JPH04114199A - 楽音信号発生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、ディジタルフィルタ演算を使用した波形補
間演算により滑らかな波形の楽音信号を発生する楽音信
号発生装置に関し、特に、音高に応じて補間特性を制御
するようにしたことに関する。

〔従来の技術〕

特開昭６３−１６８６９５号においては、ｎサンプ９分
の楽音信号サンプルデータに対してｍ次のフィルタ演算
を行う（ここでｎ　＜　ｍ　）ことにより、簡略化され
たフィルタ演算を行うことが提案されている。これは、
アドレス信号の整数部に対応して楽音信号サンプルデー
タを順次発生する一方で、アドレス信号の小数部の値に
対応してｍ次のフィルタ係数の中からｎ個のフィルタ係
数を選択しく選択されるフィルタ係数の次数組合せはア
ドレス信号の小数部の値に応して異なる）、この選択さ
れたｎ個のフィルタ係数をｎサンプ９分の楽音信号サン
プルデータに対して演算することにより、実質的にｍ次
フィルタ演算を行うようにしたものである。

また、この特開昭６３−１６８６９５号においては、ｎ
サンプル分の楽音信号サンプルデータとしては、固定の
ｎサンプリング周期分の発生データではなく、波形メモ
リにおけるｎアドレス分の記憶データを利用することが
示されている。このことは、一定のサンプリング周期に
従う単純なフィルタ演算ではなく、フィルタ演算のサン
プリング周期が楽音の音高に応じて変動し、これにより
ｎサンプルにわたる波形補間演算が行われることを意味
しており、その補間演算結果として１サンプルのデータ
が形成されることになる。

一方、ディジタルフィルタを折り返しノイズの除去のた
めに使用する場合、フィルタ特性をローパスフィルタと
し、カットオフ周波数ｆｃを楽音信号のサンプリング周
波数ｆｓの１／２よりも小さく設定すればよいことは既
に知られている。上記のような波形補間演算のためのフ
ィルタ特性をローパスフィルタ特性とし、そのカットオ
フ周波数を上記のようにｆｃ＜ｆｓ／２とすれば、折り
返しノイズの除去をも行うようにすることができる。

〔発明が解決しようとする課題〕 ところで、上述の特開昭６３−１６８６９５号のように
、ディジタルフィルタ演算を利用して波形補間演算を行
うようにした場合、フィルタ演算の実質的なサンプリン
グ周期が楽音の音高に応して変動することにより、結果
的に得られるフィルタ特性が、（係数の値を変更するこ
となしに、）音高に従って移動してしまうことになる。

これは、ディジタルフィルタ演算を利用した波形補間演
算においては、ディジタルフィルタの観点に従う信号の
単位遅延時間が一定とはならず、音高に従って変動して
しまうことによる。このことは、フィルタ特性を音高に
応じて移動させたくない場合、不都合である。

例えば、補間特性として使用するフィルタ特性をローパ
スフィルタ特性にして、波形補間のみならず、折り返し
ノイズの除去をも行おうとする場合、ローパスフィルタ
特性のカットオフ周波数も音高に応じて変動してしまう
。そのため、音高が高くなって、カットオフ周波数が折
り返しノイズ周波数よりも高くなると、折り返しノイズ
が除去できなくなるという問題点が生じる。この不都合
は、発生する楽音の最高音高において、そのような不都
合が生しないように、十分に分解能の高い波形を予め発
生するようにすれば、防ぐことができる。しかし、そう
すると波形補間を行うメリットが余りなくなってしまう
。

この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、ディジタ
ルフィルタ演算を使用した波形補間演算により滑らかな
波形の楽音信号を発生する場合において、音高に応じて
補間特性を制御することにより、その結果としてのフィ
ルタ特性を制御できるようにした楽音信号発生装置を提
供しようとするものである。

詳しくは、音高に応じて補間特性を制御することにより
、結果として得られるフィルタ特性の移動を防ぐことが
できるようにした楽音信号発生装置を提供しようとする
ものである。

また、この発明は、ディジタルフィルタ演算を使用した
波形補間により滑らかな波形の楽音信号を発生する場合
において、音高に応じて補間特性を制御することにより
、折り返しノイズを確実に除去できるようにした楽音信
号発生装置を提供しようとするものである。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係る楽音信号発生装置は、発生すべき楽音の
音高を指定する音高指定手段と、指定された音高に対応
する周波数でディジタル波形サンプルデータを発生する
波形発生手段と、所望の補間特性に対応するｎ個の係数
を発生する係数発生手段と、前記音高指定手段で指定さ
れた音高に応じて前記係数発生手段で発生する前記係数
を変化させ、前記補間特性を可変制御する特性制御手段
と、前記波形発生手段から順次発生されるｎ個のディジ
タル波形サンプルデータに対して前記係数をそれぞれ演
算し、これを合成して１サンプルのデータを形成する補
間演算手段とを具えたものである。

〔作　　用〕

係数発生手段では、所望の補間特性に対応するｎ個の係
数を発生する。特性制御手段では、音高指定手段で指定
された音高に応じて前記補間特性を可変制御すべく前記
係数発生手段で発生する前記係数を変化させる。補間演
算手段において、波形発生手段から順次発生されるｎ個
のディジタル波形サンプルデータに対してｎ個の係数を
それぞれ演算し、これを合成して１サンプルのデータを
形成することにより、波形補間が行われる。また、所望
の補間特性に対応するｎ個の係数は、同時にそれに対応
するフィルタ特性をも設定している。

つまり、同じｎ個の係数を、波形補間のための補間係数
とみなすことができるし、また、フィルタ係数とみなす
こともできるわけである。

従来は、前述のように、ディジタルフィルタ演算を利用
して波形補間演算を行う場合は、このフィルタ特性は楽
音の音高に応じて移動してしまい、制御することができ
なかった。それに対して、この発明では、補間演算で使
用するｎ個の係数を指定された音高に応じて可変制御す
るようにしだので、補間特性を音高に応して制御するこ
とができ、結局、その結果として得られるフィルタ特性
を制御することができるようになる。

