DE3689305T2

DE3689305T2 - Tonsignalsbehandlungsvorrichtung.

Info

Publication number: DE3689305T2
Application number: DE86116328T
Authority: DE
Inventors: Hideo Suzuki
Original assignee: Yamaha Corp
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 1985-11-29
Filing date: 1986-11-25
Publication date: 1994-04-28
Anticipated expiration: 2006-11-26
Also published as: EP0229926A2; HK134295A; EP0229926A3; US4841828A; EP0229926B1; SG6795G; DE3689305D1

Description

Die Erfindung betrifft eine Tonsignalverarbeitungseinrichtung, bei der ein Digitalfilter verwendet wird, und insbesondere eine Einrichtung dieses Typs, die in einem elektronischen Musikinstrument oder einem anderen Instrument mit Tonerzeugungsfunktion oder in einer digitalen Stimmenverarbeitungseinrichtung verwendet wird. Ferner betrifft die Erfindung eine Tonsignalverarbeitungseinrichtung, die in einem elektronischen Musikinstrument des Typs verwendet wird, der ein digitales Tonsignal auf Zeitteilungsbasis in mehreren Kanälen erzeugt, und insbesondere eine Einrichtung dieses Typs, die ein erzeugte s digitales Tonsignal mit einem Digitalfilter steuert und es in Synchronisation mit der Tonhöhe des Tons neu abtastet.
Die Verwendung eines Digitalfilters in einer Tonfarbenschaltung eines elektronischen Musikinstrumentes ist z. B. in JP-59-44096 offenbart. Dieses herkömmliche Digitalfilter führt eine Filteroperation mit einer regelmäßigen Abtastperiode durch, die von dem System abhängt, in dem das Digitalfilter verwendet wird, und bei der dadurch erhaltenen Filtercharakteristik handelt es sich um einen festen Formanten.
Wenn in der Tonfarbenschaltung, in der ein derartiges Digitalfilter verwendet wird, eine Filtercharakteristik mit einem veränderlichen Formanten erzeugt werden soll, muß der Filterkoeffizient entsprechend der Tonhöhe eines der Schaltung zugeführten Tonsignals geändert werden. Dies erfordert eine große Anzahl von Filterkoeffizienten, mit dem Ergebnis, daß eine Filterkoeffizientenspeichereinrichtung mit einer großen Kapazität benötigt wird und somit die Einrichtung einen platzaufwendigen und komplizierten Aufbau hat.
Eine weitere Einrichtung zum Erzeugen der Filtercharakteristik mit veränderlichem Formanten, die bei der mit dem Digitalfilter versehenen herkömmlichen Tonfarbenschaltung verwendet wird, ist z. B. wie in Fig. 33 gezeigt ausgebildet. Bei dieser Einrichtung sind Digitalfilter DF1-DFn, die zueinander unterschiedliche Charakteristiken mit festem Formanten für mehrere Tonhöhen erzeugen, parallel angeordnet; ein digitales Tonsignal wird einem Verteiler DSTRB zugeführt, und das Tonsignal wird entsprechend der Tonhöhe des zugeführten Tonsignals an einen der Digitalfilter DF1-DFn verteilt. Bei der Charakteristik jedes der Digitalfilter DF1-DFn handelt es sich um eine Charakteristik mit festem Formanten, die in Abhängigkeit von der entsprechenden Tonhöhe unterschiedlich ist, so daß diese Digitalfilter DF1-DFn selektiv entsprechend der Tonhöhe des zu erzeugenden Tons verwendet werden und das Filtern einer Charakteristik mit veränderlichem Formanten effektiv durch Kombinieren der Digitalfilter DF1-DFn durchgeführt werden kann. Diese Konstruktion erfordert jedoch eine große Anzahl von Digitalfiltern, so daß auch diese Einrichtung vom Aufbau her platzaufwendig und kompliziert ist.
Bei einem elektronischen Musikinstrument, das ein Tonsignal auf digitale Weise erzeugt, wird die Abtastfrequenz nicht notwendigerweise mit der Tonhöhe des Tons harmonisiert, so daß sich das Problem von Verzerrungsgeräuschen ergibt. Zur Beseitigung des Problems von Verzerrungsgeräuschen wird eine Tonhöhensynchronisationstechnik verwendet, bei der die Abtastfrequenz mit der Tonhöhe des Tons harmonisiert wird. Beispielsweise wird bei diesem herkömmlichen Verfahren, bei dem die Tonhöhensynchronisationstechnik verwendet wird, ein digitales Tonsignal, das mit einer nicht mit der Tonhöhe synchronisierten Abtastperiode erzeugt wird, erneut mit einer Abtastperiode abgetastet, die mit der Tonhöhe synchronisiert ist (US-4 377 960).
Ferner ist die Verwendung eines digitalen Filters in einer Tonfarbenschaltung eines elektronischen Musikinstruments z. B. in JP-A-59-4409 offenbart. Bei der Verwendung eines Digitalfilters in einer Tonfarbenschaltung hat sich bisher keine Lösung dahingehend gefunden, wie die Tonhöhensynchronisierung durchgeführt werden sollte.
Wenn das herkömmliche Digitalfilter einfach einem elektronischen Musikinstrument vom Tonhöhensynchronisierungstyp hinzugefügt wird, ergibt sich die in Fig. 34 gezeigte Einrichtung. Bei dieser Einrichtung werden digitale Tonsignale mehrerer Kanäle (n), die auf Zeitteilungsbasis von einer Tonerzeugungsschaltung 140 erzeugt werden, von für die jeweiligen Kanäle vorgesehenen ersten Halteschaltungen 1411-141n gehalten, und zwar als Antwort auf den jeweiligen Kanälen entsprechende Zeitsteuerungssignale CM1-CHn, wodurch die Tonsignale aus dem gemultiplexten Zeitteilungszustand freigegeben werden. Dann werden die Ausgangssignale der ersten Halteschaltungen 1411-141n als Antwort auf Tonhöhensynchronsierimpulse PSP1-PSPn, die mit den Tonhöhen der den jeweiligen Kanälen zugeordneten Töne synchronisiert sind, von zweiten Halteschaltungen 1421-142n gehalten, womit ein Neuabtasten synchron mit den Tonhöhen der Töne durchgeführt wird. Die Digitalfilter DF1-DFn sind parallel für die jeweiligen Kanäle vorgesehen, so daß die Filterung von Kanal zu Kanal unabhängig voneinander durchgeführt wird und die jeweiligen digitale Tonsignale in dem von den zweiten Malteschaltungen 1421-142n erzeugten tonhöhensynchronisierten Zustand diesen Digitalfiltern DF1-DFn zugeführt werden. Im folgenden wird die Betriebsgeschwindigkeit jeder Schaltung in einer derartigen Einrichtung anhand eines Beispiels erläutert. Als Beispiel wird angenommen, daß die Abtastfrequenz eines Tonsignals in der Tonerzeugungsschaltung 140 eine feste Rate im Bereich von 50 kHz ist. Da die Auflösung der Zeitsteuerung der Erzeugung der Tonhöhensynchronsierimpulse PSP1-PSPn ein gemeinsames Mehrfaches der Abtastfrequenz von 50 Hz und der Tonhöhe des Tons ist, wird sie z. B. eine hohe Rate im Bereich von 400 kMz. Somit muß die Betriebsrate der Digitalfilter DF1-DFn derart bemessen sein, daß sie der Auflösung von 400 kHz der Abtastrate der zweiten Halteschaltungen 1421-142n angepaßt ist. Wenn die Digitalfilter DF1-DFn mit den jeweiligen Filterordnungen für die Digitalfilter DF1-DFn arbeiten sollen, muß der Filterbetrieb mit einer noch höheren Rate erfolgen, und zwar 400 kHz multipliziert mit der Ordnung.
Wenn bei dem herkömmlichen Digitalfilter aus Gründen des Designs der Schaltung eine Filterordnung auf eine bestimmte Ordnung festgelegt ist, wird die Ordnung der Filterschaltung hinsichtlich der Hardware- Konstruktion auf diese Ordnung festgelegt. Deshalb bestand bisher das Problem, daß eine realisierbare Filtercharakteristik (d. h. eine Amplituden-Frequenz- Charakteristik) in Abhängigkeit von der hinsichtlich der Hardware-Konstruktion festgelegten Ordnung begrenzt ist. Beispielsweise zeigt Fig. 8 die Frequenzgangcharakteristik eines Filter ungeradzahliger Ordnung, das ein Impulsverhalten gemäß Fig. 6 aufweist, während Fig. 9 die Frequenzgangcharakteristik eines Filter geradzahliger Ordnung zeigt, das ein Impulsverhalten gemäß Fig. 7 aufweist. Wenn N eine ungerade Zahl ist, ist der Pegel bei ω = π (wobei π der Hälfte der Abtastfrequenz fs entspricht) nicht auf 0 festgelegt, sondern kann gemäß Fig. 8 auf jeden gewünschten Wert eingestellt werden. Wenn N eine gerade Zahl ist, nimmt der Pegel bei ω = π stets den Wert 0 an. Wie daraus ersichtlich ist, kann, wenn die Ordnung N ungeradzahlig ist, eine Hochpaß-Filtercharakteristik durch geeignete Erzeugung einer Filtercharakteristik realisiert werden, während es im Falle einer geradzahligen Ordnung N schwierig ist, eine Hochpaß-Filtercharakteristik zu realisieren. Somit ergibt sich bei der herkömmlichen Einrichtung das Problem, daß eine Filtercharakteristik vorliegt, die, wenn die Ordnung hinsichtlich der Hardware-Konstruktion festgelegt ist, unmöglich oder nur unter Schwierigkeiten realisiert werden kann. Zur Überwindung dieses Problems wäre es denkbar, mehrere Filter mit verschiedenen Charakteristiken parallel oder in Reihe anzuordnen, was jedoch insofern ein anderes Problem verursacht, als sich die Abmessungen der Hardware-Konstruktion vergrößern.
Ferner müssen bei dem herkömmlichen Digitalfilter die Filterkoeffizienten entsprechend sämtlichen Ordnungen individuell vorbereitet werden (d. h. entsprechend sämtlichen Ordnungen von der 0-ten bis zur N-1 -sten bei einem Filter von N-ter Ordnungen). Dies verursacht das Problem, daß eine Filterkoeffizientenzuführeinrichtung (z. B. ein Koeffizientenspeicher) groß wird. Zudem müssen bei der Konzeption einer gewünschten Filtercharakteristik die Werte der Filterkoeffizienten sämtlicher Ordnungen berücksichtigt werden, was einen umständlichen Rechenvorgang erforderlich macht. Insbesondere bei einem Filter für ein Tonsignal sollte die Filtercharakteristik vorzugsweise auf eine lineare Filtercharakteristik eingestellt sein (d. h. bei Phasen von Eingangs- und Ausgangswellenformen, die vollständig einer linearen Charakteristik entsprechen), da eine derartige lineare Charakteristik nicht dazu tendiert, eine Verzerrung in der Ausgangswellenform zu erzeugen.
Ferner erfolgt bei dem herkömmlichen Digitalfilter die Zuführung der Filterparameter über einen einzigen Kanal. Beispielsweise werden Sätze von Parametern, die den verschiedenen Tonfarben entsprechen, in einem Filterparameterspeicher gespeichert, und ein Satz von Parametern, die einer gewählten Tonfarbe entsprechen, wird ausgelesen und dem Filter zugeführt. In diesem Fall kann die zeitweilige Änderung der Tonfarbe durch zeitweiliges Ändern der Parameter durchgeführt werden. Da jedoch die Werte eines Satzes von Parametern kontinuierlich geändert werden müssen, müssen entsprechend einer gewählten Tonfarbe mehrere Sätze von Parametern vorbereitet werden. Da die Speicherkapazität eines Speichers begrenzt ist, ist die Anzahl von Tonfarben, für die Parameter gespeichert werden können, begrenzt. Falls zudem Parameter, die keinen zeitweiligen Änderungen unterworfenen Tonfarben und zeitweiligen Änderungen unterworfenen Tonfarben entsprechen, zusammen in einem Speicher eines einzigen Kanals gespeichert werden sollen, muß die Lesesteuerung für diese beiden Typen von Tonfarben separat erfolgen, was einen umständlichen Vorgang erfordert. Da ferner die Anzahl von Sätzen von Parametern, die den Tonfarben entsprechen, von einer Tonfarbe zur nächsten unterschiedlich ist, ist die Verteilung der Anzahl von Adressen umständlich, und es besteht zudem die Möglichkeit, daß einige Adressen verlorengehen, ohne gelesen zu werden.
Ferner wird bei einer herkömmlichen Tonfarbenschaltung eines mit Digitalfilter betriebenen elektronischen Musikinstruments einem Digitalfilter zugeführt, und entsprechend den zugeführten Filterparametern wird eine Filtercharakteristik (Amplituden-Frequenz- Charakteristik) hergestellt. Filterparameter mehrerer Sätze werden in einem Speicher entsprechend den Inhalten tonfarbenbestimmender Faktoren gespeichert, und ein Satz von Filterparametern wird entsprechend den Inhalten der gewählten tonfarbenbestimmenden Faktoren ausgelesen.
Wenn bei der herkömmlichen Tonfarbenschaltung in Abhängigkeit von mehreren tonfarbenbestimmenden Faktoren (z. B. Tastenberührung, Tonbereich, Konstanttonfarbenwählinformation, Information hinsichtlich verstrichener Zeit, Betrag der Betätigung eines manuellen Betätigers wie etwa eines Brillanzbetätigers) eine unterschiedliche Tonfarbensteuerung durchgeführt wird, müssen in dem Speicher mehrere Sätze von Filterparametern unter Eins-zu-eins-Entsprechung zu jeweiligen Kombinationen von tonfarbenbestimmenden Faktoren gespeichert werden. Wenn z. B. Filterparameter individuell in Eins-zu-eins-Entsprechung zu sämtlichen Kombinationen (22528 Kombinationen) von vierundvierzig Tonbereichen, sechzehn Tastenbetätigungsgruppen und zweiunddreißig Gruppen von Konstanttonfarben gespeichert werden, muß der Parameterspeicher eine große Speicherkapazität aufweisen, die zum Speichern von 22528 Sätzen von Parametern ausreicht.
US-A-4 548 119 beschreibt ein mit einem Digitalfilter versehenes elektronisches Musikinstrument, das eine Digitalfilteroperation des Musiktonsignals bitseriell entsprechend einer vorbestimmten Amplituden- Frequenz-Charakteristik durchführt. Das Digitalfilter wird durch Synchronisierimpulse als Reaktion auf eine Referenzzeitsteuerung der seriellen Zuführung der Tonsignale an das Digitalfilter gesteuert. Die Synchronisierimpulse werden zum Serialisieren (seriellen Lesen) von Filterkoeffizienten synchron mit dem dem Filter zugeführten seriellen Tonsignal und der Steuerung der Synchronisation der Zeitsteuerung der seriellen Berechnung bei dem Digitalfilter verwendet.
Es ist Aufgabe der Erfindung, eine mit einem Digitalfilter versehene Tonsignalverarbeitungseinrichtung zu schaffen, die eine Filtercharakteristik mit veränderlichem Formanten realisieren kann und die einen einfachen Aufbau aufweist.
Zur Lösung der Aufgabe weist die Tonsignalverarbeitungseinrichtung der Erfindung die Merkmale von Anspruch 1 auf.
Die Erfindung schafft eine Tonsignalverarbeitungseinrichtung, die in der Lage ist, eine Tonhöhensynchronisation eines Tonsignals durchzuführen, ohne daß die Betriebsgeschwindigkeit eines Digitalfilters übermäßig beeinträchtigt wird, und eine mit einem Digitalfilter versehene Tonsignalverarbeitungseinrichtung, die in der Lage ist, zahlreiche Filterkarakteristiken bei einfacher Hardware-Konstruktionen zu realisieren.
Bei der mit einem Digitalfilter versehene Tonsignalverarbeitungseinrichtung, deren zum Zuführen von Filterkoeffizienten vorgesehene Einrichtung einen vereinfachten Aufbau aufweist, wird das Erzeugen der Filterkoeffizienten vereinfacht, und eine lineare Phasencharakteristik, die ein Filter für einen Ton haben soll, kann problemlos erzielt werden.
Die Tonsignalverarbeitungseinrichtung weist ein Digitalfilter auf, das in der Lage ist, sowohl Parameter, die keinen zeitweiligen Veränderungen unterzogenen Tonfarben entsprechen, als auch Parameter, die zeitweiligen Veränderungen unterzogenen Tonfarben entsprechen, zuzuführen, indem selektiv einer von ihnen zugeführt wird, wodurch sämtliche Tonfarben, die beim Erklingen des Tons nicht geändert werden, und sämtliche Tonfarben, die beim Erklingen des Tons geändert werden, in effektiver Weise realisiert werden.
Die Filterparameterzuführeinrichtung kann Kapazität eines Filterparameterspeichers in dem Fall sparen, in dem entsprechend einer Kombination tonfarbenbestimmender Faktoren (parameterbestimmender Faktoren) ein Satz von Filterparametern einem Digitalfilter zugeführt wird. Die Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach der Erfindung weist eine Tonhöhensynchronisiersignalerzeugungseinrichtung zum Erzeugen eines Tonhöhensynchronisiersignals, das mit der Tonhöhe eines zu filternden Digitaltonsignals synchronisiert ist, und eine Digitalfiltereinrichtung auf, die das Digitaltonsignal empfängt und das Digitaltonsignal einer Filteroperation mit einer Abtastperiode unterzieht, die mit dem von der Tonhöhensynchronisiersignalerzeugungseinrichtung erzeugten Tonhöhensynchronisiersignal synchronisiert ist.
Nach der Erfindung kann ferner eine Bezeichnungseinrichtung zum Bezeichnen von Synchronisation/Nichtsynchronisation vorgesehen sein, und die Digitalfiltereinrichtung kann zu jeder vorbestimmten Periode die Filteroperation des Digitaltonsignals unabhängig von der Tonhöhe des Digitaltonsignals anstelle der von dem Tonhöhensynchronisiersignal bestimmten Tonhöhe durchführen, wenn die Bezeichnungseinrichtung Synchronisation bezeichnet.
Nach der Erfindung ist die Abtastperiode, mit der die Filteroperation in der Digitalfiltereinrichtung durchgeführt wird, keine feste Periode, sondern eine mit der Tonhöhe des zugeführten Digitaltonsignals synchronisierte Periode. Die Position des Formanten in dem Digitalfilter wird auf der Basis der Abtastfrequenz bestimmt. Folglich wird, falls die Abtastfrequenz der Filteroperation synchron mit der Tonhöhe geändert wird, die erhaltene Filtercharakteristik ein veränderlicher Formant, bei dem sich die Formantenposition synchron mit der Tonhöhe bewegt.
Indem als Reaktion auf das Tonhöhen-Synchronisations/Nichtsynchronisations-Bezeichnungssignal eine Filteroperationsperiode zwischen einer mit der Tonhöhe synchronisierten Periode und einer vorbestimmten gemeinsamen Periode geschaltet wird, wird der veränderliche Formant während der tonhöhensynchronisierten Operation realisiert, während der feste Formant während der nicht tonhöhensynchronisierten Operation realisiert wird. Somit kann die Wahl zwischen dem veränderlichen Formanten und dem festen Formanten problemlos entsprechend einem Merkmal eines auszugebenden Tons (z. B. der Tonfarbe) erfolgen. Als Einrichtung zum Erzeugen eines Tonhöhen-Synchronisations/Nichtsynchronisations-Bezeichnungssignal s können eine geeignete Einrichtung wie etwa ein Tonfarbenwählschalter, ein Effektwählschalter, ein ausschließlich verwendeter Schalter und von außen zugeführte Spiel-Daten verwendet werden, und das Synchronisations/Nichtsynchronisations-Schalten der Filteroperation kann in Verbindung mit der Wahl der Tonfarbe, des Effektes etc. oder als Reaktion auf die Zuführung von Daten von außen erfolgen.
Somit kann nach der Erfindung der veränderliche Formant mittels des sehr einfachen Konzeptes realisiert werden, daß die Filteroperation mit einer Abtastperiode durchgeführt wird, die mit der Tonhöhe synchronisiert ist, so daß die Einrichtung auf einfache Weise und kostengünstig hergestellt werden kann.
Ferner kann, da die Tonhöhen-Synchronisation/Nichtsynchronisation der Filteroperation auf einfache Art durchgeführt werden kann, das Schalten zwischen dem veränderlichen Formanten und dem festen Formanten wie gewünscht entsprechend einem Merkmal einer von dem Digitalfilter zu realisierenden Tonfarbe oder einem Merkmal eines dem Ton zugefügten Effektes durchgeführt werden.
Nach der Erfindung ist die Tonhöhensynchronisationsausgabeeinrichtung an der Ausgangsseite einer Digitalfilterschaltung vorgesehen, und es wird für ein Filterausgangssignal der Tonhöhensynchronisiervorgang, d. h. der mit Hilfe des Tonhöhensynchronisiersignals durchgeführte Neuabtastvorgang, durchgeführt. Folglich braucht die Betriebsrate in der Digitalfiltereinrichtung nur der Zeitteilungsrate des von der Tonerzeugungseinrichtung erzeugten Tonsignals zu entsprechen und braucht nicht dem von der Tonerzeugungseinrichtung erzeugten Tonsignal zu entsprechen. Aus diesem Grund braucht die Betriebsgeschwindigkeit der Digitalfiltereinrichtung nicht übermäßig hoch zu sein, so daß die der Schaltung abverlangte Belastung reduziert wird. Wenn z. B. angenommen wird, daß die Abtastfrequenz des von der Tonerzeugungseinrichtung erzeugten Tonsignals 50 kHz beträgt, braucht die Betriebsgeschwindigkeit der Digitalfilterschaltung nur eine Periode von 50 kHz aufzuweisen.
Somit kann nach der Erfindung ein Verzerrungsgeräusch beseitigt werden, indem bewirkt wird, daß mittels des Tonhöhensynchronisiervorgangs die Abtastfrequenz des Tonsignals mit der Tonhöhe des Tons harmonisiert wird, und zudem ist als Betriebsgeschwindigkeit der Digitalfilterschaltung keine derart hohe Geschwindigkeit wie bei der Auflösung des Tonhöhensynchronisiersignals erforderlich, und somit wird die Belastung der Schaltung verringert, und die Schaltung kann kompakt und mit niedrigeren Kosten hergestellt werden. Da ferner die Digitalfilterschaltung derart aufgebaut sein kann, daß der Verarbeitungsablauf für mehrere Kanäle auf Zeitteilungsbasis durchgeführt werden kann, kann die Schaltung auch in dieser Hinsicht kompakt und kostengünstig hergestellt werden. Zum Vergleich ist bei der in Fig. 36 gezeigten Konstruktion ein Hochgeschwindigkeitsbetrieb für die Digitalfilterschaltung erforderlich, so daß nur unter Schwierigkeiten erreicht werden kann, daß diese auf Zeitteilungsbasis auf mehreren Kanälen arbeitet, und daß folglich eine Schaltung vom Parallel-Typ, wie sie in der Figur gezeigt ist, verwendet werden muß. Bei der Erfindung wird dieser Nachteil des Standes der Technik beseitigt.
Die Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach der Erfindung kann eine Digitalfiltereinrichtung, der digitale Abtastwertdaten eines Tonsignals zugeführt werden, eine Parametererzeugungseinrichtung zum Erzeugen eines Ungeradzahlig/Geradzahlig-Parameters, der die Ordnung einer Filteroperation entweder auf eine gerade Zahl oder auf eine ungerade Zahl einstellt, und eine Schalteinrichtung aufweisen, um als Reaktion auf den Ungeradzahlig/Geradzahlig-Parameter die Ordnung der Verzögerung der Abtastwertdaten, die bei der Filteroperation der Digitalfilterschaltung verwendet werden, zwischen einer vorbestimmten geradzahligen Ordnung und einer vorbestimmten ungeradzahligen Ordnung zu schalten.
Nach der Erfindung arbeitet die Digitalfiltereinichtung entsprechend der von der Schalteinrichtung durchgeführten Verzögerungsordnungsschaltoperation als Reaktion auf den Ungeradzahlig/Geradzahlig-Parameter selektiv entweder als Filter mit geradzahliger Ordnung oder als Filter mit ungeradzahliger Ordnung.
Durch diese Anordnung kann die Operation der Digitalfiltereinrichtung entsprechend einer zu realisierenden Tonfarbe entweder als Filter geradzahliger Ordnung oder als Filter ungeradzahliger Ordnung eingestellt werden, so daß eine dieser Tonfarbe entsprechende Filtercharakteristik realisiert werden kann. Beispielsweise erfolgt der Betrieb als Filter ungeradzahliger Ordnung, wenn eine Tonfarbe realisiert werden soll, die zur Steuerung durch eine Hochpaßfiltercharakteristik geeignet ist, während der Betrieb als Filter geradzahliger Ordnung erfolgt, wenn eine Steuerung zweckmäßigerweise durch eine Bandpaß- oder Tiefpaßfiltercharakteristik realisiert werden soll.
Somit können nach der Erfindung, indem als Reaktion auf den Ungeradzahlig/Geradzahlig-Parameter die Ordnung der Verzögerung der bei der Filteroperation der Digitalfilterschaltung verwendeten Abtastwertdaten zwischen einer geradzahligen Ordnung und einer ungeradzahligen Ordnung umgeschaltet wird, Filtercharakteristiken sowohl geradzahliger als auch ungeradzahliger Ordnung erzielt werden, ohne daß die Hardware- Konstruktion der Filterschaltung erweitert wird, so daß mit einer Filterschaltung, bei der konstruktions- und kostenmäßig Einsparungen erreicht worden sind, eine Tonfarbensteuerung mit reicherer Variationsbreite erzielt werden kann.
Die Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach der Erfindung kann aufweisen: eine Koeffizientenzuführeinrichtung, die für eine Filteroperation N-ter Ordnung Filterkoeffizienten N/2-ter Ordnung zuführt, wenn N eine gerade Zahl ist, und Filterkoeffizienten (N+1)/2-ter Ordnung zuführt, wenn N eine ungerade Zahl ist, eine Verzögerungseinrichtung zum sukzessiven Verzögern von Digitaltonsignal-Abtastwertdaten und somit zum Erzeugen von Abtastwertdaten N-ter Ordnung, und eine Operationseinrichtung zum Durchführen einer vorbestimmten Filteroperation einschließlich des Multiplizierens von jeweils zwei, an hinsichtlich des Zentrums von N Grad an symmetrischen Positionen angeordneten Abtastwertdaten aus den Abtastwertdaten von N Ordnungen in der Verzögerungseinrichtung mit einem gemeinsamen der Filterkoeffizienten, und zum Multiplizieren jeweiliger Abtastwertdaten mehrerer Sätze der beiden Abtastwertdaten (N/2 Sätze, wenn N geradzahlig ist, und (N-1) Sätze, wenn N ungeradzahlig ist) mit den Filterkoeffizienten, während die am Symmetriezentrum positionierten Abtastwertdaten mit einem einzigen Filterkoeffizienten multipliziert werden, wenn N ungeradzahlig ist.
Nach der Erfindung werden die eingegebenen Digitaltonsignal-Abtastwertdaten sukzessive von der Verzögerungseinrichtung verzögert, und dadurch werden Abtastwertdaten für N Ordnungen zugeführt. Filterkoeffizienten k0-ki für N/2 Ordnungen oder (N+1)/2 Ordnungen werden von der Koeffizientenzuführeinrichtung in Abhängigkeit davon zugeführt, ob N eine gerade Zahl oder eine ungerade Zahl ist. In der Operationseinrichtung werden jeweils zwei Abtastwertdaten, die in bezug auf das Zentrum von N Ordnungen in den Abtastwertdaten von N Ordnungen an symmetrischen Positionen angeordnet sind, mit einem gemeinsamen Filterkoeffizienten multipliziert.
Wenn N eine gerade Zahl ist, werden die Filterkoeffizienten k0-ki für N/2 Ordnungen von der Koeffizientenzuführeinrichtung zugeführt, und zwar in diesem Fall i = (N-2)/2. Die Daten der mittleren Position zwischen der (N-2)/2-ten Ordnung und der N/2-ten Ordnung werden zum Symmetriezentrum, und die Daten der 0-ten bis zur i-ten Ordnung und die Daten der i+1-ten bis zur N-1-ten Ordnung auf jeder Seite der zentralen Daten werden an symmetrischen Positionen angeordnet. Es existieren N/2 Paare von zwei Abtastwertdaten, die an symmetrischen Positionen plaziert sind. Somit werden zwei Abtastwertdaten, die an symmetrischen Positionen angeordnet sind, jeweils mit einem gemeinsamen Filterkoeffizienten (einem von k0-ki) multipliziert, der den Abtastwertdaten jedes Paares derart gemeinsam ist, daß z. B. Tonsignal-Abtastwertdaten S&sub0;-ten Ordnung und Tonsignal-Abtastwertdaten SN-1 der N-1-ten Ordnung mit einem gemeinsamen Filterkoeffizienten k multipliziert werden und Tonsignal-Abtastwertdaten Si der i-ten Ordnung und Tonsignal-Abtastwertdaten Si&sbplus;&sub1; der i+1-ten Ordnung mit einem gemeinsamen Filterkoeffizienten ki multipliziert werden. Aufgrund dieses Konzeptes werden Filterkoeffizienten k0 - ki, ki&sbplus;&sub1;-kN&submin;&sub1;, die den jeweiligen Ordnungen 0 bis N-1 in den Digitalfiltern von N Ordnungen entsprechen (N = gerade Zahl) effektiv in einer symmetrischer Charakteristik erzeugt. Zudem brauchen die Filterkoeffizienten, die tatsächlich vorbereitet werden müssen, lediglich die halbe Anzahl von erforderlichen Ordnungen aufzuweisen. Ein Beispiel der Impulsantwort in dem Fall, daß die Filterkoeffizienten geradzahliger Ordnungen in einer symmetrischen Charakteristik hergestellt werden, ist in Fig. 7 gezeigt.
Wenn N eine ungerade Zahl ist, werden Filterkoeffizienten k0 - ki für (N+1)/2 Ordnungen von der Koeffizientenzuführeinrichtung zugeführt, und in diesem Fall gilt i = (N-1)/2. Die Abtastwertdaten bei der i = (N-1)/2-ten Ordnung werden die zentralen Daten und die Abtastwertdaten der 0-ten bis i-1-ten Ordnungen und die Abtastwertdaten der i+1-ten bis N-1 -ten Ordnungen an jeder Seite der zentralen Daten werden an symmetrischen Positionen angeordnet. Es existieren (N-1)/2 Paare Abtastwertdaten S&sub0; und SN-1 S&sub1; und SN-2 . . . ., Si&submin;&sub1; und Si&sbplus;&sub1;, die jeweils an symmetrischen Positionen angeordnet sind. Folglich werden zwei an den symmetrischen Positionen angeordnete Abtastwertdaten mit einem Filterkoeffizienten (einer von k0 - ki&submin;&sub1;) multipliziert, der den Abtastwertdaten jedes Paars derart gemeinsam ist, daß beispielsweise Tonsignal-Abtastwertdaten S&sub0; der 0-ten Ordnung und Tonsignal-Abtastwertdaten SN-1 der N-1-ten Ordnung mit einem gemeinsamen Koeffizienten K0 multipliziert werden und Tonsignal-Abtastwertdaten Si&submin;&sub1; der i-1- ten Ordnung und Tonsignal-Abtastwertdaten Si&sbplus;&sub1; der i+1-ten Ordnung mit einem gemeinsamen Koeffizienten Ki&submin;&sub1; multipliziert werden. Jedoch werden die Tonsignal-Abtastwertdaten Si der i = (N-1)/2-ten Ordnung, die an der zentralen Position des Symmetrie angeordnet sind, mit einem einzigen Filterkoeffizienten ki multipliziert. Durch dieses Konzept werden Filterkoeffienten, k0 - ki&submin;&sub1;, ki, ki&sbplus;&sub1; - kN-1, die den jeweiligen Ordnungen 0 bis N-1 des Digitalfilters der N-ten Ordnung (N= ungerade Zahl) entsprechen effektiv in einer symmetrischen Charakteristik erzeugt. Filterkoeffizienten, die tatsächlich vorbereitet werden müssen, brauchen nur die Hälfte plus eins der Anzahl der erforderlichen Ordnungen zu betragen. Ein Beispiel der Impulsantwort in dem Fall, daß die Filterkoeffizienten ungeradzahliger Ordnungen in einer symmetrischen Charakteristik hergestellt werden, ist in Fig. 6 gezeigt.
Wie aus Fign. 6 und 7 ersichtlich ist, zeigt durch Erzeugen der Filterkoeffizienten in einer symmetrischen Charakteristik die Impulsantwort eine symmetrische Charakteristik, die an n = (N-1)/2 zentriert ist. (Es wird angenommen, daß h(n) einen Filterkoeffizienten repräsentiert und 0 ( n < N-1). Wenn N ungeradzahlig ist, wird die (N-1)/2-te Ordnung das Zentrum, und die Impulsantworten auf beiden Seiten davon werden symmetrisch. Wenn N eine gerade Zahl ist, wird die Mitte zwischen der (N-2)/2-ten und der N/2-ten das Zentrum, und die Impulsantwort auf beiden Seiten davon wird symmetrisch. Eine derartige symmetrische Charakteristik der Impulsantwort ist eine notwendige und ausreichende Bedingung für ein FIR-Filter mit einer linearen Phasencharakteristik. Somit kann nach der Erfindung ein Filter mit einer linearen Phasencharakteristik problemlos hergestellt werden. Aufgrund der Verwendung der linearen Phasencharakteristik entsprechen Phasen von Eingangs- und Ausgangswellenformen eines Filters einander in vollständiger Linearität, mit dem Ergebnis, daß die Ausgangswellenform frei von Verzerrung ist. Dementsprechend ist die Erfindung in höchstem Maße geeignet zur Filterverarbeitung von Signalen von Musikton-, Sprech- und Phonoeinrichtungen.
Somit ist es nach der Erfindung für die Filteroperation der N-ten Ordnung ausreichend, Filterkoeffizienten für N/2 Ordnungen vorzubereiten, falls N geradzahlig ist, und für (N+1)/2 Ordnungen, falls N ungeradzahlig ist, so daß die Konstruktion der Filterkoeffizientenzuführeinrichtung (z. B. eines Speichers) vereinfacht werden kann. Ferner kann durch Multiplizieren zweier an symmetrischen Positionen angeordneter Abtastwertdaten mit einem gemeinsamen Filterkoeffizienten eine Filtercharakteristik realisiert werden, deren Impulsantwort eine symmetrische Charakteristik zeigt, so daß ein Filter mit einer linearen Phasencharakteristik, das zur Filterverarbeitung von Signalen von Musikton-, Sprech- und Phonoeinrichtungen geeignet ist, problemlos realisiert werden kann. Zudem braucht die Anzahl der Filterkoeffizienten nur die Hälfte der Anzahl der erforderlichen Ordnungen zu betragen, und dies erleichtert die Erzeugung der Filterkoeffizienten.
Die Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach der Erfindung kann ferner aufweisen: eine Digitalfiltereinrichtung, der digitale Abtastwertdaten eines Tonsignals zugeführt werden, eine erste Filterparameterzuführeinrichtung zum Zuführen eines Satzes erster Filterparameter, die keine zeitweilige Änderung erfahren, eine zweite Filterparameterzuführeinrichtung zum Zuführen eines Satzes zweiter Filterparameter, die eine zeitweilige Änderung erfahren, und eine Wähleinrichtung zum Wählen eines der ersten und zweiten Filterparameter und zum Zuführen der gewählten Filterparameter zu der Digitalfiltereinrichtung.
Nach der Erfindung wählt in dem Fall, daß eine Tonfarbe gewählt werden soll, die während des Erklingens des Tons keine zeitweilige Änderung erfährt, die Wähleinrichtung die von der ersten Filterparameterzuführeinrichtung zugeführten ersten Filterparameter. Durch die ersten Filterparameter wird die Digitalfiltereinrichtung auf eine Charakteristik eingestellt, die eine vorbestimmte Tonfarbe realisiert, welche während des Erklingens des Tons keine zeitweilige Änderung erfährt. Wenn eine Tonfarbe gewählt werden soll, die während des Erklingens des Tons eine zeitweilige Änderung erfährt, wählt die Wähleinrichtung die zweiten Filterparameter, die von der zweiten Filterparameterzuführeinrichtung zugeführt werden. Durch zeitweilige Veränderung der zweiten Filterparameter erfährt die Charakteristik der Digitalfiltereinrichtung eine zeitweilige Änderung, wodurch die zeitweilige Änderung in der Tonfarbe realisiert wird.
Bei der Ausführung der Erfindung wird die Anzahl von Ordnungen von Filterkoeffizienten, die einen Satz der zweiten Filterparameter bilden, vorzugsweise zu einer kleineren Anzahl gemacht als die Anzahl von Ordnungen von Filterkoeffizienten, die einen Satz der ersten Filterparameter bilden. In diesem Fall sollten die ersten und zweiten Filterparameterzuführeinrichtungen vorzugsweise Filterkoeffizienten jeweiliger Ordnungen erzeugen, die einen Satz von Filterparametern seriell auf Zeitteilungsbasis bilden. Indem die Filterkoeffizienten jeweiliger Ordnungen seriell auf Zeitteilungsbasis erzeugt werden, können der Aufbau der Schaltung und deren Verdrahtung vereinfacht werden. Da jedoch die Datenübertragungszeit begrenzt ist, ist auch die Anzahl der Ordnungen, die während dieser Zeit übertragen werden können, begrenzt. Insbesondere wenn Filterparameter in Echtzeit geändert werden sollen, kann kein großer Zeitaufwand für die Datenübermittlung erübrigt werden, und aus diesem Grund sollte die Anzahl von Ordnungen von Filterkoeffizienten, die einen Satz von Filterparametern bilden, vorzugsweise verringert werden. Andererseits kann, wenn die Filterparameter nicht zeitweilig verändert werden sollen, mehr Datenübertragungszeit erübrigt werden als in dem oben beschriebenen Fall, so daß die Anzahl von Ordnungen von Filterkoeffizienten, die einen Satz von Filterparametern bilden, vorzugsweise vergrößert werden sollte, um die Reproduzierbarkeit einer gewünschten Tonfarbe zu verbessern.
Somit kann nach der Erfindung, indem die ersten Filterparameter, die keine zeitweilige Veränderung erfahren, und die zweiten Filterparameter, die eine zeitweilige Veränderung erfahren, durch separate Filterparameterzuführeinrichtungen zugeführt werden, die jeweilige Filterparameterzuführeinrichtung das Speichern und Auslesen der Parameter individuell und unabhängig voneinander ausführen. Dadurch können die Filterparameter in einer Weise verarbeitet werden, die für sämtliche Typen von Parametern am besten geeignet ist.
Die Filterparameterzuführeinrichtung nach der Erfindung kann eine Parameterspeichereinrichtung zum Speichern mehrerer Sätze von Filterparametern, eine Parameteradressenspeichereinrichtung, um Adressen in der Parameterspeichereinrichtung zu speichern, damit aus der Parameterspeichereinrichtung Filterparameter entsprechend einer Kombination aus parameterbestimmenden Faktoren ausgelesen werden können, und eine Leseeinrichtung aufweisen, um aus der Parameteradressenspeichereinrichtung Adressendaten entsprechend der Kombination parameterbestimmender Faktoren auszulesen, und um aus der Parameterspeichereinrichtung entsprechend den ausgelesenen Adressendaten einen Satz von Filterparametern auszulesen. Als die parameterbestimmenden Faktoren repräsentierenden Daten fungieren derartige Faktoren wie z. B. ein Tastencode, der eine gedrückte Taste repräsentiert, Berührungsdaten, die die Tastenberührung repräsentieren, ein Tonfarbencode, der eine gewählte konstante Tonfarbe repräsentiert, Information zur verstrichenen Zeit und geeignete Ausgabeinformation des manuellen Betätigers.
Nach der Erfindung werden die Filterparameter nicht direkt entsprechend der Kombination der parameterbestimmenden Faktoren aus der Parameterspeichereinrichtung ausgelesen, sondern zuerst werden die Adressendaten zum Zugriff auf die Parameterspeichereinrichtung aus der Parameteradressenspeichereinrichtung ausgelesen, und ein Satz von Filterparametern wird entsprechend dieser Adressendaten aus der Parameterspeichereinrichtung ausgelesen. Somit ist es die Parameteradressenspeichereinrichtung und nicht die Parameterspeichereinrichtung, die Daten in Eins-zu-Eins-Beziehung entsprechend der Kombination der parameterbestimmenden Faktoren speichert. Die Parameteradressenspeichereinrichtung, die nur die Adressendaten speichert, benötigt keine große Speicherkapazität. Die Parameterspeichereinrichtung, die mehrere Sätze von Filterparametern speichert, von denen jeder Satz aus Filterkoeffizienten mehrerer Ordnungen besteht, benötigt eine relativ große Speicherkapazität. Da jedoch die Erfindung ein indirektes Adressensystem verwendet, gemäß dem die Parameter als Reaktion auf die Adressendaten ausgelesen werden, welche in Entsprechung zu Kombinationen der parameterbestimmenden Faktoren gespeichert sind, ist es nicht erforderlich, Filterparameter in Eins-zu- Eins-Beziehung für sämtliche Kombinationen der parameterbestimmenden Faktoren zu speichern, so daß die Parameterspeichereinrichtung nur eine geringere Anzahl von Sätzen von Parametern als die Anzahl von Kombinationen zu speichern braucht. In anderen Worten bedeutet dies, daß selbst bei verschiedenen Kombinationen der parameterbestimmenden Faktoren in einigen Fällen gemeinsame Filterparameter verwendet werden können, so daß die Anzahl von Sätzen von Parametern, die in der Parameterspeichereinrichtung gespeichert sind, reduziert und dadurch Speicherkapazität eingespart werden kann. Bei einer noch zu beschreibenden Ausführungsform der Erfindung ist ersichtlich, daß z. B. nur 2620 Sätze von Parametern in der Parameterspeichereinrichtung gespeichert werden brauchen, um 22528 Kombinationen zu handhaben, zu denen Tonbereich, Tastenberührung und Tonfarbenart gehören. In diesem Fall können die Adressendaten, die aus der Parameteradressenspeichereinrichtung entsprechend einer bestimmten Kombination von Parameterfaktoren ausgelesen werden, die gleichen sein wie die Adressendaten, die entsprechend einer anderen Kombination ausgelesen werden. In diesem Fall werden entsprechend jeder dieser verschiedenen Kombinationen die gleichen Adressendaten aus der Parameterspeichereinrichtung ausgelesen.
Somit kann nach der Erfindung die Anzahl von Sätzen von Parametern, die in der Parameterspeichereinrichtung gespeichert wird, kleiner gemacht werden als die Gesamtzahl von Kombinationen parameterbestimmender Faktoren, wodurch sich eine Einsparung an Speicherkapazität ergibt. Insbesondere wenn eine subtile Tonfarbensteuerung durch verschiedene Kombinationen vieler Typen von parameterbestimmenden Faktoren realisiert werden soll, etwa Tastenberührung, Tonbereich und Verstreichen der Zeit, kann diese Tonfarbensteuerung mit einer reduzierten Ausbildung des Parameterspeichers realisiert werden.
Im folgenden werden Ausführungsformen der Erfindung im Zusammenhang mit den Zeichnungen erläutert.
Fig. 1 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer Ausführungsform der Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach der Erfindung;
Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild des allgemeinen Aufbaus einer bestimmten Ausführungsform eines elektronischen Musikinstrumentes, bei dem die Erfindung verwendet wird,
Fig. 3 zeigt ein Zeitdiagramm der Hauptsignale bei der Ausführungsform gemäß Fig. 2;
Fig. 4 zeigt ein Blockschaltbild eines Beispiels einer Tonhöhensynchronsiersignalerzeugungsschaltung, die in einem Tongenerator gemäß
Fig. 2 enthalten ist;
Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild der Grundkonstruktion eines FIR-Filters;
Fign. 6 und 7 zeigen graphische Diagramme von Beispielen einer symmetrischen Charakteristik der Impulsantwort bei einem linearphasigen FIR- Filter für die Fälle, daß N eine ungerade Zahl ist und daß N eine gerade Zahl ist;
Fign. 8 und 9 zeigen graphische Diagramme von Beispielen der Frequenz-Reaktions-Charakteristik bei dem linearphasigen FIR-Filter für die Fälle, daß N eine ungerade Zahl ist und daß N eine gerade Zahl ist;
Fig. 10 zeigt ein Flußdiagramm eines Beispiels von Schritten zum Erzeugen von Filterkoeffizienten zeigt;
Fig. 11 zeigt ein Blockdiagramm eines Beispiels einer adaptiven Digitalfiltereinrichtung gemäß Fig. 2;
Fig. 12 zeigt ein Blockdiagramm eines Beispiels eines Eingangs-Interface aus Fig. 11;
Fig. 13 zeigt ein Blockdiagramm eines Beispiels einer Zeitsteuerungssignalerzeugungsschaltung gemäß Fig. 11;
Fig. 14 zeigt ein Blockdiagramm jeweils eines Beispiels eines Zustandsspeichers, eines Multiplizierers und eines Akkumulatorbereiches (d. h. eines Beispiels einer FIR-Typ-Digitalfilterschaltung) gemäß Fig. 11;
Fig. 15 zeigt ein Blockdiagramm jeweils eines Beispiels einer Parameterverarbeitungseinheit und einer Paramterzuführschaltung;
Fig. 16 zeigt ein Blockdiagramm eines Beispiels einer tonhöhensynchronisierten Ausgangsschaltung gemäß Fig. 11;
Fig. 17 zeigt ein Zeitdiagramm eines Beispiels der Erzeugung von Signalen zur Steuerung der Filterbetätigungszeitgebung;
Fig. 18 zeigt ein schematisches Diagramm zur Erläuterung der grundlegenden Arbeitsweise beim Betrieb des Filters vom FIR-Typ in dem Fall, daß eine aus geradzahligen Ordnungen (32 Ordnungen) bestehende Filtercharakteristik in der Digitalfilterschaltung gemäß Fig. 14 vorliegt;
Fig. 19 zeigt ein schematisches Diagramm zur Erläuterung der grundlegenden Arbeitsweise beim Betrieb des Filters vom FIR-Typ in dem Fall, daß eine aus ungeradzahligen Ordnungen (31 Ordnungen) bestehende Filtercharakteristik in der gleichen Digitalfilterschaltung gemäß Fig. 14 vorliegt;
Fig. 20 zeigt ein Diagramm der Filterbetätigungszeitsteuerung für acht Kanäle bei den Digitalfilterschaltungen mit den Kanälen A und B gemäß Fig. 14;
Fig. 21 zeigt ein Diagramm eines Beispiels eines Speicherformats in dem Parameterspeicher gemäß Fign. 11 und 15;
Fign. 22 und 23 zeigen Diagramme jeweils eines Beispiels einer durch die Ausführungsform der Erfindung gemäß Fign. 2 bis 21 realisierten Filtercharakteristik bei einer ungeradzahligen Ordnung bzw. einer geradzahligen Ordnung;
Fig. 24 zeigt für die gleiche Ausführungsform ein Diagramm eines Beispiels einer einer zeitweiligen Veränderung unterzogenen Filtercharakteristik, die in einer dynamischen Betriebsart realisiert wird, und zwar für verschiedene Berührungsstärken;
Fign. 25 und 26 zeigen Diagramme eines Beispiels einer Spektrum-Hüllkurve einer Original-Wellenform von F2 eines Klaviers, und zwar für einen Spieltakt mit Forte-Anschlag bzw. einen Spieltakt mit Piano-Anschlag;
Fig. 27 zeigt ein Schaubild eines Beispiels einer Spektrum-Hüllkurve eines Tonsignals, das man erhält, wenn bei der obigen Ausführungsform eine Original-Wellenform eines Forte-Anschlags mit einer Filtercharakteristik eines Piano-Anschlags gefiltert worden ist;
Fign. 28 bis 32 zeigen jeweils schematische Blockschaltbilder weiterer Ausführungsformen der Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach der Erfindung; und
Fign. 33 und 34 zeigen jeweils Blockschaltbilder eines Beispiels des Standes der Technik.
Fig. 1 zeigt in sehr vereinfachter Weise eine Ausführungsform, bei der angenommen wird, daß eine Digitalfilterschaltung 111 ein Digitaltonsignal eines monophonischen Typs empfängt. Eine Tonhöhensynchronisiersignalerzeugungsschaltung 110 erzeugt ein Tonhöhensynchronisiersignal, das mit der Tonhöhe dieses Digitaltonsignals synchronisiert ist. Die Digitalfilterschaltung 111 führt für dieses Digitalsignal eine Filteroperation mit einer Abtastperiode durch, die mit einem von der Tonhöhensynchronisiersignalerzeugungsschaltung 110 erzeugten Tonhöhensynchronisiersignal PS synchronisiert ist. Die Digitalfilterschaltung 111 weist z. B. ein FIR-Filter auf, wie in deren Block generell gezeigt ist, und führt die Filteroperation synchronisiert mit der Tonhöhe durch, indem das Tonhöhensynchronisiersignal PS als Abtasttaktsignal einer Verzögerungseinheit D verwendet wird.
Die Abtastperiode, mit der die Filteroperation in der Digitalfilterschaltung 111 durchgeführt wird, ist keine feste Periode, sondern eine Periode, die mit der Tonhöhe des Eingangs-Digitaltonsignals synchronisiert ist. Die Position eines Formanten in einem Digitalfilter wird auf der Basis der Abtastfrequenz bestimmt. Folglich wird, wenn die Abtastperiode der Filteroperation synchron mit der Tonhöhe verändert wird, die erzeugte Filtercharakteristik bin veränderlicher Formant, bei dem sich die Formantenposition synchron mit der Tonhöhe bewegt.

