JP2623942B2 - 楽音信号発生装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、ディジタルフィルタ演算を使用した波形
補間演算により滑らかな波形の楽音信号を発生する楽音
信号発生装置に関し、特に、音高に応じて補間特性を制
御するようにしたことに関する。

〔従来の技術〕

特開昭63−168695号においては、ｎサンプル分の楽音
信号サンプルデータに対してｍ次のフィルタ演算を行う
（ここでｎ＜ｍ）ことにより、簡略化されたフィルタ演
算を行うことが提案されている。これは、アドレス信号
の整数部に対応して楽音信号サンプルデータを順次発生
する一方で、アドレス信号の小数部の値に対応してｍ次
のフィルタ係数の中からｎ個のフィルタ係数を選択し
（選択されるフィルタ係数の次数組合せはアドレス信号
の小数部の値に応じて異なる）、この選択されたｎ個の
フィルタ係数をｎサンプル分の楽音信号サンプルデータ
に対して演算することにより、実質的にｍ次フィルタ演
算を行うようにしたものである。

また、この特開昭63−168695号においては、ｎサンプ
ル分の楽音信号サンプルデータとしては、固定のｎサン
プリング周期分の発生データではなく、波形メモリにお
けるｎアドレス分の記憶データを利用することが示され
ている。このことは、一定のサンプリング周期に従う単
純なフィルタ演算ではなく、フィルタ演算のサンプリン
グ周期が楽音の音高に応じて変動し、これによりｎサン
プルにわたる波形補間演算が行われることを意味してお
り、その補間演算結果として１サンプルのデータが形成
されることになる。

一方、ディジタルフィルタを折り返しノイズの除去の
ために使用する場合、フィルタ特性をローパスフィルタ
とし、カットオフ周波数fcを楽音信号のサンプリング周
波数fsの1/2よりも小さく設定すればよいことは既に知
られている。上記のような波形補間演算のためのフィル
タ特性をローパスフィルタ特性とし、そのカットオフ周
波数を上記のようにfc＜fs/2とすれば、折り返しノイズ
の除去をも行うようにすることができる。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、上述の特開昭63−168695号のように、ディ
ジタルフィルタ演算を利用して波形補間演算を行うよう
にした場合、フィルタ演算の実質的なサンプリング周期
が楽音の音高に応じて変動することにより、結果的に得
られるフィルタ特性が、（係数の値を変更することなし
に、）音高に従って移動してしまうことになる。これ
は、ディジタルフィルタ演算を利用した波形補間演算に
おいては、ディジタルフィルタの観点に従う信号の単位
遅延時間が一定とはならず、音高に従って変動してしま
うことによる。このことは、フィルタ特性を音高に応じ
て移動させたくない場合、不都合である。

例えば、補間特性として使用するフィルタ特性をロー
パスフィルタ特性にして、波形補間のみならず、折り返
しノイズの除去をも行おうとする場合、ローパスフィル
タ特性のカットオフ周波数も音高に応じて変動してしま
う。そのため、音高が高くなって、カットオフ周波数が
折り返しノイズ周波数よりも高くなると、折り返しノイ
ズが除去できなくなるという問題点が生じる。この不都
合は、発生する楽音の最高音高において、そのような不
都合が生じないように、十分に分解能の高い波形を予め
発生するようにすれば、防ぐことができる。しかし、そ
うすると波形補間を行うメリットが余りなくなってしま
う。

この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、ディジ
タルフィルタ演算を使用した波形補間演算により滑らか
な波形の楽音信号を発生する場合において、音高に応じ
て補間特性を制御することにより、その結果としてのフ
ィルタ特性を制御できるようにした楽音信号発生装置を
提供しようとするものである。

詳しくは、音高に応じて補間特性を制御することによ
り、結果として得られるフィルタ特性の移動を防ぐこと
ができるようにした楽音信号発生装置を提供しようとす
るものである。

また、この発明は、ディジタルフィルタ演算を使用し
た波形補間により滑らかな波形の楽音信号を発生する場
合において、音高に応じて補間特性を制御することによ
り、折り返しノイズを確実に除去できるようにした楽音
信号発生装置を提供しようとするものである。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係る楽音信号発生装置は、発生すべき楽音
の音高を指定する音高指定手段と、指定された音高に対
応する周波数でディジタル波形サンプルデータを発生す
る波形発生手段と、所望の補間特性に対応するｎ個の係
数を発生する係数発生手段と、前記音高指定手段で指定
された音高に対応して、前記係数発生手段で発生する前
記係数の値を変化させ、前記補間特性を可変制御する特
性制御手段と、前記波形発生手段から順次発生されるｎ
個のディジタル波形サンプルデータに対して前記係数を
それぞれ演算し、これを合成して１サンプルのデータを
形成する補間演算手段とを具えたものである。

また、この発明に係る楽音信号発生装置は、発生すべ
き楽音の音高を指定する音高指定手段と、指定された音
高に対応する周波数でディジタル波形サンプルデータを
発生する波形発生手段と、所望の補間特性に対応するｎ
個の係数を発生する係数発生手段と、前記音高指定手段
で指定された音高が所定の音域のとき前記係数発生手段
で発生する前記係数の値を変化させ、前記補間特性を可
変制御する特性制御手段と、前記波形発生手段から順次
発生されるｎ個のディジタル波形サンプルデータに対し
て前記係数をそれぞれ演算し、これを合成して１サンプ
ルのデータを形成する補間演算手段とを具えたものであ
る。

〔作用〕 係数発生手段では、所望の補間特性に対応するｎ個の
係数を発生する。特性制御手段では、音高指定手段で指
定された音高に応じて前記補間特性を可変制御すべく前
記係数発生手段で発生する前記係数を変化させる。補間
演算手段において、波形発生手段から順次発生されるｎ
個のディジタル波形サンプルデータに対してｎ個の係数
をそれぞれ演算し、これを合成して１サンプルのデータ
を形成することにより、波形補間が行われる。また、所
望の補間特性に対応するｎ個の係数は、同時にそれに対
応するフィルタ特性をも設定している。つまり、同じｎ
個の係数を、波形補間のための補間係数とみなすことが
できるし、また、フィルタ係数とみなすこともできるわ
けである。