この点につき、簡単な例を挙げて説明すると、所望の補
間特性に対応するｎ個の係数として、第１図（ａ）に示
すようなインパルス応答特性に対応するものを使用する
とする。仮りにｎ＝７としている。これに対応するフィ
ルタ特性は第２図（ａ）に示すようなローパスフィルタ
特性であるとする。

説明の便宜上、成る所定の音高のとき同図（ａ）に示す
ようなカットオフ周波数ｆｃを持つローパスフィルタ特
性が得られるとする。この所定音高よりも音高が上がる
と、実効的なサンプル間隔が狭くなるので、インパルス
応答は第１図（ｂ）に示すように時間軸方向に事実上圧
縮される。これに伴い、結果的に得られるフィルタ特性
は第２図（ｂ）に示すように変動し、カットオフ周波数
ｆｃｌが高くなる。反対に、所定音高よりも音高が下が
ると、実効的なサンプル間隔が広がるので、インパルス
応答は第１図（ｄ）に示すように時間軸方向に事実上拡
張される。これに伴い、結果的に得られるフィルタ特性
は第２図（ｄ）に示すように変動し、カットオフ周波数
ｆｃ２が低くなる。なお、第１図では、横軸の各ポイン
トが係数の次数に対応しており、かつ該横軸を時間軸に
見立てて、各次数に対応する信号サンプルデータのサン
プル間隔が理解できるように示しである。

第１図（ｂ）、　（ｄ）は、この発明による係数制御を
行っていない従来例に相当するものであり、各次数に対
する係数の値はそのままで、波形信号サンプル間隔の変
動にそのまま追従して事実上のインパルス応答が圧縮ま
たは拡張されている。

これに対して、この発明に従って、各次数に対する係数
の値そのものを指定された音高に応じて可変制御して補
間特性を変化するようにすれば、インパルス応答を第１
図（ｂ）、　（ｄ）に示すようなものから任意のものに
変動させることができる。

例えば、カットオフ周波数を移動させたい場合は、該イ
ンパルス応答の特性を時間軸方向に圧縮または拡張する
よう各係数の値を変化させればよい。

例えば、所定音高よりも音高が上がったとき、その差に
応じて、インパルス応答特性を時間軸方向に拡張するよ
う各係数の値を変化させるとする。

そうすると、事実上のインパルス応答は第１図（ｂ）に
示すようなものから第１図（ｃ）に示すようなものに変
更することができ、これに伴い、結果的に得られるフィ
ルタ特性は第２図（ｃ）に示すようにカットオフ周波数
ｆｃが変動しないものとすることができる。また、所定
音高よりも音高が下がったときは、その座に応じて、イ
ンパルス応答の特性を時間軸方向に圧縮するよう各係数
の値を変化させるとする。そうすると、事実上のインパ
ルス応答は第１図（ｄ）に示すようなものから第１図（
ｅ）に示すようなものに変更することができ、これに伴
い、結果的に得られるフィルタ特性は第２図（ｅ）に示
すようにカットオフ周波数ｆｃが変動しないものとする
ことができる。

このように、この発明では、補間演算で使用するｎ個の
係数を指定された音高に応じて可変制御して、結果的に
得られるフィルタ特性の移動を防ぐようにすることがで
きる。

フィルタ特性はどのようなものとしてもよい。

ローパスフィルタ特性として、折り返しノイズを除去し
ようとする場合は、第１図（ｂ）のようにカットオフ周
波数ｆｃｌが高い方に移動したとすると、該カットオフ
周波数ｆｃｌがサンプリング周波数の１７２よりも高く
なり、折り返しノイズを除去できなくなる場合が起こる
。一方、第１図（ｄ）のようにカットオフ周波数ｆｃ２
が低い方に移動した場合は、折り返しノイズは除去でき
る。そこで、このように、折り返しノイズの除去を目的
とする場合は、所定の基準音高よりも高い音高が指定さ
れたとき、基準音高と指定音高とのずれに応じて第１図
（ｃ）のようにインパルス応答の特性を時間軸方向に拡
張するよう各係数の値を変化させるようにするだけで足
りる。ここで、所定の基準音高とは、その音高に対応し
て得られる第１図（ａ）に示すようなローパスフィルタ
特性のカットオフ周波数ｆｃがサンプリング周波数の１
／２よりも低いものである。

このような折り返しノイズの除去を目的とする場合に限
らず、どのような音高に対しても常に係数の可変制御を
行うのではなく、適宜の特定の範囲の音高に応して係数
の可変制御を行うようにしてよい。そうすれば、特定の
範囲の音域に関して、フィルタ特性の制御を行うことが
できる。

この発明は、全次数ｎの係数をそのままｎ個の係数とし
て使用する通常の波形補間演算に限らず、全次数ｍより
少数のｎ個の省略された係数演算によりフィルタ演算を
行うタイプのものにおいても適用することができる。そ
の場合の実施態様としては、波形発生手段は、指定され
た音高に対応するレートで変化する整数部と小数部とか
らなるアドレス信号を発生する手段と、該アドレス信号
の整数部に応じてディジタル波形サンプルデータを発生
する手段とを有するものとする。そして、係数発生手段
は、所望の補間特性に対応するｍ次の係数データの中か
ら上記アドレス信号の小数部に応じてｎ個（ただしｎ　
＜　ｍ　）の係数を選択して発生するものとする。以下
の実施例では、このようなｎ個の省略された係数演算に
より次数ｍの演算を実質的に行うタイプのものにこの発
明を適用した例が示される。

特性制御手段において、インパルス応答特性を時間軸方
向に圧縮または拡張するよう各係数の値を変化させる場
合に、有限個の係数の端寄りのいくつかの次数について
は、インパルス応答の半端な位置に来てしまい、その結
果、インパルス応答の連続性が確保できなくなることが
起こり得る。

その場合はノイズ等の問題が起こるおそれがある。

そこで、実施態様として、インパルス応答の連続性が確
保できるように、端寄りのいくつかの次数についての係
数を切り捨てるようにしてよい。例えば、インパルス応
答特性のカーブにおいてゼロクロスする点を境に切り捨
てを行えば、つながりがよくなり、インパルス応答の自
然な連続性が一応確保できるので、そのような箇所で切
り捨てを行うようにしてよい。

