuellen Adreßsignals liegt, unter der Definition von k - FAD - 3d bestimmt werden.
Bei der Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung 3 werden die Ordnungen n entsprechend dem Dezimalbereich FAD des aktuellen Adreßsignals mittels der oben beschriebenen Tabelle oder einer Operationsschaltung, die die obige Formel verwendet, bestimmt, und Koeffizientendaten, die den so bestimmten n Ordnungen entsprechen, werden geliefert.
Ein Beispiel der inneren Struktur dieser Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung 3 und der Digitalfilteroperationseinrichtung 4 ist in Fig. 7 im einzelnen dargestellt. Die Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung 3 weist eine Filterkoeffizientenerzeugungseinrichtung 3a, die Filterkoeffizienten der Ordnungen m (von der 0ten zur m - 1ten) erzeugt, und eine Auswähleinrichtung 3b auf, die n Filterkoeffizienten aus diesen Filterkoeffizienten der Ordnungen m entsprechend dem Wert des Dezimalbereichs FAD des Adreßsignals auswählt. Die Auswähleinrichtung 3b unfaßt beispielsweise die oben beschriebene Tabelle und bestimmt anhand dieser Tabelle die Ordnungen k - FAD - 2d, k - FAD - d, k - FAD, k - FAD + d, k - FAD + 2d und k - FAD + 3d entsprechend den jeweiligen Ganzzahlbereichen IAD - 2, IAD - 1, IAD, IAD + 1, IAD + 2 und IAD + 3 von n Abtastpunkten, und wählt dadurch die Filterkoeffizienten h(i - 2d), h(i - d), h(i), h(i + d), h(i + 2d) und h(i + 3d) aus und liefert sie, und zwar entsprechend den überspringend bestimmten Ordnungen.
In Fig. 7 besteht die Digitalfilteroperationseinrichtung 4 aus einem FIR-Filter und weist eine Verzögerungseinrichtung 4a auf, die die von der Tonwellenformdatenerzeugungseinrichtung 2 in Reaktion auf den Ganzzahlbereich IAD des Adreßsignals erzeugten Tonwellenformdaten um den Taktimpuls (fs) der Abtastfrequenz fs verzögert. Diese Verzögerungseinrichtung 4a liefert Abtastdaten X(Ii - 2), X(Ii - 1), X(Ii), x(Ii + 1), X(Ii + 2) und X(Ii + 3) entsprechend den jeweiligen Ganzzahlbereichen IAD - 2, IAD - 1, IAD, IAD + 1, IAD + 2 und IAD + 3. Diese Abtastdaten X(Ii - 2), X(Ii - 1), X(Ii), X(Ii + 1), X(Ii + 2) und X(Ii + 3) werden Vervielfachern 4b1 - 4b6 zugeführt, wo sie mit den Filterkoeffizienten h(i - 2d), h(i - d), h(i), h(i + d), h(i + 2d) und h(i + 3d) multipliziert werden. Die Ausgangssignale der Vervielfacher 4b1 - 4b6 werden von einer Additionseinrichtung 4c zusammenaddiert und das Ausgangssignal der Additionseinrichtung 4c wird als Ausgangssignal des FIR- Filters geliefert. Da die Abtastdaten X(Ii), die als aktueller Abtastpunkt behandelt werden, von der Verzögerungseinrichtung 4a verzögert werden, können die von der Auswähleinrichtung 3b gelieferten Filterkoeffizienten h(i - 2d) - h(i + 3d) entsprechend der Verzögerung der Abtastdaten X(Ii) in geeigneter Weise verzögert sein und anschließend den Vervielfachern 4b1 - 4b6 zugeführt werden.
Die oben beschriebenen Relationen in den Fign. 4a - 4c in einem alternativen Ausdruck zusammenfassend, wird n (n = 6 bei dem obigen Beispiel) auf der Basis des Verhältnisses n = m/d entsprechend der Teilerzahl d des Dezimalbereichs des Adreßsignals (d = 16 bei dem obigen Beispiel) bestimmt, n zu bestimmende Filterkoeffizienten bestehen aus Koeffizienten, die jeweils n Ordnungen entsprechen, die sequentiell mit einem Intervall d beabstandet sind, die n Ordnungen werden entsprechend den Werten des Dezimalbereichs FAD des aktuellen Adreßsignals bestimmt, wodurch n Filterkoeffizienten, die n entsprechend dem Dezimalbereich FAD des aktuellen Adreßsignals bestimmten Ordnungen entsprechen, von der Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung 3 geliefert werden.
Auf die vorstehende Weise braucht die Filteroperation erfindungsgemäß nur in bezug auf die Koeffizientendaten von n = m/d bei der Faltungsoperation der Filter von m Ordnungen durchgeführt zu werden, anstatt die Filteroperation in bezug auf die Koeffizientendaten aller der m Ordnungen durchzuführen. Entsprechend kann der Bereich der Operation auf 1/d verringert werden. Darüber hinaus kann, trotz der Tatsache, daß die Abtastfrequenz bei der tatsächlichen Operation fs ist, ein Ergebnis erzielt werden, das äquivalent zu der Durchführung einer Digitalfilteroperation mit einer hohen Auflösung von d fs ist.
Nunmehr erfolgt die Beschreibung der Verbesserung bei der Genauigkeit der Filteroperation ohne eine übermäßige Vergrößerung des Maßes der Schaltungskonstruktion. Zur Durchführung von Filteroperationen von q m Ordnungen, d.h. bei der Verwendung von Filterkoeffizienten von m Ordnungen und der Durchführung des q-fachen an Filteroperationen, wird eine Interpolation mit der Auflösung von q zwischen benachbarten der Filterkoeffizienten von m Ordnungen durchgeführt, wodurch die Filterkoeffizienten von q m Ordnungen dicht erzeugt werden. Durch eine solche q- fache Interpolation bewirkt die äquivalente Abtastfrequenz bei der Digitalfilteroperation eine hohe Auflösung von q d fs, so daß die Filterordnungen q m werden, wodurch die Genauigkeit der Filteroperation stark verbessert werden kann.
Ein spezielleres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf Fig. 8 beschrieben.
Bei dem Ausführungsbeispiel von Fig. 8 ist die Teilerzahl des Dezimalbereichs FAD des Adreßsignals d = 16, die Filterordnungen m sind m = 96 und n = 6. Ferner wird eine Interpolation der Auflösung q = 4 zwischen benachbarten der Filterkoeffizienten von m Ordnungen durchgeführt und die Filterkoeffizienten von q m Ordnungen = 384 Ordnungen werden dicht erzeugt. Daher besteht der Dezimalbereich FAD des Adreßsignals grundlegend aus 4 - Bit-Daten, entsprechend der Teilerzahl d = 16 = 2&sup4;, und weniger signifikante 2 Bits werden hinzuaddiert, so daß ein Interpolationsschritt der Auflösung q = 4 bestimmt wird. Entsprechend besteht bei diesem Ausführungsbeispiel der Dezimalbereich FAD des Adreßsignals aus 6-Bit-Daten. Die Abtastfrequenz ist auf fs = 50 kHz festgelegt und ein Tonsignal wird nicht synchron mit der Tonhöhe erzeugt. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist das Digitalfilter als FIR-Filter mit Tiefpaßfiltercharakteristiken zur Entfernung von Fremdrauschen wie bei dem zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel ausgebildet.