[Beschreibung des allgemeinen Aufbaus einer speziellen Ausführungsform]

Fig. 2 zeigt den allgemeinen Aufbau einer speziellen Ausführungsform eines elektronischen Musikinstruments, bei dem die Erfindung verwendet wird. In der Figur ist ein elektronisches Musikinstrument gezeigt, das zur polyphonen Tonerzeugung auf mehreren Tonerzeugungskanälen in der Lage ist. Die Verarbeitung von Signalen oder Daten entsprechend den jeweiligen Kanälen wird auf Zeitteilungsbasis durchgeführt, und ein Tonhöhensynchronisiersignal und ein Digitaltonsignal eines einem jedem Kanal zugeordneten Tons werden synchron mit ihrer entsprechenden Kanal-Zeitsteuerung erzeugt.
Gemäß Fig. 2 weist eine Tastatur 10 Tasten zum Bezeichnen von Tonhöhen zu erzeugender Töne auf. Ein Tastendruckdetektor 11 ist vorgesehen, um den Druck zu detektieren, der auf eine betätigte Taste der Tastatur 10 aufgebracht wird. Der zu detektierende Druck kann entweder ein Anfangs-Druck oder ein Nach- Druck sein. Eine Tonfarbenwähleinrichtung 12 weist eine Bedienergruppe zum Wählen der Tonfarben zu erzeugender Töne auf. Ein Tonhöhenbeuger 13 ist vorgesehen, um die Tonhöhe eines zu erzeugenden Tons entsprechend dem Manipulationsbetrag der Bedienereinheit kontinuierlich zu modifizieren, und weist z. B. eine Bedienungseinheit vom Wählscheiben-Typ auf. Ein Mikrocomputer 14 weist eine CPU (zentrale Verarbeitungseinheit) 15, ein ROM (Nurlesespeicher) 16 zum Speichern eines Programms und anderer Daten, und ein RAM (Direktzugriffspeicher) 17 zum Bearbeiten und Speichern von Daten auf. Der Mikrocomputer 14 übermittelt und empfängt durch einen Daten- und Adressenbus 28 Daten an die bzw. von den verschiedenen Schaltungen eines elektronischen Musikinstruments und führt dadurch verschiedene Abläufe durch, darunter die Detektion gedrückter Tasten in der Tastatur 10 und die Zuordnung der gedrückten Tasten zu Tonerzeugungskanälen, die Detektion einer Tonfarbenwähloperation in der Tonfarbenwähleinrichtung 12 und die Detektion des Betrages der Manipulation des Tonhöhenbeugers 13.
Ein Tongenerator 18 kann digitale Tonsignale individuell und unabhängig auf den einzelnen Tonerzeugungskanälen erzeugen. Der Tongenerator 18 empfängt über den Bus 28 einen Tastencode KC, der Tasten repräsentiert, die den jeweiligen Kanälen zugeordnet worden sind, ein Anschlagsignal KON, das Betätigung/Nichtbetätigung dieser Tasten repräsentiert, und andere benötigte Daten von dem Mikroprozessor 14 und erzeugt als Reaktion auf diese Daten Digitaltonsignale auf den jeweiligen Kanälen. Der Tongenerator 18 weist eine Tonhöhensynchronisiersignalerzeugungsschaltung 19 auf, die für jeden Kanal ein Tonhöhensynchronisiersignal erzeugt, das mit der Tonhöhe des in jedem der Kanäle erzeugten Tonsignalssynchronisiert ist.
Bei dieser Ausführungsform erzeugt der Tongenerator 18 Digitaltonsignale auf Zeitteilungsbasis auf sechzehn Kanälen des ersten bis sechzehnten Kanals (Ch1-Ch16). Digitale Tonwellenform-Abtastwertdaten, die von dem Tongenerator 18 auf zeitgeteilte Multiplex- Art erzeugt werden, sind durch TDX repräsentiert. Ein von einem Mastertaktgenerator 20 erzeugter Master-Impulstakt Φ wird zum Steuern einer Grund-Betriebszeit des Tongenerators 18 verwendet. Ein Zyklus des zeitgeteilten Multiplexens der digitalen Tonwellenform-Abtastwertdaten TDX beträgt 64 Perioden des Master-Impulstaktes Φ, und die Zeit-Slots für jeweilige Perioden in diesem einen Zyklus von 64 Perioden sind in Fig. 3 gezeigt, wobei die diese Zeit-Slots die Nummern 1-64 tragen. In Fig. 3 ist ferner die Spezifikation der Kanal-Zeitsteuerungen 1-16 der gemultiplexten digitalen Tonwellenform-Abtastwertdaten TDX gezeigt. Beispielsweise werden Daten TDX des ersten Kanals an vier Slots der Zeit- Slots 33-36 zugeteilt.
Bei dieser Ausführungsform werden die digitalen Tonwellenform-Abtastwertdaten TDX derart erzeugt, daß wie oben beschrieben Daten der sechzehn Kanäle zusammen gemultiplext werden. Tonhöhensynchronisiersignale PS1 und PS2 für die jeweiligen Kanäle werden jedoch in zwei Serien derart erzeugt, daß sie in jeder der zwei Serien für acht Kanäle zeitgeteilt gemultiplext werden. Das Tonhöhensynchronisiersignal PS1 besteht aus zeitgeteilt gemultiplexten Tonhöhensynchronisiersignalen der ersten bis achten Kanäle (Ch1-Ch8), und seine Kanal-Zeitsteuerung ist wie in Fig. 3 gezeigt beschaffen. Das Tonhöhensynchronisiersignal PS2 besteht aus zeitgeteilt gemultiplexten Tonhöhensynchronisiersignalen der neunten bis sechzehnten Kanäle (Ch9-Ch16), und seine Kanal-Zeitsteuerung ist wie in Fig. 3 gezeigt beschaffen. Gemäß Fig. 3 werden die Tonhöhensynchronisiersignale PS1 und PS2 der jeweiligen Kanäle mit einer Breite von einem Zeit-Slot erzeugt, und ein Zyklus seines Zeitteilungsmultiplexens beträgt acht Zeit-Slots.
Adaptive Digitalfiltereinrichtungen (im folgenden häufig als "ADF" bezeichnet) 21 und 22 in zwei Reihen sind zum Filtern von Tonsignalen geeignet und sind bei der vorliegenden Ausführungsform jeweils imstande zum Filtern von Tonsignalen von acht Kanälen, d. h. das ADF 21 filtert die Tonsignale der ersten bis achten Kanäle, und das ADF 22 filtert die Tonsignale der neunten bis sechzehnten Kanäle. Jedes der ADFs 21 und 22 weist Schaltungen mit verschiedenen Funktionen auf, einschließlich einer Digitalfilterschaltung eines bestimmten Typs, eines Filterparameterspeichers, verschiedener Schaltungen zum Steuern der Zufuhr von Filterparametern, einer Steuerschaltung zum Durchführen einer Filterberechnungsoperation synchron mit der Tonhöhe eines zu filternden Tonsignals, und eine tonhöhensynchronisierte Ausgangsschaltung zum Erzeugen eines gefilterten Tonsignals synchron mit der der Tonhöhe des Tonsignals, so daß das ADF einen zum Filtern eines Tonsignals geeigneten Aufbau aufweist.
Die von dem Tongenerator 18 erzeugten digitalen Tonwellenform-Abtastwertdaten TDX werden den ADFs 21 und 22 zugeführt. Das Tonhöhensynchronisiersignal PS1 für die ersten bis achten Kanäle wird dem ADF 21 zugeführt, und das Tonhöhensynchronisiersignal PS2 für die neunten bis sechzehnten Kanäle wird dem ADF 22 zugeführt. In die ADFs 21 und 22 werden Daten TDX der Kanäle, die den Zeit-Slots entsprechen, in denen die Tonhöhensynchronisiersignale PS1 und PS2 erzeugt werden (d. h. zu einem Signal "1" gemacht werden), geladen, und anschließend wird die Filteroperation für einen Abtastdatenwert dieses Kanals durchgeführt. Somit wird in einem ADF 21 die Filteroperation für die Tonsignale der ersten bis achten Kanäle als Reaktion auf das Tonhöhensynchronisiersignal PS1 durchgeführt, während in dem anderen ADF 22 die Filteroperation für die Tonsignale der neunten bis sechzehnten Kanäle als Reaktion auf das Tonhöhensynchronisiersignal PS2 durchgeführt wird. Auf diese Weise wird die Zeiteinheit der Filteroperation (Signalverzögerungszeit synchronisiert mit der Abtastperiode) in den ADFs 21 und 22 mit der Tonhöhe des zu filternden Tonsignals synchronisiert, mit dem Ergebnis, daß das Filtern von Charakteristiken mit veränderlichem Formanten realisiert wird, indem die Filterbetätigungszeiteinheit entsprechend der Tonhöhe verändert wird. Zur Steuerung der Grund-Betriebszeitgebung der Schaltung werden der Master- Impulstakt Φ und ein Systemsynchronisierimpuls SYNC den ADFs 21 und 22 übermittelt. Der Systemsynchronisierimpuls SYNC ist ein Impuls, der gemäß Fig. 3 mit einer Periode von 64 Zeit-Slots realisiert wird, und wird mit einem Zyklus des zeitgeteilten Multiplexens des Digitaltonsignals synchronisiert. Den ADFs 21 und 22 werden ferner verschiedene Daten zum Steuern der Filteroperation über den Bus 28 und unter Steuerung des Mikrocomputers 14 zugeführt.
In den ADFs 21 und 22 wird nicht nur die tatsächliche Filteroperation synchron mit der Tonhöhe des zu filternden Tonsignals durchgeführt, sondern es werden ferner gefilterte Tonwellenform-Abtastwertdaten synchron mit der Tonhöhe neu abgetastet, so daß die Daten in einem vollständig tonhöhensynchronisierten Zustand geliefert werden. Die Tonhöhensynchronisiersignale PS1 und PS2 werden auch für das Neuabtasten der gefilterten Daten synchron mit der Tonhöhe benutzt.
Die von den ADFs 21 und 22 gelieferten digitalen Tonwellenform-Abtastwertdaten der jeweiligen Kanäle werden in einem Akkumulator 23 summiert, um Tonwellenform-Abtastwertdaten zu errechnen, die die Summe der Abtastwertdaten von sechzehn Kanälen sind. Die Ausgangsdaten des Akkumulators 23 werden von einem Digital/Analog-Konverter 23 zu einem Analog-Tonsignal umgesetzt, und dieses Analog-Tonsignal wird einem Klangsystem 25 zum Erklingen des Tons zugeführt.
Bei dieser Ausführungsform wird die Zufuhr eines Filterkoeffizienten in zwei Betriebsarten gesteuert. Eine der Betriebsarten ist die "statische Betriebsart", bei der es sich um eine Betriebsart handelt, in der der Filterkoeffizient während des Erklingens des Tons nicht geändert wird, und die andere Betriebsart ist die "dynamische Betriebsart", bei der es sich um eine Betriebsart handelt, in der der Filterkoeffizient während des Erklingens des Tons zeitweilig geändert wird, wodurch mittels des Filterns eine zeitweilige Veränderung der Tonfarbe realisiert wird. Ein Filterkoeffizient für die statische Betriebsart in dem Filterparameterspeicher in jedem der ADFs 21 und 22 gespeichert. Ein Filterkoeffizient für die dynamische Betriebsart wird in einem dynamischen Steuerparameterspeicher 26 gespeichert, und ein zeitweilig geändert er Filterkoeffizient wird aus dem Speicher 26 unter der Steuerung des Mikrocomputers 14 ausgelesen und den ADFs 21 und 22 durch den Bus 28 zugeführt. Bei einem Dynamisch/Statisch- Wählschalter 27 handelt es sich um einen Schalter zum Steuern der Wahl der Betriebsart beim Zuführen des Filterkoeffizienten.
Die Frequenz des Master-Impulstaktes Φ beträgt etwa 3,2 MHz, die Wiederholungsfrequenz eines Zeitteilungszyklus der Tonhöhensynchronisiersignale PS1 und PS2 beträgt 400 kHz, und die Wiederholungsfrequenz eines Zeitteilungszyklus (eines Betriebszyklus in dem Filter) der digitalen Tonwellenform-Abtastwertdaten TDX beträgt 50 kHz.
Im folgenden werden spezielle Beispiele der Schaltungen von Fig. 2 beschrieben.

