JPS6190514A - 楽音信号処理装置 - Google Patents
楽音信号処理装置Info
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- JPS6190514A JPS6190514A JP59211515A JP21151584A JPS6190514A JP S6190514 A JPS6190514 A JP S6190514A JP 59211515 A JP59211515 A JP 59211515A JP 21151584 A JP21151584 A JP 21151584A JP S6190514 A JPS6190514 A JP S6190514A
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- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
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- G10H1/02—Means for controlling the tone frequencies, e.g. attack or decay; Means for producing special musical effects, e.g. vibratos or glissandos
- G10H1/06—Circuits for establishing the harmonic content of tones, or other arrangements for changing the tone colour
- G10H1/12—Circuits for establishing the harmonic content of tones, or other arrangements for changing the tone colour by filtering complex waveforms
- G10H1/125—Circuits for establishing the harmonic content of tones, or other arrangements for changing the tone colour by filtering complex waveforms using a digital filter
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- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
- G10H2250/00—Aspects of algorithms or signal processing methods without intrinsic musical character, yet specifically adapted for or used in electrophonic musical processing
- G10H2250/055—Filters for musical processing or musical effects; Filter responses, filter architecture, filter coefficients or control parameters therefor
- G10H2250/095—Filter coefficient interpolation
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- G10H2250/111—Impulse response, i.e. filters defined or specifed by their temporal impulse response features, e.g. for echo or reverberation applications
- G10H2250/115—FIR impulse, e.g. for echoes or room acoustics, the shape of the impulse response is specified in particular according to delay times
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- G10H2250/541—Details of musical waveform synthesis, i.e. audio waveshape processing from individual wavetable samples, independently of their origin or of the sound they represent
- G10H2250/545—Aliasing, i.e. preventing, eliminating or deliberately using aliasing noise, distortions or artifacts in sampled or synthesised waveforms, e.g. by band limiting, oversampling or undersampling, respectively