［実施例〕 を詳細に説明しよう。

第３図はこの発明を実施した電子楽器の一例を示す全体
構成ブロック図であり、Ｉｗ盤１０は発生すべき楽音の
音高を指定するための複数の鍵を具えている。押鍵検出
回路１１は鍵盤１０で押圧された鍵を検出し、押圧鍵を
示すキーコードＫＣとキーオン信号ＫＯＮを出力する。

波形発生回路１２は、キーコードＫＣに応じて、指定さ
れた音高に対応する周波数でディジタル波形サンプルデ
ータを発生する。音色選択装置１３で選択された音色を
示す音色データＴＣが波形発生回路１２に与えられ、該
波形発生回路１２では選択された音色に対応する楽音波
形のディジタル波形サンプルデータを発生する。

係数発生回路１４は、所望の補間特性に対応するｎ個の
係数を発生するものである。係数発生回路１４に関連し
て設けられた特性制御回路１５は、指定された音高に応
じて前記補間特性を可変制御すべく係数発生回路１４で
発生する係数を変化させる制御を行うものである。補間
演算回路１６は。

以下、添付図面を参照してこの発明の一実施例波形発生
回路１２から順次発生されるｎ個のディジタル波形サン
プルデータに対して係数発生回路１４から発生したｎ個
の係数をそれぞれ演算し、これを合成して１サンプルの
データを形成する補間演算を行うものである。

エンベロープ発生器１７はキーオン信号ＫＯＮに基づき
エンベープ波形信号を発生する。乗算器１８では、補間
演算回路１６から出力された楽音信号サンプルデータと
エンベープ波形信号とを乗算し、楽音信号に対して音量
エンベロープを付与する。音量エンベロープを付与され
た楽音信号サンプルデータは効果付与回路１９でリバー
ブ効果など適宜の効果が付与され、その後、ディジタル
／アナログ変換器２０でアナログ信号に変換されて、サ
ウンドシステム２１に与えられる。

波形発生回路１２の一例につき第４図により説明する。

波形発生回路１２は、音源として波形メモリ２２を具備
している。波形メモリ２２には各音色に対応して異なる
波形を記憶している。この波形の記憶の仕方及び読出し
方は公知の如何なる手法によってもよい。例えば、１周
期波形を記憶し、これを繰返し読み出す、あるいは半周
期波形を記憶し、これを折り返して繰返し読み出す、あ
るいは複数周期波形を記憶し、これを１回または繰返し
読み出す、あるいはアタック部の複数周期波形を１回読
み呂した後、持続部の１又は複数周期波形を繰返し読み
呂す、あるいは発音開始から終了までの全波形を記憶し
ておき、これを１回読み出す、などどのような手法でも
よい。また、メモリに記憶するデータ符号化形式も、Ｐ
ＣＭに限らず、ＤＰＣＭ、ＡＤＰＣＭ、デルタ変調など
適宜のものでよい。

波形発生回路１２においては、波形メモリ２２のほかに
、メモリ読み出し用の回路が含まれている。第４図では
、波形メモリ２２において発音開始から終了までの全波
形を記憶した場合の読み出し回路の一例が示されている
６例えば、外部より所定基準音高の楽音信号を録音し、
これを一定周波数のサンプリングクロックパルスＳＭＣ
に従ってサンプリングしたものを波形メモリ２２に記憶
しておく。これを読み出すときは、基準音高で読み出す
場合には、サンプリングクロックパルスＳＭｅの１周期
につき１アドレス増加するレートで変化するアドレス信
号により波形メモリ２２の読出しを行えばよい。その他
の音高で読み出す場合には、その音高と基準音高との周
波数比に応じてアドレス信号の変化レートを制御すれば
よい。

第４図において、基準Ｆナンバレジスタ２３は上記基準
音高の周波数を示す数値（基準ＦナンバＲＦＮ）を対数
値つまりセント値で記憶している。

Ｆナンバメモリ２４は、各鍵毎の音高周波数を示す数値
（Ｆナンバ）を対数値つまりセント値で記憶しており、
押鍵検出回路１１から与えられるキーコードＫＣに応じ
て、押圧鍵の音高に対応するＦナンバＦＮを読み呂す。

引算器２５では、押圧鍵の音高に対応するＦナンバＦＮ
から基準ＦナンバＲＦＮを引き（ＦＮ−ＲＦＮ）、基準
音高に対する押圧鍵の音高の周波数比を求める。対数同
士の引算は真数の割算に相当するので、基準音高に対す
る押圧鍵の音高の周波数比が求まる。対数／リニア変換
器２６では引算器２５の出力をリニア値に変換し１周波
数比を示すリニア値を得る。

この対数／リニア変換器２６の出力は、アドレス増分値
ＦＸとして累算器２７に与えられる。この増分値ＦＸは
、小数部を含む値であり、押圧鍵の音高が基準音高に等
しい場合は、「１」であり、基準音高よりも高ければ「
１」よりも大きく、低ければ「１」よりも小さい。

累算器２７は、入力されるアドレス増分値ＦＸをサンプ
リングクロックパルスＳＭＣに従う周期で繰返し累算す
るもので、アドレスカウンタに相当する。累算器２７は
、発音開始時にリセットされ、ＦＸの累算をＯから開始
する。この累算器２７の出力は波形メモリ２２から波形
サンプルデータを読み出すための相対アドレス信号であ
り、加算器２８でこれにスタートアドレスデータＳＡを
加算することにより波形メモリ２２の絶対アドレスを指
示するアドレス信号とする。

スタートアドレスメモリ２９は、波形メモリ２２に記憶
した各音色に対応する波形のスタートアドレスをそれぞ
れ記憶しており、選択した音色を示す音色データＴＣや
その他適宜の音色パラメータ　（例えばキースケーリン
グパラメータやタッチデータなど）に応じて所定のスタ
ートアドレスデータＳＡを読み出す。このスタートアド
レスデータＳＡが加算器２８に与えられ、累算器２７か
らの相対アドレス信号に加算される。