従来は、前述のように、ディジタルフィルタ演算を利
用して波形補間演算を行う場合は、このフィルタ特性は
楽音の音高に応じて移動してしまい、制御することがで
きなかった。それに対して、この発明では、補間演算で
使用するｎ個の係数を指定された音高に応じて可変制御
するようにしたので、補間特性を音高に応じて制御する
ことができ、結局、その結果として得られるフィルタ特
性を制御することができるようになる。

この点につき、簡単な例を挙げて説明すると、所望の
補間特性に対応するｎ個の係数として、第１図（ａ）に
示すようなインパルス応答特性に対応するものを使用す
るとする。仮りにｎ＝７としている。これに対応するフ
ィルタ特性は第２図（ａ）に示すようなローパスフィル
タ特性であるとする。説明の便宜上、或る所定の音高の
とき同図（ａ）に示すようなカットオフ周波数fcを持つ
ローパスフィルタ特性が得られるとする。この所定音高
よりも音高が上がると、実効的なサンプル間隔が狭くな
るので、インパルス応答は第１図（ｂ）に示すように時
間軸方向に事実上圧縮される。これに伴い、結果的に得
られるフィルタ特性は第２図（ｂ）に示すように変動
し、カットオフ周波数fc1が高くなる。反対に、所定音
高よりも音高に下がると、実効的なサンプル間隔が広が
るので、インパルス応答は第１図（ｄ）に示すように時
間軸方向に事実上拡張される。これに伴い、結果的に得
られるフィルタ特性は第２図（ｄ）に示すように変動
し、カットオフ周波数fc2が低くなる。なお、第１図で
は、横軸の各ポイントが係数の次数に対応しており、か
つ該横軸を時間軸に見立てて、各次数に対応する信号サ
ンプルデータのサンプル間隔が理解できるように示して
ある。

第１図（ｂ），（ｄ）は、この発明による係数制御を
行っていない従来例に相当するものであり、各次数に対
する係数の値はそのままで、波形信号サンプル間隔の変
動にそのまま追従して事実上のインパルス応答が圧縮ま
たは拡張されている。

これに対して、この発明に従って、各次数に対する係
数の値そのものを指定された音高に応じて可変制御して
補間特性を変化するようにすれば、インパルス応答を第
１図（ｂ），（ｄ）に示すようなものから任意のものに
変動させることができる。例えば、カットオフ周波数を
移動させたい場合は、該インパルス応答の特性を時間軸
方向に圧縮または拡張するよう各係数の値を変化させれ
ばよい。例えば、所定音高よりも音高が上がったとき、
その差に応じて、インパルス応答特性を時間軸方向に拡
張するよう各係数の値を変化させるとする。そうする
と、事実上のインパルス応答は第１図（ｂ）に示すよう
なものから第１図（ｃ）に示すようなものに変更するこ
とができ、これに伴い、結果的に得られるフィルタ特性
は第２図（ｃ）に示すようにカットオフ周波数fcが変動
しないものとすることができる。また、所定音高よりも
音高が下がったときは、その差に応じて、インパルス応
答の特性を時間軸方向に圧縮するよう各係数の値を変化
させるとする。そうすると、事実上のインパルス応答は
第１図（ｄ）に示すようなものから第１図（ｅ）に示す
ようなものに変更することができ、これに伴い、結果的
に得られるフィルタ特性は第２図（ｅ）に示すようにカ
ットオフ周波数fcが変動しないものとすることができ
る。

このように、この発明では、補間演算で使用するｎ個
の係数を指定された音高に応じて可変制御して、結果的
に得られるフィルタ特性の移動を防ぐようにすることが
できる。

フィルタ特性はどのようなものとしてもよい。ローパ
スフィルタ特性として、折り返しノイズを除去しようと
する場合は、第１図（ｂ）のようにカットオフ周波数fc
1が高い方に移動したとすると、該カットオフ周波数fc1
がサンプリング周波数の1/2よりも高くなり、折り返し
ノイズを除去できなくなる場合が起こる。一方、第１図
（ｄ）のようにカットオフ周波数fc2が低い方に移動し
た場合は、折り返しノイズは除去できる。そこで、この
ように、折り返しノイズの除去を目的とする場合は、所
定の基準音高よりも高い音高が指定されたとき、基準音
高と指定音高とのずれに応じて第１図（ｃ）のようにイ
ンパルス応答の特性を時間軸方向に拡張するよう各係数
の値を変化させるようにするだけで足りる。ここで、所
定の基準音高とは、その音高に対応して得られる第１図
（ａ）に示すようなローパスフィルタ特性のカットオフ
周波数fcがサンプリング周波数の1/2よりも低いもので
ある。

このような折り返しノイズの除去を目的とする場合に
限らず、どのような音高に対しても常に係数の可変制御
を行うのではなく、適宜の特定の範囲の音高に応じて係
数の可変制御を行うようにしてよい。そうすれば、特定
の範囲の音域に関して、フィルタ特性の制御を行うこと
ができる。

この発明は、全次数ｎの係数をそのままｎ個の係数と
して使用する通常の波形補間演算に限らず、全次数ｍよ
り少数のｎ個の省略された係数演算によりフィルタ演算
を行うタイプのものにおいても適用することができる。
その場合の実施態様としては、波形発生手段は、指定さ
れた音高に対応するレートで変化する整数部と小数部と
からなるアドレス信号を発生する手段と、該アドレス信
号の整数部に応じてディジタル波形サンプルデータを発
生する手段とを有するものとする。そして、係数発生手
段は、所望の補間特性に対応するｍ次の係数データの中
から上記アドレス信号の小数部に応じてｎ個（ただしｎ
＜ｍ）の係数を選択して発生するものとする。以下の実
施例では、このようなｎ個の省略された係数演算により
次数ｍの演算を実質的に行うタイプのものにこの発明を
適用した例が示される。

