JPH04116598A - 楽音信号生成装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電子楽器の楽音信号生成装置に関する。

〔従来の技術〕

電子楽器において、自然楽器により近い楽音を生成する
には、基本波と基本波に対して整数倍の関係にある調和
倍音成分だけでなく、基本波とは整数倍の関係にない非
調和倍音成分も付加し得るようにすることが望ましい。

従来、このような非調和倍音成分を含んだ楽音を生成す
る装置として、本出願人の先順に係る楽音信号発生装置
（特公平１−２２６３１号）がある。この装置は、基本
波とその調和倍音成分から構成されたセグメント波形を
複数個用意し、これらセグメント波形中の少なくとも１
つの倍音成分について補間の切り換え順位が隣合うセグ
メント波形間で予め所定の位相差を与えておき、隣合う
セグメント波形を時間的に重なるように補関しながら順
次切り換えて読み出すことにより、セグメント波形中の
位相の異なる倍音成分についてその位相差に対応した分
だけ周波数を変調し、非調和倍音成分を生成するように
したものである。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、前記先願の楽音信号発生装置の場合、非調和倍
音成分の実現に際しては、位相差が与えられた特別の波
形（セグメント波形）を予め用意しておく必要があり、
しかも、隣合うセグメント波形を同時に読み出しながら
時間的に補間していく必要があるため、少なくとも２つ
のほぼ同一の波形メモリを必要とするなど、構成が複雑
になるという問題があった。

本発明は上記事情の下になされたもので、その目的とす
るところは、前記のような特別の波形を必要とすること
なく、しかも、簡単な構成で非調和倍音成分を付加する
ことができ、また調和倍音成分の増強にも用いることの
できる楽音信号生成装置を提供することである。

〔課題を解決するための手段〕 第１図に、本発明の原理を示す。

本発明の楽音信号生成装置は、楽音波形に関する波形デ
ータを所定の周波数からなる第１のクロックφ１に従っ
て順次発生する波形発生手段Ａと、該波形発生手段Ａか
ら発生された波形データを前記第１のクロックφｌより
低い周波数の第２のクロックφ２に従ってダウンサンプ
リングするダウンサンプリング手段Ｂと、該ダウンサン
プリング手段Ｂから得られるダウンサンプリングされた
波形データと前記波形発生手段Ａから発生された波形デ
ータとを合成して楽音信号として出力する波形合成手段
Ｃとを備えたことを特徴とするものである。

さらに、前記ダウンサンプリングによって得られる折り
返し成分の帯域を制限するために、ダウンサンプリング
手段Ｂの入力側または出力側の少なくとも一方に所定の
周波数成分を抑圧するフィルタ手段りを挿入するように
したものである。

〔作　用］ 本発明の楽音信号生成装置の場合、波形発生手段Ａから
クロックφ１に従って発生された原波形データを、ダウ
ンサンプリング手段Ｂにおいてクロックφ２（φ２はφ
ｌより周波数の低いクロック）に従ってダウンサンプリ
ングする。このダウンサンプリングによって得られる波
形データには、原波形に含まれるクロックφ２の１／２
の周波数以上の成分が該１／２の周波数位置を基準に折
り返した、いわゆる折り返し成分を含むことになる。

ここで、ダウンサンプリングリング用のクロックφ２の
周波数ｆ　（φ２）をクロックφｌの周波数ｆ（φ１）
に近い値、例えばｆ（φ１ｌｆ（φ２）＝　１．０：０
．９などに設定すると、原波形のうちの周波数０．４５
ｆ　（φｌ）から０．５Ｏｆ　（φ１）の周波数領域の
成分がｆ１４０ｆ　（φｌ）から０．４５　ｆ（φ１）
の周波数領域に折り返ってくる。この折り返し成分だけ
では、０．４５ｆ　（φ１）から０．５Ｏｆ（φｌ）ま
での周波数領域が欠落しているので、波形合成手段Ｃに
おいて原波形データと合成することにより、０．４０ｆ
　　（φ１）から０．４５ｆ　（φｌ）までの周波数領
域を強調した楽音信号を得ることができる。しかも、上
記ダウンサンプリングにより生じる折り返し成分は、通
常、原波形に含まれる信号と非調和関係にあることが多
いので、ピアノ音などのように非調和倍音を有している
ことに特徴がある楽器音のシミュレートにおいて非常に
有効であり、自然感のある楽音信号を生成することがで
きる。