Eine Tastatur 10 weist Tasten zum Bestimmen der Tonhöhe der zu erzeugenden Töne auf. Die in der Tastatur 10 gedrückten Tasten werden von einem Tastenzuordner 11 erkannt und die Töne werden entsprechend den gedrückten Tasten in einem von mehreren Tonerzeugungskanälen erzeugt. Die Zahl der Tonerzeugungskanäle beträgt beispielsweise 8 und die jeweiligen Kanäle werden durch Verwenden einer gemeinsamen Tonerzeugungseinrichtung auf Time-Sharing-Basis errichtet. Der Tastenzuordner 11 erzeugt einen Tastenkode KC von den jeweiligen Kanälen zugeordneten Tasten, ein Anschlag-Signal KON und einen Anschlag-Impuls KONP auf Time-Sharing-Basis entsprechend der Kanalzeitsteuerung.
Eine Adreßsignalerzeugungsschaltung 12 empfängt den Tastenkode KC und den Anschlag-Impuls KONP von dem Tastenzuordner 11 und erzeugt daraufhin ein Adreßsignal, das sich mit einer Rate ändert, die den Tonhöhen der den jeweiligen Kanälen auf einer Time-Sharing-Basis entsprechend der Kanalzeitsteuerung zugewiesenen Tasten entspricht. Dieses Adreßsignal besteht, wie oben beschrieben, aus dem Ganzzahlbereich IAD und dem Dezimalbereich FAD. Der Ganzzahlbereich IAD besteht beispielsweise aus 18-Bit-Daten und bestimmt stetige Abtastpunkte einer aus mehreren Perioden bestehenden Tonwellenform, die in einem Tonwellenformspeicher 13 erzeugt wird. Der Dezimalbereich FAD besteht, wie oben beschrieben, aus 6-Bit-Daten. Beispielsweise speichert der Tonwellenformspeicher 13 Daten von mehreren Periodenwellenformen eines Anklangbereiches und Daten von mehreren Periodenwellenformen eines Haltebereiches, und die Adreßsignalerzeugungsschaltung 12 erzeugt das Adreßsignal, wobei die Daten aus den mehreren Periodenwellenformen des Anklangbereiches unter Verwendung des Anschlag-Impulses KONP als Trigger einmal ausgelesen werden und anschließend die Daten der mehreren Periodenwellenformen des Haltebereiches wiederholt ausgelesen werden. Was die Art des Erzeugens des Adreßsignals in der Adreßsignalerzeugungsschaltung 1 angeht, kann jedes beliebige Verfahren angewandt werden, darunter eines, bei dem die Frequenzzahl wiederholt verarbeitet wird, ein variables Frequenzteilungsverfahren und ein Verfahren, bei dem ein Notentakt gezählt wird.
In Verbindung mit der Tastatur 10 ist eine Berührungserkennungsvorrichtung 14 zur Erkennung der Berührung der gedrückten Taste vorgesehen.
Der Tonwellenformspeicher 13 speichert beispielsweise Abtastdaten von mehreren Periodenwellenformen, wie oben beschrieben. Der Tonwellenformspeicher 13 speichert mehrere Sätze derartiger Wellenformabtastdaten in einer Klangfarbenauswählschaltung 15 entsprechend den auswählbaren Klangfarben. Ferner kann der Tonwellenformspeicher 13 mehrere Sätze Wellenformabtastdaten zur tastenabhängigen Steuerung einer Klangfarbe entsprechend der Tonhöhe oder zur Steuerung einer Klangfarbe entsprechend einer Tastenberührung speichern. Zu diesem Zweck werden der Klangfarbenauswählkode TC, der Tastenkode KC und die Berührungsdaten TD dem Tonwellenformspeicher 13 zugeführt und eine aus zulesende Wellenform wird entsprechend diesen Daten ausgewählt und in Reaktion auf den Ganzzahlbereich IAD des Adreßsignals ausgelesen.
Die Daten des Ganzzahlbereichs IAD des von der Adreßsignalerzeugungsschaltung 12 erzeugten Adreßsignals werden einem Phasenadreßeingang des Tonwellenformspeichers 13 zugeführt, nicht unmittelbar, sondern durch Operatoren (Subtrahiereinrichtung 16 und Addiereinrichtung 17). Diese Operatoren 16 und 17 führen eine Funktion aus, die äquivalent zu der der Abtastdatenverzögerungseinrichtung in dem Digitalfilter (einem entsprechend 4a in Fig. 7) ist. Im einzelnen werden bei diesem Ausführungsbeispiel die den jeweiligen Ganzzahlbereichen IAD - 2, IAD - 1, IAD, IAD + 1, IAD + 2 und IAD + 3 von n (= 6) Abtastpunkten entsprechenden Abtastdaten nicht durch tatsächliches Verzögern der von dem Tonwellenformspeicher 13 erzeugten Abtastdaten erzeugt, sondern diese den jeweiligen Ganzzahlbereichen entsprechenden Abtastdaten werden durch Erzeugung von Adreßdaten, und zwar auf Time-Sharing-Basis, der jeweiligen Ganzzahlbereiche IAD - 2, IAD - 1, IAD, IAD + 1, IAD + 2 und IAD + 3 von n (= 6) Abtastpunkten durch Addieren von -2, -1, 0, +1, +2 und +3 zu den Daten des Ganzzahlbereichs IAD des Adreßsignals auf Time-Sharing-Basis und durch Zugriff auf den Speicher 13 durch diese Adreßdaten errechnet.
Insbesondere Fig. 9 zeigt eine Operationszeitsteuerung zur Durchführung dieser Operation. In Fig. 9 bezeichnet CAC einen Berechnungszyklusimpuls, der mit einer Periode der Abtastfrequenz fs = 50 kHz erzeugt wird. Die Zeitteilungszeiten CH1 - CH8 von 8 Kanälen werden durch Teilen einer Periode dieses Impulses durch 8 und die Filteroperationszeitschlitze für 6 Ordnungen werden durch Teilen des Zeitteilungszeitschlitzes jedes Kanals durch 6 gebildet. Eine Periode des Filteroperationszeitschlitzes ist eine Periode des Mastertaktimpulses MC. Durch Zählen dieses Mastertaktimpulses MC von einem Zähler des Modulos 6 werden Schlitzzähldaten SLCTR erhalten, die die Filteroperationszeitschlitze 0, 1, 2, 3, 4 und 5 in einem Kanalzeitschlitz unterscheiden. SMC bezeichnet einen Filteroperationszyklusimpuls, dessen eine Periode mit einem Kanalzeitschlitz synchronisiert. Wenn der Berechnungszyklusimpuls CAC 50 kHz ist, ist der Filteroperationszyklusimpuls SMC 400 kHz und der Mastertaktimpuls MC 2,4 MHz. Diese Impulse und Zähldaten werden von einem Mastertaktgenerator 22 und einer Zeitsteuerungssignalerzeugungsschaltung 23 erzeugt.