[Erzeugung der Tonhöhensynchronisiersignale]

Fig. 4 zeigt ein Beispiel der Tonhöhensynchronisiersignalerzeugungsschaltung 19. Diese Schaltung 19 erzeugt das Tonhöhensynchronisiersignal PS1 einer Serie (erste bis achte Kanäle). Das Tonhöhensynchronisiersignal PS2 der anderen Serie wird mit einer Schaltung des gleichen Aufbaus erzeugt.
Das Tonhöhensynchronisiersignal PS1 wird erzeugt durch Zählen einer Anzahl P, die aus einem P-Anzahl- Speicher 29 für jeden Kanal auf Zeitteilungsbasis ausgelesen wird. Die Zahl P ist eine Zahl, die die Anzahl der Abtastpunkte eines Zyklus einer Tonwellenform repräsentiert, die eine Frequenz aufweist, die jeder der Notenbezeichnungen C-B in einer bestimmten Standard-Oktave entspricht. Falls das Tonhöhensynchronisiersignal PSI gemäß Fig. 3 für acht Kanäle auf Zeitteilungsbasis erzeugt wird, ist die Grund-Abtastfrequenz (mit anderen Worten, sie Auflösung des Tonhöhensynchronisiersignals PS1) eine Frequenz von 1/8 (z. B. 400 kHz) des Master-Impulstaktes Φ, und diese Frequenz ist über sämtliche Notenbezeichnungen hinweg gemeinsam gültig. Andererseits hat, da die Grund-Abtastfrequenz eine gemeinsame Frequenz ist, die Anzahl P jeder Notenbezeichnung entsprechend ihrer Notenbezeichnungsfrequenz einen unterschiedlichen Wert. Falls die Frequenz einer bestimmten Notenbezeichnung in der Standard-Oktave fn ist und die oben beschriebene gemeinsame Abtastfrequenz (400 kHz) fc ist, ist die Anzahl P, die der Notenbezeichnung entspricht, durch die folgende Gleichung bestimmt:
Anzahl P = fc ÷ fn . . . (1)
Falls die gemeinsame Abtastfrequenz fc 400 kHz beträgt und die Frequenz fn einer Notenbezeichnung A 440 Hz beträgt (z. B. bei einer Note A4), wird die Anzahl P der Note A
Anzahl P der Note A = 400000 ÷440 = 909
aus der obigen Gleichung (1).
Falls andererseits die Anzahl der Abtastpunkte für verschiedene Abtastamplitudenwerte für einen Zyklus einer Tonwellenform, der in dem Tongenerator 18 erzeugt werden kann, 64 beträgt, wird eine effektive Abtastfrequenz fe der Frequenz fn
fe = fn · 64 . . . .(2)
Falls fn 440 Hz beträgt, wird die effektive Abtastfrequenz
fe = 440 · 64 = 28160 Hz.
Auf diese Weise können die P-Anzahlen und die effektiven Abtastfrequenzen jeweiliger Notenbezeichnungen in einer bestimmten Standard-Oktave wie in der folgenden Tabelle gezeigt bestimmt werden. In dieser Tabelle ist die Standard-Oktave eine Oktave aus G4 bis F#5. Tabelle 1 Notenbezeichnung Tonhöhe (Hz) effektive Abtastfrequenz (kHz) Anzahl P
In einem in Fig. 4 gezeigten Zähler 30 wird das Tonhöhensynchronisiersignal PSI erzeugt, indem die als Reaktion auf den Master-Impulstakt Φ erhaltene gemeinsame Abtastfrequenz fc entsprechend der Anzahl P frequenzgeteilt wird. Wie aus der obigen Beschreibung ersichtlich ist, ist die Zahl P die Anzahl der Perioden der gemeinsamen Abtastfrequenz fc in einem Wellenformzyklus, d. h. die Anzahl der Abtastpunkte und die effektive Anzahl der Abtastpunkte pro Zyklus einer Tonwellenform, die von dem Tongenerator 18 erzeugt werden kann, ist 64. Wenn somit die Frequenzdivisionszahl für die Frequenzdivision der gemeinsamen Abtastfrequenz fc
Frequenzzahl = Anzahl P ÷ 64 . . . (3)
beträgt, können pro Zyklus des Tons 64 Impuls-Schüsse als Frequenzdivisionsergebnis erhalten werden, so daß sämtliche 64 effektiven Abtastpunkte hergestellt werden können. Durch Frequenzdivision der gemeinsamen Abtastfrequenz fc mit der auf diese Weise bestimmten Frequenzdivisionszahl ergibt sich auf Basis der Gleichungen (1), (2) und (3)
fc ÷ Frequenzdivisionszahl = (fn · Anzahl P) ÷ (Anzahl P ÷ 64) = fn · 64 = fe . . . .(4)
Mittels Ändern der Abtastpunktadresse durch diese Frequenzdivisionszahl kann die effektive Abtastfrequenz fe erreicht werden. Die auf diese Weise erhaltene effektive Abtastfrequenz fe ist mit der Notennamenfrequenz harmonisiert, so daß die Tonhöhensynchronisation realisiert werden kann. Das Tonhöhensynchronisiersignal PS1 jedes von dem Zähler 30 erzeugten Kanals ist das frequenzgeteilte Ausgangssignal, wie es in der obigen Gleichung (4) gezeigt ist, d. h. ein Signal mit der effektiven Abtastfrequenz fe.
Die durch die obige Gleichung (3) bestimmte Frequenzdivisionszahl ist nicht notwendigerweise eine ganze Zahl, sondern enthält oft eine Dezimalzahl. Beispielsweise ergibt sich im Fall der Notenbezeichnung A
Frequenzdivisionszahl = 909 ÷ 64 14,20
Somit wird die Frequenzdivisionsoperation in dem Zähler 30, wie noch zu beschreiben ist, unter Verwendung zweier Ganzzahlen durchgeführt, die der durch die Gleichung (3) bestimmten Frequenzdivisionszahl angenähert sind, so daß als Mittelungsergebnis das gleiche Ergebnis erhalten werden kann, das durch das Frequnzdividieren mit der durch die Gleichung (3) bestimmten Frequenzdivisionszahl erzielt wird.
Gemäß Fig. 4 speichert ein P-Anzahl-Speicher 29 P Anzahlen jeweiliger Notenbezeichnungen in der Standard-Oktave, wie in Tabelle 1 gezeugt ist. Tastencodes KC von Tasten, die den jeweiligen Kanälen zugeordnet worden sind, werden dem Tongenerator 18 durch den Bus 28 zugeführt. In dem Tongenerator 18 werden die Tastencodes KC für die ersten bis achten Kanäle mit einer Zeitgebung zeitgeteilt gemultiplext, wie sie bei der Kanal-Zeitsteuerung des Synchronisiersignals PS2 in Fig. 3 gezeigt ist. Die zeitgeteilt gemultiplexten Tastencodes KC der ersten bis achten Kanäle werden dem P-Anzahl-Speicher 29 zugeführt. Der P-Anzahl-Speicher 29 erzeugt auf Zeitteilungsbasis P Anzahlen entsprechend den Notenbezeichnungen der zugeführten Tastencodes KC der ersten bis achten Kanäle.
Der Zähler 30 weist auf: einen Addierer 31, der die aus dem P-Anzahl-Speicher 29 ausgelesene P-Anzahl empfängt, einen Selektor 32, der an seinem "0"-Eingang das Ausgangssignal des Addierers 31 empfängt, ein Schieberegister 33 mit acht Stufen, das das Ausgangssignal des Selektors 32 empfängt, ein Gatter 34, das weniger signifikante Bits (d. h. den Dezimalbereich) des Ausgangssignals des Schieberegisters 33 gattert und sie einem weiteren Eingang des Addierers 31 und einem Addierer 35 zuführt, der Bits größerer Signifikanz empfängt (d. h. den Ganzzahlbereich) des Ausgangssignals des Schieberegisters 33 empfängt und ihnen ein durchgehend aus "1" -Niveaus bestehendes Signal hinzuadddiert, das aus sieben Bits besteht, die sämtlich "1" sind. Die P-Anzahl selbst ist ein binärkodiertes Signal mit zwölf Bits, aber das Ausgangssignal des Addierers 31 ist ein Signal aus dreizehn Bits, das ein Extra-Bit als Bit für ein Carry-Signal enthält.
Ein invertierter Tastendruckimpuls und ein Signal, das von einem Carry-Ausgang CO des Addierers 35 geliefert wird, werden einem UND-Gatter 36 zugeführt, und das Ausgangssignal des UND-Gatters 36 wird seinerseits einem Wählsteuereingang des Selektors 32 zugeführt. Wenn das Ausgangssignal des UND- Gatters 36 "0" beträgt, wird ein von dem Addierer 31 zu dem "0" -Eingang des Selektors 32 zugeführtes Signal gewählt, während, wenn das Ausgangssignal des UND-Gatters 36 "1" beträgt, ein zu dem "l"-Eingang des Selektors 32 zugeführtes Signal gewählt wird. Dem "1"-Eingang des Selektors 32 wird ein Signal von dreizehn Bits zugeführt, das aus weniger signifikanten Bits (Dezimalbereich) des Ausgangssignals des Schieberegisters 33 und dem Sieben-Bit-Ausgangssignal (Ganzzahlbereich) des Addierers 35 besteht. Der Tastendruckimpuls KONP ist ein Signal, das nur im Anfangsstadium des Drückens einer Taste auf "1" eingestellt wird, und die Tastendruckimpulse, die den ersten bis achten Kanälen entsprechen, werden zeitgeteilt gemultiplext. Der invertierte Tastendruckimpuls ist ein Signal, das durch Invertieren dieses Tastendruckimpulses KONP erreicht wird.
Bei dem Abschnitt des Selektors 32, dem Schieberegister 33 und dem Addierer 35 handelt es sich um eine Schaltung zum Erzeugen der Frequenzdivisionszahl gemäß der obigen Gleichung (3) entsprechend der Anzahl P und zur Frequenzdivision der gemeinsamen Abtastfrequenz fc entsprechend dem Ganzzahlbereich dieser Frequenzdivisionszahl. Der Addierer 31 ist vorgesehen, um den Wert des Ganzzahlbereiches entsprechend des Dezimalbereiches der Frequenzdivisionszahl einzustellen.
Da in der obigen Gleichung (3) der Divisor 64 den Betrag 2&sup6; aufweist, ist zum Erhalten der Frequenzdivisionszahl keine besondere Division erforderlich, sondern die einer P-Anzahl entsprechende Frequenzdivisionszahl kann einfach dadurch erzeugt werden, daß weniger signifikante sechs Bits der Anzahl P als Dezimalbereich behandelt werden. Folglich bilden die weniger signifikanten sechs Bits in den dreizehn Bits des Ausgangssignals des Addierers 31, des Selektors 32 und des Schieberegisters 33 bilden das Gewicht des Dezimalbereiches, und die signifikanteren sieben Bits bilden das Gewicht des Ganzzahlbereiches.
Die Addition eines durchgehend "1"-Pegel aufweisenden Signal s in dem Addierer 35 ist der Subtraktion von 1 äquivalent. Somit führt der Addierer 35 praktisch eine Subtraktion von 1 von dem ganzzahligen Wert des Ausgangssignals des Schieberegisters 33 durch. Das Ergebnis dieser Subtraktion in dem Addierer 35 wird mit Sechs-Bit-Daten des Dezimalbereiches zurückgeführt, die nicht dem "1"-Eingang des Selektors 32 zugeführt worden sind, und wird durch das Schieberegister 33 erneut dem Addierer 35 zugeführt. Da das Schieberegister 33 durch den Master-Impulstakt Φ gesteuert wird, ist die Periode, mit der das gleiche Signal von dem Schieberegister 33 erzeugt wird, eine Periode des Achtfachen des Master-Impulstaktes Φ, d. h. die Periode der gemeinsamen Abtastfrequenz fc.
Im Anfangsstadium der Betätigung einer Taste wird der invertierte Tastendruckimpuls KONP nur einmal auf "0" gesetzt, und zwar bei einer Kanal-Zeitsteuerung, der die Taste zugeordnet ist, und zu diesem Zeitpunkt wird die P-Anzahl der Taste durch den "0"-Eingang des Selektors 32 gewählt. Der Ganzzahlbereich dieser Anzahl P wird von dem Schieberegister 33 dem Addierer 35 zugeführt, und von diesem Ganzzahlbereich wird mit der Periode der gemeinsamen Abtastfrequenz fc wiederholt 1 subtrahiert. Wenn das Ergebnis der Subtraktion in dem Ganzzahlbereich 1 cder ein größerer Wert ist, wird stets ein Carryout-Signal "1" von einem Carry-out-Ausgang CO des Addierers 35 erzeugt und aktiviert somit das UND- Gatter 36, so daß der Selektor 32 fortfährt, den "1"-Eingang zu wählen. Bei Reduzierung des Ausgangssignals des Addierers 35 auf "0" durch wiederholte Subtraktion, d. h. beim Verstreichen von Perioden von fc, bei dem es sich um die gleiche Zahl handelt wie bei dem Ganzzahlbereich der Anzahl P, wird das Carry-out-Signal des Addierers 35 nicht erzeugt, so daß das UND-Gatter 36 nicht aktiviert wird. Zu diesem Zeitpunkt wählt der Selektor 32 den "0" -Eingangswert, wodurch der Ausgangswert des Addierers 31 gewählt wird, der die Summe der Anzahl P und der weniger signifikanten sechs Bits (Dezimalbereichsdaten) des Ausgangssignals des Schieberegisters 33 ist. Somit wird die Anzahl P, die durch die Addition des Dezimalbereichs etwas modifiziert worden ist, dem Schieberegister 33 zugeführt, und nun wird die Subtraktion von 1 von dem Ganzzahlwert der modifizierten Anzahl P wiederholt. Das Gatter 34 wird durch den invertierten Tastendruckimpuls nur während des Anfangsstadiums der Tastenbetätigung deaktiviert und übermittelt ansonsten die Dezimalbereichsdaten an den Addierer 31. Durch die Addition der Dezimalbereichsdaten zu der Anzahl P in dem Addierer 31 wird der Ganzzahlwert der Frequenzdivisionszahl, die tatsächlich für die Frequenzdivision verwendet wird, manchmal um 1 größer als der auf der Basis der Anzahl P erhaltene Ganzzahlwert der Frequenzdivisionszahl. Beispielsweise ist die Anzahl P der Notenbezeichnung A 909, und ihre Frequenzdivisionszahl ist 14,20. Anfangs wird die Frequenzdivision entsprechend ihrem Ganzzahlwert 14 durchgeführt. Dann wird die Zahl, auf deren Basis die Frequenzdivision durchgeführt wird, 14,20 + 0,20 = 14,40 und schließlich 15,00, so daß die Frequenzdivision entsprechend der Ganzzahl 15 durchgeführt wird. Auf diese Weise wird die Frequenzdivision der gemeinsamen Abtastfrequenz fc entsprechend einer Zahl durchgeführt, die die gleiche ist wie der Ganzzahlwert einer auf der Basis der Ganzzahl P erhaltenen Frequenzdivisionszahl oder um 1 größer ist als dieser Ganzzahlwert, wodurch die Frequenzdivisionsoperation entsprechend einer auf der Basis der Anzahl P erhaltenen Frequenzdivisionszahl als Ergebnis einer Mittelung erzielt wird. Das Signal des Carry-out-Ausgangs CO des Addierers 35 entspricht dem frequenzgeteilten Ausgangssignal dieser Frequenzteilungsoperation, und ein Signal, das sich durch Invertieren dieses Signals mittels eines Inverter 37 ergibt, wird als Tonhöhensynchronisiersignal PS1 erzeugt.
Zum besseren Verständnis der oben beschriebenen Operation wird ein Beispiel der Veränderung des Ausgangssignals des Selektors 32 erläutert, wobei die Notenbezeichnung A als Beispiel dient. Bei der Zeitgebung der Änderung handelt es sich um die Periode der gemeinsamen Abtastfrequenz fc. Das Ausgangssignal ist anfangs die Frequenzdivisionszahl 14,20, die der P-Anzahl 909 entspricht. Dann wird das Ausgangssignal 13,20, wobei es sich um eine Zahl handelt, die durch Subtrahieren der Ganzzahl 1 von der obigen Zahl errechnet wird. Das Ausgangssignal nimmt anschließend hinsichtlich seiner Ganzzahl sukzessive um 1 ab, und zwar in der Art 12,20, 11,20, 10,20, . . . . . 2,20, 1,20. Bei der vierzehnten Periode von fc wird dem dem "1"-Eingang des Selektors 32 zugeführte numerische Wert 0,20, das Carry-out-Signal wird "0" und das Tonhöhensynchronisiersignal PS1 wird "1", so daß der Selektor 32 den "0"-Eingang wählt. Dem "0"- Eingang des Selektors 32 ist ein Wert 14,40 zugeführt worden, der ein Ergebnis des Hinzuaddierens eines von dem Schieberegister 33 zugeführten Dezimalwertes 0,20 zu der Frequenzdivisionszahl 14,20 entsprechend der P-Anzahl 909 ist. Der Wert 14,40 wird somit von dem Selektor 32 erzeugt. Anschließend nimmt das Ausgangssignal des Selektors 32 sukzessive um 1 ab, und zwar nach der Art 13,40, 12,40, 11,40, . . . . . . 2,40, 1,40. Bei der vierzehnten Periode von fc wird der dem "l"-Eingang des Selektors 32 zugeführte Wert 0,40, und das Carry-out-Signal des Addierers 35 wird "0", so daß das Tonhöhensynchronisiersignal PS1 erzeugt wird. Zu diesem Zeitpunkt wird das Ausgangssignal des Addierers 31 zu 14,20 + 0,40 = 14,60, und dieser Wert wird dem Schieberegister 33 durch den "0" -Eingang des Selektors 32 zugeführt. Somit wird bei der Notenbezeichnung A die Frequenzdivision unter Verwendung von 14 oder 15 als Frequenzdivisionszahl durchgeführt, wobei das Tonhöhensynchronisiersignal PS1 jede 14 oder 15 Zyklen der gemeinsamen Abtastfrequenz fc (z. B. 400 kHz) zu "1" gemacht wird.
Das Tonhöhensynchronisiersignal PS2, das den neunten bis sechzehnten Kanälen entspricht, wird auf ähnliche Weise erzeugt.

[Beschreibung des Tongenerators]

In dem Tongenerator 18 kann ein Tonsignal entsprechend einer Abtastzeitgebung, die mit der Tonhöhe des zu erzeugenden Tons synchronisiert ist, erzeugt werden, indem die in der vorstehend erläuterten Weise erzeugten Tonhöhensynchronisiersignale PS1 und PS2 der jeweiligen Kanäle verwendet werden. Die Art der Erzeugung eines Tonsignals ist selbstverständlich nicht auf diese Art beschränkt, sondern es kann ein Tonsignal auch entsprechend einer Zeitsteuerung erzeugt werden, die nicht mit der Tonhöhe des Tons synchronisiert ist.
Adressendaten, die eine Abtastpunktadresse (momentanen Phasenwinkel) eines zu erzeugenden Tons bezeichnen, können erzeugt werden durch unabhängiges Zählen der Tonhöhensynchronisiersignale PS1 und PS2 für die jeweiligen Kanäle. Da jedoch die Tonhöhensynchronisiersignale PS1 und PS2 den Tonhöhen der oben erläuterten Standard-Oktave entsprechen (G4- F#5), muß beim Erzeugen der Adressendaten, die Zählrate der Tonhöhensynchronisiersignale PS1 und PS2 entsprechend dem Oktavenbereich eines zu erzeugenden Tons geändert werden. Wenn beispielsweise ein Ton in der Oktave G3-F#4 erzeugt werden soll, wird jedes Mal, wenn das Tonhöhensynchronisiersignale PS1 oder PS2 erzeugt wird, 0,5 gezählt. Wenn ein Ton in der Oktave G4-F#5 erzeugt werden soll, wird jedes Mal, wenn das Tonhöhensynchronisiersignale PS1 oder PS2 erzeugt wird, 1 gezählt. Wenn ein Ton in der Oktave G5-F#6 erzeugt werden soll, wird jedes Mal, wenn das Tonhöhensynchronisiersignale PS1 oder PS2 erzeugt wird, 2 gezählt. Auf diese Weise werden für jeden Kanal die Adressendaten erzeugt, die sich synchron mit der Tonhöhe und der Oktave eines zu erzeugenden Tons ändern, und als Reaktion auf diese Adressendaten wird ein Digitaltonsignal erzeugt.
In dem Tongenerator 18 kann jeder Typ eines Tonsignalerzeugungssystems verwendet werden. Es kann eines der bekannten Systeme verwendet werden, so z. B. ein System, bei dem in einem Wellenformspeicher gespeicherte Tonwellenform-Abtastwertdaten als Antwort auf die Adressendaten sukzessive ausgelesen werden (Speicherzugriffssystem), ein System, bei dem Tonwellenform-Abtastwertdaten erhalten werden, indem eine bestimmte Frequenzmodulationsoperation unter Verwendung der Adressendaten als Phasenwinkelparameterdaten erhalten werden (FM-System), und ein System, bei dem Tonwellenform-Abtastwertdaten erhalten werden, indem eine bestimmte Amplitudenmodulationsoperation unter Verwendung der Adressendaten als Phasenwinkelparameterdaten durchgeführt wird (AM- System). Falls das Speicherzugriffssystem verwendet wird, kann eine in einem Wellenformspeicher gespeicherte Tonwellenform einen Wellenform mit einer einzigen Periode sein, jedoch ist eine Wellenform mit mehreren Perioden vorzuziehen, um eine verbesserte Tonqualität zu erzielen. Als System, bei dem eine mehrere Perioden aufweisende Wellenform in einem Wellenformspeicher gespeichert und aus dem Speicher ausgelesen werden, sind mehrere Systeme bekannt, etwa ein System, bei dem, wie in der vorläufigen japanischen Patentveröffentlichung Nr. 52-121313 offenbart, eine volle Wellenform vom Start des Erklingens eines Tons bis zum Ende des Erklingens gespeichert und diese volle Wellenform einmal ausgelesen wird, ein System, bei dem, wie in der vorläufigen japanischen Patentveröffentlichung Nr. 58- 142396 offenbart, eine mehrere Perioden aufweisende Wellenform eines Anklang-Bereiches und eine eine oder mehrere Perioden aufweisende Wellenform eines Halte-Bereiches in einem Speicher gespeichert werden und die Wellenform des Anklang-Bereiches einmal ausgelesen wird und anschließend die Wellenform des Halte-Bereiches wiederholt ausgelesen wird, und ein System, bei dem, wie in der Europäischen Patentveröffentlichung Nr. 0150736 offenbart, gestreut abgetastete Wellenformen in einem Speicher gespeichert werden und eine auszulesende Wellenform bei sukzessiver zeitweiliger Veränderung der Wellenform bezeichnet wird und die bezeichnete Wellenform wiederholt ausgelesen wird. Jedes dieser bekannten Systeme ist zur Verwendung geeignet.

[Einführende Beschreibung des adaptiven Digitalfilters)

Für den Typ von Operation, der unter Verwendung eines Digitalfilters erfolgt, kommen generell ein Filter mit endlicher Impulsantwort (FIR) und ein Filter mit infiniter Impulsantwort (IIR) in Frage. Bei den adaptiven Digitalfiltereinrichtungen 21 und 22 der Ausführungsform wird ein FIR-Filter verwendet. Zunächst wird das FIR-Filter im allgemeinen erläutert.

(a) Genereller Schaltungsaufbau des FIR-Filters

Fig. 5 zeigt den generellen Schaltungsaufbau des FIR-Filters. In der Figur repräsentiert x(n) digitale Tonwellenform-Abtastwertdaten an jedem n-ten Abtastpunkt und bildet ein Eingangssignal des FIR-Filters. z&supmin;¹ repräsentiert ein Zeitverzögerungseinheitselement, das zum Erzeugen der Zeitverzögerung für eine Abtastperiode verwendet wird. x(n-1) repräsentiert somit digitale Tonwellenform-Abtastwertdaten an dem n-1-ten Abtastpunkt, und x(n-N+1) repräsentiert digitale Tonwellenform-Abtastwertdaten an dem n-N+1-ten Abtastpunkt. n repräsentiert die Haltezeit einer Impulsantwort und entspricht der Ordnung des FIR-Filters. h(0) bis h(N-1) repräsentieren Filterkoeffizienten der N-ten Ordnung. Der Dreieckblock, bei dem diese Filterkoeffizienten verwendet werden, ist ein Multiplikationselement, das die Daten x(n-N+1) jeweilger Abtastpunkte, die um das Verzögerungselement verzögert sind, mit entsprechenden Filterkoeffizienten h(0)-h(N-1) multipliziert. Der Block mit der + -Markierung, dem der Ausgangswert des Multiplikationselementes zugeführt wird, ist ein Additionselement, das jeweilige Multiplikationsausgangswerte miteinander addiert und ein Ausgangssignal y(n) erzeugt.
Die z-Konversion, d. h. die Transferfunktion, der Impulsantwort {h(n)} eines solchen FIR-Filters wird ausgedrückt durch

(b) Linearphasencharakteristik des FIR-Filters

Eine Eigenschaft eines FIR-Filters besteht darin, daß seine Phasencharakteristik eine lineare Phase aufweisen kann. Indem die Phasencharakteristik zu einer linearen Phase gemacht wird, entsprechen die Phasen der Eingangs- und Ausgangswellenformen einander in voller Linearität, so daß keine Verzerrung in der Ausgangswellenform auftritt. Somit ist dieses Filter geeignet zum Filtern von Tonsignalen, Sprechsignalen und Signalen von Phonoeinrichtungen. In dem FIR-Filter mit linearer Phase muß die Phasencharakteristik als Funktion der Winkelfrequenz ω
Θ6 (ω) = -α ω . . . . . . . . . (6)
werden. In dieser Gleichung repräsentiert α eine konstant aufgerufene Phasenverzögerung. Es sind notwendige und hinreichende Bedingungen für das FIR- Filter mit einer solchen linearen Phasencharakteristik, daß die Impulsantwort symmetrisch ist, wie durch die folgende Gleichung (8) gezeigt ist, und daß die Phasenverzögerung α einfach durch die Halte- Zeit (die Ordnung des Filters) N definiert ist, wie die folgende Gleichung (7) zeigt:
α = (N-1)/2 . . . .(7)
h(n) = h(N-1-n) . . . . . . . . (8),
wobei 0 ≤ n ≤ N-1

(c) Symmetrische Natur der Filterkoeffizienten

Die symmetrische Natur der Impulsantwort, wie sie in der Gleichung (8) gezeigt ist, bedeutet, daß die Filterkoeffizienten h(0)-h(N-1) symmetrisch sind. Mit anderen Worten kann durch Erzeugen der Filterkoeffizienten mit symmetrischer Charakteristik die oben beschriebene Phasencharakteristik realisiert werden.
Ein Beispiel der symmetrischen Impulsantwort ist gezeigt in Fig. 6, in der die Ordnung N ungeradzahlig ist, und in Fig. 7, in der die Ordnung N geradzahlig ist. Wie aus diesen Figuren ersichtlich ist, zeigt die Impulsantwort eine symmetrische Charakteristik, die zentriert ist bei n = (N-1)/2. Wenn N ungeradzahlig ist, wird die (N-1)/2-te Ordnung das Zentrum, und die Impulsantworten auf dessen beiden Seiten werden symmetrisch. Wenn N geradzahlig ist, wird die (N-2)/2-te Ordnung das Zentrum, und die Impulsantworten auf dessen beiden Seiten werden symmetrisch. Da Ordnungen an symmetrischen Positionen hinsichtlich des Filterkoeffizienten den gleichen Wert aufweisen, brauchen keine Filterkoeffizienten für sämtliche Ordnungen N vorbereitet zu werden, sondern es genügt die Hälfte von ihnen. Genauer gesagt, ist es, wenn die Ordnung N ungeradzahlig ist, ausreichend, {(N-1)/2}+1 Filterkoeffizienten von der 0-ten Ordnung bis zur (N-1)/2-ten Ordnung vorzubereiten, und die Filterkoeffizienten von der {(N-1)/-2}+1-ten Ordnung bis zur N-1-ten Ordnung können durch die Filterkoeffizienten von der 0-ten Ordnung bis zur {(N-1)/2}-1-ten Ordnung an symmetrischen Positionen ersetzt werden. Dies bedeutet, daß der gleiche Filterkoeffizient sowohl für die 0-te Ordnung als auch für die N-1-te Ordnung verwendet wird und der gleiche Filterkoeffizient sowohl für die erste Ordnung als auch für die N-2-te Ordnung verwendet wird. Wenn N geradzahlig ist, ist es ausreichend, N/2 Filterkoeffizienten von der 0-ten Ordnung bis zur (N-2)/2-ten Ordnung vorzubereiten, und die Filterkoeffizienten von der N/2-ten Ordnung bis zur N-1-ten Ordnung können durch die Filterkoeffizienten von der 0-ten Ordnung bis zur (N-2)/2- ten Ordnung an symmetrischen Positionen ersetzt werden.

(d) Frequenzreaktion des linearphasigen FIR-Filters

Ein Beispiel der Frequenzreaktionscharakteristik H*(ejω) des linearphasigen FIR-Filters, dessen Impulsantwort die symmetrische Charakteristik zeigt, ist in den Fign. 8 und 9 gezeigt. Wenn N eine ungerade Zahl ist, ist der Pegel bei ω = π (wobei π der Hälfte der Abtastfrequenz fs entspricht) nicht auf 0 fixiert, sondern kann auf einen gewünschten Wert eingestellt werden, wie in Fig. 8 gezeigt ist. Wenn iν eine gerade Zahl ist, wird der Pegel bei ω = π stets 0, wie in Fig. 9 gezeigt ist. Wie daraus ersichtlich ist, kann, wenn die Ordnung N ungeradzahlig ist, eine Hochpaßcharakteristik durch Erzeugen des Filterkoeffizienten realisiert werden, während, wenn N geradzahlig ist, die Hochpaßcharakteristik nicht realisiert werden kann. Wenn die Ordnung N geradzahlig ist, kann jedoch das Design des Filters leichter erstellt werden, und das Filter kann als Tiefpaßfilter und als Bandpaßfilter konzipiert sein.
Somit sollte die Ordnung N des Filters in Abhängigkeit von einer zu realisierenden Filtercharakteristik vorzugsweise zwischen einer ungeraden Zahl und einer geraden Zahl geschaltet werden. Bei der Ausführungsform sind die adaptiven Digitalfiltereinrichtungen 21 und 22 zum Durchführen eines derartigen Schaltens zwischen einer geraden Zahl und einer ungeraden Zahl imstande. Wenn das Filtern mit Bandpaßcharakteristik oder Tiefpaßcharakteristik durchgeführt wird, wird die Ordnung N auf eine gerade Zahl eingestellt, während, wenn das Filtern mit Hochpaßcharakteristik durchgeführt wird, wird die Ordnung N auf eine ungerade Zahl eingestellt wird.