ところで、クロックφ２の周波数ｆ（φ２）が比較的低
い場合（例えば、ｆ（φｌ）：ｆ（φ２）＝　１．０：
０．５　）　、ダウンサンプリング手段Ｂからの波形デ
ータをそのまま原波形にデータと合成したのでは、ダウ
ンサンプリングによる折り返し成分そのものが原波形の
低域部分（０から０．５ｆ（φｌ）の周波数領域）に位
置することによって、最終的に得られる楽音信号の低域
部分全体のエネルギーが不必要に大きくなるという不都
合を生じるおそれがある。また、ダウンサンプリングに
よる折り返し成分の帯域の広さは、ｆ　（φｌ）：ｆ（
φ２）＝　１．０：１．０〜０．５の範囲ではクロック
φ１とφ２の周波数の差に比例するので、これらの範囲
では非調和倍音の存在する帯域が広くなってしまい、楽
音的非調和よりも雑音的な感じになってしまうおそれが
ある。

そこで、このようにクロックφ２の周波数ｆ（φ２）を
比較的低く設定するときは、非調和成分の帯域を制限す
る必要がある。そのためには、第１図に破線で示すよう
に、波形発生手段Ａとダウンサンプリング手段Ｂとの間
、あるいはダウンサンプリング手段Ｂと波形合成手段Ｃ
との間に、バイパスフィルタ、バンドパスフィルタなど
の所定のフィルタ手段りを挿入するとよい。例えば、波
形発生手段Ａとダウンサンプリング手段Ｂとの間に、０
．７ｆ（φ１）の周波数位置にピークをもつバンドパス
フィルタを設け、原波形データをこのバンドパスフィル
タを通した＆、ｆ　（φ２）−１／２・ｆ（φ１）のク
ロックｆ（φ２）によって２倍周期のダウンサンプリン
グを行うと、そのピーク成分が０．３ｆ（φ１）の周波
数位置に折り返ってくるが、この折り返し成分は０．３
ｆ（φ１）の周波数付近のみに限定されたものとなり、
折り返し成分の帯域が制限されることとなる。

なお、この０．３ｆ（φ１）の周波数付近の折り返し成
分は、単なる帯域の強調ではなく、非調和成分の付加と
して作用するので、楽音の自然さを強調することができ
る。したがって、バンドパスフィルタやバイパスフィル
タなどのフィルタ手段りを挿入するだけの簡単な構成に
より、折り返し成分の帯域を制限することができる。

このように、ダウンサンプリングによって生じる折り返
し成分を有効に利用することにより、非調和倍音成分を
有する楽音信号を用意に生成することができる。しかも
、このダウンサンプリングによって生じる折り返し成分
の周波数位置は、ダウンサンプリング周波数に応じて変
わるので、ダウンサンプリング手段Ｃに対するクロック
φ２の周波数ｆ（φ２）を変えることによって、任意の
周波数特性の非調和倍音を付与することができる。

したがって、本発明によれば、従来から知られている波
形発生手段Ａに対して、ダウンサンプリング手段Ｂと波
形合成手段Ｃ１さらにはフィルタ手段りを設けるだけの
極めて簡単な構成により、非調和倍音成分を容易に形成
することができる。

なお、波形合成手段Ｃにおいて、波形発生手段Ａから送
られてくる原波形データとダウンサンプリング手段Ｂか
ら送られてくるダウンサンプリング波形データの混合比
を可変制御すれば、時間軸上で周波数特性を変えること
ができ、時間的な音色変化を与えることができる。