特性制御手段において、インパルス応答特性を時間軸
方向に圧縮または拡張するよう各係数の値を変化させる
場合に、有限個の係数の端寄りのいくつかの次数につい
ては、インパルス応答の半端な位置に来てしまい、その
結果、インパルス応答の連続性が確保できなくなること
が起こり得る。その場合はノイズ等の問題が起こるおそ
れがある。そこで、実施態様として、インパルス応答の
連続性が確保できるように、端寄りのいくつかの次数に
ついての係数を切り捨てるようにしてよい。例えば、イ
ンパルス応答特性のカーブにおいてゼロクロスする点を
境に切り捨てを行えば、つながりがよくなり、インパル
ス応答の自然な連続性が一応確保できるので、そのよう
な箇所で切り捨てを行うようにしてよい。

〔実施例〕

以下、添付図面を参照してこの発明の一実施例を詳細
に説明しよう。

第３図はこの発明を実施した電子楽器の一例を示す全
体構成ブロック図であり、鍵盤10は発生すべき楽音の音
高を指定するための複数の鍵を具えている。押鍵検出回
路11は鍵盤10で押圧された鍵を検出し、押圧鍵を示すキ
ーコードKCとキーオン信号KONを出力する。波形発生回
路12は、キーコードKCに応じて、指定された音高に対応
する周波数でディジタル波形サンプルデータを発生す
る。音色選択装置13で選択された音色を示す音色データ
TCが波形発生回路12に与えられ、該波形発生回路12では
選択された音色に対応する楽音波形のディジタル波形サ
ンプルデータを発生する。

係数発生回路14は、所望の補間特性に対応するｎ個の
係数を発生するものである。係数発生回路14に関連して
設けられた特性制御回路15は、指定された音高に応じて
前記補間特性を可変制御すべく係数発生回路14で発生す
る係数を変化させる制御を行うものである。補間演算回
路16は、波形発生回路12から順次発生されるｎ個のディ
ジタル波形サンプルデータに対して係数発生回路14から
発生したｎ個の係数をそれぞれ演算し、これを合成して
１サンプルのデータを形成する補間演算を行うものであ
る。

エンベロープ発生器17はキーオン信号KONに基づきエ
ンベープ波形信号を発生する。乗算器18では、補間演算
回路16から出力された楽音信号サンプルデータとエンベ
ープ波形信号とを乗算し、楽音信号に対して音量エンベ
ロープを付与する。音量エンベロープを付与された楽音
信号サンプルデータは効果付与回路19でリバーブ効果な
ど適宜の効果が付与され、その後、ディジタル／アナロ
グ変換器20でアナログ信号に変換されて、サウンドシス
テム21に与えられる。

波形発生回路12の一例につき第４図により説明する。
波形発生回路12は、音源として波形メモリ22を具備して
いる。波形メモリ22には各音色に対応して異なる波形を
記憶している。この波形の記憶の仕方及び読出し方は公
知の如何なる手法によってもよい。例えば、１周期波形
を記憶し、これを繰返し読み出す、あるいは半周期波形
を記憶し、これを折り返して繰返し読み出す、あるいは
複数周期波形を記憶し、これを１回または繰返し読み出
す、あるいはアタック部の複数周期波形を１回読み出し
た後、持続部の１又は複数周期波形を繰返し読み出す、
あるいは発音開始から終了までの全波形を記憶してお
き、これを１回読み出す、などどのような手法でもよ
い。また、メモリに記憶するデータ符号化形式も、PCM
に限らず、DPCM,ADPCM,デルタ変調など適宜のものでよ
い。

波形発生回路12においては、波形メモリ22のほかに、
メモリ読み出し用の回路が含まれている。第４図では、
波形メモリ22において発音開始から終了までの全波形を
記憶した場合の読み出し回路の一例が示されている。例
えば、外部より所定基準音高の楽音信号を録音し、これ
を一定周波数のサンプリングクロックパルスSMCに従っ
てサンプリングしたものを波形メモリ22に記憶してお
く。これを読み出すときは、基準音高で読み出す場合に
は、サンプリングクロックパルスSMCの１周期につき１
アドレス増加するレートで変化するアドレス信号により
波形メモリ22の読出しを行えばよい。その他の音高で読
み出す場合には、その音高と基準音高との周波数比に応
じてアドレス信号の変化レートを制御すればよい。

第４図において、基準Ｆナンバレジスタ23は上記基準
音高の周波数を示す数値（基準ＦナンバRFN）を対数値
つまりセント値で記憶している。Ｆナンバメモリ24は、
各鍵毎の音高周波数を示す数値（Ｆナンバ）を対数値つ
まりセント値で記憶しており、押鍵検出回路11から与え
られるキーコードKCに応じて、押圧鍵の音高に対応する
ＦナンバFNを読み出す。引算器25では、押圧鍵の音高に
対応するＦナンバFNから基準ＦナンバRFNを引き（FN−R
FN）、基準音高に対する押圧鍵の音高の周波数比を求め
る。対数同士の引算は真数の割算に相当するので、基準
音高に対する押圧鍵の音高の周波数比が求まる。対数／
リニア変換器26では引算器25の出力をリニア値に変換
し、周波数比を示すリニア値を得る。

この対数／リニア変換器26の出力は、アドレス増分値
FXとして累算器27に与えられる。この増分値FXは、小数
部を含む値であり、押圧鍵の音高が基準音高に等しい場
合は、「１」であり、基準音高よりも高ければ「１」よ
りも大きく、低ければ「１」よりも小さい。