加算器２８から出力されるアドレス信号は、整数部ＩＡ
Ｄと小数部ＦＡＤとからなっており、整数部ＩＡＤのデ
ータが加算器３０を介して波形メモリ２２のアドレス入
力に与えられる。

アドレス信号の整数部ＩＡＤは、その値により成る１つ
のディジタル波形サンプルデータのアドレスを特定して
いる。加算器３０では、このＩＡＤに対してアドレスオ
フセット＠５ＬＣＴＲを加算し、補間演算に使用するｎ
個のディジタル波形サンプルデータを読み出すためのｎ
個のアドレス値を発生する。−例としてｎ　＝　６であ
り、第５図に示すように、サンプリングクロックパルス
ＳＭＣの６倍の周波数のマスタクロックパルスＭＣによ
りサンプリングクロックパルスＳＭＣの１周期を６分割
し、アドレスオフセット値５ＬＣＴＲとして各タイムス
ロットに対応して数値−２，−１゜０、ｌ、２．３を時
分割供給する。整数部ＩＡＤのタイミングはサンプリン
グクロックパルスＳＭＣの１周期に対応しているので、
加算器３０では、各タイムスロット毎にＩＡＤ−２，Ｉ
ＡＤ−１゜ＩＡＤ、ＩＡＤ＋１．ＩＡＤ＋２．ＩＡＤ＋
３なる６個のアドレス値を出力する。これに応じて、波
形メモリ２２からは、１サンプリング周期（ＳＭＣの周
期）内で、これら各アドレス値ＩＡＤ−２、ＩＡＤ−１
，ＩＡＤ、ＩＡＤ＋１．ＩＡＤ＋２、ＩＡＤ＋３に対応
するｎ＝６個の波形サンプルデータが時分割的に読み出
される。

比較器３１は、アドレス増分値ＦＸと数値ｒｌＪ及びｒ
ｌ、５Ｊ　を比較し、ＦＸ＞１ならば出力信号ＦＣＯＮ
Ｉとして“１″を出力し、ＦＸ＞１゜５ならば出力信号
ＦＣＯＮ２として１”を出力する。

次に、係数発生回路１４、特性制御回路１５及び補間演
算回路１６の具体例について、第６図により説明する。

第６図の補間演算回路１６において、波形メモリ２２か
ら読み出されたディジタル波形サンプルデータは係数乗
算用の乗算器３２に入力される。

補間用係数はアドレス信号の小数部ＦＡＤに応じて係数
発生回路１４から後述するように供給される。乗算器３
２の出力はアキュムレータ３３に入力され、たたみこみ
和が求められる。このアキュムレータ３３はマスタクロ
ツタパルスＭＣのタイミングで（つまりアドレスオフセ
ット値Ｓ　ＬＣＴＲの各ステップ毎に）アキュムレート
を行い、サンプリングクロックパルスＳＭＣのタイミン
グでクリアされる。アキュムレート値をクリアする直前
に、今回の演算で求めたたたみこみ和がラッチ回路３４
にラッチされる。

係数発生回路１４は、ｍ＝９７次のフィルタ係数（０次
〜９６次）を夫々記憶したフィルタ係数メモリ３５．３
６と、この９７次のフィルタ係数のうちｎ　＝　６個を
アドレス信号の小数部ＦＡＤの値に応じて選択して読み
出すための回路と、読み出された係数を補間するための
補間回路３７とを具えている。

２系列のフィルタ係数メモリ３５．３６は全く同じもの
であり、補間回路３７における補間のために隣接する２
つのフィルタ係数を並列的に読み出すために２系列のフ
ィルタ係数メモリ３５，３６が設けられている。このフ
ィルタ係数メモリ３５．３６に記憶するフィルタ係数の
インパルス応答は例えば第７図に示すようなものであり
、これによって実現されるフィルタ特性は例えば第２図
（ａ）に示すようなローパスフィルタ特性であり、基準
音高においてサンプリング周波数の半分よりも低い所定
の周波数がカットオフ周波数ｆｃとなるようになってい
る。

なお、ローパスフィルタ特性の０次〜９６次の係数分布
は４８次を中心にして０次〜４７次と４９次〜９６次と
では対象であることに鑑みて、フィルタ係数メモリ３５
．３６においては、アドレスＯ〜４８において４８次〜
９６次の係数のみを記憶し、０〜４７次の係数は、４９
〜９６次の係数を記憶したアドレス１〜４８を逆方向に
読み出すことにより得るようにしている。そのために、
０〜４７次の係数に対して−４８〜−１のアドレスを割
り振り、メモリ３５．３６をアクセスする際には、後述
の絶対値回路４２により、負符号を除去して絶対値４８
〜１にてアクセスするようにしている。

乗算器３８．３９及び加算器４０は、波形読比し用アド
レス信号の小数部ＦＡＤの値及びアドレスオフセット値
５ＬＣＴＲに応じて、ｎ＝６サンプル点分の各整数部Ｉ
ＡＤ−２，ＩＡＤ−１，ＩＡＤ、ＩＡＤ＋１．ＩＡＤ＋
２．ＩＡＤ＋３に対応して係数読出し用の次数アドレス
信号を形成するものである。乗算器３８にアドレス信号
の小数部ＦＡＤの６ビツトデータを入力し、１１　１　
Ｆ＋を乗算する。乗算器３９にはアドレスオフセット値
５ＬＣＴＲを入力し、“１６ＸＳＬＣＴＲ”の乗算を行
う。乗算器３８．３９の出力を加算器４０で加算する。

加算器４０の出力つまり係数読出し用の次数アドレス信
号は次のように決定される。

第１表 なお、乗算器３８では、小数部ＦＡＤの６ビツトデータ
のうち上位４ビツトを整数部とし、下位２ビツトを小数
部として取り扱い、加算器４０に対して出力する。例え
ば、ＦＡＤの上位４ビツト整数部が最大値１６のとき、
５ＬＣＴＲ＝−２に対応して加算器４０から出力される
次数アドレスは−４８となる。従って、加算器４０から
出力される次数アドレスは−４８〜４８の範囲の値をと
り、それに下位２ビツトの小数部が付加されることにな
る。