〔実施例〕

以下、図面を参照して本発明の実施例につき説明する。

第２図に、本発明の楽音信号生成装置の１実施例を示す
。波形発生手段としての波形メモリ１は、楽音をサンプ
リングして得られた原波形データが格納されている。こ
の波形メモリｌは、発生すべき楽音の音高に対応し、か
つクロックφ１に同期して生じるアドレスインクリメン
ト信号に従って各サンプル点の原波形が順次読み出され
る。これにより、波形メモリ１からはクロックφ１に従
って原波形データが順次出力され、そのサンプリング周
波数はクロックφ１の周波数ｆ（φ１）となる。

フィルタ手段としての差分フィルタ２は、１サンプル遅
延回路５と減算器６から構成されており、遅延回路５の
遅延制御信号として波形メモリ１がら原波形データを順
次読み出す際のアドレスインクリメント信号ＡＤＩを利
用している。減算器６は、波形メモリ１から順次読み出
される原波形データと、１サンプル遅延回路５がら送ら
れてくるｌサンプル遅延データとの減算を行い、その差
分値を差分波形データとしてランチ回路７へ送るもので
ある。

ダウンサンプリング回路３は、ラッチ信号としてクロッ
クφ２を与えられたラッチ回路７がら構成されている。

この場合、クロックφ２の周波数ｆ（φ２）はクロック
φｌの周波数ｆ（φ１）より低く設定されている。ラッ
チ回路７は、このラッチ信号φ２を受ける度に、減算器
６がら送られてくる差分波形データをランチして次のラ
ンチまで保持しく０次ホールド）、波形合成回路４へ送
る。これにより、クロックφ１とφ２の周波数比Ｎに応
じたダウンサンプリングが実現される。

波形合成回路４は、２つの乗算器９，１０と１つの加算
器１１から構成されている。乗算器９には波形メモリ１
から読み出される原波形データが入力され、また、乗算
器１０には前記したラッチ回路７からダウンサンプリン
グされた差分波形データが入力される。この乗算器９，
１０はその東軍係数ａ、ｂを制御することにより、原波
形データとダウンサンプリングされた差分波形データの
混合比を自在に変えることができる。乗算器９゜ｌＯに
よって混合比を制御された原波形データと差分波形デー
タは加算器１１に送られて合成され、楽音信号として出
力されるものである。

上記構成において、いまクロックφ２の周波数ｆ　（φ
２）とクロックφｌの周波数ｆ（φ１）との比Ｎを１に
設定した場合、波形メモリ１から原波形データが読み出
される度に１個のラッチ信号がラッチ回路７へ送られる
。したがって、周波数比Ｎ＝１の場合、ダウンサンプリ
ング回路３におけるダウンサンプリングの周期は波形メ
モリ１から読み出される原波形データのサンプリング周
期と同じになるため、回路的にはダウンサンプリング回
路３がないことと同じとなり、減算器６で得られる差分
波形データはそのまま直接波形合成回路４へ送られるこ
とと同じになる。

この結果、周波数比Ｎ＝１の場合、加算器１１は、波形
メモリ１から送られてくる原波形に対して減算器６の出
力する差分波形を加算して出力することになる。したが
って、いま例えば、波形メモリ１から読み出された原波
形の周波数特性が第３図（ａ）の如（であり、また、減
算器６から出力される差分波形の周波数特性が第３図（
ｂ）の如くであるものとすると、加算器１１から出力さ
れる楽音信号の周波数特性は、この第３図（ａ）と第３
図（ｂ）を加算した周波数特性となり、１／２・ｆ、付
近の高域部分の調和倍音成分が増強された楽音信号とな
る。

一方、クロックφ１とφ２の周波数比Ｎ＝ｆ（φ１）／
ｆ（φ２）を２以上、例えばＮ＝２に設定すると、クロ
ックφ２はクロックφｌが２個発生する度に１個発生す
る。したがって、ラッチ回路７は減算器６の出力する差
分波形データを原波形データの２倍周期でダウンサンプ
リングしてラッチする。