累算器27は、入力されるアドレス増分値FXをサンプリ
ングクロックパルスSMCに従う周期で繰返し累算するも
ので、アドレスカウンタに相当する。累算器27は、発音
開始時にリセットされ、FXの累算を０から開始する。こ
の累算器27の出力は波形メモリ22から波形サンプルデー
タを読み出すための相対アドレス信号であり、加算器28
でこれにスタートアドレスデータSAを加算することによ
り波形メモリ22の絶対アドレスを指示するアドレス信号
とする。

スタートアドレスメモリ29は、波形メモリ22に記憶し
た各音色に対応する波形のスタートアドレスをそれぞれ
記憶しており、選択した音色を示す音色データTCやその
他適宜の音色パラメータ（例えばキースケーリングパラ
メータやタッチデータなど）に応じて所定のスタートア
ドレスデータSAを読み出す。このスタートアドレスデー
タSAが加算器28に与えられ、累算器27からの相対アドレ
ス信号に加算される。

加算器28から出力されるアドレス信号は、整数部IAD
と小数部FADとからなっており、整数部IADのデータが加
算器30を介して波形メモリ22のアドレス入力に与えられ
る。

アドレス信号の整数部IADは、その値により或る１つ
のディジタル波形サンプルデータのアドレスを特定して
いる。加算器30では、このIADに対してアドレスオフセ
ット値SLCRTを加算し、補間演算に使用するｎ個のディ
ジタル波形サンプルデータを読み出すためのｎ個のアド
レス値を発生する。一例としてｎ＝６であり、第５図に
示すように、サンプリングクロックパルスSMCの６倍の
周波数のマスタクロックパルスMCによりサンプリングク
ロックパルスSMCの１周期を６分割し、アドレスオフセ
ット値SLCTRとして各タイムスロットに対応して数値−
2,−1,0,1,2,3を時分割供給する。整数部IADのタイミン
グはサンプリングクロックパルスSMCの１周期に対応し
ているので、加算器30では、各タイムスロット毎にIAD
−2,IAD−1,IAD,IAD＋1,IAD＋2,IAD＋３なる６個のアド
レス値を出力する。これに応じて、波形メモリ22から
は、１サンプリング周期（SMCの周期）内で、これら各
アドレス値IAD−2,IAD−1,IAD,IAD＋1,IAD＋2,IAD＋３
に対応するｎ＝６個の波形サンプルデータが時分割的に
読み出される。

比較器31は、アドレス増分値FXと数値「１」及び「1.
5」を比較し、FX＞１ならば出力信号FCON1として“1"を
出力し、FX＞1.5ならば出力信号FCON2として“1"を出力
する。

次に、係数発生回路14、特性制御回路15及び補間演算
回路16の具体例について、第６図により説明する。

第６図の補間演算回路16において、波形メモリ22から
読み出されたディジタル波形サンプルデータは係数乗算
用の乗算器32に入力される。補間用係数はアドレス信号
の小数部FADに応じて係数発生回路14から後述するよう
に供給される。乗算器32の出力はアキュムレータ33に入
力され、たたみこみ和が求められる。このアキュムレー
タ33はマスタクロックパルスMCのタイミングで（つまり
アドレスオフセット値SLCTRの各ステップ毎に）アキュ
ムレータを行い、サンプリングクロックパルスSMCのタ
イミングでクリアされる。アキュムレート値をクリアす
る直前に、今回の演算で求めたたたみこみ和がラッチ回
路34にラッチされる。

係数発生回路14は、ｍ＝97次のフィルタ係数（０次〜
96次）を夫々記憶したフィルタ係数メモリ35,36と、こ
の97次のフィルタ係数のうちｎ＝６個をアドレス信号の
小数部FADの値に応じて選択して読み出すための回路
と、読み出された係数を補間するための補間回路37とを
具えている。

２系列のフィルタ係数メモリ35,36は全く同じもので
あり、補間回路37における補間のために隣接する２つの
フィルタ係数を並列的に読み出すための２系列のフィル
タ係数メモリ35,36が設けられている。このフィルタ係
数メモリ35,36に記憶するフィルタ係数のインパルス応
答は例えば第７図に示すようなものであり、これによっ
て実現されるフィルタ特性は例えば第２図（ａ）に示す
ようなローパスフィルタ特性であり、基準音高において
サンプリング周波数の半分よりも低い所定の周波数がカ
ットオフ周波数fcとなるようになっている。

なお、ローパスフィルタ特性の０次〜96次の係数分布
は48次を中心にして０次〜47次と49次〜96次とでは対象
であることに鑑みて、フィルタ係数メモリ35,36におい
ては、アドレス０〜48において48次〜96次の係数のみを
記憶し、０〜47次の係数は、49〜96次の係数を記憶した
アドレス１〜48を逆方向に読み出すことにより得るよう
にしている。そのために、０〜47次の係数に対して−48
〜−１のアドレスを割り振り、メモリ35,36をアクセス
する際には、後述の絶対値回路42により、負符号を除去
して絶対値48〜１にてアクセスするようにしている。

乗算器38,39及び加算器40は、波形読出し用アドレス
信号の小数部FADの値及びアドレスオフセット値SLCTRに
応じて、ｎ＝６サンプル点分の各整数部IAD−2,IAD−1,
IAD,IAD＋1,IAD＋2,IAD＋３に対応して係数読出し用の
次数アドレス信号を形成するものである。乗算器38にア
ドレス信号の小数部FADの６ビットデータを入力し、
“−1"を乗算する。乗算器39にはアドレスオフセット値
SLCTRを入力し、“16×SLCTR"の乗算を行う。乗算器38,
39の出力を加算器40で加算する。加算器40の出力つまり
係数読出し用の次数アドレス信号は次のように決定され
る。