(e) Weitere Merkmale des FIR-Filters

Ein weiteres Merkmal des FIR-Filters besteht darin, daß es eine exzellente Stabilität aufweist, da in diesem Filter keine Feed-back-Schleife vorgesehen ist.
In einem Filter, das wie das IIR-Filter aufgebaut ist, welches eine Feed-back-Schleife aufweist, treten Probleme wie etwa Schwingung auf. Da in dem FIR- Filter keine derartigen Probleme auftreten, ist dieses Filter vom Design her problemlos.
Das FIR-Filter ist auch in dem Fall vorteilhaft, daß die Filtercharakteristik zeitweilig geändert wird.
In diesem Fall muß normalerweise ein Satz von Filterkoeffizienten individuell für jede der sich zeitweilig verändernden Filtercharakteristiken vorbereitet werden. Dies erfordert eine sehr große Anzahl von Sätzen von Filterkoeffizienten, wenn eine feine zeitweilige Veränderung der Filtercharakteristik realisiert werden soll. Zur Beseitigung dieses Problems kann vorgesehen sein, zwei Sätze von Filterkoeffizienten vorzubereiten, die zeitlich voneinander entfernt sind, und im Verlauf der Zeit Sätze von Filterkoeffizienten dicht zu erzeugen, indem eine Interpolation zwischen diesen Sätzen von Filterkoeffizienten durchgeführt wird, und eine Filtercharakteristik zu erzeugen, die sich um die mittels der Interpolation erzeugten Filterkoeffizienten zeitlich verändert. Durch das Realisieren der zeitlich veränderten Filtercharakteristik bei gleichzeitiger Interpolation der Filterkoeffizienten in Echtzeit, braucht das FIR-Filter, das eine ausgezeichnete Stabilität aufweist, den Faktor der Instabilität nicht zu berücksichtigen und ist somit sehr vorteilhaft.
Da die Wortlänge eines Signal s in einem Digitalfilter begrenzt ist, müssen die Signaldaten notwendigerweise in die begrenzte Wortlänge gerundet werden. Ein derartiges Runden verursacht Rauschen. Bei dem FIR-Filter, in dem keine Feed-back-Schleife vorgesehen ist, wird ein durch dieses Runden verursachter Fehler nicht akkumuliert, so daß das FIR-Filter hinsichtlich des Verhinderns von Rauschen vorteilhaft ist.
Eine genauere Beschreibung der oben erläuterten Eigenschaften des FIR-Filters findet sich z. B. in "Theory and Application of Digital Signal Processing" (Lawrence, R. Rabiner; Bernhard, Gold. Prentice-Hall Inc.)
Als nächstes erfolgt eine einführende kurze Beschreibung einiger Merkmale der adaptiven Digitalfiltereinrichtungen 21 und 22 bei der Ausführungsform.

(f) Erzeugen der Filterkoeffizienten

Filterkoeffizienten können durch Analysieren eines Realtons erzeugt werden. Ein Beispiel des Verarbeitungsvorgangs zum Erhalten der Filterkoeffizienten wird im folgenden im Zusammenhang mit Fig. 10 erläutert. Zuerst werden zwei Arten von Tonwellenformen (d. h. Originaltonwellenformen) mit unterschiedlichen Tonfarben vorbereitet, indem sie von einem Ton eines natürlichen Musikinstrumentes abgetastet werden. Eine Originaltonwellenform 1 ist z. B. eine Wellenform eines Klaviertons, der mit einem starken Tastendruck gespielt wird, und eine Originaltonwellenform 2 ist eine Wellenform eines Klaviertons, der mit einem schwachen Tastendruck gespielt wird. Daraufhin wird ein Fast-Fourier-Transform-Vorgang durchgeführt, um die Fourier-Komponenten der Originaltonwellenformen 1 und 2 zu analysieren, wodurch die Spektrumcharakteristiken dieser beiden Wellenformen 1 und 2 erhalten werden. Dann wird der Unterschied zwischen den Spektrumcharakteristiken der beiden Wellenformen errechnet. Die Spektrumcharakteristik-Differenz wird quantisiert, und auf der Basis der quantisierten Differenz erfolgt der Verarbeitungsvorgang zum Errechnen eines Filterkoeffizienten. Der auf diese Weise erhaltene Filterkoeffizient wird in einem Speicher gespeichert.
Ein Filterkoeffizient zum Realisieren zeitweiliger Veränderung der Filtercharakteristik wird in dem dynamischen Steuerparameterspeicher 26 (Fig. 2) gespeichert, und ein Filterkoeffizient zum Realisieren einer konstanten Filtercharakteristik, die keine zeitweilige Veränderung erfährt, wird in Parameterspeichern in den ADFs 21 und 22 gespeichert (Fig. 2).
Der Grund für das Errechnen von Filterkoeffizienten auf der Basis der Spektrumcharakteristik-Differenz zwischen den beiden Wellenformen liegt darin, daß, während ein einer bestimmten Originaltonwellenform (z. B. der dem starken Tastenanschlag entsprechenden Wellenform) entsprechendes Tonsignal in dem Tongenerator 18 (Fig. 2) erhalten wird, ein der betreffenden anderen Originaltonwellenform (z. B. der dem schwachen Tastenanschlag entsprechenden Wellenform) entsprechendes Tonsignal erhalten werden kann, indem eine Filterung entsprechend der Spektrumcharakteristik-Differenz durchgeführt wird. Beim Durchführen des Filterns entsprechend dem Tastendruck können Sätze von Filterkoeffizienten, die mehreren Ordnungen von Tastendruckstärken entsprechen, vorbereitet werden, anstatt daß Sätze von Filterkoeffizienten vorbereitet werden, die sämtlichen Ordnungen von Tastendruckstärken entsprechen, und ein Filterkoeffizient, der einer unvorbereiteten Tastenberührungsstärke entspricht, kann in ähnlicher Weise durch Interpolation erhalten werden.
Es werden nicht nur Filterkoeffizienten, die der Tastenberührung entsprechen, sondern auch Filterkoeffizienten, die verschiedenen Faktoren einschließlich der Tonhöhe (oder des Tonbereiches) und der Tonfarbenart entsprechen, auf ähnliche Weise vorbereitet.

(g) Mit der Tonhöhe synchronisierte Filteroperation

Die Filteroperationszeitsteuerung für jeden Abtastpunkt in den ADFs 21 und 22 (Fig. 2) erfolgt durch die Tonhöhensynchronisiersignale PS1 und PS2. Dies bedeutet, daß die Zeitverzögerungseinheit bei der Filteroperation (z&supmin;¹ in Fig. 5) mittels der Tonhöhensynchronisiersignale PS1 und PS2 gebildet wird. Mit anderen Worten bedeutet dies, daß die Abtastfrequenz fc bei der Filteroperation durch die Tonhöhensynchronisiersignale PS1 und PS2 gebildet wird. Da die Frequenz der Tonhöhensynchronisiersignale PS1 und PS2 entsprechend den jeweiligen Notenbezeichnungen G-F# die gleiche ist wie die in Tabelle 1 gezeigte effektive Abtastfrequenz fe, unterscheidet sich die Abtastfrequenz fs der Filteroperation in den ADFs 21 und 22 in Abhängigkeit von der Notenbezeichnung eines Eingangstonsignals. Die Abtastfrequenz fs während der Filteroperation entspricht ω = 2π bei der in Fign. 8 und 9 gezeigten Filterreaktionscharakteristik. Wie daraus ersichtlich ist, ändert sich, wenn sich die Abtastfrequenz fs mit der Notenbezeichnung ändert, demgemäß eine Frequenz, die ω = 2π in der Filterreaktionscharakteristik entspricht, so daß die erzeugte Filtercharakteristik die Charakteristik des veränderlichen Formanten wird. Somit ist die Charakteristik des veränderlichen Formanten sehr geeignet zur Steuerung der Tonfarbe eines Tonsignals.
In einem Fall, in dem die Abtastfrequenz bei der Filteroperation ungeachtet der Tonhöhe eines Eingangssignals eine Konstante ist, wird die erzeugte Filtercharakteristik ein fester Formant.

(h) Tonhöhen-Synchronisations/Nichtsynchronisations- Schalten

Wie soeben beschrieben, ist das Filter mit veränderlichem Formanten geeignet für die Tonfarbensteuerung, wobei jedoch je nach der zu erzeugenden Tonfarbe oder dem Toneffekt das Filter des festen Formanten manchmal dem Filter mit veränderlichem Formanten vorzuziehen ist. Der feste Formant ist auch n einem Fall vorzuziehen, in dem veranlaßt wird, daß sich die Tonhöhe eines zu erzeugenden Tons massiv verschiebt, was durch Manipulation des Tonhöhenbeugers 13 geschieht (Fig. 2). Aus diesen Gründen kann bei der Ausführungsform in den ADFs 21 und 22 die Filteroperation zwischen tonhöhensynchronisierter Filterung und nicht tonhöhensynchronisierter Filterung geschaltet werden. Ferner wird dieses Schalten zwischen Tonhöhensynchronisation und Nicht- Tonhöhensynchronisation nicht gleichförmig für sämtliche Kanäle durchgeführt, sondern kann für jeden Kanal unabhängig durchgeführt werden.
Das Filter mit festem Formanten wird aus dem folgenden Grund beim Durchführen der Tonhöhenbeugungsoperation bevorzugt. Mittels der Tonhöhensteuerung durch den Tonhöhenbeuger 13 kann nicht nur eine leichte Tonhöhendifferenz, sondern auch eine große Tonhöhenverschiebung über mehrere Tonintervalle gesteuert werden, und in dem letzteren Fall erfolgt die Tonhöhensteuerung manchmal über die Grenze der Oktave der in Tabelle 1 gezeigten Notenbezeichnungen G-F#. Wenn in diesem Fall eine mit der Tonhöhe synchronisierte Filteroperation durchgeführt wird, erfährt die Abtastfrequenz fs eine abrupte Veränderung mit dem Ergebnis, daß die abgeschnittene Frequenz (aufgrund des veränderlichen Formanten) eine abrupte Änderung erfährt und dadurch eine unnatürliche Tonfarbe verursacht wird. Falls z. B. der Ton, der zum Erklingen gebracht wird, durch die Tonhöhenbeugeoperation von F#5 bis G5 verschoben wird, ändert sich die Abtastfrequenz abrupt von 47,359 kHz zu 25,088 kHz (siehe Tabelle 1), und bei dem veränderlichen Formanten ändert sich die abgeschnittene Frequenz abrupt um den gleichen Betrag wie die Differenz zwischen den beiden Noten. Zur Verhinderung des Auftretens eines derartigen Nachteils sollte während der Tonhöhenbeugeoperation vorzugsweise der feste Formant (nicht mit der Tonhöhe synchronisierte Filteroperation) verwendet werden, statt den veränderlichen Formanten (mit der Tonhöhe synchronisierte Filteroperation) zu verwenden. Bei der nicht mit der Tonhöhe synchronisierten Filteroperation beträgt in dem Beispiel gemäß Fig. 3 die Abtastfrequenz der Filteroperation in den ADFs 21 und 22 50 kHz.

(i) Dynamisch/Statisch-Schalten der Filterordnung

Wie oben beschrieben, wird in der dynamischen Betriebsart während des Erklingens des Tons der dynamische Steuerparameter unter Steuerung durch den Mikrocomputer 14 aus dem dynamischen Steuerparameterspeicher 26 ausgelesen (Fig. 2), und die ausgelesenen Daten müssen in Echtzeit in die ADFs 21 und 22 übertragen werden. Deshalb ist die Datenübertragungszeit beschränkt. Wenn die Ordnung der Filterkoeffizienten groß ist, besteht die Wahrscheinlichkeit, daß nicht Filterkoeffizientenparameterdaten für sämtliche Ordnungen innerhalb der begrenzten Zeit übertragen werden können. Somit muß die Filterordnung in der dynamischen Betriebsart eine begrenzte Filterordnung sein, die der Echtzeit-Datenübertragungszeit angepaßt ist.
In der statischen Betriebsart tritt kein derartiges Problem auf, da es nicht nötig ist, den Filterkoeffizienten während des Erklingens des Tons zu ändern. Zudem kann, je größer die Filterordnung ist, eine um so feinere Filtercharakteristik erzeugt werden, so daß eine größere Filtercharakteristik vorzuziehen ist. Somit wird in der statischen Betriebsart eine hinreichend große Filtercharakteristik verwendet.
Aus diesen Gründen wird bei der Ausführungsform die Filterordnung in Abhängigkeit davon geschaltet, ob es sich bei der Filteroperationsbetriebsart um die dynamische Betriebsart oder die statische Betriebsart handelt. Beispielsweise ist die Filterordnung während der statischen Betriebsart 32 (wobei diese bei der geradzahligen Charakteristik verwendet wird und die Filterordnung bei der ungeradzahligen Charakteristik 31 ist), und die Filterordnung während der dynamischen Betriebsart ist 16, was die Hälfte der Filterordnung der statischen Betriebsart ist (15 bei der ungeradzahligen Charakteristik).

(j) Gewichtungssteuerung der Filterkoeffizienten

Binäre Digitaldaten eines Filterkoeffizienten bestehen aus einem Filterkoeffizientendatenbereich von zwölf Bits und einem Gewichtungsdatenbereich von drei Bits. Der Drei-Bit-Gewichtungsdatenbereich bezeichnet eine von sechs Arten von Verschiebungsbeträgen von 0, +1, +2, +3, +4 und +5. Der Filterkoeffizientendatenbereich wird als Reaktion auf den bezeichneten Verschiebungsbetrag verschoben, wodurch dessen Gewichtung ausgeführt wird. Durch Ausführen der Gewichtungssteuerung, die den Zwölf-Bit-Filterkoeffizientendatenbereich maximal um fünf Bit verschieben kann, wird der dynamische Bereich des Filterkoeffizienten substantiell auf siebzehn Bit erweitert. Durch eine derartige Gewichtungssteuerung kann die in dem Speicher gespeicherte Bit-Zahl der Filterkoeffizienten reduziert werden, wobei ein hinreichender dynamischer Bereich gewährleistet ist, so daß Speicherkapazität des Filterkoeffizientenspeichers eingespart werden kann.

[Generelle Beschreibung des adaptiven Digitalfilters]

Fig. 11 ist ein Blockschaltbild, das schematisch ein Beispiel des Innenaufbaus der adaptiven Digitalfiltereinrichtung (ADF) 21 zeigt, die den ersten bis achten Kanälen entspricht. Das andere ADF 22 kann vollständig in gleicher Weise aufgebaut sein.
Ein Eingangs-Interface 38 ist vorgesehen, um das Tonhöhensynchronisiersignal PS1 von dem Tongenerator 18 (Fig. 2) zu empfangen und das Tonhöhensynchronisiersignal PS1 für jeden Kanal auf eine Form gleichzurichten, die einer internen Operationszeitsteuerung des ADF 21 angepaßt ist. Ein spezielles Beispiel des Eingangs-Interface ist in Fig. 12 gezeigt.
Eine Zeitsteuerungssignalerzeugungsschaltung 39 erzeugt ein Zeitsteuerungssignal zum Steuern verschiedener Operationen in dem ADF 21 und erzeugt ferner verschiedene für die Filteroperation benötigte Operationszeitsteuerungssignale als Reaktion auf ein Signal, das dem von dem Eingangs-Interface 38 zugeführten Tonhöhensynchronisiersignal für jeden Kanal entspricht. Ein spezielles Beispiel der Zeitsteuerungssignalerzeugungsschaltung 39 ist in Fig. 13 gezeigt. Wie noch beschrieben wird, werden die Filteroperationen für die jeweiligen Kanäle auf Zeitteilungsbasis durchgeführt, und die Zeitsteuerungssignalerzeugungsschaltung 39 gibt zu den korrekten Zeiten Zeitsteuerungssignale zum Steuern der Filteroperationen für die jeweiligen Kanäle aus.
Zustandsspeicher 40 und 42 sowie Multiplikations- und Akkumulatorbereiche 41 und 43 sind Digitalfilterschaltungen, die eine Filteroperation eines FIR- Filters ausführen . . Die aus dem Zustandsspeicher 40 und dem Multiplikations- und Akkumulatorbereich 41 bestehende Digitalfilterschaltung (im folgenden als Digitalfilterschaltung des A-Kanals bezeichnet) führt eine Filteroperation für die ersten bis vierten Kanäle (Ch1-Ch4) durch, und die aus dem Zustandsspeicher 42 und dem Multiplizier- und Akkumulatorbereich 43 bestehende Digitalfilterschaltung (im folgenden als Digitalfilterschaltung des B-Kanals bezeichnet) führt eine Filteroperation für die fünften bis achten Kanäle (Ch5-Ch8) durch. In jeder der Digitalfilterschaltungen der A- und B-Kanäle wird eine Filteroperation für vier Kanäle auf Zeitteilungsbasis durchgeführt. Aus Gründen des Schaltungsdesigns wird die Filteroperation für die ersten bis achten Kanäle in zwei separaten Kanälen A und B durchgeführt. In die Zustandsspeicher 40 und 42 werden die von dem Tongenerator 18 (Fig. 2) zugeführten digitalen Tonsignal-Abtastwertdaten TDX synchron mit dem Tonhöhensynchronisiersignal PS1 geladen, und die Zustandsspeicher 40 und 42 verzögern die Daten um eine Zahl von Stufen, die einer vorbestimmten Filterordnung entspricht, und mit einer Zeitsteuerung, die dem Tonhöhensynchronisiersignal PS1 entspricht. Die Zustandsspeicher 40 und 42 entsprechen einer Kombination des Verzögerungseinheitselements z&supmin;¹ in der FIR-Filter-Grundschaltung gemäß Fig. 5. Die Multiplikations- und Akkumulatorbereiche 41 und 43 multiplizieren die durch die Zustandsspeicher 40 und 42 verzögerten digitalen Tonsignal-Abtastwertdaten mit einem Filterkoeffzienten einer Ordnung, die der Verzögerungsordnung entspricht, und entsprechend dem Multiplikationselement und dem Additionselement in der FIR-Filter-Grundschaltung gemäß Fig. 5. Ein spezielles Beispiel des Zustandsspeichers 40 und des Akkumulatorbereiches 41 des A-Kanals ist in Fig. 14 gezeigt. Diejenigen des B-Kanals können insgesamt in gleicher Weise ausgebildet sein.
Ein Mikrocomputer-Interface 44 empfängt unter Steuerung des Mikrocomputers 14 (Fig. 2) verschiedene Daten durch den Daten- und Adressenbus 28 und führt sie den Schaltungen in dem ADF 21 zu. Die durch das Interface 44 empfangenen Daten enthalten die folgenden:
Tastencode KC: Diese Daten repräsentieren die jedem Kanal zugeordnete Taste.
Tastendruckimpuls KONP: Diese Daten werden nur einmal während des Anfangsstadiums des Drückens einer jedem Kanal zugeordneten Taste auf "1" eingestellt.
Berührungscode TCH: Diese Daten repräsentieren die Stärke des Tastendrucks während des Drücken s einer jedem Kanal zugeordneten Taste.
Tonfarbencode VN: Diese Daten repräsentieren die Art der Tonfarbe, die für eine jedem Kanal zugeordneten Taste gewählt ist.
Die obigen Daten KC, KONP, TCH und VN werden jeweils von dem Interface 44 in zeitgeteilt gemultiplextem Zustand entsprechend einer vorbestimmten Zeitteilungs-Zeitsteuerung geliefert und einer Parameterverarbeitungseinheit (oft als PPU bezeichnet) 45 zugeführt.
Tonhöhen-Synchronisations/Nichtsynchronisations- Signal PASY: Dieses Signal gibt an, ob die Digitalfilteroperation in dem ADF 21 synchron mit der Tonhöhe durchgeführt werden soll oder nicht. Das Signal PASY kann auch für jeden Kanal auf Zeitteilungsbasis erzeugt werden, so daß die Tonhöhen-Synchronisations/Nichtsynchronisations-Steuerung der Filteroperation für jeden Kanal unabhängig durchgeführt werden kann. Die Erzeugung dieses Signals erfolgt in Abhängigkeit von einer gewählten Tonfarbenart, oder einem Betriebszustand des Tonhöhenbeugers 13 (Fig. 2) oder dem Betriebszustand eines exklusiven oder anderen geeigneten Betätigers oder einem anderen Faktor, und wird dem Interface 44 durch den Bus 28 zugeführt. Das von dem Interface 44 gelieferte Tonhöhen-Synchronisations/Nichtsynchronisations-Signal PASY wird dem Eingangs-Interface 38 zugeführt und darin verwendet, um zu steuern, ob das Eingangs-Interface 38 als Reaktion auf das Tonhöhensynchronisiersignal PS1 ein Signal erzeugen soll oder nicht.
Dynamikbetriebsart-Filterparameter DPR: Dabei handelt es sich um einen Filterparameter (Filterkoeffizienten), der unter Steuerung des Mikrocomputers 14 aus dem dynamischen Steuerparameterspeicher 26 (Fig. 2) ausgelesen wird. Wie zuvor beschrieben, ändert sich während des Erklingens eines Tons der Inhalt dieses Dynamikbetriebsart-Filterparameters mit fortschreitender Zeit. Der Dynamikbetriebsart- Filterparameter DPR besteht in der gleichen Weise wie oben beschrieben aus einem Filterkoeffizientenbereich von zwölf Bits und einem Gewichtungsdatenbereich von drei Bits und weist ferner Daten zum Unterscheiden auf, ob die Filterordnung geradzahlig oder ungeradzahlig ist. Wie zuvor beschrieben, beträgt die Ordnung eines Satzes der Dynamikbetriebsart-Filterparameter 16 (oder 15). Ferner braucht, wie aus den obigen Erläuterungen ersichtlich ist, ein Satz von tatsächlich vorbereiteten Dynamikbetriebsart-Filterparametern 16 nur Parameter für acht Ordnungen zu enthalten, und zwar wegen der symmetrischen Charakteristik des Filterkoeffizienten in der Linearphasencharakteristik.
Dynamisch/Statisch-Wählsignal DS: Dieses Signal wird durch Operation des Dynamisch/Statisch-Wählschalters 27 (Fig. 2) erzeugt. Das Signal wird verwendet, um zu bezeichnen, ob die Filteroperation in der dynamischen Betriebsart oder der statischen Betriebsart durchgeführt werden soll.
Die Daten DPR und DS werden von dem Interface 44 dem Parameterselektor 46 zugeführt.
Ein Parameterspeicher 47 speichert Filterparameter (Filterkoeffizienten) für die statische Betriebsart.
Die Parameterverarbeitungseinheit 45 funktioniert zum Auslesen von Filterparametern für die statische Betriebsart aus dem Parameterspeicher 47. Genauer gesagt, errechnet die Einheit 45 bei Empfang des Tastendrucksignals KONP die Adresse in dem Parameterspeicher 47, auf die als Reaktion auf den Tonfarbencode VN zugegriffen werden soll, den Berührungscode TCH und den Tastencode KC und liest einen an dieser Adresse gespeicherten Filterparameter aus dem Speicher 47 aus. Der ausgelesene, für statische Betriebsart vorgesehene Filterparameter SPR wird dem Parameterselektor 46 zugeführt. Das Datenformat des für statische Betriebsart vorgesehenen Filterparameters SPR ist das gleiche wie der bereits beschriebene DPR. Wie bereits beschrieben, beträgt die Ordnung eines Satzes von für statische Betriebsart vorgesehenen Filterparametern 32 (oder 31). Zudem braucht, wie daraus ersichtlich ist, ein Satz von tatsächlich vorbereiteten für statische Betriebsart vorgesehenen Filterparametern aufgrund der symmetrischen Charakteristik des Filterkoeffizienten bei der linearen Phasencharakteristik nur Parameter für sechzehn Ordnungen zu enthalten.
Der Parameterselektor 46 wählt entweder den Dynamikbetriebsart-Filterparameter DPR oder den für statische Betriebsart vorgesehenen Filterparameter SPR entsprechend dem Inhalt des Dynamisch/Statisch-Wählsignals DS. Der gewählte Parameter wird den Parameterzuführschaltungen 48 und 49 der A- und B-Kanäle zugeführt. Die Parameterzuführschaltung 48 des A- Kanals empfängt und speichert Filterparameter DPR oder SPR der ersten bis vierten Kanäle und gibt sie an den Zustandsspeicher 40 und den Multiplikations- und Akkumulatorbereich 41 weiter. Die Parameterzuführschaltung 49 führt die gleiche Operation für die fünften bis achten Kanäle durch.
Der für statische Betriebsart vorgesehene Filterparameter SPR wird aus dem Parameterspeicher 47 nur einmal während des Anfangsstadiums des Tastendrucks ausgelesen und anschließend in den Parameterzuführschaltungen 48 und 49 gespeichert. Somit ändert sich der Filterkoeffizient während des Erklingens eines Tons in der statischen Betriebsart nicht, sondern behält eine konstante Filtercharakteristik. Andererseits wird der Dynamikbetriebsart-Filterparameter DPR in den Parameterzuführschaltungen 48 und 49 gespeichert, bis ein Parameter mit neuem Inhalt mittels des Mikrocomputer-Interface 44 zugeführt wird, und die in den Schaltungen 48 und 49 gespeicherten Inhalte werden jedes Mal neugeschrieben, wenn die Inhalte des Parameter DPR zeitweilig geändert werden.
Innerhalb der Filterparameter, die von den Parameterzuführschaltungen 48 und 49 erzeugt werden, werden Geradzahlig/Ungeradzahlig-Diskriminierungsdaten EOA1-EOA4 und EOB1-EOB4 zur Unterscheidung, ob die Ordnung geradzahlig oder ungeradzahlig ist, den Zustandsspeichern 40 und 42 zugeführt, während Filterkoeffizientendatenbereiche COEA und COEB und Gewichtungsdatenbereiche WEIA und WEIB den Multiplikations- und Akkumulatorbereiche 41 und 43 zugeführt werden. Bei den Bezugszeichen in der Figur werden die Buchstaben A und B am Ende zur Unterscheidung des A-Kanals von dem B-Kanal verwendet. Daten EOA1-EOA4 und EOB1-EOB4 der jeweiligen Kanäle werden parallel erzeugt, jedoch werden Daten COEA, COEB, WEIA und WEIB der jeweiligen Kanäle auf Zeitteilungsbasis erzeugt.
Spezielle Beispiele der Parameterverarbeitungseinheit 45, des Parameterselektors 46, des Parameterspeichers 47 und der Parameterzuführschaltungen 48 und 49 sind in Fig. 15 gezeigt.
Eine tonhöhensynchronisierte Ausgangsschaltung 50 empfängt gefilterte Tonsignal-Abtastwertdaten der entsprechenden Kanäle, die von den Multiplikations- und Akkumulatorbereichen 41 und 43 erzeugt werden, und tastet diese Daten mit einer Zeitsteuerung neu ab, die mit der Tonhöhe der jeweiligen Daten synchronisiert ist. Ein zur Steuerung des Neuabtastens verwendetes Signal ist ein Tonhöhensynchronisiersignal PS1D, das von dem Eingangs-Interface 38 zugeführt wird. Bei diesem Signal PS1D handelt es sich um ein Signal, das erhalten wird, indem das Tonhöhensynchronisiersignal PS1D eines jeden Kanals um eine vorbestimmte Zeit verzögert wird. Das verzögerte Tonhöhensynchronisiersignal PS1D wird bei der Durchführung des tonhöhensynchronisierten Neuabtastens zur Synchronisation mit der Verzögerung der Tonsignale der jeweiligen Kanäle bei der Digitalfilteroperation in der vorherigen Stufe verwendet. Da dieser Vorgang zum Neuabtasten des digitalen Filterausgangssignals synchron mit der Tonhöhe des Signals bewirkt, daß die Abtastfrequenz mit der Tonhöhe harmonisiert wird, kann das Auftreten von Fremdrauschen verhindert werden. Falls die digitale Filteroperation synchron mit der Tonhöhe durchgeführt wird, weist das digitale Filterausgangssignal eine mit der Tonhöhe synchronisierte Abtastfrequenz auf, so daß die Tonhöhensynchronisation ohne das Vorhandensein der tonhöhensynchronisierten Ausgangsschaltung 50 durchgeführt werden kann. Falls die Digitalfilteroperation nicht synchron mit der Tonhöhe durchgeführt wird, ist die tonhöhensynchronisierte Ausgangsschaltung 50 jedoch für das Erzielen der Tonhöhensynchronisation erforderlich. Ein spezielles Beispiel der tonhöhensynchronisierten Ausgangsschaltung 50 ist in Fig. 16 gezeigt.
Im folgenden werden spezielle Beispiele der Bauteile der adaptiven Digitalfiltereinrichtung 21 erläutert.
In den Figuren sind Schaltungen, die blockweise durch eine Zahl und den Buchstaben D, etwa "1D" und "8D", bezeichnet sind, Verzögerungsschaltungen oder Schieberegister. Die Zahl vor dem Buchstaben D repräsentiert die Anzahl der Verzögerungsstufen oder Stufen. Unter diesen Blöcken von Verzögerungsschaltungen oder Schieberegistern werden diejenigen, bei denen die Verwendung eines Verzögerungssteuertaktimpulses oder eines Verschiebungssteuertaktimpulses
nicht gezeigt ist, durch den Master-Impulstakt Φ (Fig. 3) verzögerungsgesteuert oder verschiebungsgesteuert.