この２倍周期のダウンサンプリングの結果、ラッチ回路
７から出力されるダウンサンプリングされた差分波形に
は、第３図（Ｃ）に示すように、１／２・ｆｓ位置にダ
ウンサンプリングによる折り返しノイズ（二点鎖線で示
す）が生じ、さらに、ランチ回路７による０次ホールド
のため、第３図（ｄ）に示すようなアパーチャ効果によ
る包絡減衰特性も生じる。したがって、ラッチ回路７か
ら加算器１１に送られる差分波形の周波数特性は、第３
図（Ｃ）と（ｄ）の二つを掛は合わした周波数特性とな
り、この第３図（Ｃ）（ｄ）から得られる周波数特性の
倍音成分を加算された楽音信号は中域の強調されたもの
となる。なお、０次ホールドを行わない場合は第３図（
ｄ）の包絡減衰特性はなくなるので、第３図（Ｃ）の周
波数特性からなる倍音成分が付加される。

また、クロックφ２の周波数ｆ（φ２）をクロックφ１
の周波数ｆ（φ１）よりやや低く、かつ非整数倍関係、
例えばｒｆ（φ２）：ｆ（φｌ）＝　０．９６５　：　
１．ＯＪに設定すれば、前記折り返し成分は非調和倍音
成分となることは前述した通りである。例えば、いま楽
音の基本周波数を４００Ｈｚ、楽音のサンプリング周波
数ｆ、（＝ｆ（φ１））を楽音基本周波数の１００倍の
４０ＫＨｚとした場合、波形メモリ１から出力される原
波形データは周波数１／２・ｆ、の２０ＫＨｚを中心に
折り返した折り返し成分を含み得ることになるが、通常
、波形メモリ１に格納された原波形データはサンプリン
グ定理に従って２０ＫＨｚ以下に帯域制限された上でサ
ンプリングされているので、この折り返し成分は生じな
い。ところが、ダウンサンプリング回路３において、前
記非整数倍関係関係にあるクロックφ２でダウンサンプ
リングすることにより、クロックφ２の１／２の周波数
、すなわち１／２・ｆ　（φ２）　−１９，３Ｋ七を中
心に折り返した折り返し成分が生じることになり、原波
形に含まれる１９．３に七から２０に七の成分を１９．
３に七を中心として１８．６ＫＨｚから１９．３ＫＨｚ
に線対称に折り返した折り返し成分が生じる。例えば、
原波形（周波数４００Ｈｚ）の第４９倍音である１９．
６ＫＨｚの成分が１９．０ＫＨｚに折り返されるが、こ
れは４００七の第４７倍音である１８．８ＫＨｚと第４
８倍音である１９．２　ＫＨｚのちょうど中間の周波数
である。したがって、このダウンサンプリングにより、
非調和倍音成分が得られることになる。

なお、クロックφ２の周波数ｆ（φ２）とクロックφ１
の周波数ｆ（φｌ）の関係を、例えば「ｆ　（φ２）：
ｆ（φ１　）　＝０．９５　：　１．ＯＪ　ナトニ設定
した場合には、得られる折り返し成分が原波形の元々の
調和倍音の周波数位置にきてしまうが、波形メモリ方式
の音源などにおいては、記録されている波形自身が必す
しも高次高調波まで倍音関係になっているとは限らない
ので、クロックφ１とφ２が上記のような比較的簡単な
周波数関係であっでも、原波形に含まれていない新たな
楽音成分を付加することができ、実質的には非調和倍音
を付加することができるものである。

また、第２図において、乗算器９，１０の乗算係数ａ、
ｂを変えれば、加算器１１における原波形と倍音成分の
混合比を制御することができる。

例えば、電子楽器の打鍵の初期速度（イニシャルタッチ
）が大きいときは乗算器１０の乗算係数すの比率を大き
くすることにより、高域成分の多い硬い音を生成し、ま
た、イニシャルタッチが小さいときは乗算器９の乗算係
数ａの比率を大きくすることより、高域成分の少ない柔
らかい音を生成することができる。さらに、時間経過に
伴って乗算係数ａ、ｂの値を変えるようにすれば、時間
軸上での高域成分の含まれかたを制御することもでき、
実際のピアノなどの自然楽器の周波数特性の時間変化を
シミュレートすることができる。