なお、乗算器38では、小数部FADの６ビットデータの
うち上位４ビットを整数部とし、下位２ビットを小数部
として取り扱い、加算器40に対して出力する。例えば、
FADの上位４ビット整数部が最大値16のとき、SLCTR＝−
２に対応して加算器40から出力される次数アドレスは−
48となる。従って、加算器40から出力される次数アドレ
スは−48〜48の範囲の値をとり、それに下位２ビットの
小数部が付加されることになる。

加算器40の出力は、乗算器41を経由して絶対値回路42
に与えられる。乗算器41は特性制御回路15から与えられ
る制御信号CXに応じて次数アドレスを変更するものであ
る。次数アドレスを変更しないとき特性制御信号CXは
“1"であり、加算器40の出力は乗算器41で変更されずに
出力される。絶対値回路42は、次数アドレスが負の値−
48〜−１のとき、その負符号を除去し、48〜１に変更す
るものである。

絶対値回路42の出力のうち上位６ビットが次数アドレ
ス０〜48を指示しており、下位２ビットが小数部を指示
している。この絶対値回路42の出力は、セレクタ43の入
力０に加わる。セレクタ43の選択制御入力Ｓに加わる選
択制御信号は通常は“0"であり、入力０のデータを選択
して出力する。セレクタ43を経由して選択出力された絶
対値回路42の出力のうち次数アドレス０〜48を指示する
上位６ビットがフィルタ係数メモリ35に入力される一方
で、加算器44で１加算されてフィルタ係数メモリ36に入
力される。こうして、次数アドレスが隣接する２つの係
数データがフィルタ係数メモリ35,36から読み出され
る。この２つの係数データは補間回路37に入力される。
一方、セレクタ43の出力の下位２ビットつまり小数部デ
ータが補間回路37に入力され、これに応じて４ステップ
の補間特性（例えば直線補間特性）で、上記隣接する２
つの係数データが補間される。こうしてメモリ35,36に
は実際にはｍ＝97次分のフィルタ係数しか記憶されてい
ないが、補間により、４×97＝388次分のフィルタ係数
を密に準備しているのと等価になる。補間回路37の出力
は補間用係数データとして補間演算回路16の乗算器32に
入力される。勿論、係数の補間（つまり補間回路37とそ
れに関連する加算器44とメモリ36の存在）は必須ではな
く、省略することも可能である。

以上のようにして、係数発生回路14からは、第５図に
示す６個のアドレスオフセット値SLCTRの各時分割タイ
ミングに対応してそれぞれ補間用係数データを発生す
る。補間演算回路16の乗算器32では、６個のアドレスオ
フセット値SLCTRの各時分割タイミングに対応して発生
されるｎ＝６個のディジタル波形サンプルデータに対し
てそれぞれに対応するｎ＝６個の補間用係数データを乗
算する。この乗算器32の出力が、前述のように、アキュ
ムレータ33で加算合成されて１サンプルのディジタル波
形サンプルデータが求められ、ラッチ回路34にラッチさ
れる。こうして、波形補間が実行されると共に、そのと
き使用した補間用係数のインパルス応答特性に応じたフ
ィルタ処理が施される。この実施例の場合は、ローパス
フィルタ処理であり、前述の通り、基準音高ではサンプ
リング周波数の半分より低い所定のカットオフ周波数を
持ち、折り返しノイズを除去することができるものであ
る。

なお、フィルタ処理の面から見た場合、97次（係数の
補間も考慮すると388次）のインパルス応答特性を構成
する係数のうちｎ＝６個の係数しか使用していないが、
これは望みのフィルタ特性を何ら変えるものではない。
乗算器39で“16×SLCTR"の乗算を行い、これにより、ｎ
＝６個の各係数の間隔を16次とし、97次の係数を16次ご
とに飛び飛びに選択して使用している。これは、使用さ
れなかった中間の各15次分の係数に対してはサンプル値
データとして０を乗算しているのと等価であり、これに
より、実質的に97次（係数補間も考慮すると388次）の
インパルス応答特性に従うフィルタ演算を行っているこ
とになる。望みのインパルス応答の次数をｍ（実施例で
はｍ＝97）とすると、この実施例の場合ｍ＞ｎである
が、勿論、これに限らず、ｍ＝ｎであってもよい。

次に特性制御回路15について説明すると、第４図の回
路から出力されたアドレス増分値データFXと制御信号FC
ON1,FCON2をこの特性制御回路15に入力し、FXはセレク
タ45の入力１に与え、FCON1はセレクタ45の選択制御入
力Ｓに与える。また、FCON1及びFCON2は、セレクタ46の
選択制御入力S0,S1に与える。セレクタ45の入力０には
数値「１」が与えられ、選択制御入力Ｓに加わる制御信
号FCON1が０のとき、つまり、アドレス増分値データFX
が１以下のとき、数値「１」を選択し、他方、FCON1が
１のとき、つまり、アドレス増分値データFXが１より大
きいときはデータFXそのものを選択する。セレクタ45の
出力は、逆数回路47に加わり、その逆数が求められる。
逆数回路47の出力は特性制御信号CXとして乗算器41に与
えられる。

従って、FX≦１の場合、つまり、指定された音高が基
準音高と同じかそれもりも低い場合は、特性制御信号CK
として数値「１」が出力される。この場合は、前述のよ
うに、加算器40の出力が変更されずにそのまま乗算器41
を経由して絶対値回路42に与えられる。従って、フィル
タ係数メモリ35,36の読出しアドレスは変更されず、該
メモリに設定された通りのインパルス応答特性からなる
ローパスフィルタ制御が補間演算回路16にて行われる。
この場合、指定された音高が基準音高と同じ場合は、例
えば第２図（ａ）のように、ローパスフィルタのカット
オフ周波数fcはサンプリング周波数の半分より低い所定
のカットオフ周波数であり、折り返しノイズを除去する
ことができるものである。また、指定された音高が基準
音高よりも低い場合は、実効的なサンプル間隔が広がる
ので、インパルス応答は例えば第１図（ｄ）に示すよう
に基準音高のときに比べて時間軸方向に事実上拡張され
ることになり、これに伴い、結果的に得られるフィルタ
特性は例えば第２図（ｄ）に示すように変動し、カット
オフ周波数fc2が低くなる。しかし、カットオフ周波数
が低くなるぶんには、折り返しノイズの除去にさしつか
えないので、この実施例の場合は、実質的なフィルタ特
性が変動しても特に修正しない。