[Eingangs-Interface 38: Fig. 12]

Gemäß Fig. 12 wird das Tonhöhensynchronisiersignal PS1 durch ODER-Gatter 51 und 52 einem Schieberegister 53 zugeführt. Wie Fig. 3 zeigt, werden die Tonhöhensynchronisiersignale PS1 für acht Kanäle mit acht Zeit-Slots, die einen Zyklus bilden, zeitgeteilt gemultiplext, so daß ein Signal "1" an einem Zeit-Slot entsprechend einem Kanal erzeugt wird, dem eine bestimmte Taste an einer mit der Tonhöhe der Taste synchronisierten Periode zugeteilt worden ist. Das Ausgangssignal des Schieberegisters 53 wird durch ein UND-Gatter 54 und das ODER-Gatter 52 an die Eingangsseite rückgeführt, und die Tonhöhensynchronisiersignale PS1 für acht Kanäle werden umlaufend in dem achtstufigen Schieberegister 53 gehalten. Acht Halteschaltungen 55, die den jeweiligen Kanälen entsprechen, sind parallel vorgesehen, und die von dem Schieberegister 53 erzeugten Tonhöhensynchronisiersignale werden den Dateneingängen D der Halteschaltungen 55 parallel zugeführt. Den Haltesteuereingängen L der Halteschaltungen 55 werden Haltezeitsteuerungssignale ΦFS1 (25), ΦFS2 (29) . . . . . ΦFS8 (56) zugeführt. Die Zahl nach ΦFS ist die Kanal-Zahl, und die Zahl in der sich anschließenden Klammer ist die Zeit-Slot-Anzahl in einem Betriebszyklus (d. h. 64 Zeit-Slots gemäß Fig. 3). An dem Zeit-Slot, der der Zeit-Slot-Zahl entspricht, wird das Haltezeitsteuerungssignal ein Signal "1". Beispielsweise wird das Signal ΦFS1 (25) an dem Zeit- Slot 25 auf "1" eingestellt, und dies entspricht dem ersten Kanal. Wie aus Fig. 3 ersichtlich ist, entspricht der Zeit-Slot 25 der Zeitteilungszeitsteuerung des ersten Kanals bei dem Tonhöhensynchronisiersignal PS1. Folglich wird in der Halteschaltung 55, deren Haltezustand von diesem Signal ΦFS1 (25) gesteuert wird, der Inhalt des Tonhöhensynchronisiersignals PS1 für den Kanal 1 (d. h. das Signal "1" bei einer mit der Tonhöhe synchronisierten Zeitsteuerung und das Signal "0" mit einer anderen Zeitsteuerung) gehalten. Das gleiche gilt für die anderen Kanäle 2 bis 8, so daß die Tonhöhensynchronisiersignale für die jeweiligen Kanäle durch die Halteschaltungen 55 zu vorbestimmten Zeitpunkten gehalten werden.
Die den jeweiligen Kanälen entsprechenden Haltezeitsteuerungssignale ΦFS1 (25) - ΦFS8 (56) werden von einem in Fig. 13 gezeigten Dekodierer 56 erzeugt. Der Dekodierer 56 dekodiert das Ausgangssignal eines Zählers 57 und erzeugt dadurch Zeitsteuerungssignale verschiedener Typen. Bei dem Zähler 57 handelt es sich um einen Zähler mit modulo 64, der den Master- Impulstakt Φ zählt und regelmäßig von dem Systemsynchronisierimpuls SYNC (Fig. 3) rückgesetzt wird. Zeit-Slots, an denen die Haltezeitsteuerungssignale ΦFS1 (25) - ΦFS8 (56) entsprechend den jeweiligen Kanälen 1-8 erzeugt werden, sind in Fig. 13 gezeigt.
Gemäß Fig. 12 werden die Steuerungssignale ΦFS1 (25) - ΦFS8 (56) gemultiplext und durch ein NOR-Gatter 58 invertiert. Das Ausgangssignal des NOR-Gatters 58 wird dem UND-Gatter 54 zugeführt, und der Speicherinhalt des Schieberegisters 53, der den Kanal betrifft, für den der Haltevorgang durch die Halteschaltung 55 erfolgt ist, wird dadurch gelöscht.
Das Signal "1", das von der Halteschaltung 55 entsprechend dem Kanal, in dem das Tonhöhensynchronisiersignal PS1 "1" geworden ist, gehalten worden ist, wird im Haltezustand gehalten, bis ein entsprechendes der Haltezeitsteuerungssignale ΦFS1 (25) - ΦFS8 (56) in einem nächsten Zyklus erzeugt worden ist. Somit wird in der Halteschaltung 55 ein Signal "1" für eine Periode von 64 Zeit-Slots entsprechend dem Kanal gehalten, bei dem das Tonhöhensynchronisiersignal PS1 "1" geworden ist. Die den jeweiligen Kanälen entsprechenden Ausgangssignale der Halteschaltungen 55 werden als Filteroperationsanforderungssignale ΦF1-ΦF8 der in Fig. 13 gezeigten Zeitsteuerungssignalerzeugungsschaltung zugeführt. Wie noch zu beschreiben ist, wird, wenn eines der Filteroperationsanforderungssignale ΦF1-ΦF8 "1" geworden ist, die Filteroperation für einen Abtastpunkt ausgeführt. Da die Filteroperationsanforderungssignale ΦF1-ΦF8 nur dann "1" werden, wenn das Tonhöhensynchronisiersignal PS1 erzeugt worden ist, wird schließlich eine Digitalfilteroperation durchgeführt, die mit der Tonhöhe eines zu filternden Tonsignals synchronisiert ist.
Nimmt man z. B. an, d. h. gemäß Fig. 17 das Tonhöhensynchronisiersignal PS1 an dem Zeit-Spalt 9 "1" geworden ist (in diesem Fall ist dieses Signal "1" das Tonhöhensynchronisiersignal für den Kanal 1), wird dieses Signal in dem Schieberegister 53 umlaufend gehalten und wird von der Halteschaltung 55 gehalten, wenn das Zeitsteuerungssignal ΦFS1 (25) an dem Zeit-Slot 25 erzeugt worden ist. Dadurch steigt das dem Kanal 1 entsprechende Filteroperationsanforderungssignal ΦF1 an diesem Zeit-Slot 25 auf "1" an. Dieses Signal ΦF1 behält seinen Zustand "1" während der Zeitbreite von 64 Zeit-Slots bis zu dem Zeit- Slot 24 eines nächsten Zyklus bei.

[Zeitsteuerungssignalerzeugungsschaltung 39: Fig. 13]

Gemäß Fig. 13 weist die Zeitsteuerungssignalerzeugungsschaltung 39 zusätzlich zu dem Dekodierer 56 und dem Zähler 57 Betätigungszeitsteuerungssignalerzeugungsschaltungen 391-398 für die jeweiligen Kanäle (Ch1-Ch8) auf, die Zeitsteuerungssignale für die Steuerung der Filteroperation als Reaktion auf die von dem Eingangs-Interface 38 in Fig. 12 gelieferten Filteroperationsanforderungssignale ΦF1-ΦF8 für die jeweiligen Kanäle erzeugen. In der Figur ist lediglich die Schaltung 391 für den Kanal 1 detailliert gezeigt, aber es ist anzumerken, daß die Schaltungen 392-398 für die anderen Kanäle 2-8 den gleichen Aufbau aufweisen und der einzige Unterschied in der Zeitbeziehung zwischen den diesen Schaltungen zugeführten Zeitsteuerungssignalen T(33), T(49), etc. liegt. Die Zeitsteuerungssignale T(33), T(49), . . . ., werden von dem Dekodierer 56 erzeugt. Auf die gleiche Weise wie zuvor beschrieben gibt bei den die Zeitsteuerungssignale bezeichnenden Bezugszeichen die Zahl in der Klammer die Zeit-Slot- Zahl in einem Betriebszyklus an (64 Zeit-Slots in Fig. 3) und bedeutet, daß das Zeitsteuerungssignal an dem dieser Zeit-Slot-Zahl entsprechenden Zeit- Slot "1" wird. Das gleiche gilt für die anderen von dem Dekodierer 56 erzeugten Zeitsteuerungssignale, so daß die Zeit-Slots, an denen das Zeitsteuerungssignal erzeugt wird (d. h. "1" wird) anhand der Zahl in der Klammer leicht erkannt werden kann. Beispielsweise wird gemäß Fig. 17 das Zeitsteuerungssignal T(33) an dem Zeit-Slot 33 ein Signal "1", und das Signal T(3-18) wird während einer Periode von dem Zeit-Slot 3 bis zu dem Zeit-Slot 18 ein Signal "1".
Im folgenden wird die Betätigungszeitsteuerungssignalerzeugungsschaltung 391 beschrieben. Das Filteroperationsanforderungssignal ΦF1 und das Zeitsteuerungssignal T(33) werden einem UND-Gatter 59 zugeführt. Folglich wird, wenn die Ausführung der Filteroperation verlangt worden ist, das Ausgangssignal des UND-Gatters 59 zur Zeit des Zeit-Slots 33 "1". Dieses Ausgangssignal des UND-Gatters 59 und ein Signal, das mittels einer Verzögerungsschaltung 60 durch Verzögerung dieses Signals um einen Zeit-Slot erhalten wird, werden einen ODER-Gatter 61 zugeführt. Das Ausgangssignal des oDER-Gatters 61 wird als ein Filterdatenabtasttaktsignal RLA1 zum Steuern der Verzögerungseinheit in der Digitalfiltereinheit verwendet. Dieses Signal RLA1 wird an den Zeit-Slots 33 und 34 "1", wie in Fig. 17 gezeigt ist.
Einem UND-Gatter 62 werden das Ausgangssignal eines UND-Gatters 59 und ein Signal zugeführt, das durch Invertieren der Geradzahlig/Ungeradzahlig-Diskriminierungsdaten EOA1 für den Kanal 1 (Dieses wird von der Parameterzuführeinrichtung 48 in Fig. 11 geliefert) mittels eines Inverters 63 erhalten wird. Dieses Daten EOA1 sind ein Signal "1", wenn die Ordnung der zu realisierenden Filtercharakteristik eine geradzahlig ist, und ein Signal "0", wenn die Ordnung ungeradzahlig ist. Das Ausgangssignal des UND-Gatters 62 wird von einer Verzögerungsschaltung 64 um zwei Zeit-Slots verzögert und als ein Sperrsignal INHA1 geliefert. Wenn die Filterordnung ungeradzahlig ist, wird das Ausgangssignal von dem UND-Gatter 62 an dem Zeit-Slot 33 "1", und das Signal INHA1 wird an dem zwei Zeit-Slots später erfolgenden Zeit- Slot 35 "1" (Fig. 17). Wenn die Filterordnung geradzahlig ist, wird dieses Sperrsignal INHA1 zum Realisieren der Filtercharaktistik einer ungeradzahligen Ordnung verwendet, indem die Betätigung höchster Ordnung in der ungeradzahligen Zahl bei der Operation der Digitalfilterschaltung gesperrt wird.
Die Zeitsteuerungssignale T(3-18) und T(35-50) werden einem ODER-Gatter 65 zugeführt, und das Ausgangssignal des ODER-Gatters 65 und das Ausgangssignal des UND-Gatters 59 werden einem ODER-Gatter 66 zugeführt. Das Ausgangssignal des ODER-Gatters 66 wird von einer Verzögerungsschaltung 67 um einen Zeit-Slot verzögert und von dieser als ein erstes Verschiebetaktsignal ΦFFA1 (Fig. 17) geliefert. Das Ausgangssignal des ODER-Gatters 66 und ein Signal, das durch Invertieren des Ausgangsssignals der Verzögerungsschaltung 64 durch einen Inverter 68 erzeugt wird, werden einem UND-Gatter 69 zugeführt, und ein Signal, das mittels einer Verzögerungsschaltung 70 durch Verzögern des Ausgangssignals des UND- Gatters 69 um einen Zeit-Slot erhalten wird, wird als ein zweites Verschiebetaktsignal ΦFLA1 (Fig. 17) geliefert. Das Signal ΦFFA1 ist an dem Zeit-Slot 36 "1", falls die Filterordnung geradzahlig ist, und "0", falls die Filterordnung ungeradzahlig ist. Diese Verschiebetaktsignale ΦFFA1 und ΦFLA1 werden verwendet zum sequentiellen Verschieben der Tonsignal-Abtastwertdaten entsprechend den jeweiligen Verzögerungsstufen in dem Zustandsspeicher 40 (Fig. 11), um die Filteroperationen für die jeweiligen Ordnungen in der Digitalfilterschaltung auf Zeitteilungsbasis durchzuführen.
Ein Multiplikationszeitsteuerungssignal PDOA1 (Fig. 17), das während einer Periode von dem Zeit-Slot 35 zu dem Zeit-Slot 50 als Reaktion auf die Zeitsteuerungssignale T(35-50) "1" wird, bezeichnet eine Zeitperiode, während derer in der Digitalfilterschaltung die Multiplikation der Tonsignal-Abtastwertdaten mit den Filterkoeffizienten durchgeführt werden soll.
Die Zeitsteuerungssignale T(49), T(19-34), T(51-2) . . . . . , die in den Betätigungszeitsteuerungssignalerzeugungsschaltungen 392-394 für die anderen Kanäle 2-4 in dem A-Kanal verwendet werden, werden jeweils um sechzehn Zeit-Slots von den Zeitsteuerungssignalen T(33), T(3-18), T(35-50) für den Kanal 1 verschoben. Dementsprechend werden Signale RLA2-PDOA2, . . . . . RLA4-PDOA4, die den von der Schaltung 391 des Kanals 1 erzeugten Signalen RLA1-PDOA1 ähnlich sind, jeweils von den Schaltungen 392-394 zu Zeiten erzeugt, die jeweils um sechzehn Zeit-Slots verschoben sind. Als Reaktion auf diese Zeitsteuerungssignale kann die Digitalfilterschaltung des A-Kanals (insbesondere der Multiplikations- und Akkumulatorbereich 41) die Filteroperation für die vier Kanäle 1-4 auf Zeitteilungsbasis mit Zeitabschnitten von sechzehn Zeit-Slots während eines Betriebszyklus (64 Zeit- Slots) durchführen.
Auch bei den Betätigungszeitsteuerungssignalerzeugungsschaltungen 395-398 für die jeweiligen Kanäle 5-8 in dem B-Kanal werden Zeitsteuerungssignale T(49), T(19-34), T(51-2) verwendet, die um sechzehn Zeit-Slots zwischen den jeweiligen Kanälen verschoben sind, und Signale RLB1-PDOB1, . . . . . RLB4-PDOB4, die den oben beschriebenen gleich sind, werden erzeugt.
Die durch Operation der Betätigungszeitsteuerungssignalerzeugungsschaltungen 391-394 für den A-Kanal erzeugten Signale RLA1-PDOA4 werden dem Zustandsspeicher 40 des A-Kanals zugeführt, während die durch die Schaltungen 395-398 für den B-Kanal erzeugten Signale RLB1-PDOB4 werden dem Zustandsspeicher 42 des B-Kanals zugeführt werden (Fig. 11).

[Zustandsspeicher 40: Fig. 14]

Gemäß Fig. 14 weist der Zustandsspeicher 40 für den A-Kanal Zustandsspeicher 401-404 für die jeweiligen Kanäle 1-4 in dem A-Kanal parallel auf. Es ist nur der Zustandsspeicher 401 für den Kanal 1 detailliert gezeigt; jedoch sind die anderen Zustandsspeicher 402-404 der Kanäle 2-4 vom Aufbau her gleich, obwohl die diesen Speichern zugeführten Signale unterschiedlich sind. Die Signale RLA1-PDOA1 . . . . . . RLA4-PDOA4, die von den Betätigungszeitsteuerungssignalerzeugungsschaltungen 391-394 (Fig. 13) für die Kanäle 1-4 erzeugt werden, werden jeweils den Zustandsspeichern 401-404 der entsprechenden Kanäle zugeführt.
Vor der detaillierten Beschreibung des Zustandsspeichers 40 und des Multiplikations- und Akkumulatorbereiches 41 wird die generelle Arbeitsweise der diese Schaltungen aufweisenden Digitalfilterschaltung anhand der schematischen Darstellungen von Fign. 18 und 19 erläutert.

[Generelle Arbeitsweise des Filters mit geradzahliger Ordnung: Fig. 18]

Fig. 18 ist eine schematische Darstellung zur Erläuterung der generellen Arbeitsweise des Filters vom FIR-Typ zum Realisieren der Filtercharakteristik geradzahliger Ordnung (32) in der oben beschriebenen Digitalfilterschaltung. Fig. 18(a) ist ein Blockschaltbild, und Fig. 18(b) zeigt Zustände der Tonsignalabtastwerte in den Stufen Q0-Q15 und Q16-Q31 der Schieberegister SR1 und SR2 in Fig. 18(a) zu jeweiligen Operationszeiten.
Das erste Schieberegister SR1 weist sechzehn Stufen auf, und die zu filternden digitalen Tonsignal-Abtastwertdaten Xn werden diesem durch einen Selektor SEL1 zugeführt. Zum Laden neuer Abtastwertdaten
durch den Selektor SEL1 wird das oben beschriebene Filterdatenabtasttaktsignal RLA (RLA1 im Fall des ersten Kanals) verwendet. Als Verschiebetaktimpuls des Schieberegisters SR1 wird das oben beschriebene Verschiebetaktsignal ΦFFA (ΦFFA1 im Fall von Kanal 1) verwendet. Sechzehn Abtastwertdaten Xn-16-Xn-15 von dem Abtastpunkt N bis zu dem Abtastpunkt n-15 werden in den Stufen Q0-Q15 des ersten Schieberegisters SR1 gehalten. Das Ausgangssignal der letzten Stufe des Schieberegisters SR1 wird dessen erster Stufe zurückgeführt, wenn das Abtasttaktsignal RLA nicht durch den Selektor SEL1 zugeführt wird. Dieses Schieberegister SR1 wird nur nach rechts verschoben.
Auch das zweite Schieberegister SR2 weist sechzehn Stufen auf, und das Ausgangssignal des ersten Schieberegisters SR1 wird dem zweiten Schieberegister SR2 durch einen Selektor SEL2 zugeführt. Zum Laden des Ausgangssignals des Schieberegisters SR1 in das Schieberegister SR2 durch den Selektor SEL2 wird das oben beschriebene Filterdatenabtasttaktsignal RLA verwendet. Als Verschiebetaktimpuls des Schieberegisters SR2 wird das oben beschriebene zweite Verschiebetaktsignal ΦFLA (ΦFLA1 in Fall des Kanals 1) verwendet. Sechzehn Abtastwertdaten Xn-16-Xn-31 von dem Abtastpunkt n-16 bis zu dem Abtastpunkt n-31 werden in den Stufen Q16-Q31 des zweiten Schieberegisters SR2 gehalten. Wenn das Abtasttaktsignal RLA nicht durch den Selektor SEL2 zugeführt wird, wird die letzte Stufe Q31 des Schieberegisters SR2 mit der ersten Stufe Q16 verbunden. Das Schieberegister SR2 ist vom bidirektionalen Verschiebungstyp, richteten Verschiebungsbetriebsart, wenn das Abtasttaktisignal RLA "0" beträgt.
Die Ausgangssignale der Stufen Q15 und Q16 der Schieberegister SR1 und SR2 werden durch einen Addierer ADD zusammenaddiert, und das Additionsergebnis wird einem Multiplizierer MUL zugeführt, in der es mit dem Filterkoeffizienten COEA multipliziert wird. Das Ergebnis der Multiplikation wird einem Akkumulator ACC zugeführt, in dem die Multiplikationsergebnisse für sämtliche Ordnungen akkumuliert werden. Auf diese Weise erzeugt der Akkumulator ACC ein Filteroperationsergebnis für einen Abtastpunkt.
Abtastwertdaten für zwei Abtastpunkte werden durch den Addierer ADD zusammenaddiert und ferner aufgrund der oben beschriebenen symmetrischen Charakteristik des Filterkoeffizienten mittels des Multiplizierers MUL mit dem gemeinsamen Filterkoeffizienten COEA multipliziert. Da zwei Abtastwertdaten in einander symmetrischer Beziehung mit dem Filterkoeffizienten des gleichen Wertes multipliziert werden, wird, nachdem die beiden Daten hinzuaddiert worden sind, die Multiplikation mit dem Filterkoeffizienten gleichzeitig durch einen einzigen Multiplikationsforgang durchgeführt, anstatt die jeweiligen Daten separat zu multiplizieren.
In Fig. 18(b) rückt die Betätigungszeitsteuerung auf der vertikalen Achse bei jedem durch den Master- Impulstakt bestimmten Zeit-Slot weiter. Die hier gezeigte Zahl bezeichnet der Einfachheit halber die Abfolge der Operation und gibt nicht die Zeit-Slot- Taktimpuls bestimmten Zeit-Slot weiter. Die hier gezeigte Zahl bezeichnet der Einfachheit halber die Abfolge der Operation und gibt nicht die Zeit-Slot- Zahl in einem Betriebszyklus an (64 Zeit-Slots). In dem gezeigten Beispiel werden bei der Betriebszeitgebung 1 Abtastwertdaten für 32 Abtastpunkte von
bis Xn-31 in die Stufen Q0-Q31 der Schieberegister SR1 und SR2 geladen.
Bei dem gezeigten Beispiel wird das Abtasttaktsignal RLA1 bei der Betriebszeitgebung 2 zu "1". Dadurch werden die Schieberegister SR1 und SR2 als Reaktion auf die Verschiebetaktsignale ΦFFA und ΦFLA um eine Stufe nach rechts verschoben und nehmen den an der Betriebszeitgebung 2 gezeigten Zustand an. Die Verschiebetaktsignale ΦFFA und ΦFLA werden im Fall des Kanals 1 zu diesem Zeitpunkt an dem Zeit-Slot 34 erzeugt, wie in den Spalten von ΦFFA1 und ΦFLA1 in Fig. 17 gezeigt ist. Wie aus der Figur ersichtlich ist, werden die Verschiebetaktsignale ΦFFA und ΦFLA nicht an einem nächsten Zeit-Slot erzeugt, und somit ändern sich die Zustände der Stufen Q0-Q31 zu der Betriebszeitgebung 3 von Fig. 18(b) nicht. Die Breite von sechzehn Zeit-Slots von der Betriebszeitgebung 3 bis zu der Betriebszeitgebung 18 entspricht jedoch den Zeit-Slots 35-50, während des Multiplikationszeitsteuerungssignals PDOA1 (Fig. 17) im Fall von Kanal 1, so daß die Multiplikation und Akkumulation während dieser Zeitperiode erfolgen.
Im einzelnen bedeutet dies, daß bei der Betriebszeitgebung 3 in die Stufen Q15 und Q16 geladene Abtastwertdaten Xn-14 und Xn-15 durch den Addierer ADD zusammenaddiert werden, wobei das Additionsergebnis mit dem Filterkoeffizienten der sechzehnten Ordnung multipliziert wird und das Ergebnis der Multiplikation in dem Akkumulator ACC gehalten wird.
Während einer Periode von der Betriebszeitgebung 4 bis zur Betriebszeitgebung 18 wird bei jedem Zeit- Slot das erste Schieberegister SR1 nach rechts verschoben und das zweite Schieberegister SR1 nach rechts verschoben, und das zweite Schieberegister SR2 wird nach links verschoben, und die Zustände der Stufen Q0-Q31 ändern sich sequentiell, wie in der Figur gezeigt ist. Zu der Betriebszeitgebung 4 werden somit Xn-13 und Xn-16 zusammenaddiert, das Ergebnis der Addition wird mit dem Filterkoeffizienten der fünfzehnten Ordnung multipliziert, und das Multiplikationsergebnis wird in dem Akkumulator ACC akkumuliert. Bei der nächsten Betriebszeitgebung 5 wird eine ähnliche Operation hinsichtlich Xn-12 und Xn-17 durchgeführt. Auf diese Weise wird eine gleichartige Filterkoeffizientenoperation sequentiell auf Zeitteilungsbasis für die beiden Abtastwertdaten an symmetrischen Positionen durchgeführt. Bei der Betriebszeitgebung 18 wird eine gleichartige Operation hinsichtlich Xn+1 und Xn-30 durchgeführt, welche sich an den letzten symmetrischen Positionen befinden, womit die Filteroperation für sämtliche Ordnungen abgeschlossen ist. Bei der nächsten Betriebszeitgebung 19 wird das Verschieben erneut durchgeführt, und die Abtastwertdaten Xn+1 und Xn-30 werden in den jeweiligen Stufen Q0-Q3 in der Abfolge der Verzögerungszeit wie in der Figur gezeigt erzeugt.

[Generelle Filteroperation mit ungeradzahliger Ordnung: Fig. 19]

Fig. 19 ist eine schematische Darstellung zur Erläuterung der generellen Arbeitsweise des Filters vom FIR-Typ zum Realisieren der Filtercharakteristik ungeradzahliger Ordnung (31) in der oben beschriebenen Digitalfilterschaltung. Fig. 19(a) ist ein Blockschaltbild, und Fig. 19(b) zeigt Zustände der Tonsignal-Abtastwerte in den Stufen Q0-Q15 und Q16-Q30 in den Schieberegistern SR1 und SR2 bei jeweiligen Betriebszeitgebungen.
Die Blöcke in Fig. 19(a) sind die gleichen wie die in Fig. 18(a) mit der Ausnahme, daß das Ausgangssignal der Stufe Q16 dem Addierer ADD durch ein Gatter GT zugeführt wird. Das Gatter GT wird durch ein Signal gesteuert, das durch Invertieren des Sperrsignals INHA (INHA1 im Fall des ersten Kanals) erhalten wird, und sperrt die Zufuhr des Ausgangssignals der Stufe Q16 zu dem Addierer ADD, wenn das Signal INHA "1" ist. Die sechzehnte Stufe 31 des zweiten Schieberegisters SR2 wird nicht verwendet, aber die fünf zehnte Stufe Q30 und die erste Stufe Q16 werden durch den Selektor SEL2 miteinander verbunden.
In Fig. 19(b) ist die Zustandsänderung in dem ersten Schieberegister die gleiche wie die in Fig. 18(b) gezeigte. Die Zutandsänderung in dem zweiten Schieberegister SR2 ist etwas unterschiedlich zu Fig. 18 (geradzahlige Ordnung). Das Verschiebetaktsignal ΦFLA des zweiten Schieberegisters SR2 ist bei der Betriebszeitgebung 4 in der Betriebsart geradzahliger Ordnung "1", ist jedoch in der Betriebsart ungeradzahliger Ordnung "0" (siehe Zeit-Slot 36 in der Spalte ΦFLA1 in Fig. 17 im Fall von Kanal 1). Somit wird gemäß Fig. 19(b) in der Betriebsart ungeradzahliger Ordnung der Inhalt des zweiten Schieberegisters SR2 nicht mit der Betriebszeitgebung 4 verschoben, sondern wird während einer Periode von der Betriebszeitgebung 5 bis zu der Betriebszeitgebung 19 sequentiell nach links verschoben.
Bei der Betriebszeitgebung 3 werden Tonsignal-Abtastwerte Xn+1-Xn-29, die den jeweiligen Verzögerungsstufen von einunddreißig Ordnungen entsprechen, in die Stufen Q0-Q30 der Schieberegister SR1 und SR2 geladen, wobei die Abtastwerte Xn-14 der zentralen Ordnung in die Stufe Q15 geladen wird. Gemäß Fig. 6 wird für die Ordnung, die am Zentrum der Symmetrie der Betriebsart ungeradzahliger Ordnung angeordnet ist, nur ein für diese Ordnung geeigneter Filterkoeffizient zugewiesen. Bei der Betriebszeitgebung 3 wird somit das Ausgangssignal der Stufe Q16 durch das Sperrsignal INHA gesperrt, und das Ausgangssignal der Stufe Q15, das nur der zentralen Ordnung entspricht, wird dem Addierer ADD zugeführt, und in dem Multiplizierer MUL wird die Multiplikation mit dem korrekten Filterkoiffizienten, der der zentralen Ordnung entspricht, durchgeführt.
Bei der Betriebszeitgebung 4 wird das erste Schieberegister SR1 nur nach rechts verschoben, und das zweite Schieberegister SR2 wird nicht verschoben. Dementsprechend wird Xn-13 in die Stufe Q15 geladen, und Xn-15 wird in die Stufe Q16 geladen. Das Sperrsignal INHA wird "0", und das Gatter GT wird geöffnet. Somit werden Abtastwerte Xn-13-Xn-15, die benachbarten Ordnungen auf beiden Seiten der zentralen Ordnungen entsprechen, dem Addierer ADD zugeführt und darin zusammenaddiert, und werden ferner mit einem Filterkoeffizienten multipliziert, der beiden dieser Daten in dem Multiplizierer MUL gemeinsam ist.
Während einer Periode von der Betriebszeitgebung 5 bis zu der Betriebszeitgebung 18 wird das Schieberegister SR1 sequentiell nach rechts verschoben, und das Schieberegister SR2 wird sequentiell nach links verschoben, und an symmetrischen Positionen befindliche Abtastwerte werden wie gezeigt in die Stufen Q15 und Q16 geladen, und die beiden Abtastwerte werden zusammenaddiert und anschließend mit einem gemeinsamen Filterkoeffizienten multipliziert.