Die Subtrahiereinrichtung 16 subtrahiert 2 von IAD, um einen Wert des Ganzzahlbereiches IAD - 2 zu erhalten, der zwei Abtastpunkte vor dem Ganzzahlbereich IAD des aktuellen Adreßsignals liegt. Die so erhaltenen Daten IAD - 2 werden der Addiereinrichtung 17 zugeführt, in der die Schlitzzähldaten SLCTR addiert werden. Da sich die Schlitzzähldaten SLCTR 0, 1, 2, 3, 4, 5 innerhalb eines Kanalzeitschlitzes verändern, wie in Fig. 9 gezeigt, werden die Adreßdaten der jeweiligen Ganzzahlbereiche IAD - 2, IAD - 1, IAD, IAD + 1, IAD + 2 und IAD + 3 von 6 Abtastpunkten von der Addiereinrichtung 17 auf einer Time-Sharing-Basis entsprechend 6 Filteroperationszeitschlitzen 0, 1, 2, 3, 4 und 5 innerhalb eines Kanalzeitschlitzes erzeugt. Dementsprechend werden den jeweiligen Ganzzahlbereichen IAD - 2, IAD - 1, IAD, IAD + 1, IAD + 2 und IAD + 3 dieser 6 Abtastpunkte entsprechende Abtastdaten aus dein Speicher 13 auf einer Time- Sharing-Basis ausgelesen.
Die aus dem Speicher 13 ausgelesenen Abtastdaten werden einem zur Filterkoeffizientenmultiplikation vorgesehenen Vervielfacher 18 zugeführt. Die Filterkoeffizienten werden von einer Filterkoeffizienten-Lieferschaltung 24 auf eine später zu beschreibende Weise in Reaktion auf den Dezimalbereich FAD des Adreßsignals geliefert. Das Ausgangssignal des Vervielfachers 18 wird einem Akkumulator 19 zugeführt, in dem die Faltungssumme errechnet wird. Dieser Akkumulator 19 führt die Akkumulation zu einem Zeitpunkt des Mastertaktimpulses MC durch (d.h., bei jedem Schritt der Schlitzzähldaten SLCTR) und wird zu einem Zeitpunkt des Filteroperationszyklusimpulses SMC gelöscht. Unmittelbar vor Löschung des akkumulierten Wertes wird die durch die aktuelle Operation errechnete Faltungssumme von einer Halteschaltung 20 gehalten. Der die Subtrahiereinrichtung 16, die Addiereinrichtung 17, den Vervielfacher 18, den Akkumulator 19 und die Halteschaltung 20 aufweisende Teil entspricht einer Digitalfilteroperationsschaltung 21 vom FIR-Typ.
Die Filterkoeffizienten-Lieferschaltung 24 weist Filterkoeffizientenspeicher 25 und 26, die jeweils Filterkoeffizienten von in = 96 Ordnungen ( von der 0ten Ordnung bis zur 95sten Ordnung) speichern, eine Auswähleinrichtung 27 zum Auswählen von n = 6 Filterkoeffizienten aus den Filterkoeffizienten von 96 Ordnungen entsprechend dein Wert des Dezimalbereichs FAD des Adreßsignals, und eine Interpolationsschaltung 28 auf. Die Filterkoeffizientenspeicher 25 und 26 von 2 Kanälen sind von gänzlich gleichem Aufbau und zur parallelen Erzeugung von benachbarten 2 Filterkoeffizienten zur Interpolation in der Interpolationsschaltung 28 vorgesehen. Die Impulsantwort der in diesen Filterkoeffizientenspeichern 25 und 26 gespeicherten Filterkoeffizienten ist beispielsweise wie in der oben beschriebenen Fig. 4c. Die durch diese Impulsantwort realisierten Filtercharakteristiken sind beispielsweise Tiefpaßfiltercharakteristiken, wie in Fig. 4e oder Fig. 5 gezeigt, mit der Frequenz von fs/2 = 25 kHz, was der Hälfte der Abtastfrequenz fs = 50 kHz entspricht, die als Sperrfrequenz verwendet wird.
In Reaktion auf den Wert des Dezimalbereiches FAD des Adreßsignals bestimmt die Auswähleinrichtung 27 Ordnungen k - FAD - 2d, k - FAD - d, k - FAD, k - FAD + d, k - FAD + 2d und k - FAD + 3d entsprechend den jeweiligen Ganzzahlbereichen IAD - 2, IAD - 1, IAD, IAD + 1, IAD + 2 und IAD + 3 von n = 6 Abtastpunkten und liest selektiv die Filterkoeffizienten h(i- 2d), h(i - d), h(i), h(i + d), h(i + 2d) und h(i + 3d) aus den Filterkoeffizientenspeichern 25 und 26 aus, wobei sie die bestimmten Ordnungen als Adreßsignale verwendet. Die Auswähleinrichtung 27 weist eine Subtrahiereinrichtung 29, einen Vervielfacher 30 und eine Addiereinrichtung 31 zur Durchführung dieser Bestimmung durch arithmetische Operation auf.
Die am weitesten links angeordneten 4-Bit-Daten des Dezimalbereichs FAD des Adreßsignals werden zur Durchführung der Subtraktion von "15 - FAD" der Subtrahiereinrichtung 29 zugeführt. Dem Vervielfacher 30 werden zur Durchführung der Multiplikation von "16 x SLCTR" die Schlitzzähldaten SLCTR zugeführt. Das Ausgangssignal der Subtrahiereinrichtung 29 und das Ausgangssignal des Vervielfachers 30 werden von der Addiereinrichtung 31 zusammenaddiert, welche daraufhin Daten erzeugt, die die oben beschriebenen Ordnungen k - FAD - 2d, k - FAD - d, k - FAD, k - FAD + d, k - FAD + 2d und k - FAD + 3d angeben. Die Ausgangssignale, d.h. die Ordnungen, der Addiereinrichtung 31 entsprechend den Werten 0 - 5 der Schlitzzähldaten SLCTR sind in der folgenden Tabelle 1 dargestellt. Die Tabelle 1 zeigt ferner die Werte der jeweiligen Ganzzahlbereiche IAD - 2, IAD - 1, IAD, IAD + 1, IAD + 2 und IAD + 3 von 6 Abtastpunkten entsprechend diesen Ordnungen. Tabelle 1 Ganzzahlbereich von 6 Abtastpunkten Ausgangssignal der Addiereinrichtung 31 (bestimmte Ordnung)
Es versteht sich, daß, wenn k = 47 und d = 16, die oben definierten Ordnungen k - FAD - 2d, k - FAD - d, k - FAD, k - FAD + d, k - FAD + 2d und k - FAD + 3d so wie in der obigen Tabelle werden. Entsprechend kann die Operationsschaltung in der Auswähleinrichtung 27 generell so aufgebaut werden, daß sie die Operationsformel "k - FAD + (SLCTR - 2) x d" = "47 - FAD + (SLCTR - 2) x 16" ausführt.