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S84/00—Music
- Y10S84/09—Filtering
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、比較的高速のサンプリング周波数でサンプ
リングされた楽音信号をそれよりも低速のサンプリング
周波数でサンプリングし直す場合において用いられる楽
音信号処理装置に関する。
リングされた楽音信号をそれよりも低速のサンプリング
周波数でサンプリングし直す場合において用いられる楽
音信号処理装置に関する。
発生しようとする楽音信号のサンプリング周波数をその
楽音信号の音高に調和させてサンプリングによる折返し
ノイズの問題を解決した電子楽器は、ピッチ同期型の電
子楽器として広く知られている。そのようなピッチ同期
型の電子楽器の一例は特開昭５７−１７１３９５号（特
にその第５図）に示されている。このようなピンチ同期
型の電子楽器では、当然のことながら、各音名毎にサン
プリング周波数が異なることにより、各々のサンブリン
ク周波数を設定するために共通に用いられる基本のサン
プリン多クロノツノの周波数は各１名のサンプリング周
波数の最小公倍数さしなければならず、かなり高速であ
る（例えば８００ｋＨ１程度）。
楽音信号の音高に調和させてサンプリングによる折返し
ノイズの問題を解決した電子楽器は、ピッチ同期型の電
子楽器として広く知られている。そのようなピッチ同期
型の電子楽器の一例は特開昭５７−１７１３９５号（特
にその第５図）に示されている。このようなピンチ同期
型の電子楽器では、当然のことながら、各音名毎にサン
プリング周波数が異なることにより、各々のサンブリン
ク周波数を設定するために共通に用いられる基本のサン
プリン多クロノツノの周波数は各１名のサンプリング周
波数の最小公倍数さしなければならず、かなり高速であ
る（例えば８００ｋＨ１程度）。
上述のように、ピッチ同期型の電子楽器で得られる楽音
信号はサンプリング周波数が高速であるため、それより
も低速のクロック周波数で動作するディジタル効実装置
などに適用しようとする場合サンプリング周波数が高す
ぎるという問題が生じる。そのため、高速のサンプリン
グ周波数に従って供給されたディジタル楽音信号をそれ
よりも低速のサンプリング周波数に従ってサンプリング
し直し、低速化したディジタル楽音信号をディジタル効
果回路に入力することが行われる。しかし、そうした場
合、元の高いサンプリング周波数の楽音信号に含まれて
いる高い周波数帯域の成分が低いサンプリング周波数に
関して折返しノイズとなって出てしまう、という問題が
生じる。
信号はサンプリング周波数が高速であるため、それより
も低速のクロック周波数で動作するディジタル効実装置
などに適用しようとする場合サンプリング周波数が高す
ぎるという問題が生じる。そのため、高速のサンプリン
グ周波数に従って供給されたディジタル楽音信号をそれ
よりも低速のサンプリング周波数に従ってサンプリング
し直し、低速化したディジタル楽音信号をディジタル効
果回路に入力することが行われる。しかし、そうした場
合、元の高いサンプリング周波数の楽音信号に含まれて
いる高い周波数帯域の成分が低いサンプリング周波数に
関して折返しノイズとなって出てしまう、という問題が
生じる。
この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、折返しノ
イズを出すことなくサンプリング周波数を低い方に変換
できるようにし、これにより後続する装置との結合を容
易にした楽音信号処理装置を提供しよう七するものであ
る。
イズを出すことなくサンプリング周波数を低い方に変換
できるようにし、これにより後続する装置との結合を容
易にした楽音信号処理装置を提供しよう七するものであ
る。
高速のサンプリング周波数に従ってディジタル楽音信号
を供給する楽音信号処理装置と、このディジタル楽音信
号を低速のサンプリング周波数に従ってサンプリングし
直すサンプリング手段との間に、ディジタルフィルタを
設け、低速のサンプリング周波数による折返しノイズを
ほぼ除去し得るような特性でこのディジタルフィルタに
より前記ディジタル楽音信号にフィルタをかけ、こうし
てフィルタをかけたディジタル楽音信号をサンプリング
手段に供給する。
を供給する楽音信号処理装置と、このディジタル楽音信
号を低速のサンプリング周波数に従ってサンプリングし
直すサンプリング手段との間に、ディジタルフィルタを
設け、低速のサンプリング周波数による折返しノイズを
ほぼ除去し得るような特性でこのディジタルフィルタに
より前記ディジタル楽音信号にフィルタをかけ、こうし
てフィルタをかけたディジタル楽音信号をサンプリング
手段に供給する。
〔作用〕、１
低速のサンプリング周波数に関して折返しノイズを起す
おそれのある高い周波数帯域の成分がディジタルフィル
タによってディジタル楽音信号から除去される。従って