加算器４０の出力は、乗算器４１を経由して絶対値回路
４２に与えられる。乗算器４１は特性制御回路１５から
与えられる制御信号ＣＸに応じて次数アドレスを変更す
るものである。次数アドレスを変更しないとき特性制御
信号ＣＸは“１”であり、加算器４０の出力は乗算器４
１で変更されずに出力される。絶対値回路４２は、次数
アドレスが負の値−４８〜−１のとき４その負符号を除
去し、４８〜１に変更するものである。

絶対値回路４２の出力のうち上位６ビツトが次数アドレ
スＯ〜４８を指示しており、下位２ビツトが小数部を指
示している。この絶対値回路４２の出力は、セレクタ４
３の入力Ｏに加わる。セレクタ４３の選択制御人力Ｓに
加わる選択制御信号は通常は“０″であり、入力Ｏのデ
ータを選択して出力する。セレクタ４３を経由して選択
出力された絶対値回路４２の出力のうち次数アドレスＯ
〜４８を指示する上位６ビツトがフィルタ係数メモリ３
５に入力される一方で、加算器４４で１加算されてフィ
ルタ係数メモリ３６に入力される。

こうして、次数アドレスが隣接する２つの係数データが
フィルタ係数メモリ３５．３６から読み出される。この
２つの係数データは補間回路３７に入力される。一方、
セレクタ４３の出力の下位２ビツトつまり小数部データ
が補間回路３７に入力され、これに応じて４ステツプの
補間特性（例えば直線補間特性）で、上記隣接する２つ
の係数データが補間される。こうしてメモリ３５．３６
には実際にはｍ＝９７次分のフィルタ係数しか記憶され
ていないが、補間により、４Ｘ９７＝３８８次分のフィ
ルタ係数を密に準備しているのと等価になる。補間回路
３７の出力は補間用係数データとして補間演算回路１６
の乗算器３２に入力される。勿論、係数の補間（つまり
補間回路３７とそれに関連する加算器４４とメモリ３６
の存在）は必須ではなく、省略することも可能である。

以上のようにして、係数発生回路１４からは。

第５図に示す６個のアドレスオフセット値５ＬＣＴＲの
各時分割タイミングに対応してそれぞれ補間用係数デー
タを発生する。補間演算回路１６の乗算器３２では、６
個のアドレスオフセットｆＩｆｉ、５ＬＣＴＲの各時分
割タイミングに対応して発生されるｎ＝６個のディジタ
ル波形サンプルデータに対してそれぞれに対応するｎ　
＝　６個の補間用係数データを乗算する。この乗算器３
２の出力が、前述のように、アキュムレータ３３で加算
合成されて１サンプルのディジタル波形サンプルデータ
が求められ、ラッチ回路３４にラッチされる。こうして
、波形補間が実行されると共に、そのとき使用した補間
用係数のインパルス応答特性に応じたフィルタ処理が施
される。この実施例の場合は、ローパスフィルタ処理で
あり、前述の通り、基準音高ではサンプリング周波数の
半分より低い所定のカットオフ周波数を持ち１．折り返
しノイズを除去することができるものである。

なお、フィルタ処理の面から見た場合、９７次（係数の
補間も考慮すると３８８次）のインパルス応答特性を構
成する係数のうちｎ＝６個の係数しか使用していないが
、これは望みのフィルタ特性を何ら変えるものではない
。乗算器３９で“′１６ＸＳＬＣＴＲ”の乗算を行い、
これにより、ｎ＝６個の各係数の間隔を１６次とし、９
７次の係数を１６次ごとに飛び飛びに選択して使用して
いる。これは、使用されなかった中間の各１５次分の係
数に対してはサンプル値データとして０を乗算している
のと等価であり、これにより、実質的に９７次（係数補
間も考慮すると３８８次）のインパルス応答特性に従う
フィルタ演算を行っていることになる。望みのインパル
ス応答の次数をｍ（実施例ではｍ＝９７）とすると、こ
の実施例の場合ｍ　＞　ｎであるが、勿論、これに限ら
ず、ｍ＝ｎであってもよい。

次に特性制御回路１５について説明すると、第４図の回
路から出力されたアドレス増分値データＦＸと制御信号
ＦＣＯＮＩ、ＦＣＯＮ２をこの特性制御回路１５に入力
し、ＦＸはセレクタ４５の入力１に与え、ＦＣＯＮＩは
セレクタ４５の選択制御人力Ｓに与える。また、ＦＣＯ
ＮＩ及びＦＣ○Ｎ２は、セレクタ４６の選択制御人力Ｓ
Ｏ，Ｓ１に与える。セレクタ４５の入力０には数値「１
」が与えられ１選択制御人力Ｓに加わる制御信号ＦＣＯ
Ｎ１がＯのとき、つまり、アドレス増分値データＦＸが
１以下のとき、数値ｒｌＪを選択し。

他方、ＦＣＯＮＩが１のとき、つまり、アドレス増分値
データＦＸが１より大きいときはデータＦＸそのものを
選択する。セレクタ４５の出力は、逆数回路４７に加わ
り、その逆数が求めら・れる。

逆数回路４７の出力は特性制御信号ＣＸとして乗算＃１
４１に与えられる、 従って、ＦＸ≦１の場合、つまり、指定された音高が基
準音高と同じかそれよりも低い場合は。

特性制御信号ＣＸとして数値「１」が出力される。

この場合は、前述のように、加算器４０の出力が変更さ
れずにそのまま乗算器４１を経由して絶対値回路４２に
与えられる。従って、フィルタ係数メモリ３５．３６の
読比しアドレスは変更されず。

該メモリに設定された通りのインパルス応答特性からな
るローパスフィルタ制御が補間演算回路１６にて行われ
る。この場合、指定された音高が基準音高と同じ場合は
、例えば第２図（ａ）のように、ローパスフィルタのカ
ットオフ周波数ｆｃはサンプリング周波数の半分より低
い所定のカットオフ周波数であり、折り返しノイズを除
去することができるものである。また、指定された音高
が基準音高よりも低い場合は、実効的なサンプル間隔が
広がるので、インパルス応答は例えば第１図（ｄ）に示
すように基準音高のときに比べて時間軸方向に事実上拡
張されることになり、これに伴い、結果的に得られるフ
ィルタ特性は例えば第２図（ｄ）に示すように変動し、
カットオフ周波数ｆｃ２が低くなる。しかし、カットオ
フ周波数が低くなるぶんには、折り返しノイズの除去に
さしつかえないので、この実施例の場合は、実質的なフ
ィルタ特性が変動しても特に修正しない。