Das Ausgangssignal der Addiereinrichtung 31 wird dem Filterkoeffizientenspeicher 25 zugeführt und auch dem Filterkoeffizientenspeicher 26, nachdem 1 von einer Addiereinrichtung 32 hinzuaddiert worden ist. Somit werden 2 Filterkoeffizientendaten benachbarter Ordnungen aus den Filterkoeffizientenspeichern 25 und 26 ausgelesen. Diese 2 Filterkoeffizientendaten werden der Interpolationsschaltung 28 zugeführt und unterliegen der Interpolation mit Interpolationseigenschaften (z.B. lineare Interpolationseigenschaften) von 4 Schritten in Reaktion auf die am weitesten rechts befindlichen 2-Bit-Daten des Dezimalbereichs FAD des Adreßsignals. Entsprechend besteht, obwohl die Speicher 25 und 26 tatsächlich nur Filterkoeffizienten von m = 96 Ordnungen speichern, eine Äquivalenz zu der Erzeugung eines dichten Vorrats an Filterkoeffizienten von q m = 4 x 96 = 384 Ordnungen. Das Ausgangssignal der Interpolationsschaltung 28 wird dem Vervielfacher 18 zugeführt. Durch die 4malige Interpolation werden die Ordnungen der von der Interpolationsschaltung 28 zu Zeitpunkten der Schlitzzähldaten SLCTR gelieferten Filterkoeffizienten in die in der folgenden Tabelle 2 gezeigten Werte verändert: Tabelle 2 Ganzzahlbereich von 6 Abtastpunkten Ordnungen der Ausgangssignale der Interpolationsschaltung 28
In Tabelle 1 ist FAD Modulo 16 (d = 16), wogegen in Tabelle 2 FAD Modulo 64 (d = 64) ist.
Das von der Halteschaltung 20 gelieferte Filteroperationsausgangssignal wird einem Vervielfacher 33 zugeführt, in dem es mit einem von einem Hüllkurvengenerator 34 gelieferten Amplitudenhüllkurvensignal multipliziert wird. Der Hüllkurvengenerator 34 erzeugt in Reaktion auf das Anschlag-Signal KON ein Hüllformsignal, das in Reaktion auf den Tastenkode KC, den Klangfarbenauswählkode TC und die Berührungsdaten TD gesteuert wird. Das Ausgangssignal des Vervielfachers 33 wird einem Akkumulator 35 zugeführt, in dem die Summe der Abtastdaten aller Kanäle erhalten wird. Dieser Akkumulator 35 führt die Akkumulation unter Zeitsteuerung des Filteroperationszyklusimpulses SMC (d.h. bei jeder Kanalzeitsteuerung) durch und wird unter Zeitsteuerung des Berechnungszyklusimpulses CAC gelöscht. Unmittelbar bevor der Löschung des akkumulierten Wertes wird die Summe der Abtastdaten aller Kanäle von einer Halteschaltung 36 gehalten.
Die Abtastfrequenz eines von der Halteschaltung 36 gelieferten Tonsignals ist fs = 50 kHz und die Entfernung von Fremdraushen wird durch Filtern mit Tiefpaßfiltercharakteristiken in der Digitalfilteroperationsschaltung 21 gewährleistet, wobei die Frequenz von fs/2 = 25 kHz als Sperrfrequenz verwendet wird. Das Ausgangssignal der Halteschaltung 36 wird von einem Digital-Analog-Umsetzer 37 in ein Analogsignal umgesetzt und dieses wird anschließend einem Tonsystem 38 zugeführt. Das Ausgangssignal der Halteschaltung 36 wird ferner einer Digitaleffektschaltung 39 zugeführt, die zum Weitergeben von musikalischen Effekten, wie beispielsweise Nachhall, Echo und anderen musikalischen Effekten vorgesehen ist, und das mit den musikalischen Effekten versehene Signal wird von einem Digital-Analog-Umsetzer 37 in ein Analogsignal umgesetzt und dem Tonsystem 38 zugeführt.
Die oben beschriebene Verringerung bei dem Pegel des Filterausgangssignals auf 1/d = 1/16 des ursprünglichen Pegels kann bewältigt werden, indem Filterkoeffizienten mit einem Pegel, der 16 mal so hoch ist wie der ursprüngliche Pegel, in den Filterkoeffizientenspeichern 25 und 26 gespeichert werden, oder indem von der Interpolationsschaltung 28 zu dem Vervielfacher 18 gelieferte Koeffizientendaten um 4 Bits nach links verschoben werden.
Nunmehr wird ein Ausführungsbeispiel beschrieben, bei dem die Genauigkeit der Filteroperation verbessert werden kann, ohne das Maß der Schaltungskonstruktion im Vergleich zu der Schaltung von Fig. 8 zu vergrößern.
Bei dem Ausführungsbeispiel von Fig. 8 werden zur Behandlung von Tonwellenformabtastdaten mit der in Fig. 4a gezeigten Abtastfrequenz fs = 50 kHz als Daten der Abtastfrequenz in der betrachteten Domäne von d fs = 16 x 50 = 800 kHz die Abtastdaten mit der Annahme weiterverarbeitet, daß ein Abtastwert "0" mit einer Rate von d - 1 mal pro d mal des Takts von d fs = 800 kHz eingesetzt wird, wobei die Filteroperation in bezug auf die dem Abtastwert "0" entsprechende Ordnung entfällt. Im Gegensatz dazu werden bei dem in Fig. 11 dargestellten Ausführungsbeispiel die Tonwellenformabtastdaten der in Abtastfrequenz fs = 50 kHz, wie in Fig. 4a gezeigt, als Daten interpretiert, die bei der 0ten Ordnung in der Domäne von d fs = 800 kHz, wie in Fig. 10a gezeigt, gehalten werden, und die vereinfachte Filteroperation wird in der gleichen Weise durchgeführt wie bei dem zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel hinsichtlich der Abtastdaten mit effektiven Werten bei allen Abtastpunkten der Abtastfrequenz d fs = 800 kHz.
Fig. 10b zeigt ein Beispiel einer Impulsantwort von Tiefpaßfiltercharakteristiken von m = 96 Ordnungen wie in Fig. 4c. Auf gleiche Weise wie bei dem zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel wird die Faltungssumme der Abtastdaten von Fig. 10a und die Impulsantwort von Fig. 10b dadurch errechnet, daß bewirkt wird, daß die Phase CAD des aktuellen Adreßsignals einer vorbestimmten Referenzordnung k (z.B. einer dazwischenliegenden 47sten Ordnung) entspricht. Diese Faltungssumme kann generell durch die Gleichung ausgedrückt werden:
x(ωs') repräsentiert die Faltungssumme entsprechend der Phase CAD des aktuellen Adreßsignals, h(95 - i) den Filterkoeffizienten und W(i) den Abtastwert in der Domäne von d fs = 800 kHz, d.h. Abtastdaten an den jeweiligen Abtastpunkten in Fig. 10a.
Die Spektrumshüllkurve der in Fig. 10a gezeigten Wellenform ist in Fig. 10c dargestellt. In dieser Spektrumshüllkurve sind nicht notwendige harmonische Komponenten in geeigneter Weise gedämpft. Auch in dem gemäß der obigen Gleichung errechneten Filterausgangssignal sind daher nicht notwendige Fremdkomponenten ausreichend gedämpft.