一方、FX＞１の場合、つまり、指定された音高が基準
音高よりも高い場合は、特性制御信号CXとして数値FXの
逆数1/FXが出力される。この場合、1/FXは１よりも小さ
い値であり、FXに反比例しており、FXが増大するほど1/
FXは減少する。１よりも小さい1/FX＝CXが乗算器41に与
えられることにより、加算器40から与えられる次数アド
レスの値がCXに応じた比率で小さくなる方向に変更され
る。これにより、フィルタ係数メモリ35,36の読出しア
ドレスが小さくなる方向に変更され、その結果、該メモ
リに設定されたインパルス応答特性は見掛け上時間軸方
向に拡張される。つまり、対応するアドレスオフセット
値SLCTR（−2,−1,0,1,2,3）は変わらずに（各サンプル
データの時間間隔は変わらずに）、係数メモリから読出
される各係数のアドレス間隔が短くなるので、各係数の
アドレス間隔に相当する時間それ自体はアドレス間隔が
短くなる前も後も変わらないため、上記のように小さく
なる方向に変更された次数アドレスに従う係数メモリの
読出しによって、該メモリに設定されたインパルス応答
特性よりも見掛け上時間軸方向に拡張されたインパルス
応答特性が得られるのである。この場合、勿論、波形補
間演算の観点から見ても、ｎ＝６個の各波形サンプルデ
ータに対応する補間用係数の値がFXの値に応じて変化し
ていることになり、結果的に補間特性も変化されてい
る。

こうして、そのように時間軸方向に拡張されたインパ
ルス応答特性に従って、波形補間演算及びローパスフィ
ルタ制御が補間演算回路16にて行われる。この場合、指
定された音高が基準音高よりも高いため、上記のような
特性変更制御を行わなかったとすると（つまり、CX＝１
のままであるとすると）、実行的なサンプル間隔が狭く
なるので、インパルス応答は例えば第１図（ｂ）に示す
ように時間軸方向に事実上圧縮される。これに伴い、結
果的に得られるローパスフィルタ特性は例えば第２図
（ｂ）に示すように変動し、カットオフ周波数fc1が高
くなってしまう。しかし、上記のように、CX＝1/FXとし
て、基準音高と指定音高とのずれすなわち比（FX）に応
じて、インパルス応答特性を時間軸方向に拡張するよう
各サンプル点に対応する係数の値を変化させているの
で、補間演算の結果得られる事実上のインパルス応答は
例えば第１図（ｃ）に示すようになり、本来の第１図
（ａ）に示すようなものと等価となり、これに伴い、結
果的に得られるローパスフィルタ特性は例えば第２図
（ｃ）に示すようにカットオフ周波数fcが変動しないも
のとすることができる。従って、基準音高よりも高い音
高の楽音を発生する場合においても折り返しノイズを除
去することができる。

次に、リミッタ機能について説明する。上記のよう
に、インパルス応答特性を時間軸方向に拡張するよう次
数アドレスを変更した場合、例えば最大アドレス「48」
がそれよりも小さい値に変更され、係数メモリに準備さ
れたインパルス応答をフルに使用する状態とならず、イ
ンパルス応答における中途半端な位置で使用が制限され
てしまい、その結果、インパルス応答の連続性が確保で
きなくなり、ノイズ等の問題が起こるおそれがある。そ
こで、インパルス応答の連続性が確保できるように、端
寄りのいくつかの次数についての係数を切り捨てるよう
にするリミッタ機能を付加するとよい。例えば、インパ
ルス応答特性のカーブにおいてゼロクロスする点を境に
切り捨てを行えば、つながりがよくなり、インパルス応
答の自然な連続性が一応確保できるので、そのような箇
所で切り捨てを行うようにリミッタ機能を働かす。

第７図のようなインパルス応答特性の場合、次数アド
レス16,32,48がゼロクロス点であるので、ここを切り捨
て箇所とする。そのために、第６図の特性制御回路15に
おいて、セレクタ46のデータ入力0,1,3に数値「48」，
「32」，「16」をそれぞれ入力し、選択制御入力S0,S1
に加わる制御信号FCON1,FCON2が“0",“0"のとき（つま
りFX≦１のとき）データ入力０の数値「48」を選択出力
し、FCON1,FCON2が“1",“0"のとき（つまり1.5≧FX＞
１のとき）データ入力１の数値「32」を選択出力し、FC
ON1,FCON2が“1",“1"のとき（つまりFX＞1.5のとき）
データ入力３の数値「16」を選択出力するようにしてい
る。

セレクタ46の出力はリミット次数アドレスLXとしてセ
レクタ43の入力１に加わると共に比較器48のＢ入力に加
わる。比較器48のＡ入力には絶対値回路42から出力され
る次数アドレスデータが与えられ、Ａ＞Ｂのとき、比較
出力信号として“1"を出力するが、それ以外のときは
“0"を出力する。従って、絶対値回路42から出力される
次数アドレスデータがリミット次数アドレスLXを超えて
いない場合は、比較器48の出力は“0"であり、セレクタ
43では絶対値回路42から出力される次数アドレスデータ
をそのまま出力する。一方、絶対値回路42から出力され
る次数アドレスデータがリミット次数アドレスLXを超え
た場合は、比較器48の出力は“1"となり、セレクタ43で
は絶対値回路42から出力される次数アドレスデータをカ
ットして、リミット次数アドレスLXをそれに代えて出力
する。