一方、ＦＸ＞１の場合、つまり、指定された音高が基準
音高よりも高い場合は、特性制御信号ＣＸとして数値Ｆ
Ｘの逆数１／ＦＸが出力される。

この場合、ｌ／ＦＸはｌよりも小さい値であり、ＦＸに
反比例しており、ＦＸが増大するほどｌ／ＦＸは減少す
る。１よりも小さい１／ＦＸ＝ＣＸが乗算器４１に与え
られることにより、加算器４０から与えられる次数アド
レスの値がＣｘに応した比率で小さくなる方向に変更さ
れる。これにより、フィルタ係数メモリ３５．３６の読
出しアドレスが小さくなる方向に変更され、その結果、
該メモリに設定されたインパルス応答特性は見掛は上時
間軸方向に拡張される。つまり、対応するアドレスオフ
セット値５ＬＣＴＲ（−２，−１，０゜１．２．３）は
変わらずに（各サンプルデータの時間間隔は変わらずに
）、係数メモリから読出される各係数のアドレス間隔が
短くなるので、各係数のアドレス間隔に相当する時間そ
れ自体はアドレス間隔が短くなる前も後も変わらないた
め、上記のような小さくなる方向に変更された次数アド
レスに従う係数メモリの読出しによって、該メモリに設
定されたインパルス応答特性よりも見掛は上時間軸方向
に拡張されたインパルス応答特性が得られるのである。

この場合、勿論、波形補間演算の観点から見ても、ｎ＝
６個の各波形サンプルデータに対応する補間用係数の値
がＦＸの値に応じて変化していることになり、結果的に
補間特性も変化されている。

こうして、そのように時間軸方向に拡張されたインパル
ス応答特性に従って、波形補間演算及びローパスフィル
タ制御が補間演算回路１６にて行われる。この場合、指
定された音高が基準音高よりも高いため、上記のような
特性変更制御を行わなかったとすると（つまり、ＣＸ＝
１のままであるとすると）、実行的なサンプル間隔が狭
くなるので、インパルス応答は例えば第１図（ｂ）に示
すように時間軸方向に事実上圧縮される。これに伴い、
結果的に得られるローパスフィルタ特性は例えば第２図
（ｂ）に示すように変動し、カットオフ周波数ｆｃ１が
高くなってしまう。しかし、上記のように、ＣＸ＝１／
ＦＸとして、基準音高と指定音高とのずれすなわち比（
ＦＸ）に応じて、インパルス応答特性を時間軸方向に拡
張するよう各サンプル点に対応する係数の値を変化させ
ているので、補間演算の結果得られる事実上のインパル
ス応答は例えば第１図（ｃ）に示すようになり、本来の
第１図（ａ）に示すようなものと等価となり、これに伴
い、結果的に得られるローパスフィルタ特性は例えば第
２図（ｃ）に示すようにカットオフ周波数ｆｃが変動し
ないものとすることができる。

従って、基準音高よりも高い音高の楽音を発生する場合
においても折り返しノイズを除去することができる。

次に、リミッタ機能について説明する。上記のように、
インパルス応答特性を時間軸方向に拡張するよう次数ア
ドレスを変更した場合、例えば最大アドレス「４８」が
それよりも小さい値に変更され、係数メモリに準備され
たインパルス応答をフルに使用する状態とならず、イン
パルス応答における中途半端な位置で使用が制限されて
しまい、その結果、インパルス応答の連続性が確保でき
なくなり、ノイズ等の問題が起こるおそれがある。

そこで、インパルス応答の連続性が確保できるように、
端寄りのいくつかの次数についての係数を切り捨てるよ
うにするリミッタ機能を付加するとよい０例えば、イン
パルス応答特性のカーブにおいてゼロクロスする点を境
に切り捨てを行えば、つながりがよくなり、インパルス
応答の自然な連続性が一応確保できるので、そのような
箇所で切り捨てを行うようにリミッタ機能を働かす。

第７図のようなインパルス応答特性の場合、次数アドレ
ス１６，３２．４８がゼロクロス点であるので、ここを
切り捨て箇所とする。そのために。

第６図の特性制御回路１５において、セレクタ４６のデ
ータ入力０，１，３に数値ｒ４８Ｊ、ｒ３２Ｊ、ｒ１６
Ｊをそれぞれ入力し、選択制御人力Ｓｏ、Ｓｌに加わる
制御信号ＦＣＯＮＩ、ＦＣＯＮ２が１１　Ｑ　ｊｌ　＋
−Ｊ（Ｑ”のとき（つまりＦＸ≦１のとき）データ人力
０の数値「４８」を選択出力し。

ＦＣＯＮＩ、ＦＣＯＮ２が“１”０″のとき（つまり１
．５≧ＦＸ＞１のとき）データ人力１の数値「３２」を
選択出力し、ＦＣＯＮＩ、ＦＣＯＮ２が“１”１”のと
き（つまりＦＸ＞１゜５のとき）データ人力３の数値［
１６」を選択出力するようにしている。

セレクタ４６の出力はリミット次数アドレスＬＸとして
セレクタ４３の入力１に加わると共に比較器４８のＢ入
力に加わる。比較器４８のＡ入力には絶対値回路４２か
ら出力される次数アドレスデータが与えられ、Ａ＞Ｂの
とき、比較出力信号として“°１”を出力するが、それ
以外のときは“Ｏ″を出力する。従って、絶対値回路４
２から出力される次数アドレスデータがリミット次数ア
ドレスＬＸを超えていない場合は、比較器４８の出力は
“０”であり、セレクタ４３では絶対値回路４２から出
力される次数アドレスデータをそのまま出力する。一方
、絶対値回路４２がら出力される次数アドレスデータが
リミット次数アドレスＬＸを超えた場合は、比較器４８
の出力は“１″となり、セレクタ４３では絶対値回路４
２から出力される次数アドレスデータをカットして、リ
ミット次数アドレスＬＸをそれに代えて出力する。