、サンプリング手段の後段にディジタル効実装置のよう
な比較的低速クロック動作型の装置を接続して効果等を
付与する場合に、折返しノイズの問題が解決される。
おそれのある高い周波数帯域の成分がディジタルフィル
タによってディジタル楽音信号から除去される。従って
、サンプリング手段の後段にディジタル効実装置のよう
な比較的低速クロック動作型の装置を接続して効果等を
付与する場合に、折返しノイズの問題が解決される。
し実施例〕
第１図において、楽音信号発生手段１は、ピッチ同期方
式によって各音高（音名）に対応する楽音信号をディジ
タルで発生するものであり、発生すべき楽音は図示しな
い鍵盤若しくはその他適宜の手段により指定される。こ
の楽音信号発生手段１からは異なる音高（音名）の１又
は複数のディジタル楽音信号が混合して出力され得るよ
うになっており、従って、そのようなディジタル楽音信
号を全体として見た場合、サンプリング周波数は各音名
にピンチ同期した複数のサンプリング周波数の最小公倍
数に相当し、かなり高速（例えば８００ ｋ Ｈｚ程度
）である。このようなピンチ同期型の楽音信号発生手段
１としては、前述の特開昭５７−１７１３９５号あるい
は特願昭５９−２６’６７号に示されたような装置を用
いることができる。
式によって各音高（音名）に対応する楽音信号をディジ
タルで発生するものであり、発生すべき楽音は図示しな
い鍵盤若しくはその他適宜の手段により指定される。こ
の楽音信号発生手段１からは異なる音高（音名）の１又
は複数のディジタル楽音信号が混合して出力され得るよ
うになっており、従って、そのようなディジタル楽音信
号を全体として見た場合、サンプリング周波数は各音名
にピンチ同期した複数のサンプリング周波数の最小公倍
数に相当し、かなり高速（例えば８００ ｋ Ｈｚ程度
）である。このようなピンチ同期型の楽音信号発生手段
１としては、前述の特開昭５７−１７１３９５号あるい
は特願昭５９−２６’６７号に示されたような装置を用
いることができる。
楽音信号発生手段１から出力されたディジタル楽音信号
はＤ／Ａ変換器２を経由してサウンドシステム乙に至り
、発音される。
はＤ／Ａ変換器２を経由してサウンドシステム乙に至り
、発音される。
一方、楽音信号発生手段１から出力されたディジタル楽
音信号はディジタル効果付与装置４の系列にも供給され
る。ディジタル効果付与装置４は、ディジタル楽音信号
に対してビブラート、コーラス、アンサンプル、残響効
果等の効果を選択的に付与するためのディジタル回路で
あり、入力すべきディジタル楽音信号のサンプリング周
波数は比較的低速（例えば５０ｋＨ２程度）のものを対
象としている。このようなディジタル効果付与装置４と
しては、特開昭５８−５０５９５号に示されたような装
置あるいはその他適宜の装置を用いることができる。デ
ィジタル効果付与装置４から出力されたディジタル楽音
信号はＤ／Ａ変換器５を経由してサウンドシステム６に
至る。
音信号はディジタル効果付与装置４の系列にも供給され
る。ディジタル効果付与装置４は、ディジタル楽音信号
に対してビブラート、コーラス、アンサンプル、残響効
果等の効果を選択的に付与するためのディジタル回路で
あり、入力すべきディジタル楽音信号のサンプリング周
波数は比較的低速（例えば５０ｋＨ２程度）のものを対
象としている。このようなディジタル効果付与装置４と
しては、特開昭５８−５０５９５号に示されたような装
置あるいはその他適宜の装置を用いることができる。デ
ィジタル効果付与装置４から出力されたディジタル楽音
信号はＤ／Ａ変換器５を経由してサウンドシステム６に
至る。
楽音信号発生手段１から出力されたディジタル楽音信号
のサンプリング周波数を高速（例えば８００ｋＨ２）か
ら低速（例えば５０ｋＨ２）に変換するために、該楽音
信号発生手段１とディジクル効果付与装置４．！：の間
にリサンプリング装置７が設けられており、このリサン
プリング装置７で低速のサンプリング周波数に従ってサ
ンプリングし直されたディジタル楽音信号がディジクル
効果付与装置４に入力される。
のサンプリング周波数を高速（例えば８００ｋＨ２）か
ら低速（例えば５０ｋＨ２）に変換するために、該楽音
信号発生手段１とディジクル効果付与装置４．！：の間
にリサンプリング装置７が設けられており、このリサン
プリング装置７で低速のサンプリング周波数に従ってサ
ンプリングし直されたディジタル楽音信号がディジクル
効果付与装置４に入力される。
楽音信号発生手段１とリサンプリング装置７との間にデ
ィジタルフィルタ８が設けられている。
ィジタルフィルタ８が設けられている。
このディジタルフィルタ８は、低速のサンプリング周波
数（例えば５０ｋＨ２）に関する折返しノイズをほぼ除
去し得るような特性で高速のサンプリング周波数に従う
ディジタル楽音信号にフ゛イルタをかけるものである。
数（例えば５０ｋＨ２）に関する折返しノイズをほぼ除
去し得るような特性で高速のサンプリング周波数に従う
ディジタル楽音信号にフ゛イルタをかけるものである。
サンプリング定理から明らかなようにサンプリング周波
数の上身上の周波数帯域で折返しノイズが発生するので
、この折返しノイズを除去するには、ディジタルフィル
タ８のフィルタ特性を低速サンプリング周波数の−の周