In der obigen generellen Gleichung ist die Addition von Produkten 96mal erforderlich. Da die gleiche Amplitude d = 16mal in den Wellenformabtastdaten von Fig. 10a fortdauert, kann die Anzahl von Malen der Addition der Produkte auf 7mal verringert werden, wenn die Operation durch paketweises Behandeln der gleichen Amplitude durchgeführt wird, so daß das Maß der Operation auf eines dem des Ausführungsbeispiels von Fig. 8 angenähertes verringert werden kann, in dem die Anzahl der Addition von Produkten 6mal ist. Genauer gesagt, reicht gemäß Fig. 10a, da die gleichen Wellenformabtastdaten zwischen dem Ganzzahlbereich IAD - 2 und dem Ganzzahlbereich IAD - 1 des Adreßsignals d = 16mal andauern, eine einzige Multiplikation des Koeffizienten für die Abtastdaten in diesem Bereich aus. Das gleiche trifft bei Bereichen zwischen IAD - 1 und IAD, IAD und IAD + 1, IAD + 1 und IAD + 2 sowie IAD + 2 und IAD + 3 zu. Da die gleichen Wellenformabtastdaten eine Anzahl von Malen andauern, die geringer ist als d = 16, und zwar in einem Bereich zwischen IAD - 3 und IAD - 2, kann eine einzige Multiplikation des Koeffizienten für diesen Bereich ausreichend sein. Das gleiche trifft auf einen Bereich zwischen IAD + 3 und IAD + 4 zu. Entsprechend kann die Faltung, die äquivalent zu der obigen Gleichung ist, durch eine Addition von Produkten errechnet werden, die 7mal erfolgt.
Zu diesem Zweck werden bei dem Ausführungsbeispiel von Fig. 11 die Filterkoeffizienten der Ordnungen von maximal d = 16 entsprechend den gleichen Wellenformabtastdaten zuvor zusammenaddiert und die Addition der Produkte erfolgt durch eine einzige Koeffizientenoperation durch Behandeln der Gesamtheit der Filterkoeffizienten als einen einzigen Filterkoeffizientendatenwert. Beispielsweise wird, anstatt durch 7malige Multiplikation die Errechnung von W h0 + W h2 + W h3 + W h4 + W h5 + W h6 durchzuführen, die Summe aus h0 + h1 + h2 + h3 + h4 + h5 + h6 zuvor gebildet und die Addition der Produkte wird durch die einzige Multiplikation von W (h0 + h1 + h2 + h3 + h4 + h5 + h6) errechnet.
In Fig. 11 sind die Bauteile, die die gleichen sind wie in Fig. 8, mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Modifizierte Teile sind die Subtrahiereinrichtung 160, der Mastertaktgenerator 220, die Zeitsteuerungssignalerzeugungsschaltung 230 und die Filterkoeffizientenspeicher 250 und 260, die der Subtrahiereinrichtung 16, dem Mastertaktgenerator 22, der Zeitsteuerungssignalerzeugungsschaltung 23 in Fig. 8 entsprechen. Wie oben beschrieben, wird bei diesem Ausführungsbeispiel die 7malige Addition der Produkte in der Filteroperation eines Abtastpunktes durchgeführt, so daß 7 Filteroperationszeitschlitze in einem Kanalzeitschlitz erforderlich sind und die Operationszeitsteuerung gemäß Fig. 12 verändert wird.
In Fig. 12 wird der Berechnungszyklusimpuls CAC bei einer Periode der Abtastfrequenz fs = 50 kHz erzeugt, und diese eine Periode wird durch 8 dividiert, um Zeitteilungszeiten CH1 - CH8 von 8 Kanälen zu bilden wie bei dem zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel. Der Zeitteilungszeitschlitz jedes Kanals jedoch ist durch 7 dividiert in 7 Filteroperationszeitschlitze. Die Schlitzzähldaten SLCTR bei diesem Ausführungsbeispiel sind derart modifiziert, daß 7 Filteroperationszeitschlitze 0, 1, 2, 3, 4, 5 und 6 in einem Kanalzeitschlitz unterschieden werden. Durch Zählen des Mastertaktimpulses MC von einem Zähler vom Modulo 7 werden die Schlitzzähldaten SLCTR erhalten, die in der Lage sind, 7 Filteroperationszeitschlitze 0 - 6 in einem Kanalzeitschlitz zu unterscheiden. Entsprechend wird die Frequenz des Mastertaktimpulses MC auf 2,8 MHz modifiziert. Entsprechend dieser Modifizierung wird die Konstruktion des Mastertaktgenerators 220 und der Zeitsteuerungssignalerzeugungsschaltung 230 modifiziert.
Da in bezug auf die dem Ganzzahlbereich des Adreßsignals von 7 Abtastpunkten entsprechenden Abtastdaten eine einzige Filteroperation durchgeführt wird, werden gesonderte Abtastdaten entsprechend dem Ganzzahlbereich IAD - 3, der drei Abtastpunkte vor dem Ganzzahlbereich IAD des aktuellen Adreßsignals liegt, erforderlich. Die der Subtrahiereinrichtung 16 von Fig. 8 entsprechende Subtrahiereinrichtung 160 wird daher derart modifiziert, daß von dem Ganzzahlbereich IAD des aktuellen Adreßsignals 3 subtrahiert wird, um "IAD - 3" zu erhalten.
Die Filterkoeffizientspeicher 250 und 260 speichern Filterkoeffizientgruppenwerte vor, die den Summen aus einem oder mehreren Filterkoeffizienten unter den Filterkoeffizienten von m 96 Ordnungen entsprechen. In der gleichen Weise wie zuvor beschrieben weisen die Speicher 250 und 260 den gleichen Speicherinhalt auf. Wie in Tabelle 3 gezeigt, sind in den Speichern 250 und 260 111 Sätze von Filterkoeffizientgruppenwerten vorgespeichert, die aus Summen aus Filterkoeffizienten jeder d = 16 Ordnungen in bezug auf alle Ordnungen (bestehend aus 81 Sätzen, die z.B. bei Adressen von 16 - 96 gespeichert sind), Summen von Filterkoeffizienten von weniger als d = 16 Ordnungen für das linke Ende der Impulsantwort gemäß Fig. 10b (bestehend aus 15 Sätzen, die z.B. bei Adressen 1-15 gespeichert sind), und Summen von Filterkoeffizienten von weniger als d = 16 Ordnungen für das rechte Ende der Impulsantwort (ebenfalls aus 15 Sätzen bestehend, die z.B. bei Adressen 97 - 111 gespeichert sind). Bei Adresse 0 ist "0" gespeichert, und dies ist lediglich eine Frage der Konstruktion, was aus dem Grunde erforderlich ist, weil die Auswahleinrichtung 27 zur Erzeugung der Adreßdaten in gleicher Weise konstruiert ist wie in Fig. 8. Die Daten der Zwischenordnung (d.h. 47ste Ordnung), die als Referenz verwendet wird, sind eine Summe der Filterkoeffizienten der 47sten bis zur 62sten Ordnung und diese Daten werden bei Adresse 63 gespeichert. Tabelle 3 Adresse Filterkoeffizientgruppenwerte Filterkoeffizient nur der 0ten Ordnung Summe der Filterkoeffizienten der 0 - ten Ordnung Ordnung Summe der Filterkoeffizienten der 75sten - sten Ordnung Summe der Filterkoeffizienten der 94sten - 95sten Ordnung Filterkoeffizient nur der 95sten Ordnung