１．５≧ＦＸ＞１のときリミット次数アドレスＬＸを「
３２」とする理由は１乗算゛器４１にょるＣＸ＝１／Ｆ
Ｘの乗算により、変更前の最大アドレス値４８が１／Ｆ
Ｘの値に応じて４８乃至３２に変更されるからであり、
それらをカバーし得るゼロクロス点としてアドレス「３
２」を選定したからである。

また、ＦＸ＞１．５のときリミット次数アドレスＬＸを
「１６」とする理由は、乗算器４１によるＣＸ＝ｌ／Ｆ
Ｘの乗算により、変更前の最大アドレス値４８が１／Ｆ
Ｘの値に応じて３２よりも小さい値に変更されるからで
あり、これをカバーし得るゼロクロス点としてアドレス
「１６」を選定したからである。

次に、上記リミッタ機能を実現する回路構成の変更例を
第８図により説明する。

第８図の例では、フィルタ係数メモリ３５ａ。

３６ａの記憶構成が第６図のフィルタ係数メモリ３５．
３６とは幾分具なっている。すなわち、このフィルタ係
数メモリ３５ａ、３６ａでは、第９図ａ、ｂ、ｃに示す
ように、異なるリミットポイント毎に別々にインパルス
応答特性係数を記憶し、そのいずれかを選択して読み出
すようになっている。まず、アドレス０〜４８の範囲で
は第９図ａに示すように第７図と同様のインパルス応答
特性の係数を記憶している。そして、アドレス６４〜９
６の範囲では第９図すに示すように第７図のアドレス０
から３２までのインパルス応答特性の係数を記憶してい
る。この場合、アドレス９７から１１２までは係数ゼロ
を記憶する。これは、上述でリミット次数アドレスＬＸ
として「３２」を選択したときと同じである０次に、ア
ドレス１２８〜１４４の範囲では第９図Ｃに示すように
第７図のアドレスＯから１６までのインパルス応答特性
の係数を記憶している。この場合、アドレス１４５から
１７６までは係数ゼロを記憶する。これは。

上述でリミット次数アドレスＬＸとして「１６」を選択
したときと同じである。

これに伴い、特性制御回路１５において、前記セレクタ
４６に代えてアンドゲート４９．インバータ５０を設け
る。アンドゲート４９には制御信号ＦＣＯＮＩと制御信
号ＦＣＯＮ２をインバータ５ｏで反転した信号を入力す
る。そしてこのアンドゲート４９の出力を下位ビットに
、制御信号ＦＣＯＮ２を上位ビットにして、２ビツトか
らなるアドレス制御データＳｘを作成する。このアドレ
ス制御データＳＸを６４倍回路５１に入力し、６４を乗
算する。第６図のセレクタ４３に代えて加算器５２を設
け、絶対値回路４２から出力される次数アドレスデータ
に６４倍回路５１の出力データを加算する。６４倍回路
５１の出力データはアドレスオフセット値として機能す
る。

まず、制御信号ＦＣＯＮ１．ＦＣＯＮ２がパ０”パ０″
′のとき（つまりＦＸ≦１のとき）、アドレス制御デー
タＳＸの値は「０」であり、６４倍回路５１の出力デー
タは「０」で、絶対値回路４２から出力される次数アド
レスデータが加算器５２からそのまま出力される。これ
により、アドレスのオフセットは行われず、フィルタ係
数メモリ３５ａ、３６ａでは、第９図ａに示すようなア
ドレス０〜４８の範囲に記憶されたインパルス応答特性
係数を読み出す。

次に、ＦＣＯＮＩ、ＦＣＯＮ２が＋ｉ　１　ｐｒのとき
（つまり１．５≧ＦＸ＞１のとき）、アト“０” レス制御データＳＸの値は「１」であり、６４倍回路５
１の出力データは「６４」で、絶対値回路４２から出力
される次数アドレスデータに「６４」を加算した値が加
算器５２から出力される。これにより、係数メモリ読比
しアドレスが６４アドレスだけオフセットされ、フィル
タ係数メモリ３５ａ、３６ａでは、第９図すに示すよう
なアドレス６４〜１１２の範囲に記憶されたインパルス
応答特性係数を読み出す。ただし、アドレス９６でリミ
ットされているので、所定のリミット機能が得られる。

次に、ＦＣＯＮＩ、ＦＣＯＮ２が“１”　“１”のとき
（つまりＦＸ＞１．５のとき）、アドレス制御データＳ
Ｘの値は「２」であり、６４倍回路５１の出力データは
ｒ１２８Ｊで、絶対値回路４２から出力される次数アド
レスデータに「１２８」を加算した値が加算器５２から
出力される。これにより、係数メモリ読出しアドレスが
１２８アドレスだけオフセットされ、フィルタ係数メモ
リ３５ａ、３６ａでは、第９図Ｃに示すようなアドレ、
ス１２８〜１７６の範囲に記憶されたインパルス応答特
性係数を読み出す。ただし、アドレス１４４でリミット
されているので、所定のリミット機能が得られる。

なお、上記実施例では単音発音について示しているが、
複数チャンネルで時分割的にまたは並列的に複音発音可
能にしたものにおいても適用することができるのは勿論
である。

上記実施例では、波形補間演算によって併せて実現され
るフィルタ特性をローパスフィルタとしているが、これ
に限らないのは勿論であり、係数の設定の仕方によって
任意のフィルタ特性が設定できる。

また、上記実施例では、基準音高よりも高い音高の楽音
を発生するとき、補間用係数を変更制御して補間特性を
制御し、これに伴い結果的にフィルタ特性を制御するよ
うにしているが、これに限らず、基準音高よりも低い音
高の楽音を発生するときにも補間特性を制御し、これに
伴いフィルタ特性を制御するようにしてもよい。