波数（例えば２５ｋＨ２）をカットオフ周波数とするロ
ーペスフィルタに設定するのが好ましい。
数の上身上の周波数帯域で折返しノイズが発生するので
、この折返しノイズを除去するには、ディジタルフィル
タ８のフィルタ特性を低速サンプリング周波数の−の周
波数（例えば２５ｋＨ２）をカットオフ周波数とするロ
ーペスフィルタに設定するのが好ましい。
以下、高速サンプリング周波数を８００ｋ）ｆｚ。
低速サンプリンタ周波数を５０ｋＨ２として、更に具体
例を述へる。
例を述へる。
楽音信号発生手段１から与えられる高速サップ・リング
周波数のディジタル楽音信号のサンプリングをＸｎで示
す。サフィックスｎは楽音信号１周期内のサンプル点番
号であり、−例として０〜６３のいずれかであるとする
。ディジタルフィルタ８から出力されるディジタル楽音
信号のサンプル値をＹｎで示す。ディジタルフィルタ８
は一例トシテ次のような伝達関数を持つ日次のＦ、ＩＲ
フィルタ（有限インパルス応答フィルタ）から成る。
周波数のディジタル楽音信号のサンプリングをＸｎで示
す。サフィックスｎは楽音信号１周期内のサンプル点番
号であり、−例として０〜６３のいずれかであるとする
。ディジタルフィルタ８から出力されるディジタル楽音
信号のサンプル値をＹｎで示す。ディジタルフィルタ８
は一例トシテ次のような伝達関数を持つ日次のＦ、ＩＲ
フィルタ（有限インパルス応答フィルタ）から成る。
ｙｎ＝ Σ ｈＸ
１＝、ｏ １ ｎ 、 １ ” ” ”
（υリサンプリング装置７から出力されるディジタル
楽音信号のサンプル値を２□で示す。リサンプリング装
置７では８００ｋＨ２の高速サンプリングレートを５０
ｋＨ２の低速サンプリングレードに変換するので、高速
サンプリングされたディジタル楽音信号ｘｎに対応する
フィルタ出力信号ｙ。を１６サンプル点毎にサンプリン
グし直すことになる。従って、Ｚｍ＝ｙ１６゜と表わせ
る。
（υリサンプリング装置７から出力されるディジタル
楽音信号のサンプル値を２□で示す。リサンプリング装
置７では８００ｋＨ２の高速サンプリングレートを５０
ｋＨ２の低速サンプリングレードに変換するので、高速
サンプリングされたディジタル楽音信号ｘｎに対応する
フィルタ出力信号ｙ。を１６サンプル点毎にサンプリン
グし直すことになる。従って、Ｚｍ＝ｙ１６゜と表わせ
る。
第２図はディジタルフィルタ８とリサンプリング装置７
の詳細例を示すものである。ディジタルフィルタ８は各
段（ｊ＝Ｑ〜６３）のフィルタ係数ｈ１を乗算するため
の乗算手段として１個の乗算器９を時分割使用するよう
にしている。１６ステージの遅延回路１０，１１．１２
が３個縦続接続されており、この遅延動作は高速サンプ
リング周波数８００ ｋ ＨＺに同期するサンプリング
クロックパルスφｌＩｃよって制御される。１６ビノト
パラレルで供給されたディジタル楽音信号Ｘｎが最初の
遅延回路１０の第１ステージに入力され、サンプリング
クロックパルスφｌにより高速サンプリング周期に同期
して順次遅延される。セレクタ１６の「３」入力には遅
延されていないディジタル楽音信号ｘｒ１が入力され、
「２」入力には１６サンプリング周期遅延された遅延回
路１ｏの出力が入力され、「１」入力には３２サンプリ
ング周期遅延された遅延回路１１の出力が入力され、「
０」入力には４８サンプリング周期遅延された遅延回路
１２の出力が入力される。セレクタ１６の選択制御入力
には選択信号ＳＥＬが加わる。この選択信号ＳＥＬは、
第３図に示すように、高速サンプリング１周期の間で「
０」力１ら「３」までの４状態に順次変化し、ｒＯＪ〜
「３」入力のディジタル楽音信号サンプル値を順次選択
する。この選択信号ＳＥＬの状態は、高速サンプリング
周波数の４倍の周波数３．２ＭＨ２を持つクロックパル
スφ。に従って変化する。
の詳細例を示すものである。ディジタルフィルタ８は各
段（ｊ＝Ｑ〜６３）のフィルタ係数ｈ１を乗算するため
の乗算手段として１個の乗算器９を時分割使用するよう
にしている。１６ステージの遅延回路１０，１１．１２
が３個縦続接続されており、この遅延動作は高速サンプ
リング周波数８００ ｋ ＨＺに同期するサンプリング
クロックパルスφｌＩｃよって制御される。１６ビノト
パラレルで供給されたディジタル楽音信号Ｘｎが最初の
遅延回路１０の第１ステージに入力され、サンプリング
クロックパルスφｌにより高速サンプリング周期に同期
して順次遅延される。セレクタ１６の「３」入力には遅
延されていないディジタル楽音信号ｘｒ１が入力され、
「２」入力には１６サンプリング周期遅延された遅延回
路１ｏの出力が入力され、「１」入力には３２サンプリ
ング周期遅延された遅延回路１１の出力が入力され、「
０」入力には４８サンプリング周期遅延された遅延回路
１２の出力が入力される。セレクタ１６の選択制御入力
には選択信号ＳＥＬが加わる。この選択信号ＳＥＬは、
第３図に示すように、高速サンプリング１周期の間で「
０」力１ら「３」までの４状態に順次変化し、ｒＯＪ〜
「３」入力のディジタル楽音信号サンプル値を順次選択
する。この選択信号ＳＥＬの状態は、高速サンプリング
周波数の４倍の周波数３．２ＭＨ２を持つクロックパル
スφ。に従って変化する。
こうして、セレクタ１３ではクロックパルスφ。