1.5≧FX＞１のときリミット次数アドレスLXを「32」
とする理由は、乗算器41によるCX＝1/FXの乗算により、
変更前の最大アドレス値48が1/FXの値に応じて48乃至32
に変更されるからであり、それらをカバーし得るゼロク
ロス点としてアドレス「32」を選定したからである。

また、FX＞1.5のときリミット次数アドレスLXを「1
6」とする理由は、乗算器41によるCX＝1/FXの乗算によ
り、変更前の最大アドレス値48が1/FXの値に応じて32よ
りも小さい値に変更されるからであり、これをカバーし
得るゼロクロス点としてアドレス「16」を選定したから
である。

次に、上記リミッタ機能を実現する回路構成の変更例
を第８図により説明する。

第８図の例では、フィルタ係数メモリ35a,36aの記憶
構成が第６図のフィルタ係数メモリ35,36とは幾分異な
っている。すなわち、このフィルタ係数メモリ35a,36a
では、第９図a,b,cに示すように、異なるリミットポイ
ント毎に別々にインパルス応答特性係数を記憶し、その
いずれかを選択して読み出すようになっている。まず、
アドレス０〜48の範囲では第９図ａに示すように第７図
と同様のインパルス応答特性の係数を記憶している。そ
して、アドレス64〜96の範囲では第９図ｂに示すように
第７図のアドレス０から32までのインパルス応答特性の
係数を記憶している。この場合、アドレス97から112ま
では係数ゼロを記憶する。これは、上述でリミット次数
アドレスLXとして「32」を選択したときと同じである。
次に、アドレス128〜144の範囲では第９図ｃに示すよう
に第７図のアドレス０から16までのインパルス応答特性
の係数を記憶している。この場合、アドレス145から176
までは係数ゼロを記憶する。これは、上述でリミット次
数アドレスLXとして「16」を選択したときと同じであ
る。

これに伴い、特性制御回路15において、前記セレクタ
46に代えてアンドゲート49,インバータ50を設ける。ア
ンドゲート49には制御信号FCON1と制御信号FCON2をイン
バータ50で反転した信号を入力する。そしてこのアンド
ゲート49の出力を下位ビットに、制御信号FCON2を上位
ビットにして、２ビットからなるアドレス制御データSX
を作成する。このアドレス制御データSXを64倍回路51に
入力し、64を乗算する。第６図のセレクタ43に代えて加
算器52を設け、絶対値回路42から出力される次数アドレ
スデータに64倍回路51の出力データを加算する。64倍回
路51の出力データはアドレスオフセット値として機能す
る。

まず、制御信号FCON1,FCON2が“0",“0"のとき（つま
りFX≦１のとき）、アドレス制御データSXの値は「０」
であり、64倍回路51の出力データは「０」で、絶対値回
路42から出力される次数アドレスデータが加算器52から
そのまま出力される。これにより、アドレスのオフセッ
トは行われず、フィルタ係数メモリ35a,36aでは、第９
図ａに示すようなアドレス０〜48の範囲に記憶されたイ
ンパルス応答特性係数を読み出す。

次に、FCON1,FCON2が“1",“0"のとき（つまり1.5≧F
X＞１のとき）、アドレス制御データSXの値は「１」で
あり、64倍回路51の出力データは「64」で、絶対値回路
42から出力される次数アドレスデータに「64」を加算し
た値が加算器52から出力される。これにより、係数メモ
リ読出しアドレスが64アドレスだけオフセットされ、フ
ィルタ係数メモリ35a,36aでは、第９図ｂに示すような
アドレス64〜112の範囲に記憶されたインパルス応答特
性係数を読み出す。ただし、アドレス96でリミットされ
ているので、所定のリミット機能が得られる。

次に、FCON1,FCON2が“1",“1"のとき（つまりFX＞1.
5のとき）、アドレス制御データSXの値は「２」であ
り、64倍回路51の出力データは「128」で、絶対値回路4
2から出力される次数アドレスデータに「128」を加算し
た値が加算器52から出力される。これにより、係数メモ
リ読出しアドレスが128アドレスだけオフセットされ、
フィルタ係数メモリ35a,36aでは、第９図ｃに示すよう
なアドレス128〜176の範囲に記憶されたインパルス応答
特性係数を読み出す。ただし、アドレス144でリミット
されているので、所定のリミット機能が得られる。

なお、上記実施例では単音発音について示している
が、複数チャンネルで時分割的にまたは並列的に複音発
音可能にしたものにおいても適用することができるのは
勿論である。

上記実施例では、波形補間演算によって併せて実現さ
れるフィルタ特性をローパスフィルタとしているが、こ
れに限らないのは勿論であり、係数の設定の仕方によっ
て任意のフィルタ特性が設定できる。

また、上記実施例では、基準音高よりも高い音高の楽
音を発生するとき、補間用係数を変更制御して補間特性
を制御し、これに伴い結果的にフィルタ特性を制御する
ようにしているが、これに限らず、基準音高よりも低い
音高の楽音を発生するときにも補間特性を制御し、これ
に伴いフィルタ特性を制御するようにしてもよい。

その場合は、楽音発生のために指定された音高が基準
音高より高い場合はインパルス応答特性を時間軸方向に
拡張するのに対して、低い場合はインパルス応答特性を
時間軸方向に圧縮するように各係数の値を変化させると
よく、そうすると、波形補間特性がすべての音高または
音域に対応して可変制御され、結果的に得られるフィル
タ特性の移動を防ぐようにすることができる。このよう
な制御はフィルタ特性を音色制御のために使用するよう
な場合に効果的である。

一方、どのような音高に対しても常に係数の可変制御
を行うのではなく、適宜の特定の範囲の音高に応じて係
数の可変制御を行うようにしてよい。そうすれば、特定
の範囲の音域に関して、波形補間特性ひいてはフィルタ
特性の制御を行うことができる。

勿論、いくつかの音高ごとにグループ化し、各音高グ
ループ毎に補間用係数を可変制御し、これにより波形補
間特性を制御すると共にフィルタ特性を制御するように
することも、この発明における「指定された音高に応じ
た制御」の範囲に含まれる。