Bei dieser Konstruktion stellen die von der Addiereinrichtung 31 der Auswahleinrichtung 27 entsprechend den Werten 0 - 6 der Schlitzzähldaten SLCTR gelieferten Daten nicht selbst Ordnungen dar, sondern Adressen der Filterkoeffizientspeicher 250 und 260, wie in Tabelle 3 gezeigt. Die Werte der von der Addiereinrichtung 31 der Auswahleinrichtung 27 entsprechend den Werten 0 - 6 der Schlitzzähldaten SLCTR in Reaktion auf den Dezimalbereich FAD des Adreßsignals gelieferten Koeffizientspeicheradreßdaten sind in der folgenden Tabelle 4 gezeigt. Diese Tabelle zeigt ferner die entsprechenden Ganzzahlbereiche IAD - 3, IAD - 2, IAD - 1, IAD, IAD + 1, IAD + 2 und IAD + 3 von 7 Abtastpunkten.
Das Konzept des Speicherlesens besteht bei diesem Ausführungsbeispiel, wie bei dem zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel, darin, zu bewirken, daß die Koeffizientendaten, die bei Adresse 63 gespeichert sind, die einer als Referenz verwendeten Zwischenordnung (47ste Ordnung) entspricht, dem Dezimalbereich FAD des aktuellen Adreßsignals entsprechen, überspringend 7 Koeffizientspeicheradressen zu bestimmen, die um Werte von der Referenzadresse 63 beabstandet sind, die den Abständen der jeweiligen Ganzzahlbereiche IAD - 3, IAD - 2, IAD - 1, IAD, IAD + 1, IAD + 2 und IAD + 3 von 7 Abtastpunkten von dem Dezimalbereich FAD dieses aktuellen Adreßsignals entsprechen, und 7 Sätze Filterkoeffizientgruppenwertdaten aus den so bestimmten 7 Koeffizientspeicheradressen auszulesen. Ferner werden, wie bei dem zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel, die Filterkoeffizientgruppenwertdaten benachbarter Adressen parallel aus den beiden Speichern 250 und 260 ausgelesen und zwischen den beiden Daten wird eine Interpolation durchgeführt. Tabelle 4 Ganzzahlbereich von 7 Abtastpunkten Ausgangssignal der Addiereinrichtung 31 (Koeffizientspeicheradresse)
Unter Bezugnahme auf die Tabellen 3 und 4 ist, wenn der Dezimalbereich FAD des Adreßsignals beispielsweise "6" ist, die Koeffizientspeicheradresse 9, wenn SLCTR 0 ist und die Summendaten der Filterkoeffizienten der Oten bis zur 8ten Ordnung werden aus dem Filterkoeffizientspeicher 250 ausgelesen. Wenn SLCTR 1 ist, ist die Adresse 25 und die Summendaten der Filterkoeffizienten der 9ten bis zur 24sten Ordnung werden ausgelesen. Wenn SLCTR 2 ist, ist die Adresse 41 und die Summendaten der Filterkoeffizienten der 25ten bis zur 40ten Ordnung werden ausgelesen. Wenn SLCTR 3 ist, ist die Adresse 57 und die Summendaten der Filterkoeffizienten der 41sten bis zur 56sten Ordnung werden ausgelesen. Wenn SLCTR 4 ist, ist die Adresse 73 und die Summendaten der Filterkoeffizienten der 57sten bis zur 72sten Ordnung werden ausgelesen. Wenn SLCTR 5 ist, ist die Adresse 89 und die Summendaten der Filterkoeffizienten der 73sten bis zur 88sten Ordnung werden ausgelesen. Wenn SLCTR 6 ist, ist die Adresse 105 und die Summendaten der Filterkoeffizienten der 89sten bis zur 95sten Ordnung werden ausgelesen. Auf die vorstehend beschriebene Weise werden alle Filterkoeffizienten von der Oten bis zur 95sten Ordnung von sieben Filterkoeffizientgruppenwerten abgedeckt.
Wie vorstehend beschrieben, kann gemäß dem Ausführungsbeispiel von Fig. 11 die Operation zur Errechnung der Summe der Addition der Produkte aller Filterkoeffizienten von m = 96 Ordnungen in bezug auf die bei der 0ten Ordnung in der Domäne von d fs = 800 kHz gehaltenen Abtastdaten, wie in Fig. 10a gezeigt, tatsächlich durch eine nur 7 Mal erfolgende Operation ausgeführt werden. Entsprechend kann eine genaue Filteroperation durch Verwenden von Wellenformdaten von Spektrumstruktur, in denen die Fremdkomponente ausreichend gedämpft ist, durchgeführt werden.
Bei den Ausführungsbeispielen der Fign. 8 und 11 ist die Operatorsteueradresse des Tonwellenformspeichers 13 in der Digitalfilteroperationsschaltung 21 als Einrichtung zum Verzögern der Abtastdaten vorgesehen anstelle einer tatsächlichen Verzögerungsschaltung. Alternativ kann, wie in Fig. 7 dargestellt, tatsächlich eine Verzögerungsschaltung vorgesehen sein.
Der mehrere Periodenwellenformen speichernde Tonwellenformspeicher 13 ist als Tonwellenformabtastdatenerzeugungseinrichtung vorgesehen. Die Tonwellenformabtastdatenerzeugungseinrichtung ist jedoch nicht auf diese begrenzt, jedes andere System, wie beispielsweise ein nur die Wellenform einer Periode speichernder Tonwellenformspeicher, ein System zur Erzeugung von Tonwellenformabtastdaten durch Frequenzmodulationsoperation, ein System zur Erzeugung von Tonwellenformabtastdaten durch Amplitudenmodulationsoperation und ein System zur Erzeugung von Tonwellenformabtastdaten durch Umsetzen von Adreßdaten, kann verwendet werden.
Bei den obigen Ausführungsbeispielen werden die Tonerzeugung und die Filteroperation in den jeweiligen Kanälen auf einer Time-Sharing-Basis durchgeführt. Diese Verarbeitungen können jedoch auch durch parallele Verarbeitungen durchgeführt werden. Die Erfindung ist nicht nur bei einem polyphonen Tonerzeugungssystem anwendbar, sondern auch bei einem monophonen Tonerzeugungssystem.