の周期に従って１６サンプル点毎に飛び飛びにサンプル
値Ｘｎが選択され、乗算器９に入力される。
値Ｘｎが選択され、乗算器９に入力される。
乗算器９の他方の入力には係数ＲＯＭ１４から読み出さ
れたフィルタ係数ｈｉが与えられる。係数読出回路１５
はクロックパルスφ０に応じて動作し、クロックパルス
φ０の各周期毎に読み出すべき係数ｈｉの順位ｉを指定
する。係数ＲＯＭ１４は係数読出回路１５によって指定
された順位ｉの係数ｈｉを読み出す。
れたフィルタ係数ｈｉが与えられる。係数読出回路１５
はクロックパルスφ０に応じて動作し、クロックパルス
φ０の各周期毎に読み出すべき係数ｈｉの順位ｉを指定
する。係数ＲＯＭ１４は係数読出回路１５によって指定
された順位ｉの係数ｈｉを読み出す。
こうして乗算器９では前記（１）式の各項ｈｉＸｎ−ｉ
がクロックパルスφ０の１周期毎に順次求められる。ア
キュムレータ１６は、乗算器９から与えられる各項ｈｉ
Ｘｎ−ｉの値をクロックパルスφ０に従って次々にアキ
ュムレートし、前記（１）式に示す級数の和ｙｎを求め
る。！−〇〜６３であるため、クロックパルスφ。の６
４周期の間アキュムレートを行うことにより前記（１）
式の和ｙ。が求まる。アキュムレータ１６のクリア信号
ＡＣＣＬＲは第３図に示すようにクロックパルスφ０の
６４周期毎に”ＯＩＴとなり、その立上り時にアキュム
レータ１６の内容をクリアする。アキュムレータ１６の
出力はりサンプリング装置７としてのランチ回路１７に
入力される。ラッチ回路１７のランチパルスＬＰは第３
図に示すように前述のクリア信号ＡＣＣＬＲと同様のタ
イミングで発生し、その立上り時にアキュムレータ１６
の内容をラッチする。このとき、ラッチ回路１７にアキ
ュムレータ１６の内容が確実にラッチされた後に該アキ
ュムレータ１６がクリアされるように、通常知られた手
法でランチタイミングとクリアタイミングの調整がなさ
れるのは勿論である。ラッチパルスＴ１及びクリア信号
ＡＣＣＬＲの周波数は低速サンプリング周波数５０ｋＨ
２である。
がクロックパルスφ０の１周期毎に順次求められる。ア
キュムレータ１６は、乗算器９から与えられる各項ｈｉ
Ｘｎ−ｉの値をクロックパルスφ０に従って次々にアキ
ュムレートし、前記（１）式に示す級数の和ｙｎを求め
る。！−〇〜６３であるため、クロックパルスφ。の６
４周期の間アキュムレートを行うことにより前記（１）
式の和ｙ。が求まる。アキュムレータ１６のクリア信号
ＡＣＣＬＲは第３図に示すようにクロックパルスφ０の
６４周期毎に”ＯＩＴとなり、その立上り時にアキュム
レータ１６の内容をクリアする。アキュムレータ１６の
出力はりサンプリング装置７としてのランチ回路１７に
入力される。ラッチ回路１７のランチパルスＬＰは第３
図に示すように前述のクリア信号ＡＣＣＬＲと同様のタ
イミングで発生し、その立上り時にアキュムレータ１６
の内容をラッチする。このとき、ラッチ回路１７にアキ
ュムレータ１６の内容が確実にラッチされた後に該アキ
ュムレータ１６がクリアされるように、通常知られた手
法でランチタイミングとクリアタイミングの調整がなさ
れるのは勿論である。ラッチパルスＴ１及びクリア信号
ＡＣＣＬＲの周波数は低速サンプリング周波数５０ｋＨ
２である。
ラッチ回路１７は、低速サンプリング周波数５０ｋＨ２
に従ってディジタルフィルタ８の出力楽音信号をサンプ
リングし直す機能と共に、アキュムレータ１６のアキュ
ムレート値（１サンプル点のフィルタ出力値）をラッチ
する機能をも果す。明らかなように、ディジタルフィル
タ８においては、クロックパルスφ０の６４周期すなわ
ち高速サンプリングの１６周期すなわち低速サンプリン
グの１周期を費やして１サンプル点分のフィルタ演算を
行う。従って、高速サンプリングの各サンプル点毎にフ
ィルタ出力が得られるのではなく、１６サンプル点毎に
飛び飛びにフィルタ出力が得られる。しかし、これは何
ら不都合なことではない。何故ならばラッチ回路１７に
おける再サンプリングは高速サンプリングの１６サンプ
ル点毎に飛び飛びに行えばよいためであり、少なくとも
この再サンプリングを行うときに必要なサンプル点のフ
ィルタ出力が得られればよいからである。勿論、これに
限らず、ディジタルフィルタ８の時分割動作速度をもっ
と高速にする、あるいは逆に乗算器９を各遅延段に対応
して並列に複数設ける、等の設計変更によって各サンプ
ル点毎にフィルタ出力が得られるようにすることができ
、これを低速サンプリング周波数に従って飛び飛びに再
サンプリングするようにしてもよい。
に従ってディジタルフィルタ８の出力楽音信号をサンプ
リングし直す機能と共に、アキュムレータ１６のアキュ
ムレート値（１サンプル点のフィルタ出力値）をラッチ
する機能をも果す。明らかなように、ディジタルフィル
タ８においては、クロックパルスφ０の６４周期すなわ
ち高速サンプリングの１６周期すなわち低速サンプリン
グの１周期を費やして１サンプル点分のフィルタ演算を
行う。従って、高速サンプリングの各サンプル点毎にフ
ィルタ出力が得られるのではなく、１６サンプル点毎に
飛び飛びにフィルタ出力が得られる。しかし、これは何
ら不都合なことではない。何故ならばラッチ回路１７に
おける再サンプリングは高速サンプリングの１６サンプ