[Digitalfilterschaltung: Fig. 14]

Anhand von Fig. 14 wird im folgenden der Zustandsspeicher 401 für den Kanal 1 beschrieben. Ein nicht bidirektionales Schieberegister 71 mit sechzehn Stufen entspricht dem ersten Schieberegister SR1 in Fign. 18 und 19 und wird durch ein erstes Verschiebungstaktsignal FFA1 entsprechend Kanal 1 verschiebungsgesteuert. Die von dem Tongenerator 18 (Fig. 2) erzeugten digitalen Tonsignal-Abtastwertdaten TDX werden einer Halteschaltung 73 zugeführt, und Abtastwertdaten für den Kanal 1 werden als Reaktion auf ein Haltezeitsteuerungssignal XLDA1 in die Halteschaltung 73 geladen. Synchron mit den Zeitteilungszeitgebungen der jeweiligen Kanäle (siehe Fig. 3) bei den Tonsignal-Abtastwertdaten TDX werden Haltezeitsteuerungssignale XLDA1-XLDA4 und XLDB1-XLDB4 für die Kanäle 1-8 von dem Dekodierer 56 erzeugt. Wie zuvor beschrieben, repräsentiert die eingeklammerte Zahl am Ende jeder Signalbezeichnung die Zeit- Slot-Zahl. Halteschaltungen, die der Halteschaltung 73 gleichen, sind in den Zustandsspeichern für die jeweiligen Kanäle vorgesehen, und die Tonsignal-Abtastwertdaten TDX für die jeweiligen Kanäle 1-8 werden durch diese Halteschaltungen als Reaktion auf die entsprechenden Haltezeitsteuerungssignale XLDA1-XLDA4 und XLDB1-XLDB4 separat gehalten, und dadurch werden die Daten entmultiplext.
Die von der Halteschaltung 73 gehaltenen Tonsignal- Abtastwertdaten für den Kanal 1 werden dem A-Eingang eines Selektors 74 zugeführt. Der Selektor 74 wählt den A-Eingang, wenn das Filterdatenabtasttaktsignal RLA1, das von der Betätigungszeitsteuerungssignalerzeugungsschaltung 391 gemäß Fig. 13 zugeführt wird, "1" ist, und wählt andernfalls das Ausgangssignal der sechzehnten Stufe des Schieberegisters 71, das dem B-Eingang des Selektors 74 zugeführt wird. Wie zuvor beschrieben, ist dieses Signal RLA1 mit der Tonhöhe des Tons synchronisiert, so daß neue Abtastdaten (A-Eingang) von dem Selektor 74 synchron mit der Tonhöhe gewählt werden und diese neuen Abtastdaten dem Schieberegister 71 zugeführt werden. Gemäß Fig. 17 wird das Verschiebungstaktsignal ΦFFA1 zu "1" an dem Zeit-Slot, an dem das Signal RLA1 "1" wird, so daß in das Schieberegister 71 in die erste Stufe (Q0) neue, von dem Selektor 74 zugeführte Abtastdaten geladen werden. An dem nächsten Zeit-Slot 35 stoppt das Schieberegister 71 seine Schiebeoperation zeitweilig und wird während nachfolgender Zeit- Slots 36-51 auf gleiche Weise wie zuvor beschrieben sequentiell nach rechts verschoben.
Ein bidirektionales Schieberegister 72 entspricht dem zweiten Schieberegister SR2 gemäß Fign. 18 und 19. Die Stufen Q16-Q31 des bidirektionalen Schieberegisters 72 weisen wie gezeigt Selektoren SL1-SL16 und Halteschaltungen LC1-LC16 und sind derart miteinander verbunden, daß sie das bidirektionale Verschieben ermöglichen. Dem A-Eingang des Selektors SL1 der Anfangsstufe Q16 wird das Ausgangssignal der letzten Stufe (Q15) des ersten Schieberegisters 71 zugeführt. Den A-Eingängen der Selektoren SL2-SL16 der anderen Stufen Q17-Q31 werden jeweils Ausgangssignale der Halteschaltungen LC1-LC15 vorhergehender Stufen zugeführt. Den B-Eingängen der Selektoren SL1-SL16 der jeweiligen Stufen werden Ausgangssignale der Halteschaltungen LC2-LC16 und LC1 nachfolgender Stufen zugeführt. Durch dieses Konzept wird das Schieberegister 71 in die Betriebsart zum rechtsgerichteten Verschieben gesetzt, wenn die A- Eingänge der Selektoren SL1-SL16 gewählt worden sind, und wird in die Betriebsart zum linksgerichteten Verschieben gesetzt, wenn die B-Eingänge gewählt worden sind. Als Wählsignale für die Selektoren SL1-SL16 wird das Abtasttaktsignal RLA1 verwendet. Wenn das Abtasttaktsignal RLA1 "1" ist, wählt das Schieberegister 71 den A-Eingang, d. h. es tritt in die Betriebsart zur rechtgerichteten Verschiebung. Zum Deaktivieren der Stufe Q31 in der Betriebsart der ungeradzahligen Ordnung ist jedoch der Selektor SL15 der Stufe Q30 etwas anders als die anderen Stufen aufgebaut. Der Selektor SL15 weist einen C-Eingang auf, dem das Ausgangssignal der Stufe Q16 zugeführt wird. Wenn die Geradzahlig/Ungeradzahlig-Diskriminierungsdaten EOA1 für den Kanal 1 "1" sind (d. h. in der Betriebsart der geradzahligen Ordnung), wird ein UND-Gatter 751 aktiviert, und dieses UND-Gatter 751 erzeugt ein Signal "1", wenn das Signal RLA1 "0" ist, wodurch der Selektor SL15 veranlaßt wird, den B-Eingang zu wählen, mit dem Ergebnis, daß das Ausgangssignal Q31 der Stufe Q30 zugeführt (d. h. nach links verschoben) wird. Wenn die Daten EOA1 "0" betragen (d. h. in der Betriebsart der ungeradzahligen Ordnung), wird ein UND-Gatter 761 aktiviert, und der Selektor SL15 wählt den C-Eingang, wenn das Signal RLA1 "0" beträgt, und das Ausgangssignal der Stufe Q16 wird der Stufe Q30 zugeführt (d. h. nach links verschoben, wobei Q31 übersprungen wird).
Aufgrund des oben beschriebenen Konzepts wird der Änderungszustand des Inhalts der ersten und zweiten Schieberegister 71 und 72 vollständig der gleiche wie der in Fign. 18(b) und 19(b) gezeigte, und zwar entsprechend der Betriebsart geradzahliger Ordnung und der Betriebsart ungeradzahliger Ordnung.
Das Ausgangssignal der ersten Stufe Q16 des zweiten Schieberegisters 72 wird durch ein Gatter 75 einem Gatter 76 zugeführt. Das Gatter 75 wird durch ein Signal gesteuert, das durch Invertieren des Sperrsignals INHA1 erhalten wird, und entspricht dem Gatter GT in Fig. 19. Das Gatter 76 empfängt das Ausgangssignal des ersten Schieberegisters 71 (das Ausgangssignal der Stufe Q15) und das Ausgangssignal des zweiten Schieberegisters 72 (das Ausgangssignal der Stufe Q16), die durch das Gatter 75 zugeführt werden, und wird durch das Multiplikationszeitsteuerungssignal PDOA1 (siehe Fig. 17) geöffnet.
Das Ausgangssignal des Gatters 76 wird einem Addierer 77 des Multiplikations- und Akkumulatorbereiches 41 zugeführt, wo zwei Tonsignal-Abtastwertdaten zusammenaddiert werden. Der Addierer 77 entspricht dem Addierer ADD und Fign. 18 und 19. Das Ausgangssignal des Addierers 77 wird einem Multiplizierer 79 zugeführt, nachdem es durch eine Verzögerungsschaltung 78 um einen Zeit-Slot verzögert worden ist. Der Multiplizierer 79 multipliziert die von der Verzögerungsschaltung 78 zugeführten Tonsignal-Abtastwertdaten mit den von der Verzögerungsschaltung 80 zugeführten Koeffizientendaten COEA. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 79 wird von einer Verzögerungsschaltung 81 um vier Zeit-Slots verzögert und anschließend einer Verschiebeeinrichtung 82 zugeführt. Dem Verschiebesteuereingang der Verschiebeeinrichtung 82 werden die Gewichtungsdaten WEIA durch eine Verzögerungsschaltung 83 zugeführt, die die Daten WEIA einer Verzögerung von fünf Zeit- Slots unterzieht. Der Multiplizierer 79 und die Verschiebeeinrichtung 82 entsprechen dem Multiplizierer MUL in Fign. 18 und 19. Wie zuvor beschrieben, handelt es sich bei den Filterkoeffizientendaten COEA um Daten der effektiven Bits des Filterkoeffizienten, so daß der Multiplizierer 79 die Tonsignal-Abtastwertdaten mit den effektiven Bits des Filterkoeffizienten multipliziert. Durch Verschieben des Multiplikationsergebnisses in der Verschiebeeinrichtung 82 um die dem Wert der Gewichtungsdaten WEIA entsprechende Bit-Zahl wird die Multiplikation der Tonsignal-Abtastwertdaten mit der realen Zahl des Filterkoeffizienten abgeschlossen.
Das Ausgangssignal der Verschiebeeinrichtung 82 wird einem Akkumulator 84 zugeführt, in dem die Multiplikationsergebnisse für jeweilige Ordnungen in einem Kanal akkumuliert werden. Das Ausgangssignal des Akkumulators 84 wird einer Halteschaltung 85 zugeführt und von dieser als Reaktion auf ein Operationsabschlußzeitsteuerungssignal FENDA gehalten. Das Signal FENDA wird von dem Dekodierer 56 in Fig. 13 erzeugt. Gemäß Fig. 13 wird das Signal FENDA an den Zeit-Slots 8, 24, 40 und 56 "1". Bei dem Zeit- Slot 56 wird das Ergebnis der Operation für den Kanal 1 gehalten. Bei dem Zeit-Slot 8 wird das Ergebnis der Operation für den Kanal 2 gehalten. Bei dem Zeit-Slot 24 wird das Ergebnis der Operation für den Kanal 3 gehalten. Bei dem Zeit-Slot 40 wird das Ergebnis der Operation für den Kanal 4 gehalten. Der Dekodierer 56 erzeugt ferner ein Operationsabschlußzeitsteuerungssignal FENDB für den B-Kanal.
Der Multiplikations- und Akkumulatorbereich 41 wird von vier Kanälen gleichzeitig auf Zeitteilungsbasis benutzt. Dem Addierer 77 wird nicht nur das Ausgangssignal des Gatters 76 des Zustandsspeichers 401 für den Kanal 1, sondern, in gemultiplexter Weise, Ausgangssignale von Gattern zugeführt, die in den Zustandsspeichern 402-404 vorgesehen sind und die gleiche Funktion haben. Den Ausgangssgattern 76 der Zustandsspeicher 401-404 werden die Multiplikationszeitsteuerungssignale PDOA1-PDOA4 mit einer Breite von sechzehn Zeit-Slots mit Zeitgebungen zugeführt, die um sechzehn Zeit-Slots verschoben sind. Somit werden Signale der Kanäle 1-4 dem Addierer 77 jede sechzehn Zeit-Slots in zeitgeteiltem gemultiplextem Zustand zugeführt. Was die Filterkoeffizientendaten COEA und die Gewichtungsdaten WEIA anbelangt, werden Daten für die vier Kanäle mit der gleichen Zeitgebung jede sechzehn Zeit-Slots mit der gleichen Zeitgebung wie oben zeitgeteilt gemultiplext, und bei sechzehn Zeit-Slots für einen Kanal werden Daten von der ersten Ordnung bis zur sechszehnten Ordnung zeitgeteilt gemultiplext.
Der Zustandsspeicher 42 und der Multiplikations- und Akkumulatorbereich 43 bei dem B-Kanal sind vom Aufbau her den Einheiten gemäß Fig. 14 gleich, mit Ausnahme der Zeitsteuerung der verschiedenen Signale.
Die Zeitsteuerungen der Filteroperation für die Kanäle 1-8 bei den Digitalfilterschaltungen der A- und B-Kanäle gemäß Fig. 14 (d. h. den Zustandsspeichern 40 und 42 und den Multiplikations- und Akkumulatorbereichen 41 und 43) sind in Fig. 20 gezeigt. In Fig. 20 geben die Verschiebungs-Spalten 1 die Verschiebezeiten des ersten Schieberegisters (71 im Fall von Kanal 1) und die Verschiebungs-Spalten 2 die Verschiebezeiten des zweiten Schieberegisters (72 im Fall von Kanal 2) an. Die Richtungen der Pfeile zeigen die Verschiebeeinrichtungen an (entweder Verschiebung nach links oder Verschiebung nach rechts). Die Verschiebezeiten der jeweiligen Kanäle entsprechen den Zeiten der Erzeugung der ersten und zweiten Verschiebetaktsignal ΦFFA1-ΦFFA4 und FLA1-ΦFLB4, die von den Betätigungszeitsteuerungssignalerzeugungsschaltungen 391-398 (Fig. 13) erzeugt werden. Die Verschiebeoperation enthält eine Verschiebeoperation für den Filterbetrieb und eine Pseudo-Verschiebeoperation zum Auffrischen gespeicherter Daten. In Kanal 1 beispielsweise ist die Verschiebung, die von einer Periode von Zeit-Slot 4 bis Zeit-Slot 19 erfolgt, die Pseudo-Verschiebeoperation. Das Symbol (←) in den Verschiebungsspalten 2 gibt an, daß die linksgerichtete Verschiebung in einer geradzahligen Betriebsart durchgeführt wird und keine Verschiebung in der ungeradzahligen Betriebsart durchgeführt wird.
In Fig. 20 gibt die Spalte von INH die Zeiten der Erzeugung der Sperrsignale INHA1-INHB4 an. In der ungeradzahligen Betriebsart werden die Sperrsignale INHA1-INHB4 an den durch einen Kreis markierten Zeit-Slots zu "1". Die Spalte von PDO repräsentiert Zeiten, an denen die Tonsignal-Abtastwertdaten von den Zustandsspeichern 40 und 42 für die jeweiligen Kanäle den Multiplikations- und Akkumulatorbereichen 41 zugeführt wird. Diese Zeiten entsprechen den Zeiten der Erzeugung der Multiplikationszeitsteuerungssignale PDOA1-PDOB4 der jeweiligen Kanäle. Die Spalte SUM gibt die Ausgabezeiten des Akkumulators 84 an. Die Verzögerung von sechs Zeit-Slots zwischen den Zeiten von PDO und den Zeiten von SUM ergibt sich aufgrund einer Verzögerung von fünf Zeit-Slots durch die Verzögerungsschaltungen 78 und 81 und einer Verzögerung von einem Zeit-Slot durch den Akkumulator 84. Das Operationsabschlußzeitsteuerungssignal FENDA wird an dem letzten Zeit-Slot der Ausgabezeiten des Akkumulators 84 erzeugt, und das Ausgangssignal des Akkumulators 84 wird von der Halteschaltung 85 gehalten.

[Parameterspeicher 47: Fig. 21]

Fig. 21 zeigt eine Speicherkarte des Parameterspeichers 47, der aus einer Tastengruppentabelle, einer Berührungsgruppentabelle, einer Parameteradressentabelle und einer Parameterbank besteht. Die tatsächlichen Filterparameter werden in der Parameterbank gespeichert, und die Adressendaten der aus der Parameterbank auszulesenden Parameter werden in der Parameteradressentabelle gespeichert. Die Tastengruppentabelle speichert Daten zur Gruppierung jeder Taste. Beispielsweise beträgt die Anzahl der Tasten 88 und die Anzahl der Gruppen 44, und die Tastengruppentabelle speichert relative Adressendaten (auch als Tastengruppenadressen bezeichnet) für jeweilige Tasten an Adressen für diese Tasten. Somit erfolgt der Zugriff auf die Tastengruppentabelle durch den Tastencode KC. Diese Tastengruppentabelle nimmt einen Speicherbereich ein, der an einer vorbestimmten absoluten Adresse (auch als Versetzungsadresse OADS bezeichnet) in dem Parameterspeicher 47 beginnt.
Die Berührungsgruppentabelle speichert Daten zur Gruppierung der Stärke des Tastendrucks für jeweilige Stufen der Tastendruckstärke hinsichtlich jeder Tonfarbe. Beispielsweise gibt es zweiunddreißig Tonfarben, und diese Berührungsgruppentabelle enthält zweiunddreißig Bereiche für die jeweiligen Tonfarben, die den Werten 0-31 des Tonfarbencodes VN entsprechen. Ferner gibt es z. B. vierundsechzig Stufen der Druckstärke, die durch den Berührungscode TCH ausgedrückt werden können, und jeder der zweiunddreißig Bereiche für die jeweiligen Tonfarben hat vierundsechzig Adressenpositionen entsprechend Druck 0 bis Druck 63. Relative Adressendaten (auch als Berührungsgruppenadresse bezeichnet), die der Berührungsgruppe entsprechen, der eine gegebene Druckstärke zugehört, werden an einer dieser Druckstärke entsprechenden Adressenposition gespeichert. Die Anzahl der Berührungsgruppen beträgt z. B. sechzehn. Somit erfolgt der Zugriff auf die Berührungsgruppentabelle durch den Tonfarbencode VN und den Berührungscode TCH. Die Berührungsgruppentabelle nimmt einen Speicherbereich ein, der an einer vorbestimmten absoluten Adresse (auch als Versetzungsadresse OAD1 bezeichnet) in dem Parameterspeicher 47 startet. Die absoluten Adressendaten zum Zugriff auf diese Berührungsgruppentabelle werden gebildet durch Erzeugen von relativen Adressendaten von elf Bits (wobei die Adresse mit der Versetzungsadresse OAD1 0 ist), indem der Fünf-Bit-Tonfarbencode VN mit dem MSB des Sechs-Bit-Berührungscodes TCH verbunden wird und diese relativen Adressendaten der Versetzungsadresse OAD1 hinzugefügt werden.
Die Parameteradressentabelle speichert für jede Tastengruppe und für jede Tonfarbe relative Adressendaten (als Parameteradresse bezeichnet) von Adressen, an denen Filterparameter für die jeweiligen Berührungsgruppen gespeichert sind. Die Parameteradressentabelle enthält vierundvierzig Tastengruppenbereiche, die den Tastengruppen 0-43 entsprechen, und der Zugriff auf diese Tastengruppenbereiche erfolgt durch Tastengruppenadressen, die aus der Tastengruppentabelle ausgelesen werden. Jeder der Tastengruppenbereiche enthält zweiunddreißig Bereiche für jeweilige Tonfarben, die den Tonfarben 0-31 entsprechen, und der Zugriff auf diese Bereiche für die Tonfarben erfolgt durch den Tonfarbencode VN. Jeder der Bereiche für die Tonfarben enthält sechzehn Adressenpositionen, die den Berührungsgruppen 0-15 entsprechen, und der Zugriff auf jede Adressenposition erfolgt durch die Berührungsgruppenadresse, die aus der Berührungsgruppentabelle ausgelesen wird. Einer Adressenposition wird eine Speicherposition für zwei Bits zugeteilt, und die Parameteradressendaten werden in zwölf Bits an dieser Speicherposition gespeichert. Die Parameteradressentabelle nimmt einen Speicherbereich ein, der an einer vorbestimmten absoluten Adresse (als Versetzungsadresse OAD2 bezeichnet) in dem Parameterspeicher 47 beginnt. Die absoluten Adressendaten zum Zugriff auf die Parameteradressentabelle werden gebildet durch Einstellen des LSB auf "0" oder "1" (da eine Adressenposition zwei Bits einnimmt, d. h. zwei absolute Adressen), Positionieren der Berührungsgruppenadressendaten von vier Bits über dem LSB, Positionieren des Tonfarbencodes VN von fünf Bits über den Berührungsgruppenadressendaten, und ferner Positionieren des Tastengruppencode von sechs Bits über dem Tonfarbencode und dadurch erfolgende Bildung von relativen Adressendaten von sechzehn Bits (Adresse, bei der die Versetzungsadresse OAD2 0 beträgt), und Hinzuaddieren dieser Daten zu der Versetzungsadresse OAD2.
Die Parameterbank speichert z. B. Filterparameter von 2620 Typen und enthält 2620 Parameterspeicheradressen, die Parameteradressen 0-2619 entsprechen. Ein Parameterspeicherbereich enthält Speicherpositionen von zweiunddreißig Bytes (zweiunddreißig absolute Adressenpositionen) und speichert Parameter, die einem Satz von Filterkoeffizienten für sechzehn Ordnungen entsprechen. Ein Filterkoeffizient für eine Ordnung wird an einer Speicherposition mit zwei Bytes gespeichert die, wie zuvor beschrieben, aus Filterkoeffizientendaten (COE) von zwölf Bits, Gewichtungsdaten (WEI) von drei Bits und Geradzahlig/ Ungeradzahlig-Diskriminierungsdaten (EO) von einem Bit besteht. Da jedoch die Gewichtungsdaten (WEI) und die Geradzahlig/Ungeradzahlig-Diskriminierungsdaten (EO) in einem Satz von Parametern für sämtliche Ordnungen hindurch gemeinsam vorliegen, werden diese Daten nur an der Speicherposition des Parameters erster Ordnung gespeichert und nicht an den Speicherpositionen der anderen Ordnungen gespeichert. Die Gewichtungsdaten (WEI) jedoch können unabhängig voneinander gespeichert werden. Der Zugriff auf die Parameterbank erfolgt durch die aus der Paramteradressentabelle ausgelesenen Parameteradressen. Die Parameterbank nimmt einen Speicherbereich ein, der an einer vorbestimmten absoluten Adresse (als Versetzungsadresse OAD3 bezeichnet) in dem Parameterspeicher beginnt. Die absoluten Adressendaten zum Zugriff auf die Parameterbank werden gebildet, indem Parameteradressendaten von zwölf Bits an signifikanteren zwölf Bits aus relativen Adressendaten (Adresse, bei der die Versetzungsadresse OAD3 0 beträgt) von siebzehn Bits positioniert werden, um die relativen Adressendaten zu erstellen, und indem diese relativen Adressendaten der Versetzungsadresse OAD3 hinzuaddiert werden. Durch sukzessives Verändern weniger signifikanter fünf Bits dieser absoluten Adressendaten in zweiunddreißig Schritten wird ein Satz von Filterparametern für sechzehn Ordnungen in einem durch die Parameteradresse bezeichneten Parameterspeicherbereich sukzessive ausgelesen.
Eine schichtenweise angeordnete Speicherstruktur gemäß Fig. 21 ist vorteilhaft zum Sparen von Speicherkapazität. Falls Speicherparameter individuell für sämtliche Kombinationen (22528 Kombinationen) von vierundvierzig Tastengruppen, zweiunddreißig Tonfarben und sechzehn Berührungsgruppen vorbereitet werden, ist eine Speicherkapazität von 22528 · 32 Bits erforderlich. Durch Verwenden der Parameterspeicherstruktur gemäß Fig. 21 ist die erforderliche Speicherkapazität nur 4028 · 32 Bytes, was die Summe von 1408 (= 44 · 32) · 32 Bytes der Parameteradressentabelle und 2620 · 32 Bytes der Parameterbank ist. Da es Fälle gibt, in denen gemeinsame Filterparameter für verschiedene Kombinationen aus Tastengruppe, Tonfarbe und Berührungsgruppe verwendet werden können, werden 2620 Typen von Parametern gemeinsam für die 22528 Kombinationen des Beispiels von Fig. 21 verwendet, wodurch Speicherkapazität eingespart wird.

[Parameterverarbeitungseinheit 45, Parameterselektor 46, Parameterspeicher 47 und Parameterzuführschaltungen 48 und 49: Fig. 15]

Die Parameterverarbeitungseinheit 45 steuert den Zugriff auf den oben beschriebenen Parameterspeicher 47 für die statische Betriebsart. Ein Programmspeicher 451 speichert ein Programm zur Anwendung der Steuerung zum Zugriff auf den Parameterspeicher 47. Ein Programmzähler 452 erzeugt ein Programmschrittsignal PC zum Zugriff auf den Programmspeicher 451. Der Zähler 452 weist ein achtstufiges Schieberegister 86, einen Addierer 87, Gatter 88 und 89 und eine Enddetektionsschaltung 90 auf und führt eine Zähloperation für die acht Kanäle auf Zeitteilungsbasis durch. Der Tastendruckimpuls KONP wird von einem Inverter 91 invertiert, und das invertierte Signal wird einem Steuereingang des Gatters 88 zugeführt. Der Tastendruckimpuls KONP wird in der Anfangsphase des Tastendrucks "1", und es werden Tastendruckimpulse für die jeweiligen Kanäle zeitgeteilt gemultiplext. Der Addierer 87 addiert den von dem Gatter 89 zugeführten Wert "1" mit dem Ausgang des Schieberegisters 86. Das Additionsergebnis wird dem Schieberegister 86 über das Gatter 88 zugeführt. Die Enddetektionsschaltung 90 stellt fest, ob der Wert des Ausgangssignals des Schieberegisters 86 den letzten Schritt des Programms erreicht hat oder nicht. Falls der Wert den letzten Schritt noch nicht erreicht hat, erzeugt die Schaltung 90 ein Signal "0" und führt einem Steuereingang des Gatters 89 durch einen Inverter 92 ein Signal "1" zu, wodurch veranlaßt wird, daß ein Signal "1", das ein Aufzählen um einen Wert befiehlt, dem Addierer 87 zugeführt wird. Falls der Wert den letzten Schritt erreicht hat, erzeugt die Schaltung 90 ein Signal "1" und führt dem Gatter 89 durch den Inverter 92 ein Signal "0" zu, wodurch das Gatter geschlossen und das Zählen verhindert wird.
Aufgrund der oben beschriebenen Anordnung wird der Inhalt des Programmzählers 452, d. h. das Schrittsignal PC, auf "0" rückgesetzt, wenn der Tastendruckimpuls KONP erzeugt worden ist, und anschließend wird der Zähler 452 jedes Mal um Eins aufgezählt, wenn das Schieberegister einen Zyklus beendet hat (jede acht Zeit-Slots), bis der letzte Schritt erreicht ist, bei dem das Zählen gestoppt wird. Beispielsweise beträgt die Programmschrittzahl siebenunddreißig, und das von dem Zähler 452 erzeugte Schrittsignal PC ändert sich sequentiell von "0" auf "36" (letzter Schritt). Das Schrittsignal PC ist das Ausgangssignal des Schieberegisters 86, und die Schrittsignale für die acht Kanäle werden zeitgeteilt gemultiplext.
Der Programmspeicher 451 erzeugt die Wählsteuersignale SELC1-SELC4 und die Adressendaten zum Zugriff auf einen Versetzungsadressenspeicher 453 ensprechend dem Schritt des zugeführten Schrittsignals PC.
Der Versetzungsadressenspeicher 453 speichert Werte der Versetzungsadressen OADS-OAD3. Die aus dem Versetzungsadressenspeicher 453 ausgelesenen Versetzungsadressendaten ADOF (ein Wert aus OADS-OAD3) werden einem Addierer 454 zugeführt. Der Addierer 454 addiert relative Adressendaten RADD, die von einem Selektor 454 den Versetzungsadressendaten ADOF zugeführt werden, zusammen und führt sein Ausgangssignal als Adressendaten PRAD dem Adresseneingang des Parameterspeichers 47 zu.
Ein Tastengruppenadressenregister 456, ein Berührungsgruppenadressenregister 457 und ein Parameteradressenregister 458 weisen jeweils Schieberegister mit acht Stufen auf und speichern Tastengruppenadressen KEYG, Berührungsgruppenadressendaten TCHG bzw. Parameteradressendaten PAD Kanal um Kanal und auf Zeitteilungsbasis. Die Register 456-458 weisen jeweils Selektoren 93-95 an ihren Eingangsseiten auf, und die aus dem Parameterspeicher 47 ausgelesenen Daten werden einem Eingang eines jeden der Register 93-95 zugeführt. Die Wählsteuersignale SELC2-SELC4 für die Selektoren 93-95 werden von dem Programmspeicher 451 geliefert und verwendet, um zu steuern, ob die ausgelesenen Daten des Parameterspeichers 47 in die Register 456-458 geladen werden oder ob die bereits in die Register 456-458 geladenen Daten umlaufend gehalten werden. Wie sich aus der obigen Beschreibung ergibt, werden die Wählsteuersignale SELC2-SELC4 derart erzeugt, daß, wenn die Tastengruppenadressendaten aus dem Parameterspeicher 47 ausgelesen worden sind, diese Daten in das Tastengruppenadressenregister 456 geladen werden, und wenn die Berührungsgruppenadressendaten ausgelesen worden sind, diese Daten in das Berührungsgruppenadressenregister 457 geladen werden, und wenn die Parameteradressendaten ausgelesen worden sind, diese Daten in das Parameteradressenregister 458 geladen werden.
Die in den Registern 456-458 gespeicherten Adressendaten KEYG, TCHG und PAD werden dem Selektor 455 zugeführt. Der Selektor 455 empfängt ferner den Tastencode KC, den Tonfarbencode VN und den Berührungscode TCH und zudem das am wenigsten signifikante Bit PCLSB des von dem Programmzähler 452 erzeugten Schrittsignals PC und Daten PC-4, die abgeleitet werden, indem "4" ("100" als Binärzahl) von dem Schrittsignal PC subtrahiert wird. Der Selektor 455 wählt als Reaktion auf das von dem Programmspeicher zugeführte Wählsteuersignal SELC1 die Eingangsdaten in einer vorbestimmten Kombination und positioniert die gewählten Daten an einer Bitposition, die einem vorbestimmten Gewicht in den relativen Adressendaten RADD entspricht, wodurch die relativen Adressendaten RADD gebildet und ausgegeben werden.
Die Verarbeitungsabläufe der siebenunddreißig Schritte, die in der Parameterverarbeitungseinheit 45 ausgeführt werden, sind wie folgt:
Wenn PC = 0: Auslesen aus der Tastengruppentabelle
Der Tastencode KC wird gewählt, und die Versetzungsadresse OADS in der Tastengruppentabelle wird in Reaktion auf das Wählsteuersignal SELC1 als Versetzungsadressendaten ADOF ausgelesen. Die Ausgangsdaten des Parameterspeichers 47 werden in Reaktion auf das Wählsteuersignal SELC2 in das Tastengruppenregister 456 geladen. Dadurch wird eine dem Tastencode KC entsprechende Tastengruppenadresse aus der Tastengruppentabelle des Parameterspeichers 47 ausgelesen, und diese Tastengruppenadresse wird in dem Register 456 gespeichert.
Wenn PC = 1: Auslesen aus der Berührungsgruppentabelle
Der Tonfarbencode VN und der Berührungscode TCH werden als Reaktion auf das Signal SELC1 gewählt, und relative Adressendaten RADD werden gebildet, indem der Berührungscode TCH an dem Bit geringster Signifikanz und der Tonfarbencode VN an dem Bit höherer Signifikanz positioniert werden. Die Versetzungsadresse OAD1 wird als Versetzungsadresse ADOF aus der Berührungsgruppentabelle ausgelesen. Die Ausgangsdaten des Parameterspeichers 47 werden als Reaktion auf das Signal SELC3 in das Berührungsgruppenregister 457 geladen. Dadurch wird die dem Tonfarbencode VN und dem Berührungscode TCH entsprechenden Berührungsgruppenadresse aus der Berührungsgruppentabelle des Parameterspeichers 47 ausgelesen, und diese Berührungsgruppenadresse wird in dem Register 457 gespeichert.
Wenn PC = 2, 3: Auslesen der Parameteradressentabelle
Die Tastengruppenadressendaten KEYG, der Tonfarbencode VN, die Berührungsgruppenadressendaten TCHG und das am wenigsten signifikante Bit PCLSB des Schrittsignals PC werden als Reaktion auf das Signal SELC1 gewählt, und diese Daten werden als Reaktion auf das Signal SELC1 ausgehend von dem Bit geringster Signifikanz in der Reihenfolge PCLSB, TCHG, VN und KEYG positioniert, um die relativen Adressendaten RADD zu bilden. Die Versetzungsadresse OAD2 wird als Daten ADOF aus der Parameteradressentabelle ausgelesen. Die Ausgangsdaten des Parameterspeichers 47 werden als Reaktion auf das Signal SELC4 in das Parameteradressenregister 458 geladen. Dadurch wird eine relevante Parameteradresse aus dem Parameterspeicher 47 ausgelesen und in dem Register 458 gespeichert. Wie zuvor beschrieben besteht ein Parameteradressendatenwert aus zwölf Bits und wird an einer Speicherposition von zwei Bytes gespeichert (siehe Fig. 21). Wenn das Bit PCLSB "0" ist (Schritt im Fall von PC = 2), werden Parameteradressendaten weniger signifikanter acht Bits ausgelesen, und wenn das Bit PCLSB "1" ist (Schritt im Fall von PC = 3), werden Parameteradressendaten höher signifikanter vier Bits ausgelesen. Der Selektor 95 dividiert die Bitpositionen dieser Parameteradressendaten, so daß die Parameteradressendaten parallel in die zwölf Bitdaten angeordnet werden, und veranlaßt, daß diese Daten in dem Register 458 gespeichert werden.
Wenn PC = 4-35: Auslesen aus der Parameterbank
Die Parameteradressendaten PAD und das subtrahierte Schrittsignal PC-4 werden als Reaktion auf das Signal SELC1 gewählt, und die gewählten Daten werden in der Reihenfolge PC-4 und PAD ausgehend von dem Bit geringster Signifikanz positioniert, um die relativen Adressendaten RADD zu bilden. Die Versetzungsadresse OAD3 wird als Daten ADOF aus der Parameterbank ausgelesen. Das Signal PC-4 ändert seinen Wert in den zweiunddreißig Schritten, die von PC = 4 bis zu PC = 35 erfolgen, von "0" zu "31". Somit wird ein Satz von Filterparametern, die aus zweiunddreißig von der Parameteradresse (siehe Fig. 21) bezeichneten Bytes bestehen, sequentiell Byte um Byte aus der Parameterbank der Parameterspeichers 47 ausgelesen.
Wenn PC = 36: Stoppen des Programmzählers 452 und Abschluß der Lesesequenz der Filterparameter
Die aus dem Parameterspeicher 47 ausgelesenen werden einer Zeitsteuerungssynchronisierschaltung 459 zugeführt. Diese Schaltung 459 empfängt das Programmschrittsignal PC und eine Zeitsteuerungssignalgruppe TS1, die von dem Dekodierer 56 (Fig. 13) der Zeitsteuerungssignalerzeugungsschaltung 39 zugeführt wird, und erzeugt als Reaktion auf diese Signale Filterparameter der jeweiligen Ordnungen synchron mit vorbestimmten Zeitgebungen. Das Ausgangssignal der Zeitsteuerungssynchronisierschaltung 459 wird als für statische Betriebsart vorgesehener Filterparameter SPR einem A-Eingang des Parameterselektors 46 zugeführt. Einem B-Eingang des Parameterselektors 46 wird der Dynamikbetriebsart-Filterparameter DPR von dem Mikrocomputer-Interface 44 (Fig. 11) zugeführt. Einem Wählsteuereingang SB des Selektors 46 wird das Dynamisch/Statisch-Wählsignal DS von dem Mikrocomputer-Interface 44 zugeführt, so daß der Selektor 46 den Parameter DPR in dem B-Eingang in der dynamischen Betriebsart und den Parameter SPR in dem A-Eingang in der statischen Betriebsart wählt.
Das Ausgangssignal des Selektors 46 wird den Parameterzuführschaltungen 48 und 49 der A- und B-Kanäle zugeführt. Es ist nur die Schaltung 48 des A-Kanals gezeigt, jedoch weist die Schaltung 49 des B-Kanals den gleichen Aufbau auf. In der Parameterzuführschaltung 48 empfängt eine Verteilerschaltung 485 die Kanäle 1-4 des A-Kanals betreffende Daten aus den von dem Selektor 46 seriell gelieferten Daten und ordnet diese Daten kanalweise parallel an, und ordnet sie zudem parallel an in der Reihenfolge Filterkoeffizientendaten (COEA1 in Kanal 1), Gewichtungsdaten (WEIA1 in Kanal 1) und Geradzahlig/Ungeradzahlig-Diskriminierungsdaten (EOA1 in Kanal 1), und verteilt diese Daten entsprechend den jeweiligen Kanälen auf die Speicherschaltungen 481-484. Zur Steuerung dieser Verteilung wird von dem Dekodierer 56 der Zeitsteuerungssignalerzeugungsschaltung 39 (Fig. 13) ein geeignetes Zeitsteuerungssignal TS2 erzeugt und der Verteilungsschaltung 485 zugeführt.
Ein spezielles Beispiel für die Speicherschaltungen 481-484 wird anhand von Kanal 1 erläutert, aber die Erläuterungen gelten auch für die anderen Kanäle. Die Filterkoeffizientendaten COEA1 mit den zwölf Bits werden durch den Selektor 96 dem sechzehnstufigen Schieberegister 97 zugeführt. Dieser Filterkoeffizient COEA1 weist zeitgeteilt gemultiplexte Daten für sechzehn Ordnungen an sechzehn Zeit-Slots auf, und diese Daten für sechzehn Ordnungen werden in die jeweiligen Stufen des Schieberegisters 97 geladen. Der Inhalt des Schieberegisters 97 wird mittels des Selektors 96 umlaufend gehalten. Die Gewichtungsdaten WEIA1 von drei Bits werden der Halteschaltung 98 zugeführt. Die Geradzahlig/Ungeradzahlig-Diskriminierungsdaten EOA1 mit einem Bit werden der Halteschaltung 99 zugeführt. Die Steuerung den Selektors 96 und der Halteschaltungen 98 und 99 erfolgt durch ein geeignetes (nicht gezeigtes) Steuersignal mit geeigneter Zeitgebung. Genauer gesagt, veranlaßt in der statischen Betriebsart der Selektor 96, daß die Filterkoeffizientendaten COEA1 für sechzehn Ordnungen in das Schieberegister 97 geladen werden, und die Halteschaltungen 98 und 99 halten die Gewichtungsdaten WEIA1 und die Geradzahlig/Ungeradzahlig- Diskriminierungsdaten EOA1 synchron mit einer Zeitgebung, mit der Parameterdaten für sechzehn Ordnungen, die als Reaktion auf die Anfangsstufe des Tastendrucks aus dem Parameterspeicher 47 ausgelesen werden, durch die Zeitsteuerungssynchronisierschaltung 459, den Selektor 46 und die Verteilerschaltung 485 an die Speicherschaltung 481 übermittelt werden. Anschließend wird der in dem Schieberegister 97 und den Halteschaltungen 98 und 99 gespeicherte Inhalt gehalten, diesem Kanal eine neue gedrückte Taste zugeteilt wird. In dieser dynamischen Betriebsart werden Filterkoeffizientendaten COEA1 für acht Ordnungen aus den Dynamikbetriebsart-Filterparameterdaten DPR in das Schieberegister 97 geladen, die Gewichtungsdaten WEIA1 werden in der Halteschaltung 98 gehalten, und die Geradzahlig/Ungeradzahlig-Diskriminierungsdaten EOA1 werden von der Halteschaltung 99 synchron mit einer Zeitgebung gehalten, mit der die Dynamikbetriebsart-Filterparameterdaten DPR durch den Selektor 46 und die Verteilungsschaltung 485 aus dem Mikrocomputer 44 (Fig. 11) zugeführt werden. Anschließend wird der in dem Schieberegister 97 und den Halteschaltungen 98 und 99 gespeicherte Inhalt gehalten, bis ein neuer Dynamikbetriebsart- Filterparameter DPR zugeführt wird. In der Dynamikbetriebsart werden Filterkoeffizientendaten für acht Ordnungen in den Dynamikbetriebsart-Filterparameterdaten DPR in acht Stufen gespeichert, die den neunten bis sechzehnten Ordnungen unter den sechzehn Stufen des Schieberegisters 97 entsprechen, und die übrigen acht Stufen, die den ersten bis achten Ordnungen entsprechen, werden frei gelassen.
Die von jedem der Schieberegister 97 der Speicherschaltungen 481-484 gelieferten Filterkoeffizientendaten werden einem Selektor 486 zugeführt, in dem die Daten für jeden Kanal als Reaktion auf ein Zeitsteuerungssignal TS3 sequentiell gelesen und zeitgeteilt gemultiplext werden. Somit werden die Filterkoeffizientendaten für den Kanal 1-4 zeitgeteilt gemultiplext und als Filterkoeffizientendaten COEA des A-Kanals dem Multiplikations- und Akkumulatorbereich 41 des A-Kanals (Fig. 14) zugeführt.
Die von jeder Halteschaltung 98 der Speicherschaltung 481-484 erzeugten Gewichtungsdaten werden dem Selektor 487 zugeführt, und die Daten für jeden Kanal werden als Reaktion auf ein Zeitsteuerungssignal TS4 sequentiell gelesen und zeitgeteilt gemultiplext. Die zeitgeteilt gemultiplexten Gewichtungsdaten WEIA für die Kanäle 1-4 werden dem Multiplikations- und Akkumulatorbereich 41 (Fig. 14) des A- Kanals zugeführt.
Die Geradzahlig/Ungeradzahlig-Diskriminierungsdaten EOA1-EOA4 für die von der Halteschaltung 99 der jeweiligen Speicherschaltungen 481-484 gehaltenen Kanäle 1-4 werden parallel an die Zustandsspeicher 401-404 (Fig. 14) der entsprechenden Kanäle übermittelt.