Zum Auswählen einer dem Klangfarbenauswählkode TC, dem Tastenkode KC und den Berührungsdaten TD in dem Tonwellenformspeicher 13 in den Ausführungsbeispielen der Fign. 8 und 11 entsprechenden Wellenform können diese Daten der Adreßsignalerzeugungsschaltung 12 anstatt dem Tonwellenformspeicher 13 zugeführt werden, und die Adreßsignalerzeugungsschaltung 12 kann derart modifiziert werden, daß sie diese Daten durch die am weitesten links befindlichen Bits des Adreßsignals auswählen kann.
Im Fall der Impulsantwort, die in bezug auf die Zwischenordnung symmetrisch ist, wie in Fig. 4c oder 10b, brauchen nicht die Filterkoeffizienten für alle Ordnungen gespeichert zu werden, sondern stattdessen kann die Hälfte der Filterkoeffizienten gespeichert werden und ein Filterkoeffizient kann gemeinschaftlich auch für einen Filterkoeffizienten vom gleichen Wert, der in symmetrischer Position bei einer anderen Ordnung angeordnet ist, verwendet werden.
Die Filterkoeffizientspeicher 25 und 26 oder 250 und 260 können zu einem Speicher kombiniert werden und zwei benachbarte Koeffizientenwerte können auf Time-Sharing- Basis ausgelesen werden. In dem Fall wird die Frequenz des Mastertaktimpulses MC verdoppelt und 2 Zeitteilungszeitschlitze für die Interpolation werden in einem Filteroperationszeitschlitz gebildet.
Bei den Ausführungsbeispielen der Fign. 8 und 11 werden die aus dem Speicher ausgelesenen Filterkoeffizienten in 4 Schritten interpoliert. Die Anzahl der Interpolationsschritte ist nicht darauf beschränkt. Die Interpolation selbst kann sogar entfallen.
Der Typ der Filteroperation ist nicht auf den oben beschriebenen FIR-Typ beschränkt, sondern es kann auch ein IIR-(unendliche Impulsantwort) Typ oder eine andere Art Filter verwendet werden.
Das in der vorliegenden Erfindung verwendete Digitalfilter ist nicht nur bei der Entfernung von Fremdrauschen, wie bei den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen, anwendbar, sondern auch für andere Zwecke, darunter die Klangfarbensteuerung. In diesem Fall sollte eine Anordnung derart vorgenommen werden, daß die Filtercharakteristiken entsprechend dem Klangfarbenauswählkode TC, dem Tastenkode KC und den Berührungsdaten TD ausgewählt werden können. Im einzelnen werden mehrere Filterkoeffizientendaten, die mehreren Filtercharakteristiken entsprechen, jeweils in einem Filterkoeffizientspeicher gespeichert, ein Satz Filterkoeffizientdaten, der eine gewünschte Klangfarbe realisieren kann, wird entsprechend dem Klangfarbenauswählkode TC, dem Tastenkode KC und den Berührungsdaten TD ausgewählt, und dieser Satz Filterkoeffizienten wird in Reaktion auf den Dezimalbereich des Adreßsignals ausgelesen.
Bei der tastenabhängigen Steuerung auf den Tastenkode KC hin oder der Klangfarbensteuerung auf die Berührungsdaten TD hin kann eine verringerte Zahl an Filterkoeffizientdaten in dem Speicher vorgespeichert werden und die Filterkoeffizientdaten können durch Interpolieren dieser Filterkoeffizientdaten in Reaktion auf den Tastenkode KC und die Berührungsdaten TD dicht erzeugt werden.
Die erfindungsgemäße Tonsignalerzeugungsvorrichtung kann in mehreren Systemen vorgesehen sein und in diesen Kanälen erzeugte Tonsignale können in Reaktion auf den Tastenkode KC und die Berührungsdaten TD durch Interpolation synthetisiert werden.
Bei den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen werden die Tonwellenformabtastdaten von dem System ohne Tonhöhen-Synchronisierung erzeugt, in dem die Abtastfrequenz, ungeachtet der Tonhöhe eines Tonsignals, konstant ist. Die Erfindung ist auch bei einem Fall anwendbar, bei dem die Tonwellenformabtastdaten von einem System mit Tonhöhen- Synchronisierung erzeugt werden, bei dem die Abtastfrequenz mit der Tonhöhe eines Tonsignals synchron ist.
Anstatt alle in dem Tonwellenformspeicher gespeicherten Wellenformabtastdaten auszulesen, kann das Adreßsignal derart gesteuert werden, daß die Daten intermittierend in einem Hochfrequenzbereich ausgelesen werden, d.h. ein über das andere Mal oder einmal in 4 Malen.
Zusammenfassend werden die Tonwellenformabtastdaten erfindungsgemäß entsprechend dem Ganzzahlbereich des Adreßsignals erzeugt, das sich entsprechend der Tonhöhe eines zu erzeugenden Tones verändert, n Koeffizientendaten aus Koeffizientendaten, die Filterkoeffizienten von m Ordnungen entsprechen (n < m) werden in Reaktion auf den Dezimalbereich des Adreßsignals ausgewählt, und Filteroperationen von m Ordnungen werden in bezug auf die Tonwellenformdaten von n Abtastpunkten durchgeführt, indem Tonwellenformdaten von n Abtastpunkten verwendet werden, welche entsprechend dem Ganzzahlbereich des Adreßsignals erzeugt werden. Daher führt die Erfindung zu den folgenden vorteilhaften Ergebnissen: (1) Die Auflösung der tatsächlich in der Tonwellenformdatenerzeugungseinrichtung erzeugten Tonwellenformabtastdaten kann, entsprechend dem Ganzzahlbereich des Adreßsignals, eine relativ grobe sein.
Daher kann die Schaltungskonstruktion vereinfacht sein. (2) Die Filteroperation kann in bezug auf eine begrenzte Anzahl von Ordnungen, die den Tonwellenformdaten von n Abtastpunkten entsprechen, durchgeführt werden, wobei n kleiner als m ist. Der Schaltungsaufbau der Digitalfilterschaltung kann ebenfalls vereinfacht sein. (3) Die Filteroperation wird im wesentlichen einer genauen Filteroperation von m Ordnungen gleichwertig, die in bezug auf Tonwellenformabtastdaten von großer Genauigkeit mit einer Auflösung des Dezimalbereichs des Adreßsignals durchgeführt wird. Dies trägt zu verschiedenen Vorteilen bei, die sich aus einer Filteroperation ergeben, die in bezug auf Tonwellenformabtastdaten von hoher Auflösung durchgeführt wird, einschließlich dem Vorteil, daß die Entfernung einer nicht notwendigen Rauschkomponente gewährleistet ist, mit der Folge, das ein Tonsignal von hoher Qualität erzeugt wird.