ル点毎に飛び飛びに行えばよいためであり、少なくとも
この再サンプリングを行うときに必要なサンプル点のフ
ィルタ出力が得られればよいからである。勿論、これに
限らず、ディジタルフィルタ８の時分割動作速度をもっ
と高速にする、あるいは逆に乗算器９を各遅延段に対応
して並列に複数設ける、等の設計変更によって各サンプ
ル点毎にフィルタ出力が得られるようにすることができ
、これを低速サンプリング周波数に従って飛び飛びに再
サンプリングするようにしてもよい。
理解を深めるために第２図各部の信号の一例を第３図に
示す。Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄはセレクタ１３のｒ３Ｊ、、ｒＯ
Ｊ 、Ｉｌｌ 、ｒ２Ｊ入力に与えられる楽音信号のサ
ンプル値Ｘｎ若しくはＸｎ−１を示し、Ｅは該セレクタ
１３から出力されるサンプル値を示す。ＨはこのＥに対
応して係数ＲＯＭ１４から読み出される係数ｈ１を示す
。Ｇはラッチ回路１７の出力すなわち低速サンプリング
周波数に変換されたフィルタ制御済みディジタル楽音信
号Ｚｍを示す。
示す。Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄはセレクタ１３のｒ３Ｊ、、ｒＯ
Ｊ 、Ｉｌｌ 、ｒ２Ｊ入力に与えられる楽音信号のサ
ンプル値Ｘｎ若しくはＸｎ−１を示し、Ｅは該セレクタ
１３から出力されるサンプル値を示す。ＨはこのＥに対
応して係数ＲＯＭ１４から読み出される係数ｈ１を示す
。Ｇはラッチ回路１７の出力すなわち低速サンプリング
周波数に変換されたフィルタ制御済みディジタル楽音信
号Ｚｍを示す。
更に理解を深めるために楽音信号の波形及び周波数特性
の一例を図によって示す。
の一例を図によって示す。
第４図は高速サンプリング周波数８００ｋＨ２に従って
供給されるディジタル楽音信号の一例を示す波形図であ
る。第５図は第４図の波形の周波数成分特性を示す図で
あり、図示の都合上すべての周波数成分を示すことはで
きないが、１００ｋＨ２を越える高い周波数帯域にも成
分が存在する。第６図は、６４次ＦＩＲフィルタから成
るディジタルフィルタ８によって実現されるローパスフ
ィルタの特性を示す図で、カットオフ周波数は２５ｋＨ
２に設定されてσ）る。第４図の辣形をこのローパスフ
ィルタ特性のディジタルフィルタ８に通すと第７図に示
すような波形となる。この第７図の波形の周波数成分特
性を示すと第８図のようであり、２５ｋＨ２以上の成分
がほとんどカットされていることが判かる。第７図の波
形を低速サンプリング周波数５０ ｋ Ｈｚでサンプリ
ングし直した波形の周波数成分特性を示すと第９図のよ
うになる。
供給されるディジタル楽音信号の一例を示す波形図であ
る。第５図は第４図の波形の周波数成分特性を示す図で
あり、図示の都合上すべての周波数成分を示すことはで
きないが、１００ｋＨ２を越える高い周波数帯域にも成
分が存在する。第６図は、６４次ＦＩＲフィルタから成
るディジタルフィルタ８によって実現されるローパスフ
ィルタの特性を示す図で、カットオフ周波数は２５ｋＨ
２に設定されてσ）る。第４図の辣形をこのローパスフ
ィルタ特性のディジタルフィルタ８に通すと第７図に示
すような波形となる。この第７図の波形の周波数成分特
性を示すと第８図のようであり、２５ｋＨ２以上の成分
がほとんどカットされていることが判かる。第７図の波
形を低速サンプリング周波数５０ ｋ Ｈｚでサンプリ
ングし直した波形の周波数成分特性を示すと第９図のよ
うになる。
折返しノイズが無く、倍音成分のみから成ることが明ら
かであろう。比較のために、フィルタをかけずに第４図
の波形を５０ｋＨ２でサンプリングし直した波形の周波
数成分特性を示すと第１０図のようになる。黒く塗りつ
ぶされたように見える部分は、ひげ状に密集した周波数
成分であり、折返しノイズによるものである。
かであろう。比較のために、フィルタをかけずに第４図
の波形を５０ｋＨ２でサンプリングし直した波形の周波
数成分特性を示すと第１０図のようになる。黒く塗りつ
ぶされたように見える部分は、ひげ状に密集した周波数
成分であり、折返しノイズによるものである。
この発明で用いるディジタルフィルタの形式は上述のよ
うな６４次ＦＩＲフィルタに限らず、その他の次数のＦ
ＩＲフィルタあるいはＩＩＲフィルタ等、任意の形式の
ものであってよい。
うな６４次ＦＩＲフィルタに限らず、その他の次数のＦ
ＩＲフィルタあるいはＩＩＲフィルタ等、任意の形式の
ものであってよい。
また、上記実施例では８００ ｋ Ｈｚの高速サンプリ
ング周波数を５０ｋＨ２の固定の低速サンプリング周波
数に変換する例を説明したが、両者の周波数の関係はこ
れに限らず任意である。また、再サンプリングのための
低速サンプリング周波数は固定に限らず、変換効果等の
ために時間的に変動するようになっていてもよい。
ング周波数を５０ｋＨ２の固定の低速サンプリング周波
数に変換する例を説明したが、両者の周波数の関係はこ
れに限らず任意である。また、再サンプリングのための
低速サンプリング周波数は固定に限らず、変換効果等の
ために時間的に変動するようになっていてもよい。
楽音信号発生手段は複音発生型のものに限らず単音発生