[Tonhöhensynchronisierte Ausgangsschaltung 50: Fig. 16]

Gemäß Fig. 16 werden gefilterte Tonsignal-Abtastwertdaten SMA für die Kanäle 1-4, die von dem Multiplikations- und Akkumulatorbereich 41 des A-Kanals (Fign. 11 und 14) erzeugt werden, in zeitgeteilt gemultiplextem Zustand einem B-Eingang des Selektors 501 zugeführt. Bei der Zeit, zu der die gefilterten Ausgangssignale der Kanäle 1-4 in die Halteschaltung 85 von Fig. 14 geladen werden, handelt es sich um einen akkumulierten letzten Zeit-Slot (den schattierten Bereich) in der Spalte SUM in Fig. 20. Die Kanal-Zeitsteuerungen der gefilterten Abtastwertdaten für die Kanäle 1-4 sind wie in Fig. 17 beschaffen. Einem C-Eingang des Selektors 501 werden in zeitgeteilt gemultiplexter Weise die gefilterten Tonsignal-Abtastwertdaten SMB für die Kanäle 5-8 zugeführt, die von dem Multiplikations- und Akkumulatorbereich 43 (Fig. 11) des B-Kanals erzeugt werden. Die Kanal-Zeitsteuerung dieser Daten SMB ist wie in Fig. 17 gezeigt vorgesehen.
Einem A-Eingang des Selektors 501 wird das Ausgangssignal des achtstufigen Schieberegisters 502 zugeführt, und das Ausgangssignal des Selektors 501 wird dem Schieberegister 502 zugeführt. Diese Schieberegister 501 und 502 sind für das zeitgeteilte Multiplexen der gefilterten Abtastwertdaten für die Kanäle 1-8 entsprechend einer Hochgeschwindigkeits- Zeitteilungs-Zeitgebung auf Basis eines Zeit-Slots vorgesehen, wie bei der Kanal-Zeitgebung von PS1 in Fig. 3 gezeigt ist. Der Dekodierer 56 in Fig. 13 erzeugt ein Zeitsteuerungssignal 1REGLDA, das an den Zeit-Slots 57, 13, 26 und 46 "1" wird, und ein Zeitsteuerungssignal 1REGLDB, das an den Zeit-Slots 11, 31, 44 und 64 "1" wird. Diese Zeitsteuerungssignale werden einem B-Wählsteuereingang SB und einem C- Wählsteuereingang SC des Selektors 501 von Fig. 16 zugeführt. Durch dieses Konzept werden Daten für den Kanal 1 unter den dem B-Eingang zugeführten Daten SMA an dem Zeit-Slot 57 gewählt (entsprechend der Zeitsteuerung des Kanals 1 unter den in Fig 3 gezeigten Kanal-Zeitsteuerungen von PS1); Daten für den Kanal 2 werden an dem Zeit-Slot 13 gewählt (entsprechend der Zeitsteuerung des Kanals 2 von PS1 in Fig. 3); Daten für den Kanal 3 werden an dem Zeit- Slot 26 gewählt (Zeitsteuerung des Kanals 3 von PS1 in Fig. 3); und die Daten für den Kanal 4 werden an dem Zeit-Slot 46 gewählt (Zeitsteuerung des Kanals 4 von PS1 in Fig. 3). Unter den dem C-Eingang zugeführten Daten SMB werden die Daten für den Kanal 5 an dem Zeit-Slot 11 gewählt (Zeitsteuerung des Kanals 5 von PS1 in Fig. 3); Daten für den Kanal 6 werden an dem Zeit-Slot 31 gewählt (Zeitsteuerung des Kanals 6 von PS1 in Fig. 3); Daten für den Kanal 7 werden an dem Zeit-Slot 44 gewählt (Zeitsteuerung des Kanals 7 von PS1 in Fig. 3); und Daten für den Kanal 8 werden an dem Zeit-Slot 64 gewählt (Zeitsteuerung des Kanals 8 von PS1 in Fig. 3).
Signale, die durch Invertieren der Zeitsteuerungssignal 1REGLDA und 1REGLDB mittels einer NOR-Gatters 503 erhalten werden, werden einem A-Wählsteuereingang SA des Selektors 501 zugeführt. Die gefilterten Abtastwertdaten für die jeweiligen Kanäle, die zu den oben erläuterten Zeiten in das Schieberegister 502 geladen werden, werden zu den anderen Zeiten umlaufend in dem Schieberergister 502 gehalten.
Das Ausgangssignal des Schieberegisters 502 wird einem A-Eingang des Selektors 504 zugeführt. Das Ausgangssignal des Selektors 504 wird einem Schieberegister 505 mit acht Stufen zugeführt. Das Ausgangssignal des Schieberegisters 505 wird durch einen B-Eingang des Selektors 504 zu seinem Eingang zurückgeführt. Der Selektor 504 und das Schieberegister 505 sind vorgesehen, um das Ausgangstonsignal des Digitalfilters synchron mit seiner Tonhöhe neu abzutasten. Einem A-Wählsteuereingang SA des Selektors 504 wird ein von dem Eingangs-Interface 38 geliefertes verzögertes Tonhöhensynchronisiersignal PS1D zugeführt und von einer Verzögerungsschaltung 506 mit acht Zeit-Slots verzögert.
In Fig. 12 wird das Tonhöhensynchronisiersignal PS1 durch das ODER-Gatter 51 einem Schieberegister 100 mit 64 Stufen zugeführt. Ein Tonhöhensynchronisiersignal, das von diesem Schieberegister 100 um vierundzwanzig Zeit-Slots verzögert worden ist, wird einem UND-Gatter 101 zugeführt; ein um vierzig Zeit- Slots verzögertes Signal wird einem UND-Gatter 102 zugeführt; ein um achtundvierzig Zeit-Slots verzögertes Signal wird einem UND-Gatter 103 zugeführt; und ein um vierundsechzig Zeit-Slots verzögerte s Signal wird einem UND-Gatter 104 zugeführt. Die UND- Gatter 1013-104 empfangen an ihrem anderen Eingang die von dem Dekodierer 56 gemäß Fig. 13 erzeugten Zeitsteuerungssignale PSS1-PSS4. Die Ausgangssignale der UND-Gatter 101-104 werden einem UND-Gatter 105 zugeführt, und das verzögerte Tonhöhensynchronisiersignal PS1D wird daraus abgeleitet. Die Zeitgebungen der Erzeugung der Signale PSS1-PSS4 sind so vorgesehen, wie in Fig. 13 umklammert gezeigt ist. Beispielsweise bedeutet das Bezugszeichen "1y8", daß ein Signal "1" an dem ersten Zeit-Slot mit einer Periode von acht Zeit-Slots erzeugt worden ist. Somit wird im Fall des Zeitsteuerungssignals PSS1, das "1y8", 3y8" ist, ein Signal "1" an den ersten und dritten Zeit-Slots mit einer Periode von acht Zeit-Slots erzeugt. Wie aus den umklammerten Darstellungen der Signale PSS1-PSS4 in Fig. 13 und der Kanal-Zeitsteuerung von PS1 in Fig. 3 ersichtlich ist, wird das Signal PSS1 zu den Zeiten der Kanäle 1 und 3 bei PS1 zu "1"; das Signal PSS2 wird zu den Zeiten der Kanäle 2 und 6 bei PS1 zu "1"; das Signal PSS3 wird zu den Zeiten der Kanäle 3 und 7 bei PS1 zu "1"; und das Signal PSS4 wird zu den Zeiten der Kanäle 4 und 8 bei PS1 zu "1".
Somit beträgt die Verzögerung des verzögerten Tonhöhensynchronisiersignals PS1D vierundzwanzig Zeit- Slots im Fall der Tonhöhensynchronisiersignale PS1 in den Kanälen 1 und 5, vierzig Zeit-Slots im Fall von PS1 in den Kanälen 2 und 6, achtundvierzig Zeit- Slots im Fall von PS1 in den Kanälen 3 und 7, und vierundsechzig Zeit-Slots im Fall von PS1 in den Kanälen 4 und 8. Die Differenz in der Verzögerungszeit ist derart vorgesehen, daß sie der Verzögerungszeit mit der Differenz in der Betriebszeitsteuerung in den Kanälen 1-4 und 5-8 in der adaptiven Digitalfiltereinrichtung 21 (Fig. 11) angepaßt ist.
Gemäß Fig. 16 wird das verzögerte Tonhöhensynchronisiersignal PS1D von einer Verzögerungsschaltung 506 weiter um acht Zeit-Slots verzögert und wird anschließend einem Eingang SA des Selektors 504 zugeführt. Wenn das Signal PS1D eines bestimmten Kanals "1" beträgt, empfängt der Selektor 504 gefilterte Abtastwertdaten dieses Kanals von dem Schieberegister 502 und führt sie dem Schieberegister 505 zu. Zu den anderen Zeiten wird der Inhalt des Schieberegisters 505 durch den B-Eingang des Selektors 504 umlaufend gehalten. Auf die vorstehend erläuterte Weise werden in der den Selektor 504 und das Schieberegister 505 enthaltenden Schaltung die gefilterten Abtastwertdaten für die jeweiligen Kanäle synchron mit der Tonhöhe des in diesem Kanal zu erzeugenden Tons neu abgetastet.

[Tonhöhen-Synchronisations/Nichtsynchronisations- Schalten bei der Filteroperation]

Das Tonhöhen-Synchronisations/Nichtsynchronisations- Bezeichnungssignal PASY, das gemäß Fig. 12 von dem Mikrocomputer-Interface 44 (Fig. 11) dem ODER-Gatter 51 zugeführt wird, ist stets "0", wenn die Filteroperation im tonhöhensynchronisierten Zustand durchgeführt wird und das Eingangs-Interface 38 die Filteroperationsanforderungssignale ΦF1-ΦF8 und das Tonhöhensynchronisiersignal PS1D als Reaktion auf das Tonhöhensynchronisiersignal PS1 erzeugt. Die Digitalfilteroperation wird somit durchgeführt, wenn das Tonhöhensynchronisiersignal PS1 erzeugt worden ist, d. h. mit einer Abtastperiode, die mit der Tonhöhe des zu filternden Tonsignal s synchronisiert ist. Die dadurch erhaltene Filtercharakteristik wird die Charakteristik mit veränderlichem Formanten.
Falls die Filteroperation durchgeführt wird, ohne mit der Tonhöhe synchronisiert zu werden, wird das Tonhöhen-Synchronisations /Nichtsynchronisations-Bezeichnungssignal PASY stets zu "1" gemacht. Somit wird das Ausgangssignal des ODER-Gatters 51 in Fig. 12 stets "1", ungeachtet des Vorhandenseins oder Nichtvorhandenseins des Tonhöhensynchronisiersignals PS1. Somit erzeugt das Eingangs-Interface 38 die Filteroperationsanforderungssignale ΦF1-ΦF8 und das Signal PS1D mit einer konstanten Periode während jedes Filteroperationszyklus (64 Zeit-Slots). Deshalb ergibt sich bei der Digitalfilteroperation unabhängig von der Tonhöhe eine konstante Abtastfrequenz (z. B. 50 Hz), so daß die erhaltene Filtercharakteristik die Charakteristik mit festem Formanten ist.

[Beispiele der Filtercharakteristik]

Fign. 22 bis 27 zeigen ein Beispiel einer Filtercharakteristik, die durch die beschriebene Ausführungsform realisiert werden kann.
Fig. 22 zeigt ein Beispiel einer Filtercharakteristik, die erzielt werden kann, wenn die Ordnung des Filters ungeradzahlig ist (einunddreißigste Ordnung). Diese Charakteristik bildet eine Hochpaß-Filtercharakteristik. In der Figur repräsentiert fs/2 die Hälfte der Abtastfrequenz fs, und fs/2 ist eine Abtastfrequenz, die in der tonhöhensynchronisierten Betriebsart mit der Tonhöhe des Tons synchronisiert ist, während sie in der nicht tonhöhensynchronisierten Betriebsart eine konstante Frequenz ist.
Fig. 23 zeigt ein Beispiel einer Filtercharakteristik, die sich ergibt, wenn die Ordnung des Filters geradzahlig ist (zweiunddreißigste Ordnung). Diese Filtercharakteristik bewirkt eine Tiefpaßcharakteristik.
Fig. 24 zeigt ein Beispiel einer Filtercharakteristik, die sich in der dynamischen Betriebsart mit der Zeit verändert. In diesem Fall wird angenommen, daß das von dem Tongenerator 18 erzeugte Tonquellenwellenformsignal f (forte) entspricht, d. h. dem stärksten Tastendruck, und es ist die zeitweilige Änderung der Filtercharakteristik in einem Fall gezeigt, in dem die Tonsignale für eine Berührung mit p (piano), einer Berührung mit mp (mezzo-piano) und einer Berührung mit mf (mezzo-forte) durch Filterung dieser Tonquellenwellenform erhalten werden. Die Zeit-Spalte zeigt die Zeiten zum Schalten auf jeweilige Filtercharakteristiken hinsichtlich der Zeit vo Starten des Erklingens des Tons. Die Zahlen in dem Filtercharakteristik-Diagramm repräsentieren die Frequenzen an Veränderungspunkten, und die Einheit ist Hz. Es wird angenommen, daß die Tonhöhe des zu erzeugenden Tons F2 ist.
Fig. 25 zeigt eine Spektrum-Hüllkurve der Original- Wellenform eines Piano-Tons von F2, die mit dem Druck f (forte) gespielt wird, und Fig. 26 zeigt eine Spektrum-Hüllkurve der Original-Wellenform eines Piano-Tons von F2, die mit dem Druck p (piano) gespielt wird. Eine Spektrum-Wellenform eines Tonsignals, das durch Filtern der Original-Wellenform gemäß Fig. 25 mit der Filtercharakteristik an einem Zeitpunkt von 0 ms in der Spalte von p (piano) gemäß Fig. 24 erhalten wird, ist in Fig. 27 gezeigt. Es versteht sich, daß diese Hüllkurve gemäß Fig. 27 der Spektrum-Wellenform der Original-Wellenform der p- Berührung gemäß Fig. 26 entspricht.

[Modifizierte Ausführungsformen]

Die tonhöhensynchronisierte Ausgangsschaltung 50 gemäß Fig. 16 führt mittels der Schieberegister 502 und 505 den Tonhöhensynchronisiervorgang auf Zeitteilungsbasis durch. Die Schaltung 50 ist nicht darauf beschränkt, sondern es können alternativ Speicherschaltungen parallel für die jeweiligen Kanäle vorgesehen sein, und der Tonhöhensynchronisiervorgang kann bei gegenseitiger Parallelität durchgeführt werden.
Bei dieser Ausführungsform wird das FIR-Filter, bei dem die Filterkoeffizienten die symmetrische Charakteristik zeigen, als Digitalfilter verwendet. Alternativ kann ein FIR-Filter verwendet werden, bei dem die Filterkoeffizienten nicht symmetrisch sind. Ferner können nicht nur FIR-Filter, sondern auch andere Typen von Filtern, einschließlich IIRs (Infinitimpulsfilter), verwendet werden.
Das Speicherformat des in Fig. 21 gezeigten Parameterspeichers ist nicht auf die gezeigte Form beschränkt, sondern es sind zahlreiche Modifikationen möglich. Beispielsweise braucht nicht notwendigerweise die in der Figur gezeigte geschichtete Struktur verwendet zu werden.
Der Zugriff auf den Parameterspeicher ist nicht auf die bei der oben beschriebenen Ausführungsform ver-wendete Art beschränkt, sondern es sind zahlreiche Modifikationen möglich. Beispielsweise wird bei der obigen Ausführungsform zuerst auf die Tastengruppentabelle und dann auf die Berührungsgruppentabelle zugegriffen. Diese Reihenfolge des Zugriffs kann jedoch umgekehrt werden. In Fig. 15 wird das Mikroprogrammiersystem des Vorspeicherns der Leseschritte in dem Programmspeicher 451 verwendet, und der Zugriff auf den Parameterspeicher erfolgt durch diese Leseschritte. Alternativ kann die Lesesteuerung entsprechend einer vollständig festverdrahteten Schaltung oder einem kompletten Software-Programm durchgeführt werden, ohne ein derartiges Mikroprogrammiersystem zu verwenden.
Bei der beschriebenen Ausführungsform wird die Erfindung für elektronische Musikinstrumente des polyphonen Typs verwendet, jedoch ist die Erfindung selbstverständlich auch für Musikinstrumente des monophonen Typs anwendbar. Ferner ist die Erfindung nicht nur für ein ausschließlich zur Erzeugung von Musiktönen verwendete s elektronische Musikinstrument, sondern für jede Einrichtung verwendbar, die eine Tonsignalerzeugungs- oder -verarbeitungsfunktion hat.
Bei der beschriebenen Ausführungsform wird angenommen, daß sich die digitalen Tonsignal-Abtastwertdaten, die von dem Tongenerator der adaptiven Digitalfiltereinrichtung zugeführt werden, in einem Zustand befinden, in dem sie synchron mit der Tonhöhe abgetastet worden sind. Die digitalen Tonsignal-Abtastwertdaten brauchen jedoch nicht unbedingt auf diese Weise abgetastet zu werden. Beispielsweise kann ein digitales Tonsignal, das mit einer nicht mit der Tonhöhe synchronierten festen Abtastperiode abgetastet worden ist, der Digitalfiltereinrichtung zugeführt werden und der mit der Tonhöhe synchronisierten Filteroperation unterzogen werden, wobei dieses zugeführte digitale Tonsignal durch das Tonhöhensynchronisiersignal neu abgetastet wird.
Bei der beschriebenen Ausführungsform ist die Tonhöhensynchronisiersignalerzeugungsschaltung in dem Tongenerator enthalten, und das darin erzeugte Tonhöhensynchronisiersignal wird der adaptiven Digitalfiltereinrichtung zugeführt. Alternativ kann beispielsweise, wenn dem Digitalfilter ein digitales Tonsignal mit einer mit der Tonhöhe synchronisierten Abtastperiode zugeführt wird, das Tonhöhensynchronisiersignal erzeugt werden, indem die Veränderung der Abtastwertdaten dieses digitalen Tonsignal s detektiert wird, und die Filteroperation kann durch das auf diese Weise erzeugte Tonhöhensynchronisiersignal gesteuert werden.

[Andere Ausführungsformen]