第４図に、本発明の楽音信号生成装置を利用して構成し
た電子楽器の例を示す。この例の電子楽器は、操作パネ
ル１２、鍵盤１３、タッチ検出部１４、音源部１５、サ
ウンドシステム１６、ＣＰＵ１７、ＲＯＭ１Ｂ、ＲＡＭ
１９、スピーカ２０から構成されている。前述した本発
明の楽音信号生成装置は音源部１５内に組み込まれてい
る。なお、この音源部１５の詳細については後述する。

操作パネル１２は、電子楽器の音色の選択や演奏に必要
な各種のパラメータの設定を行う。鍵盤１３は演奏用の
複数の鍵を備えており、タッチ検出部１４により鍵盤１
３の鍵操作を監視する。タッチ検出回路１４は、押され
た鍵の位置（音高）、イニシャルタッチ、鍵のオン・オ
フ状態など、必要なキー情報を検出し、ＣＰＵ１７に送
る。ＣＰＵ　ｌ　７　ハ、ＲＯＭ１Ｂに格納されている
音色パラメータや処理プログラムおよびＲＡＭ１９に一
時格納された種々のデータを用い、電子楽器全体の動作
を制御する。音源部１５は、ＣＰＵ１７の制御の下に押
された鍵に対応した音高の楽音信号を生成してサウンド
システム１６に送り、スピーカ２０を鳴らすものである
。

第５図に、前記した音源部１５の構成を示す。

図中の符号２３で示すブロック部分が、第２図中の符号
２３で示す楽音信号生成装置部分に相当する。

位相発生器２１は、ＣＰＵ１７から与えられるキーコー
ドＫＣを基に、クロックφ１に従ってアドレス歩道情報
を発生する。このアドレス歩道情報の形成は、例えば押
圧鍵の音高周波数に比例した数値の周波数情報（Ｆナン
バ）をクロックφ１のタイミングで繰り返し累夏するこ
とにより行われる。アドレス歩道情報は整数部と少数部
からなる。整数部は波形メモリ１０波形読み出しアドレ
スを進めるためのアドレス歩進指令であり、アドレス発
生器２２に送られている。少数部は整数部によって波形
メモリ１から読み出される波形データの間を時間的によ
り細かく分割して補間するための補間信号であり、補間
回路２４に送られている。この整数部と少数部からなる
アドレス歩道情報は、ＣＰＵ１７から与えられるキーオ
ン信号ＫＯＮに従って発生される。

アドレス発生器２２は、前記位相発生器２１から送られ
てくるアドレス歩道情報の整数部に基づいて、波形メモ
リ１から所定の位置の波形データを読み出すための実際
の読み出しアドレスを生成する。波形メモリ１には、通
常各種の音色や音域に対応した複数の波形が格納されて
いるのが一般的であるから、設定された音色や押された
鍵の音高に対応した波形を読み出すために、ＣＰｔＪ１
７から波形読み出し番地のスタートアドレス情報が与え
られている。アドレス発生器２２は、このスタートアド
レス情報と前記整数部とから実際に読み出すべき波形デ
ータの読み出しアドレスを生成し、波形メモリ１に送る
。

波形メモリ１は、クロックφ１に同期して、アドレス発
生器２２から与えられる読み出しアドレスに従って対応
するアドレス位置の波形データを順次読み出し、楽音信
号生成装置２３に送る。楽音信号データ￥１２３は、第
２図において詳述したようにして、波形メモリ１から読
み出された原波形に所定の倍音成分を付加した後、楽音
信号として補間回ｌｌ１ｉ２４へ送る。

補間回路２４は、楽音信号生成装置２３から送られてく
る楽音信号データの１サンプリング周期の間を位相発生
器２１から送られてくる少数部に従って細かく補間する
。例えば、少数部が４ピント構成であれば、１サンプル
期間を最大２４＝１６分割可能であり、各分割点につい
て楽音信号を補間する。これによって、より滑らかな楽
音波形が得られる。なお、補間方法としては１吹掃間が
採用されるのが一般的であるが、高次の補間法を用いれ
ばなお望ましい。