型のものを用いてもよい。また、ピンチ同期型の楽音信
号発生手段に限らず、要するに高いサンプリング周波数
を低いサンプリング周波数に変換する場合においてこの
発明を適用することができる。
型のものを用いてもよい。また、ピンチ同期型の楽音信
号発生手段に限らず、要するに高いサンプリング周波数
を低いサンプリング周波数に変換する場合においてこの
発明を適用することができる。
以上の通りこの発明によれば、高いサンプリング周波数
のディジタル楽音信号をテイジタルフイルタに通した後
低いサンプリンタ周波数に変換するようにしたので、低
いサンプリンタ周波数に関する折返しノイズを除去する
ことができる。従って、入力楽音信号が比較的低いサン
プリング周波数であることが要求される変調効果装置等
を追加する場合に、それらの装置の結合を問題なく行う
ことができるので有利である。
のディジタル楽音信号をテイジタルフイルタに通した後
低いサンプリンタ周波数に変換するようにしたので、低
いサンプリンタ周波数に関する折返しノイズを除去する
ことができる。従って、入力楽音信号が比較的低いサン
プリング周波数であることが要求される変調効果装置等
を追加する場合に、それらの装置の結合を問題なく行う
ことができるので有利である。
第１図はこの発明の一実施例を示す電気的ブロック図、
第２図は第１図のデイジタルフイルり及びリサンプリン
グ装置の詳細例を示すブロック図、第３図は第２図の各
部信号の一例を示すタイミングチャート、第４図は高速
サンプリング周波数に従って供給されるディジタル楽音
信号の一例を示 。 す波形図、第５図は第４図の波形の周波数成分特性を示
す図、第６図は第２図のディジタルフィルタす図、第７
図は第４図の波形を第６図のローパスフィルタ特性でフ
ィルタ制御して得られる波形を示す図、第８図は第７図
の波形の周波数成分特性を示す図、第９図は第７図の波
形を低速サンプリンタ周波数でサンプリングし直すこと
によって得られた波形の周波数成分特性を示す図、第１
０図は第４図の波形をフィルタをかけずに低速サンプリ
ング周波数でサンプリングし直すことによって得られた
波形の周波数成分特性を示す図、である。 １・・・楽音信号発生手段、２，５・・・Ｄ／Ａ変換器
、３、６・・・サウンドシステム、４・・・ディジタル
効果付与装置、７・・リサンプリング装置、８・・・デ
ィジタルフィルタ、９・乗算器、１０〜１２・・・遅延
回路、１６・・セレクタ、１４・・・係数ＲＯＭ、１５
・・係数読出制御回路、１６・・アキュムレータ、１７
・・・ランチ回路。
第２図は第１図のデイジタルフイルり及びリサンプリン
グ装置の詳細例を示すブロック図、第３図は第２図の各
部信号の一例を示すタイミングチャート、第４図は高速
サンプリング周波数に従って供給されるディジタル楽音
信号の一例を示 。 す波形図、第５図は第４図の波形の周波数成分特性を示
す図、第６図は第２図のディジタルフィルタす図、第７
図は第４図の波形を第６図のローパスフィルタ特性でフ
ィルタ制御して得られる波形を示す図、第８図は第７図
の波形の周波数成分特性を示す図、第９図は第７図の波
形を低速サンプリンタ周波数でサンプリングし直すこと
によって得られた波形の周波数成分特性を示す図、第１
０図は第４図の波形をフィルタをかけずに低速サンプリ
ング周波数でサンプリングし直すことによって得られた
波形の周波数成分特性を示す図、である。 １・・・楽音信号発生手段、２，５・・・Ｄ／Ａ変換器
、３、６・・・サウンドシステム、４・・・ディジタル
効果付与装置、７・・リサンプリング装置、８・・・デ
ィジタルフィルタ、９・乗算器、１０〜１２・・・遅延
回路、１６・・セレクタ、１４・・・係数ＲＯＭ、１５
・・係数読出制御回路、１６・・アキュムレータ、１７
・・・ランチ回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、第１のサンプリング周波数に従ってディジタル楽音
信号を供給する楽音信号供給手段と、このディジタル楽
音信号を前記第１のサンプリング周波数よりも低い第２
のサンプリング周波数に従ってサンプリングし直すサン
プリング手段とを少なくとも具える楽音信号処理装置に
おいて、 前記楽音信号供給手段と前記サンプリング手段との間に
ディジタルフィルタを設け、前記第２のサンプリング周
波数による折返しノイズをほぼ除去し得るような特性で
このディジタルフィルタにより前記ディジタル楽音信号
にフィルタをかけ、こうしてフィルタをかけたディジタ
ル楽音信号を前記サンプリング手段に供給するようにし
たことを特徴とする楽音信号処理装置。 ２、前記ディジタルフィルタは、前記第２のサンプリン
グ周波数の１／２のカットオフ周波数を持つローパスフ
ィルタ特性のフィルタである特許請求の範囲第１項記載
の楽音信号処理装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59211515A JPS6190514A (ja) | 1984-10-11 | 1984-10-11 | 楽音信号処理装置 |
| US06/784,860 US4701956A (en) | 1984-10-11 | 1985-10-04 | Tone signal processing device |