その場合は、楽音発生のために指定された音高が基準音
高より高い場合はインパルス応答特性を時間軸方向に拡
張するのに対して、低い場合はインパルス応答特性を時
間軸方向に圧縮するように各係数の値を変化させるとよ
く、そうすると、波形補間特性がすべての音高または音
域に対応して可変制御され、結果的に得られるフィルタ
特性の移動を防ぐようにすることができる。このような
制御はフィルタ特性を音色制御のために使用するような
場合に効果的である。

一方、どのような音高に対しても常に係数の可変制御を
行うのではなく、適宜の特定の範囲の音高に応じて係数
の可変制御を行うようにしてよい。

そうすれば、特定の範囲の音域に関して、波形補間特性
ひいてはフィルタ特性の制御を行うことができる。

勿論、いくつかの音高ごとにグループ化し、各音高グル
ープ毎に補間用係数を可変制御し、これにより波形補間
特性を制御すると共にフィルタ特性を制御するようにす
ることも、この発明における「指定された音高に応じた
制御」の範囲に含まれる。

この発明の実施態様のいくつかを整理すると次のようで
ある。

（ａ）特許請求の範囲第１項記載の楽音信号発生装置に
おいて、前記係数発生手段は、所望のインパルス応答特
性に対応して前記係数を発生するものであり、前記特性
制御手段は、指定された音高に応じて該インパルス応答
特性を時間軸方向に圧縮または拡張するよう各係数の値
を変化させ、これにより前記補間特性を可変制御するも
のである。

（ｂ）前記特性制御手段は、所定の基準音高と指定音高
とのずれに応じて前記インパルス応答特性を時間軸方向
に圧縮または拡張するよう各係数の値を変化させ、ここ
で指定音高が基準音高より高い場合は拡張し、反対に低
い場合は圧縮し、これにより前記補間特性を可変制御し
て結果的に得られるフィルタ特性の移動を防ぐようにし
たものである上記ａ項に記載の楽音信号発生装置。

（ｃ）前記所望のインパルス応答特性はローバスフィル
タに対応する特性であり、前記特性制御手段は、所定の
基準音高よりも高い音高が指定されたとき、基準音高と
指定音高とのずれに応じて前記インパルス応答の特性を
時間軸方向に拡張するよう各係数の値を変化させるもの
である上記ａ項に記載の楽音信号発生装置。

（ｄ）特許請求の範囲第１項記載の楽音信号発生装置に
おいて、前記特性制御手段は、特定の範囲の音高が指定
されたとき、該指定音高に応じて前記補間特性を可変制
御すべく前記係数発生手段で発生する前記係数を変化さ
せるものである。

（ｅ）特許請求の範囲第１項記載の楽音信号発生装置に
おいて、前記波形発生手段は、指定された音高に対応す
るレートで変化する整数部と小数部とからなるアドレス
信号を発生する手段と、該アドレス信号の整数部に応じ
てディジタル波形サンプルデータを発生する手段とを有
し、 前記係数発生手段は、所望の補間特性に対応するｍ次の
係数データの中から上記アドレス信号の小数部に応じて
ｎ個（ただしｎ　＜　ｍ　）の係数を選択して発生する
ものである。

（ｆ）前記特性制御手段は、前記インパルス応答特性を
時間軸方向に圧縮または拡張するよう各係数の値を変化
させる場合に、インパルス応答の自然な連続性が確保で
きるように、端寄りのいくつかの次数についての係数を
切り捨てるものである上記ａ項に記載の楽音信号発生装
置。

〔発明の効果〕

以上の通り、この発明によれば、ディジタルフィルタ演
算を使用した波形補間演算により滑らかな波形の楽音信
号を発生する場合において、音高く又は音高グループす
なわち音域）に応じて波形補間特性設定のための係数を
可変制御するようにしたので、その結果として得られる
フィルタ特性を制御することができるようになり、波形
補間用回路を実効有るディジタルフィルタ回路としても
機能させ、波形補間機能と制御可能なディジタルフィル
タ機能の両方を一挙に実現し、これに伴い。

種々の効果を期待することできる。例えば折り返しノイ
ズ除去用のローパスフィルタとして機能させる場合は、
音高に従うフィルタ特性の移動を防ぎ、これにより、波
形補間を行いつつ、どの音高でも確実に折り返しノイズ
を除去することができるようになる、という優れた効果
を発揮する。

【図面の簡単な説明】

第１図ａ　”　ｅはインパルス応答特性の音高に応じた
変化及び制御の一例を示す図、 第２図ａ　−ｅは第１図ａ−ｅに対応するフィルタ特性
の一例を示す図、 第３図はこの発明を実施した電子楽器の一例を示す全体
構成ブロック図、 第４図は第３図における波形発生回路の一例を示すブロ
ック図、 第５図は各種クロックパルス及び時分割演算タイミング
の一例を示すタイミングチャート、第６図は第３図にお
ける補間演算回路、係数発生回路、特性制御回路の一例
を示すブロック図、第７図は第６図におけるフィルタ係
数メモリに記憶する係数のインパルス応答特性の一例を
示す図、 第８図は第３図における係数発生回路及び特性制御回路
の別の例を示すブロック図。 第９図ａ−ｃは第８図におけるフィルタ係数メモリの記
憶構成例を示す図、である。 １０・・・鍵盤、１１・・・押鍵検出回路、１２・・・
波形発生回路、１４・・・係数発生回路、１５・・・特
性制御回路、１６・・・補間演算回路、２２・・・波形
メモリ。 ３５．３６・・・フィルタ係数メモリ。 特許出願人　ヤ　マ　ハ　株式会社

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 　発生すべき楽音の音高を指定する音高指定手段と、 指定された音高に対応する周波数でディジタル波形サン
   プルデータを発生する波形発生手段と、所望の補間特性
   に対応するｎ個の係数を発生する係数発生手段と、 前記音高指定手段で指定された音高に応じて前記係数発
   生手段で発生する前記係数を変化させ、前記補間特性を
   可変制御する特性制御手段と、前記波形発生手段から順
   次発生されるｎ個のディジタル波形サンプルデータに対
   して前記係数をそれぞれ演算し、これを合成して１サン
   プルのデータを形成する補間演算手段と を具えた楽音信号発生装置。