補間回路２４で補間された楽音信号は、サウンドシステ
ム１６（第４図）に送られ、Ｄ／Ａ変換、所望の音響効
果の付与、音量制御などを行った後、スピーカ２０から
出力される。

以上、本発明の楽音信号生成装置の１実施例とそれを利
用して構成した電子楽器の１例について述べた。

なお、第２図の実施例では、差分フィルタ２をダウンサ
ンプリング回路３の入力側に設けるようにしたが、ダウ
ンサンプリング回路３の出力側に設けるようにしてもよ
い。また、差分フィルタ２において、１サンプル遅延回
路５０代わりに、ｍ（ｍ≧２）サンプル遅延回路を用い
、ｍサンプル前の波形データとの差分を求めるようにし
てもよい。

また、波形メモリ１にサンプリング波形の瞬時値そのも
のを格納した場合を例に採ったが、ＤＰＣＭやＡＤＰＣ
Ｍ、対数圧縮などの公知のデータ圧縮技術を用い、デー
タ圧縮して格納してもよい。

これによりメモリ容量を削減できる。

また、ダウンサンプリング回路３０周波数比Ｎや波形合
成回路４の乗算係数ａ、ｂなどはユーザーが設定できる
ようにしてもよいし、波形メモリ１中に格納された各波
形に対応させて、その音色にふされしいパラメータを自
動的に設定するようにしてもよい。

また、差分フィルタ２とダウンサンプリング回路３を複
数並設し、各回路で得られた特性の異なる複数の波形デ
ータを波形合成回路４で合成するようにしてもよい。

また、波形発生手段としては、波形メモリ１を用いた波
形読出方式に限らず、ＦＭ方式、高調波合成方式など、
任意の音源方式のものを使用できるものである。

また、ダウンサンプリング回路３に与えるクロック７φ
２の周波数を演奏者がスイッチ操作などにより任意に切
り換え設定できるようにしてもよいし、あるいは楽音の
音色指定に連動して自動的に設定するよう番こしてもよ
い。

さらに、前記実施例は回路をハードウェアにより構成し
たが、ソフトウェアによっても実現できるものである。

〔発明の効果〕

以上述べたところから明らかなように、本発明の楽音信
号生成装置によるときは、波形発生手段から順次出力さ
れる原波形データを所定の周波数比でダウンサンプリン
グし、このダウンサンプリングにより生じた折り返し成
分を倍音として原波形に付加するようにしたので、簡単
な回路構成によって非調和倍音または調和倍音を原波形
に付加することができ、自然楽器により近似した楽音を
生成することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理説明図、 第２図は本発明になる楽音信号生成装置の１実施例のブ
ロック回路図、 第３図は前記実施例の説明のための周波数特性図、 第４図は本発明の楽音信号生成装置を利用して構成した
電子楽器の１例を示す全体構成図、 第５図は第４図中の音源部の構成例を示すブロック回路
図である。 Ａ・・・波形発生手段、Ｂ・・・ダウンサンプリング手
段、Ｃ・・・波形合成手段、Ｄ・・・フィルタ手段、１
・・・波形メモリ、２・・・差分フィルタ、３・・・ダ
ウンサンプリング回路、４・・・波形合成回路。 ｆｆ）シ問（（χギ青・Ｙに 第３図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）楽音波形に関する波形データを所定の周波数から
   なる第１のクロックに従って順次発生する波形発生手段
   と、 前記波形発生手段から発生された波形データを前記第１
   のクロックより低い周波数の第２のクロックに従ってダ
   ウンサンプリングするダウンサンプリング手段と、 前記ダウンサンプリング手段から得られるダウンサンプ
   リングされた波形データと前記波形発生手段から発生さ
   れた波形データとを合成して楽音信号として出力する波
   形合成手段と を備えたことを特徴とする楽音信号生成装置。
2. （２）前記ダウンサンプリング手段の入力側または出力
   側の少なくとも一方に所定の周波数成分を抑圧するフィ
   ルタ手段を挿入したこと を特徴とする請求項（１）記載の楽音信号生成装置。