Claims

1. Tonsignalerzeugungsvorrichtung mit:

einer Adreßsignalerzeugungseinrichtung (1;12) zum Erzeugen eines Adreßsignals mit einem Ganzzahlbereich (IAD) und einem Dezimalbereich (FAD), wobei der Wert des Adreßsignals sich mit einer der Tonhöhe eines zu erzeugenden Tones entsprechenden Rate verändert;

einer auf den Ganzzahlbereich reagierenden Tonwellenformdatenerzeugungseinrichtung (2;13) zum Erzeugen einer Tonwellenform in der Form von Abtastwerten;

gekennzeichnet durch:

eine Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung (3;24), die imstande ist, n Filterkoeffizienten aus einer Gruppe von m Filterkoeffizienten als Reaktion auf den Dezimalbereich (FAD) zu liefern, wobei n und in Ganzzahlige sind und n< m ist; und

eine Digitalfilteroperationseinrichtung (4;21) mit einer m-Ordnungs-Struktur zum digitalen Filtern der Tonwellenform entsprechend den n Filterkoeffizienten.

2. Tonsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung (3; 24) eine Filterkoeffizientenerzeugungseinrichtung (3a;25,26) zum Erzeugen der in Filterkoeffizienten sowie eine Auswähleinrichtung (3b;27) zum Auswählen der n Filterkoeffizienten als Reaktion auf den Dezimalbereich (FAD) des Adreßsignals aufweist.

3. Tonsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der m Filterkoeffizienten jeweils aufeinanderfolgenden Werten des Adreßsignals entsprechen und bei der die Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung (3; 24) eine vorbestimmte Referenzordnung (k) auswählt, die dem Dezimalbereich (FAD) einer aktuellen Version des Adreßsignals (CAD) entspricht, wobei die Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung (24) n Ordnungen bestimmt, die sich von der Referenzordnung (k) durch Werte unterscheiden, die Intervallen zwischen jeweiligen Ganzzahlbereichen (IAD) von n Abtastpunkten und dem Dezimalbereich des aktuellen Adreßsignals (CAD) entsprechen, und die Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung n Filterkoeffizienten liefert, die den so als Reaktion auf den Dezimalbereich (FAD) des aktuellen Adreßsignals bestimmten n Ordnungen entsprechen.

4. Tonsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der n mit einer Relation n=m/d entsprechend einer Teilerzahl d des Dezimalbereichs (FAD) des Adreßsignals bestimmt wird, n Filterkoeffizienten den n Ordnungen entsprechen, die sich sequentiell um d Intervalle unterscheiden, n Ordnungen jeweils auf Werte der Dezimalbereiche (FAD) des aktuellen Adreßsignals (CAD) hin bestimmt werden, und die Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung (24) die n Filterkoeffizienten entsprechend den n Ordnungen liefert, die so als Reaktion auf den Dezimalbereich des aktuellen Adreßsignals (CAD) bestimmt sind.

5. Tonsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die den Filterkoeffizientendaten der m Ordnungen entsprechenden Koeffizientendaten ein Filterkoeffizientgruppenwert sind, der einer Gesamtheit eines oder mehrerer Filterkoeffizienten der m Ordnungen entspricht; und

die Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung (3;24) die Filterkoeffizientgruppenwerte von n Gruppen (wobei n< m ist) als Reaktion auf den Dezimalbereich des Adreßsignals auswählt und liefert.

6. Tonsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 5, bei der die Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung (24) eine Filterkoeffizientenerzeugungseinrichtung (250,260) zum Erzeugen der Filterkoeffizientgruppenwerte, die mehreren Gruppen entsprechen, sowie eine Auswahleinrichtung (27) zum Auswählen von Filterkoeffizientwerten von n Gruppen aus den Filterkoeffizientgruppenwerten, die diesen mehreren Gruppen auf den Wert des Dezimalbereichs (FAD) des Adreßsignals hin entsprechen, aufweist.

7. Tonsignalerzeugungsvorrichtung nach Anspruch 5, bei der jeweilige Ordnungen der Filterkoeffizienten von m Ordnungen stetigen Werten des Adreßsignals mit Auflösung des Dezimalbereichs (FAD) entsprechen und bei der die Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung (24) eine vorbestimmte Referenzordnung (k) auswählt, die dem Dezimalbereich des Adreßsignals entspricht, wobei die Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung (24) n Ordnungen bestimmt, die sich von der Referenzordnung (k) durch Werte unterscheiden, die Intervallen zwischen jeweiligen Ganzzahlbereichen (IAD) von n Abtastpunkten und dem Dezimalbereich (FAD) des Adreßsignals entsprechen, wobei Filterkoeffizientgruppenwerte von n Gruppen durch Summieren von Filterkoeffizienten der Ordnungen erhalten werden, die zwischen den jeweiligen Abtastpunkten bei jeder Ordnung vorhanden sind, entsprechend jedem so bestimmten Abtastpunkt, und die Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung (24) die Filterkoeffizientgruppenwerte von n Gruppen liefert, die so als Reaktion auf den Dezimalbereich (FAD) des aktuellen Adreßsignals bestimmt werden.

8. Tonsignalerzeugungsvorrichtung mit:

einer Adreßsignalerzeugungseinrichtung (1;12) zum Erzeugen eines Adreßsignals mit einem Ganzzahlbereich (IAD) und einem Dezimalbereich (FAD), das sich mit einer der Tonhöhe des zu erzeugenden Tones entsprechenden Rate verändert;

einer Tonwellenformerzeugungseinrichtung (2; 13) zum Erzeugen von Tonwellenformabtastdaten als Reaktion auf den Ganzzahlbereich (IAD) des Adreßsignals;

gekennzeichnet durch:

eine auf den Dezimalbereich des Adreßsignals reagierende Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung (3;24) zum Auswählen und Liefern von Koeffizientendaten entsprechend nicht-stetiger n Ordnungen, aus Koeffizientendaten, die den Filterkoeffizienten der m Ordnungen entsprechen, wobei n und m Ganzzahlige sind und n< m ist; und

einer Digitalfilteroperationseinrichtung (4;21) zum Durchführen einer Digitalfilteroperation durch Verwenden der Koeffizientendaten, die den nicht-stetigen n Ordnungen, die von der Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung geliefert werden, sowie den Tonwellenformabtastdaten, die von der Tonwellenformdatenerzeugungseinrichtung (2;13) erzeugt werden, entsprechen.

9. Tonsignalerzeugungsvorrichtung mit:

einer Adreßsignalerzeugungseinrichtung (1;12) zum Erzeugen eines Adreßsignals, das einen Ganzzahlbereich (IAD) und einen Dezimalbereich (FAD) aufweist und sich mit einer Rate verändert, die der Tonhöhe des zu erzeugenden Tones entspricht;

einer Tonwellenformdatenerzeugungseinrichtung (2;13) zum Erzeugen von Tonwellenformabtastdaten als Reaktion auf den Ganzzahlbereich (IAD) des Adreßsignals;

gekennzeichnet durch:

eine Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung (3;24), die imstande ist, Filterkoeffizientgruppenwerte, von denen ein jeder einer Gesamtheit aus einem oder mehreren Filterkoeffizienten aus Filterkoeffizienten von m Ordnungen entspricht, zu liefern sowie die Filterkoeffizientgruppenwerte aus n Gruppen auszuwählen und zu liefern, wobei n und m Ganzzahlige sind und n< m ist, in Reaktion auf den Dezimalbereich des Adreßsignals; und

eine Digitalfilteroperationseinrichtung (4;21) zum Durchführen von Filteroperationen von m Ordnungen in bezug auf die Tonwellenformdaten von n Abtastpunkten unter Verwendung von Filterkoeffizientwerten von n Gruppen, die von der Filterkoeffizienten-Liefereinrichtung (3;24) geliefert werden, sowie von von der Tonwellenformdatenerzeugungseinrichtung (2; 13) erzeugten Tonwellenformdaten von n Abtastpunkten.