この発明の実施態様のいくつかを整理すると次のよう
である。

（ａ）特許請求の範囲第１項記載の楽音信号発生装置に
おいて、前記係数発生手段は、所望のインパルス応答特
性に対応して前記係数を発生するものであり、前記特性
制御手段は、指定された音高に応じて該インパルス応答
特性を時間軸方向に圧縮または拡張するよう各係数の値
を変化させ、これにより前記補間特性を可変制御するも
のである。

（ｂ）前記特性制御手段は、所定の基準音高と指定音高
とのずれに応じて前記インパルス応答特性を時間軸方向
に圧縮または拡張するよう各係数の値を変化させ、ここ
で指定音高が基準音高より高い場合は拡張し、反対に低
い場合は圧縮し、これにより前記補間特性を可変制御し
て結果的に得られるフィルタ特性の移動を防ぐようにし
たものである上記ａ項に記載の楽音信号発生装置。

（ｃ）前記所望のインパルス応答特性はローパスフィル
タに対応する特性であり、前記特性制御手段は、所定の
基準音高よりも高い音高が指定されたとき、基準音高と
指定音高とのずれに応じて前記インパルス応答の特性を
時間軸方向に拡張するよう各係数の値を変化させるもの
である上記ａ項に記載の楽音信号発生装置。

（ｄ）特許請求の範囲第１項記載の楽音信号発生装置に
おいて、前記特性制御手段は、特定の範囲の音高が指定
されたとき、該指定音高に応じて前記補間特性を可変制
御すべく前記係数発生手段で発生する前記係数を変化さ
せるものである。

（ｅ）特許請求の範囲第１項記載の楽音信号発生装置に
おいて、前記波形発生手段は、指定された音高に対応す
るレートで変化する整数部と小数部とからなるアドレス
信号を発生する手段と、該アドレス信号の整数部に応じ
てディジタル波形サンプルデータを発生する手段とを有
し、 前記係数発生手段は、所望の補間特性に対応するｍ次
の係数データの中から上記アドレス信号の小数部に応じ
てｎ個（ただしｎ＜ｍ）の係数を選択して発生するもの
である。

（ｆ）前記特性制御手段は、前記インパルス応答特性を
時間軸方向に圧縮または拡張するよう各係数の値を変化
させる場合に、インパルス応答の自然な連続性が確保で
きるように、端寄りのいくつかの次数についての係数を
切り捨てるものである上記ａ項に記載の楽音信号発生装
置。

〔発明の効果〕

以上の通り、この発明によれば、ディジタルフィルタ
演算を使用した波形補間演算により滑らかな波形の楽音
信号を発生する場合において、音高（又は音高グループ
すなわち音域）に応じて波形補間特性設定のための係数
を可変制御するようにしたので、その結果として得られ
るフィルタ特性を制御することができるようになり、波
形補間用回路を実効有るディジタルフィルタ回路として
も機能させ、波形補間機能と制御可能なディジタルフィ
ルタ機能の両方を一挙に実現し、これに伴い、種々の効
果を期待することできる。例えば折り返しノイズ除去用
のローパスフィルタとして機能させる場合は、音高に従
うフィルタ特性の移動を防ぎ、これにより、波形補間を
行いつつ、どの音高でも確実に折り返しノイズを除去す
ることができるようになる、という優れた効果を発揮す
る。

【図面の簡単な説明】

第１図ａ〜ｅはインパルス応答特性の音高に応じた変化
及び制御の一例を示す図、 第２図ａ〜ｅは第１図ａ〜ｅに対応するフィルタ特性の
一例を示す図、 第３図はこの発明を実施した電子楽器の一例を示す全体
構成ブロック図、 第４図は第３図における波形発生回路の一例を示すブロ
ック図、 第５図は各種クロックパルス及び時分割演算タイミング
の一例を示すタイミングチャート、 第６図は第３図における補間演算回路、係数発生回路、
特性制御回路の一例を示すブロック図、 第７図は第６図におけるフィルタ係数メモリに記憶する
係数のインパルス応答特性の一例を示す図、 第８図は第３図における係数発生回路及び特性制御回路
の別の例を示すブロック図、 第９図ａ〜ｃは第８図におけるフィルタ係数メモリの記
憶構成例を示す図、である。 10……鍵盤、11……押鍵検出回路、12……波形発生回
路、14……係数発生回路、15……特性制御回路、16……
補間演算回路、22……波形メモリ、35,36……フィルタ
係数メモリ。

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】発生すべき楽音の音高を指定する音高指定
   手段と、 指定された音高に対応する周波数でディジタル波形サン
   プルデータを発生する波形発生手段と、 所望の補間特性に対応するｎ個の係数を発生する係数発
   生手段と、 前記音高指定手段で指定された音高に対応して、前記係
   数発生手段で発生する前記係数の値を変化させ、前記補
   間特性を可変制御する特性制御手段と、 前記波形発生手段から順次発生されるｎ個のディジタル
   波形サンプルデータに対して前記係数をそれぞれ演算
   し、これを合成して１サンプルのデータを形成する補間
   演算手段と を具えた楽音信号発生装置。
2. 【請求項２】発生すべき楽音の音高を指定する音高指定
   手段と、 指定された音高に対応する周波数でディジタル波形サン
   プルデータを発生する波形発生手段と、 所望の補間特性に対応するｎ個の係数を発生する係数発
   生手段と、 前記音高指定手段で指定された音高が所定の音域のとき
   前記係数発生手段で発生する前記係数の値を変化させ、
   前記補間特性を可変制御する特性制御手段と、 前記波形発生手段から順次発生されるｎ個のディジタル
   波形サンプルデータに対して前記係数をそれぞれ演算
   し、これを合成して１サンプルのデータを形成する補間
   演算手段と を具えた楽音信号発生装置。