Fign. 28 bis 32 zeigen weitere Ausführungsformen gemäß weiteren Aspekten der Erfindung. Spezielle Beispiele dieser Ausführungsformen sind auch bei der oben beschriebenen Ausführungsform gemäß Fign. 2 bis 27 gezeigt. Zum besseren Verständnis der mehreren wichtigen technischen Konzepte bei der Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach der Erfindung sind bei den Ausführungsformen gemäß Fign. 28 bis 32 wichtige funkte hervorgehoben und vereinfacht angeordnet.
Die in Fig. 28 gezeigte Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach einem Aspekt der Erfindung weist auf: eine Tonsignalerzeugungseinrichtung 112 zum Erzeugen von Digitaltonsignalen auf mehreren Kanälen auf Zeitteilungsbasis, eine Digitalfilterschaltung zum Empfangen der von der Tonerzeugungseinrichtung 112 erzeugten Digitaltonsignale mehrerer Kanäle und zum Durchführen einer Filteroperation Kanal um Kanal auf Zeitteilungsbasis, eine Tonhöhensynchronisiersignalerzeugungseinrichtung 114 zum Erzeugen von Tonhöhensynchronisiersignalen, die mit den Tonhöhen der Tonsignale der jeweiligen Kanäle synchronisiert sind, und eine Tonhöhensynchronisationsausgabeeinrichtung 115, um die Tonsignale der jeweiligen Kanäle, die von der Digitalfilterschaltung 113 als Reaktion auf die entsprechend den jeweiligen Kanälen erzeugten Tonhöhensynchronisiersignale erzeugt werden, abzutasten und auszugeben.
Die Tonhöhensynchronisationsausgabeeinrichtung 115 ist an der Ausgangsseite der Digitalfilterschaltung 113 angeordnet, und der Tonhöhensynchronisiervorgang, d. h. der Neuabtastvorgang durch das Tonhöhensynchronisiersignal, wird für ein Filterausgangssignal durchgeführt. Somit braucht die Betriebsrate in der Digitalfilterschaltung 113 nur einer Zeitteilungsrate des von der Tonerzeugungseinrichtung 112 erzeugten Tonsignals zu entsprechen, und braucht nicht einer Zeitteilungsrate des von der Tonerzeugungseinrichtung 112 erzeugten Tonsignals zu entsprechen. Aus diesem Grund braucht die Betriebsgeschwindigkeit der Digitalfilterschaltung 113 nicht übermäßig hoch zu sein, so daß die Belastung der Schaltung verringert wird.
Bei der in Fign. 2 bis 27 gezeigten Ausführungsform ist das Schalten zwischen der tonhöhensynchronisierten Betriebsart und der nicht tonhöhensynchronisierten Betriebsart in den Digitalfiltereinrichtungen 21 und 22 möglich, und die Filteroperation wird während der tonhöhensynchronisierten Betriebsart synchron mit den Tonhöhen der Töne durchgeführt. Bei der Anordnung gemäß Fig. 28 ist dies nicht essentiell, sondern die Anordnung gemäß Fig. 28 kann nur die nicht tonhöhensynchronisierte Betriebsart aufweisen (d. h. die Filteroperation wird stets mit der Periode von 50 kHz durchgeführt, wodurch ein fester Formant realisiert wird). Bei dem Aufbau gemäß Fig. 28 ist von Bedeutung, daß die Tonhöhensynchronisationsausgabeeinrichtung 115 an der Ausgangsseite der Digitalfilterschaltung vorgesehen ist.
Die in Fign. 29a-29c gezeigte Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach einem weiteren Aspekt der Erfindung weist auf: eine Digitalfilterschaltung 116, der digitale Abtastwertdaten eines Tonsignals zugeführt werden, eine Parametererzeugungseinrichtung 117 zum Erzeugen eines Geradzahlig/Ungeradzahlig- Parameters, der die Ordnung einer Filteroperation entweder auf eine gerade Zahl oder eine ungerade Zahl einstellt, und eine Schalteinrichtung 118,119 und 120, um als Reaktion auf die Geradzahlig/Ungeradzahlig-Parameter die Verzögerungsordnung der bei der Filteroperation in der Digitalfilterschaltung 116 verwendeten Abtastwertdaten zwischen einer vorbestimmten geradzahligen Ordnung und einer vorbestimmten ungeradzahligen Ordnung zu schalten.
Fign. 29a-29c zeigen jeweils verschiedene Beispiele der Schalteinrichtung 118-120. In Fign. 29b und 29c ist die Darstellung der Parametererzeugungseinrichtung 117 weggelassen. D repräsentiert ein Verzögerungseinheitselement, ein Kreis mit einem Symbol x repräsentiert ein Multiplikationselement und ein Kreis mit einem Symbol + repräsentiert ein Additionselement. Die Digitalfilterschaltung 116 weist eine Hardware-Anordnung auf, die eine Filteroperation n-ter Ordnung durchführen kann (wobei z. B. n eine gerade Zahl ist). Die Parametererzeugungseinrichtung 117 erzeugt Filterkoeffizienten k1-kn und Geradzahlig/Ungeradzahlig-Parameter E/O zum Realisieren einer vorbestimmten Tonfarbe entsprechend den tonfarbenbestimmenden Faktoren einschließlich Konstanttonfarbenwählinformation, Tastenberührung und Tonbereich. Die den jeweiligen Ordnungen 1 bis n entsprechenden Filterkoeffizienten k1-kn werden der Digitalfilterschaltung 116 zugeführt, wo sie zum Multiplizieren des Tonsignals verwendet werden, das um eine diesen Ordnungen entsprechende Verzögerungszeit verzögert worden ist.
Die Digitalfilterschaltung 116 arbeitet als Reaktion auf die Geradzahlig/Ungeradzahlig-Parameter E/O wahlweise entweder als Filter geradzahliger Ordnung oder als Filter ungeradzahliger Ordnung, und zwar entsprechend der Verzögerungsordnungsschaltoperation, die durch die Schalteinrichtung 118-120 durchgeführt wird. Durch dieses Konzept kann der Betrieb der Digitalfiltereinrichtung entsprechend einer zu realisierenden Tonfarbe als Filter geradzahliger Ordnung oder als Filter ungeradzahliger Ordnung geschaltet werden, so daß eine gewünschte Filtercharakteristik, die für diese Tonfarbe geeignet ist, realisiert werden kann. Beispielsweise wird der Betrieb auf denjenigen eines Filters ungeradzahliger Ordnung eingestellt, wenn eine Tonfarbe realisiert werden soll, die für die Steuerung mit Hochpaß-Filtercharakteristik geeignet ist, während der Betrieb auf denjenigen eines Filters geradzahliger Ordnung eingestellt wird, wenn eine Tonfarbe realisiert werden soll, die für die Steuerung mit Bandpaß- oder Tiefpaß-Filtercharakteristik geeignet ist.
In dem Fall gemäß Fig. 29a ist ein Gatter 118, das die Schalteinrichtung bildet, zwischen einem der n-1-ten Ordnung entsprechenden Verzögerungselement 121 und einem der n-ten Ordnung entsprechenden Verzögerungselement 122 vorgesehen. Das Gatter 118 wird geöffnet, wenn der Geradzahlig/Ungeradzahlig-Parameter E/O ein eine gerade Zahl anzeigender Wert ist, und es wird geschlossen, wenn der Geradzahlig/Ungeradzahlig-Parameter E/O ein eine ungerade Zahl anzeigender Wert ist. Wenn das Gatter 118 geöffnet ist, arbeitet das Digitalfilter 116 als Filter n-ter Ordnung, d. h. einer geradzahligen Ordnung, während bei geschlossenem Gatter 118 das Filter 116 als Filter n-1-ter Ordnung, d. h. einer ungeradzahligen Ordnung, arbeitet.
In dem Fall gemäß Fig. 29b werden ein Ausgangssignal eines Additionselements 124, das die Ergebnisse
der Filteroperation für n Ordnungen summiert, und ein Ausgangssignal B eines Additionselements 125, das die Ergebnisse der Filteroperation für n-1 Ordnungen summiert, einem Selektor 119 zugeführt, der die Schalteinrichtung bildet, und entsprechend dem Wert des Geradzahlig/Ungeradzahlig-Parameters E/O wird entweder A oder B gewählt. Wenn A gewählt worden ist, nimmt das Filter eine n-te Ordnung, d. h. eine geradzahlige Ordnung an, und wenn B gewählt worden ist, nimmt das Filter eine n-1-te Ordnung, d. h. eine ungeradzahlige Ordnung an.
In dem Fall gemäß Fig. 29c wird entsprechend dem Geradzahlig/Ungeradzahlig-Parameter E/O entweder der Filterkoeffizient kn der n-ten Ordnung oder "0" gewählt, und das Wählergebnis wird zum Multiplizieren des Ausgangstonsignals einer Verzögerungsschaltung 123 entsprechend der n-ten Ordnung verwendet. Wenn kn gewählt worden ist, wird das Filter ein Filter nter Ordnung, d. h. einer geradzahligen Ordnung, und wenn "0" gewählt worden ist, wird das Filter ein Filter n-1-ter Ordnung, d. h. einer ungeradzahligen Ordnung.
Die in Fign. 30a-30c gezeigte Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach einem weiteren Aspekt der Erfindung weist auf: eine Koeffizientenzuführeinrichtung 126, um für die Filteroperation der N-ten Ordnung Filterkoeffizienten für N/2 Ordnungen zuzuführen, wenn N eine gerade Zahl ist, und Filterkoeffizienten für (N+1)/2 Ordnungen zuzuführen, wenn N eine ungerade Zahl ist, eine Verzögerungseinrichtung 127 zum sukzessiven Verzögern von digitalen Tonsignal-Abtastwertdaten, um dadurch Abtastwertdaten nter Ordnung zu erzeugen, und eine Operationseinrichtung 128 zum Ausführen einer vorbestimmten Filteroperation, einschließlich des Multiplizierens von jeweils zwei Abtastwertdaten, die in bezug auf das Zentrum von N Ordnungen an symmetrischen Positionen angeordnet sind und sich unter den Abtastwertdaten mit N Ordnungen in der Verzögerungseinrichtung 127 befinden, mit einem gemeinsamen der Filterkoeffizienten, und des Multiplizierens jeweiliger Abtastwertdaten mehrerer Sätze der zwei Abtastwertdaten (N/2 Sätze, wenn eine gerade Zahl ist, und (N-1) Sätze, wenn n eine ungerade Zahl ist) mit den Filterkoeffizienten, während die am Symmetriezentrum positionierten Abtastwertdaten mit einem einzigen Filterkoeffizienten multipliziert werden, wenn eine ungerade Zahl ist.
Auf die gleiche Weise wie oben beschrieben repräsentiert D ein Verzögerungseinheitselement, ein Kreis mit einem Symbol x ein Multiplikationselement und ein Kreis mit einem Symbol + ein Additionselement. Fig. 30a zeigt eine generelle Anordnung, bei der N eine gerade Zahl ist, Fig. 30b zeigt eine generelle Anordnung, bei der N eine ungerade Zahl ist, und Fig. 30c zeigt eine generelle Anordnung, bei der N zwischen einer geraden Zahl und einer ungeraden Zahl geschaltet werden kann. In Fig. 30c bezeichnet 128G ein Schaltgatter, das, wenn N eine gerade Zahl ist, Abtastdaten von einer Verzögerungseinrichtung 127 gemäß einer durchgezogenen Linie überträgt, um das Filter zu einem Filter mit dem gleichen Aufbau wie bei dem in Fig. 30a gezeigten Filter zu konvertieren, und das die Abtastdaten gemäß einer strichpunktierten Linie überträgt, um das Filter zu einem Filter mit dem gleichen Aufbau wie bei dem in Fig. 30b gezeigten Filter zu konvertieren.
Die eingegebenen digitalen Tonsignal-Abtastwertdaten werde sukzessive von der Verzögerungseinrichtung 127 verzögert, und dadurch werden Abtastwertdaten S&sub0;-SN-1z für N Ordnungen (d. h. So mit der Verzögerungszeit 0 und S1Sn1t die einer Verzögerung von 1 bis N1 Stufen ausgesetzt worden sind) zugeführt. Filterkoeffizienten k0-ki für N/2 Ordnungen oder (N+1)/2 Ordnungen werden von der Koeffizientenzuführeinrichtung 126 in Abhängigkeit davon zugeführt, ob N eine gerade Zahl oder eine ungerade Zahl ist. In der Operationseinrichtung 128 werden jeweils zwei Abtastwertdaten, die in bezug auf das Zentrum von N Ordnungen an symmetrischen Positionen angeordnet sind und sich unter den Abtastwertdaten S1Sn1t mit N Ordnungen befinden, mit einem gemeinsamen Filterkoeffizienten multipliziert. Falls die Filteroperation vom Typ mit endlicher Impulsantwort (FIR) ist, wird eine von einem Akkumulator 128A erstellte Gesamtsumme der Multiplikationsergebnisse der Abtastwertdaten und der Filterkoeffizienten sämtlicher Ordnungen das endgültige Filterausgangssignal.
Wenn N eine gerade Zahl ist, werden die Filterkoeffizienten k0-ki für N/2 Ordnungen von der Koeffizientenzuführeinrichtung 126 zugeführt, und in diesem Fall ist i = (N-2)/2. Die Daten, die auf halber Strecke zwischen der (N-2)/2-ten Ordnung und der N/2 Ordnung liegen, werden zum Symmetriezentrum, und die Daten der 0-ten bis i-ten Ordnungen und die Daten der i+1-ten bis N-1-ten Ordnungen auf jeder Seite der zentralen Daten werden an symmetrischen Positionen angeordnet. Es existieren N/2 Paare zweier Abtastwertdaten, d. h. S&sub0; und Sn-1 S&sub1; und Sn-2, . . . ., Si und Si+1, die an symmetrischen Positionen angeordnet sind. Somit werden zwei Abtastwertdaten, die an symmetrischen Positionen angeordnet sind, jeweils mit einem gemeinsamen Filterkoeffizienten multipliziert (einem von k0-Ki), der den Abtastwertdaten jedes Paars derart gemeinsam ist, daß z. B. Tonsignal-Abtastwertdaten S&sub0; der 0-ten Ordnung und Tonsignal-Abtastwertdaten SN-1 der N-1-ten Ordnung werden mit einem gemeinsamen Filterkoeffizienten k0 multipliziert, und Tonsignal-Abtastwertdaten Si der i-ten Ordnung und Tonsignal-Abtastwertdaten Si+1 der 1+1-ten Ordnung werden mit einem gemeinsamen Filterkoeffizienten ki multipliziert. Durch dieses Konzept werden Filterkoeffizienten k0-ki, ki&sbplus;&sub1;-KN-1, die den jeweiligen Ordnungen 0 bis N-1 in dem Digitalfilter mit N Ordnungen entsprechen (N = gerade Zahl) im Effekt in einer symmetrischen Charakteristik hergestellt. Ferner brauchen die tatsächlich vorbereiteten Filterkoeffizienten nur die halbe Anzahl der erforderlichen Ordnungen aufzuweisen. Ein Beispiel der Impulsantwort in dem Fall, daß die Filterkoeffizienten einer geradzahligen Ordnung mit symmetrischer Charakteristik erzeugt werden, ist in Fig. 7 gezeigt.
Wenn N eine ungerade Zahl ist, werden von der Koeffizientenzuführeinrichtung 126 Filterkoeffizienten k0-ki für (N+1)/2 Ordnungen zugeführt, und in diesem Fall ist i = (N-1)/2. Die Abtastwertdaten bei der i = (N-1)/2-ten Ordnung werden die zentralen Daten, und die Abtastwertdaten bei der 0-ten bis i-1-ten Ordnung und die Abtastwertdaten bei der i+1-ten bis N-1-ten Ordnung auf jeder Seite der zentralen Daten werden an symmetrischen Positionen angeordnet. Es existieren (N-1)/2 Paare von Abtastwertdaten S&sub0; und SN-1, S&sub1; und SN-2, Si&submin;&sub1; und Si&sbplus;&sub1;, die jeweils an symmetrischen Positionen angeordnet sind. Somit werden zwei an symmetrischen Positionen angeordnete Abtastwertdaten mit einem Filterkoeffizienten multipliziert (einem von k0-ki&submin;&sub1;), der den Abtastwertdaten jedes Paars derart gemeinsam ist, daß z. B. Tonsignal-Abtastwertdaten S&sub0; der 0-ten Ordnung und Tonsignal-Abtastwertdaten SN-1 der 1-ten Ordnung mit einem gemeinsamen Koeffizienten k0 multipliziert werden und Tonsignal-Abtastwertdaten Si-1 der i-1-ten Ordnung und Tonsignal-Abtastwertdaten Si+1 der i+1-ten Ordnung mit einem gemeinsamen Koeffizienten ki&submin;&sub1; multipliziert werden. Die an der zentralen Symmetrieposition angeordneten Tonsignal-Abtastwertdaten Si der i = (N-1)/2-ten Ordnung werden mit einem einzigen Filterkoeffizienten ki multipliziert. Durch dieses Konzept werden Filterkoeffizienten k0- ki&submin;&sub1;, ki, ki&sbplus;&sub1;-kN-1, die den jeweiligen Ordnungen 0 bis N-1 des Digitalfilters der N-ten Ordnung entsprechen (N = ungerade Zahl), im Effekt mit symmetrischer Charakteristik erzeugt. Die Filterkoeffizienten, die tatsächlich vorbereitet werden müssen, brauchen nur die halbe Anzahl plus eins der Anzahl der erforderlichen Ordnungen aufzuweisen. Ein Beispiel der Impulsantwort in dem Fall, daß die Filterkoeffizienten einer ungeradzahligen Ordnung mit symmetrischer Charakteristik erzeugt werden, ist in Fig. 6 gezeigt.
Gemäß Fign. 30a-30c erfolgt, indem zwei an symmetrischen Positionen angeordneter Abtastwertdaten mit einem gemeinsamen Filterkoeffizienten multipliziert werden, die Multiplikation der Filterkoeffizienten, nachdem zwei Daten zusammenaddiert worden sind. Dieses Konzept ist insofern vorteilhaft, daß die Anzahl von Multipliziereinrichtungen auf etwa die Hälfte der notwendigen Anzahl von Ordnungen reduziert werden kann. Alternativ können jeweilige Daten separat multipliziert werden.
Die in Fig. 31 gezeigte Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach einem weiteren Aspekt der Erfindung weist auf: eine Digitalfilterschaltung 129, der digitale Abtastwertdaten eines Tonsignal s zugeführt werden, eine erste Filterparameterzuführeinrichtung 130 zum Zuführen eines Satzes erster Filterparameter, die keine zeitweilige Veränderung erfahren, eine zweite Filterparameterzuführeinrichtung 131 zum Zuführen eines Satzes zweiter Filterparameter, die eine zeitweilige Veränderung erfahren, und eine Wähleinrichtung 132 zum Wählen entweder der ersten Filterparameter oder der zweiten Filterparameter und zum Zuführen der gewählten Filterparameter zu der Digitalfiltereinrichtung.
In einem Fall, in dem eine Tonfarbe gewählt werden soll, die während des Erklingens des Tons keiner zeitweiligen Veränderung ausgesetzt ist, wählt die Wähleinrichtung 132 die von der ersten Filterparameterzuführeinrichtung 130 zugeführten ersten Filterparameter. Mittels der ersten Filterparameter wird das Digitalfilter 129 auf eine Charakteristik eingestellt, die eine vorbestimmte Tonfarbe realisiert, welche während des Erklingens des Tons keiner zeitweiligen Veränderung ausgesetzt ist. Wenn eine Tonfarbe gewählt werden soll, die während des Erklingens des Tons einer zeitweiligen Veränderung ausgesetzt ist, wählt die Wähleinrichtung 132 die von der zweiten Filterparameterzuführeinrichtung 131 zugeführten zweiten Filterparameter. Durch zeitweilige Veränderung der zweiten Filterparameter unterliegt die Charakteristik der Digitalfilterschaltung 129 einer zeitweiligen Veränderung, wodurch die zeitweilige Veränderung der Tonfarbe realisiert wird.
Die in Fig. 32 gezeigte Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach einem weiteren Aspekt der Erfindung weist auf: eine Parameterspeichereinrichtung 133 zum Speichern mehrerer Sätze von Filterparametern, eine Parameteradressenspeichereinrichtung 134, um Adressen in der Parameterspeichereinrichtung 133 zu speichern, damit aus der Parameterspeichereinrichtung 133 Filterparameter entsprechend einer Kombination aus parameterbestimmenden Faktoren aus gelesen werden können, und eine Leseeinrichtung 135, um aus der Parameteradressenspeichereinrichtung 134 Adressendaten entsprechend der Kombination parameterbestimmender Faktoren auszulesen, und um aus der Parameterspeichereinrichtung 133 entsprechend den ausgelesenen Adressendaten einen Satz von Filterparametern auszulesen. Als die parameterbestimmenden Faktoren repräsentierenden Daten fungieren derartige Faktoren wie z. B. ein Tastencode, der eine gedrückte Taste repräsentiert, Berührungsdaten, die die Tastenberührung repräsentieren, ein Tonfarbencode, der eine gewählte konstante Tonfarbe und Information zur verstrichenen Zeit repräsentiert. Falls die verstrichene Zeit in den parameterbestimmenden Faktoren enthalten ist und ein Filterparameter ausgelesen wird, der sich während des Erklingens des Tons im Lauf der Zeit ändert, kann eine Parameterverarbeitungseinheit 45 gemäß Fig. 15, bei der es sich um ein spezielles Beispiel der Ausleseeinheit 135 handelt, in geeigneter Weise derart ausgebildet sein, daß sie auch während des Erklingens des Tons arbeitet. Ferner kann ein Ausgangssignal, das einem Betätigungsbetrag eines geeigneten manuellen Betätigers, etwa eines Brillanzoperators, entspricht, als parameterbestimmender Faktor verwendet werden.
Bei den Ausführungsformen von Fign. 28 bis 32 ist es nicht unbedingt notwendig, die digitale Filteroperation mit einer Abtastperiode durchzuführen, die wie bei der in Fig. 1 gezeigten Ausführungsform mit der Tonhöhe des Tons synchronisiert ist.

Claims

1. Tonsignalverarbeitungseinrichtung für eine elektronisches Musikinstrument, mit

einer Tonsignalerzeugungseinrichtung (18) zum Erzeugen eines digitalen Tonsignals, das die Tonhöhe eines zu erzeugenden Tons angibt; und

einer Digitalfiltereinrichtung (21,22;111), die das digitale Tonsignal empfängt und das digitale Tonsignal einer Digitalfilteroperation mit einer Basis-Operationsperiode unterzieht und derart ausgebildet ist, daß sie das digitale Tonsignal bei der Digitalfilteroperation um eine Einheits- Verzögerungszeit verzögert, dadurch gekennzeichnet, daß die Tonsignalverarbeitungseinrichtung ferner aufweist:

eine Tonhöhensynchronisiersignalerzeugungseinrichtung (19;110) zum Erzeugen eines Tonhöhensynchronisiersignals (PS), das eine Periode aufweist, die entsprechend der Periode der Tonhöhe des digitalen Tonsignals variiert,

und wobei die Basis-Operationsperiode in der Digitalfiltereinrichtung (21,22; 111) derart erzeugt wird, daß sie synchron zu der Periode des Tonhöhensynchronisiersignals (PS) ist.

2. Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach Anspruch 1, ferner mit einer Bezeichnungseinrichtung (PA-SY) zum Bezeichnen entweder von Tonhöhen-Synchronisiersignalen oder Tonhöhen-Nichtsynchronisiersignalen, wobei die Digitalfiltereinrichtung (21,22;111) das digitale Tonsignal ungeachtet der Tonhöhe des digitalen Tonsignals statt zu der von dem Tonhöhensynchronisiersignal (PS) bestimmten Periode zu jeder vorbestimmten Periode der Filteroperation unterzieht, wenn die Nichtsynchronisierung von der Bezeichnungseinrichtung (PASY) bezeichnet ist.

3. Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Digitalfiltereinrichtung aufweist:

eine Verzögerungseinrichtung (71,72) zum aufeinanderfolgenden Verzögern von Abtastwertdaten des digitalen Tonsignal s synchron mit dem Tonhöhensynchronisiersignal, zur Erzeugung von Abtastwertdaten mehrerer Ordnungen; und

einer Operationseinrichtung (79) zum Multiplizieren von Abtastwertdaten jeder Verzögerungsordnung mit einem Filterkoeffizienten entsprechender Ordnung.

4. Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach einem der Ansprüche 1-3, bei der die Tonhöhensynchronisiersignalerzeugungseinrichtung (19) die Tonhöhensynchronisiersignale, die Tonsignalen mehrerer Kanäle entsprechen, auf Zeitteilungsbasis erzeugen und die Digitalfiltereinrichtung (21, 22) die Filteroperation für die Tonsignale mehrerer Kanäle, die auf Zeitteilungsbasis zugeführt werden, auf Zeitteilungsbasis durchführt.

5. Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach Anspruch 4, ferner mit Filterkoeffizientenzuführeinrichtungen (48,49) zum Zuführen von den mehreren Kanälen entsprechenden Filterkoeffizienten auf Zeitteilungsbasis, wobei die Digitalfiltereinrichtung die auf Zeitteilungsbasis zugeführten Filterkoeffizienten empfängt und mittels der den mehreren Kanälen gemeinsamen Operationseinrichtung (79) die Filteroperation auf Zeitteilungsbasis durchführt.

6. Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach einem der Ansprüche 1-5, bei der die Tonhöhensynchronisiersignalerzeugungseinrichtung (19) die Tonhöhensynchronisiersignale (PS1), die Tonsignalen mehrerer Kanäle (Ch1-Ch8) entsprechen, auf Zeitteilungsbasis erzeugt und die Digitalfiltereinrichtung (21,22) aufweist: Einrichtungen (38), um für jeden Kanal als Reaktion auf jedes der Tonhöhensynchronisiersignale mit einer Zeitteilungskanalzeitgebung, die sich von diesem Tonhöhensynchronisiersignal unterscheidet, ein Filteroperationsanforderungssignal (ΦF1-ΦF8) zu erzeugen, und Einrichtungen (39-50) zum Durchführen der Filteroperation entsprechend diesem Filteroperationsanforderungssignal.

7. Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach einem der Ansprüche 1-6, bei der die Digitalfiltereinrichtung (21,22) ferner eine mehrstufige Schieberegistereinrichtung (71,72) zum aufeinanderfolgenden Verschieben von Abtastwertdaten des digitalen Tonsignal s und eine den jeweiligen Ordnungen gemeinsame Multiplikationseinrichtung (79) aufweist, die ein Ausgangssignal einer vorbestimmten Stufe der Schieberegistereinrichtung empfangen;

und ferner Einrichtungen (48) zum auf Zeitteilungsbasis erfolgenden Zuführen von Filterkoeffizienten jeweiliger Ordnungen zu der Multiplikationseinrichtung (79) aufweist; und

bei der die Schieberegistereinrichtung (71,72) die Verschiebung synchron mit Zeitteilungszeitgebungen der Filterkoeffizienten und zudem synchron mit dem Tonhöhensynchronisiersignal durchführt.

8. Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach einem der Ansprüche 2-7, bei der die Digitalfiltereinrichtung (21,22) die Filteroperation für Tonsignale mehrerer Kanäle durchführt;

die Bezeichnungseinrichtung ein Tonhöhen-Synchronisier/Nicht-Synchronisiersignal (PASY) für jeden Kanal erzeugt; und

die Digitalfiltereinrichtung (21,22) unabhängig für jeden Kanal eine mit der Tonhöhe synchronisierte Filteroperation oder eine mit der Tonhöhe nichtsynchronisierte Filteroperation durchführt.

9. Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach einem der Ansprüche 2-8, die ferner eine Tonhöhensteuereinrichtung (13) zum Steuern der Tonhöhe eines Tonsignals aufweist und bei der das Tonhöhen- Synchronisier/Nicht-Synchronisier-Bezeichnungssignal (PASY) ein mit der Tonhöhe nicht synchronisierte Filteroperation bezeichnet, wenn die Tonhöhe von der Tonhöhensteuereinrichtung gesteuert wird, und eine mit der Tonhöhe synchronisierte Filteroperation bezeichnet, wenn die Tonhöhe nicht gesteuert wird.

10. Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach einem der Ansprüche 1-9, bei der die Filtereinrichtung (21,22;111) die Grundkonstruktion eines Filters mit endlicher Impulsantwort aufweist.

11. Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach einem der Ansprüche 1-10, ferner mit

einer Parametererzeugungseinrichtung (48,49) zum Erzeugen eines Geradzahl/Ungeradzahl-Parameters (EOA1-EOA4,EOB1-EOB4), der die Ordnung der Filteroperation entweder auf eine gerade Zahl oder eine ungerade Zahl einstellt; und

Schalteinrichtungen (SL15) zum Schalten der Ordnung der Verzögerung in der Digitalfiltereinrichtung zwischen einer vorbestimmten geradzahligen Ordnung und einer vorbestimmten ungeradzahligen Ordnung als Reaktion auf den Geradzahl/Ungeradzahl-Parameter.

12. Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach Anspruch 11, bei der die Parametererzeugungseinrichtung (48,49) Filterkoeffizienten zusammen mit den Geradzahl/Ungeradzahl-Parametern erzeugt.

13. Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach Anspruch 11, bei der die Parametererzeugungseinrichtung (48,49), wenn die Filtercharakteristik der Digitalfiltereinrichtung auf eine Bandpaß- oder Tiefpaßcharakteristik eingestellt ist, einen Geradzahl/Ungeradzahl-Parameter erzeugt, der die Ordnung auf eine gerade Zahl einstellt und, wenn die Filtercharakteristik auf eine Hochpaßcharakteristik eingestellt ist, einen Geradzahl/Ungeradzahl-Parameter erzeugt, der die Ordnung auf eine ungerade Zahl einstellt.

14. Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach einem der Ansprüche 1-13, bei der die Digitalfiltereinrichtung (21,22) aufweist:

einer Koeffizientenzuführeinrichtung (48,49), die für eine Filteroperation N-ter Ordnung Filterkoeffizienten der Ordnungen N/2 zuführt, wenn N eine gerade Zahl ist, und Filterkoeffizienten der Ordnungen (N+1)/2 zuführt, wenn N eine ungerade Zahl ist;

eine Verzögerungseinrichtung (71,72) zum aufeinanderfolgenden Verzögern von Abtastwertdaten des digitalen Tonsignals, um dadurch Abtastwertdaten N-ter Ordnung zu erzeugen; und

eine Operationseinrichtung (77-79) zum Durchführen einer vorbestimmten Filteroperation einschließlich des Multiplizierens jeweils zweier Abtastwertdaten, die in der Verzögerungseinrichtung (71,72) in bezug auf das Zentrum von N Ordnungen unter den Abtastwertdaten von N Ordnungen an symmetrischen Positionen positioniert sind, mit einem gemeinsamen der Filterkoeffizienten, und des Multiplizierens jeweiliger Abtastwertdaten mehrerer Sätze der zwei Abtastwertdaten (N/2 Sätze, wenn N eine gerade Zahl ist, und (N-1/2) Sätze, wenn N eine ungerade Zahl ist) mit den Filterkoeffizienten, wobei die im Zentrum der Symmetrie positionierten Abtastwertdaten mit einem einzigen Filterkoeffizienten multipliziert werden, wenn N eine ungerade Zahl ist.

15. Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach Anspruch 14, bei der jeder von der Koeffizientenzuführeinrichtung (48,49) zugeführte Filterkoeffizient aus Filterkoeffizientendaten (COE) und Gewichtungsdaten (WEI) zum Gewichten der Filterkoeffizientendaten besteht und die Multiplikation in der Operationseinrichtung (77-79) durchgeführt wird durch Multiplizieren von Abtastwertdaten jeder Ordnung mit den entsprechenden Filterkoeffizientendaten (COE) und Verschieben der aus dieser Multiplikation resultierenden Daten entsprechend den Gewichtungsdaten (WEI).

16. Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach Anspruch 14, bei der die Operationseinrichtung (77-79) einen Addierer (77) zum Addieren der beiden an den symmetrischen Positionen positionierten Abtastwertdaten und einen Multiplizierer (79) zum Multiplizieren eines Ausgangssignals dieses Addierers mit dem gemeinsamen Filterkoeffizienten aufweist.

17. Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach Anspruch 14, bei der die Filteroperation in der Operationseinrichtung (77-79) eine solche mit infiniter Impulsantwort ist.

18. Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach einem der Ansprüche 1-17, ferner mit

ersten Filterparameterzuführeinrichtungen (45, 47) zum Zuführen eines Satzes von ersten Filterparametern, die keine zeitliche Veränderung erfahren;

zweiten Filterparameterzuführeinrichtungen (26, 28;44) zum Zuführen eines Satzes von zweiten Filterparametern, die zeitlich variieren; und

einer Wähleinrichtung (46) zum Wählen entweder der ersten Filterparameter oder der zweiten Filterparameter und zum Zuführen des gewählten Filterparameters an die Digitalfiltereinrichtung.

19. Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach Anspruch 18, bei der die Ordnung der einen Satz der zweiten Filterparameter bildenden Filterkoeffizienten geringer ist als die Ordnung der einen Satz der ersten Filterparameter bildenden Filterkoeffizienten.

20. Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach Anspruch 19, bei der die ersten und zweiten Filterparameterzuführeinrichtungen (45,47;26,28) jeweils Filterkoeffizienten jeweiliger Ordnungen liefern, die seriell und auf Zeitteilungsbasis einen Satz von Filterparametern bilden.

21. Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach Anspruch 19, bei der jeder Filterparameter aus einem Filterkoeffizienten (COE) und einer Gewichtung (WEI) besteht und die Digitalfiltereinrichtung (21,22) die Multiplikation der Abtastwertdaten mit den Filterkoeffizienten durch Multiplizieren der Abtastwertdaten jeweiliger Ordnungen mit den entsprechenden Filterkoeffizienten und Verschieben der aus dieser Multiplikation resultierenden Daten entsprechend der Gewichtung (WEI) durchführt.

22. Tonsignalverarbeitungseinrichtung nach einem der Ansprüche 1-21, ferner mit

einer Parameterspeichereinrichtung (47) zum Speichern mehrerer Sätze von Filterparametern;

einer Parameteradressenspeichereinrichtung (47), um in der Parameterspeichereinrichtung Adressen für die Filterparameter zu speichern, die aus der Parameterspeichereinrichtung entsprechend einer Kombination aus Parameterbestimmungsfaktoren auszulesen sind; und

einer Ausleseeinrichtung (45) zum Auslesen von Adressendaten aus der Parameteradressenspeichereinrichtung entsprechend der Kombination der Parameterbestimmungsfaktoren und zum Auslesen eines Satzes von Filterparametern aus der Parameterspeichereinrichtung entsprechend den ausgelesenen Adressendaten,

wobei die ausgelesenen Filterkoeffizienten der Digitalfiltereinrichtung zugeführt werden.

23. Elektronisches Musikinstrument nach einem der Ansprüche 1-22, mit

einer Tonhöhenbezeichnungseinrichtung (10) zum Bezeichnen der Tonhöhe eines zu erzeugenden Tons;

einer Zuordnungseinrichtung (14) zum Zuordnen der Erzeugung eines die bezeichnete Tonhöhe aufweisenden Tonsignal s zu einem der mehreren Kanäle;

wobei die Tonsignalerzeugungseinrichtung (18) das digitale Tonsignal Kanal um Kanal entsprechend der Zuordnung durch die Zuordnungseinrichtung erzeugt; und

die Digitalfiltereinrichtung (21,22) die Digitalfilteroperation Kanal um Kanal für von der Tonsignalerzeugungseinrichtung (18) erzeugte digitale Tonsignale jeweiliger Kanäle durchführt.