| DE8585307207T DE3586081D1 (de) | 1984-10-11 | 1985-10-08 | Tonsignalbehandlungsvorrichtung. |
| EP85307207A EP0178840B1 (en) | 1984-10-11 | 1985-10-08 | Tone signal processing device |
| SG6295A SG6295G (en) | 1984-10-11 | 1995-01-16 | Tone signal processing device |
| HK133695A HK133695A (en) | 1984-10-11 | 1995-08-24 | Tone signal processing device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59211515A JPS6190514A (ja) | 1984-10-11 | 1984-10-11 | 楽音信号処理装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6190514A true JPS6190514A (ja) | 1986-05-08 |
Family
ID=16607191
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59211515A Pending JPS6190514A (ja) | 1984-10-11 | 1984-10-11 | 楽音信号処理装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4701956A (ja) |
| EP (1) | EP0178840B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6190514A (ja) |
| DE (1) | DE3586081D1 (ja) |
| HK (1) | HK133695A (ja) |
| SG (1) | SG6295G (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS63163897A (ja) * | 1986-10-24 | 1988-07-07 | ヤマハ株式会社 | 楽音信号発生方法 |
| JPH02116896A (ja) * | 1988-10-27 | 1990-05-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電子楽器 |
| JPH04116598A (ja) * | 1990-09-07 | 1992-04-17 | Yamaha Corp | 楽音信号生成装置 |
| CN1042704C (zh) * | 1995-03-27 | 1999-03-31 | 冶金工业部钢铁研究总院 | 一种薄带连铸机 |
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| JPS63138809A (ja) * | 1986-12-01 | 1988-06-10 | Pioneer Electronic Corp | 信号処理回路 |
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1984
- 1984-10-11 JP JP59211515A patent/JPS6190514A/ja active Pending
-
1985
- 1985-10-04 US US06/784,860 patent/US4701956A/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-10-08 EP EP85307207A patent/EP0178840B1/en not_active Expired
- 1985-10-08 DE DE8585307207T patent/DE3586081D1/de not_active Expired - Lifetime
-
1995
- 1995-01-16 SG SG6295A patent/SG6295G/en unknown
- 1995-08-24 HK HK133695A patent/HK133695A/xx unknown
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|---|---|
| DE3586081D1 (de) | 1992-06-25 |
| HK133695A (en) | 1995-09-01 |
| US4701956A (en) | 1987-10-20 |
| EP0178840B1 (en) | 1992-05-20 |
| SG6295G (en) | 1995-06-16 |
| EP0178840A2 (en) | 1986-04-23 |
| EP0178840A3 (en) | 1987-09-16 |
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