DE3153243C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein elektronisches Musikinstrument nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs.

Bei derartigen Musikinstrumenten werden die Wellenformen von Tönen durch Aneinanderreihen abgetasteter Amplitudenwerte erzeugt. Die Abtastung erfolgt mit konstanten Abtastintervallen. Hierbei gibt es die folgenden beiden Systeme zur Erzeugung von Tönen durch Amplitudenabtastung: Das erste System (DE-OS 29 45 518) besteht darin, die Abtastung unabhängig von der Frequenz des zu erzeugenden Tones mit konstanter Abtastfrequenz vorzunehmen, und bei dem zweiten System ist die Abtastfrequenz mit der Frequenz des zu erzeugenden Tones synchronisiert. Bei dem ersten System ist das Verhältnis zwischen der Tonfrequenz und der Abtastfrequenz im allgemeinen nicht- ganzzahlig. Daher wird, wie sich aus der Abtasttheorie ergibt, ein zusätzliches Rauschen erzeugt, das nicht mit der Tonfrequenz harmonisiert ist. Aus diesem Grund erfordert das System eine Einrichtung zur Reduzierung des zusätzlichen Rauschens und das Musikinstrument wird insgesamt größer. Andererseits hat das genannte System den Vorteil, daß infolge der konstanten Abtastfrequenz im Zeitmultiplexbetrieb gearbeitet werden kann, d. h. daß ein einziges System zur Abtastung mehrerer Tonwellenformen mit unterschiedlichen Tonhöhen benutzt werden kann, um die Tonerzeugung wirtschaftlicher zu machen. In dem zweiten System ist die Tonfrequenz mit der Abtastfrequenz harmonisiert und die frequenzbezogenen Komponenten sind ebenfalls mit der Tonfrequenz harmonisiert, so daß kein Fremdrauschen entsteht. Das zweite System hat daher den Vorteil, daß keine zusätzliche Einrichtung zur Reduzierung des Fremdrauschens erforderlich ist. Da jedoch für Töne mit unterschiedlichen Tonhöhen verschiedene Abtastfrequenzen benutzt werden müssen, ist das zweite System außerstande, die Tonbildung im Zeitmultiplexbetrieb durchzuführen. Das zweite System erfordert daher mehrere parallelarbeitende Tonbildungssysteme in einer Anzahl, die der Zahl der gleichzeitig zu erzeugenden Töne entspricht, und dies hat eine entsprechende Größe der Vorrichtung zur Folge.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein elektronisches Musikinstrument der eingangs genannten Art zu schaffen, bei dem das Fremdrauschen durch Harmonisierung der Tonfrequenz mit der Abtastfrequenz vermieden wird.

Zur Lösung dieser Aufgabe dienen die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs angegebenen Merkmale.

Bei dem erfindungsgemäßen Musikinstrument kann die Abtastfrequenz selbst in dem Fall erhöht werden, daß eine Tonerzeugungseinrichtung benutzt wird, bei der eine Hochgeschwindigkeitsoperation schwierig durchzuführen ist. Dies geschieht dadurch, daß das synchron mit der Hochgeschwindigkeitsabtastung erzeugte Phasenwinkelsignal in einen Phasenwinkelwert mit Niedriggeschwindigkeits-Zeitsteuerung umgesetzt wird. Die Tonwellenform-Amplitudenwerte werden auf der Basis des Niedriggeschwindigkeits- Phasenwinkelsignals erzeugt und diese Tonwellenform-Amplitudendaten werden in Daten mit Hochgeschwindigkeits-Abtastfolge umgesetzt. Das mit Hochgeschwindigkeits-Abtastfolge erzeugte Phasenwinkelsignal wird synchron mit den Abtastzeiten periodisch rückgesetzt, wobei die Wiederholfrequenz der Phasenwinkelwerte mit der Frequenz der Hochgeschwindigkeitsabtastung synchronisiert wird. Die Tonwellenform-Amplitudenwerte werden zu jedem Abtastzeitpunkt, zu dem das mit der Hochgeschwindigkeits-Abtastfrequenz harmonisierte Phasenwinkelsignal einem vorbestimmten Phasenzustand erreicht hat, wieder abgetastet, woduch die Frequenz des durch diese Tonwellenform-Amplitudendaten erzeugten Tones exakt mit der Abtastfrequenz harmonisiert wird.

Bei dem erfindungsgemäßen Musikinstrument erzeugt der Phasenwinkeldatengenerator die Phasenwinkeldaten im Hochgeschwindigkeits-Zeitmultiplexbetrieb und die Abtassteinrichtung setzt den Hochgeschwindigkeitstakt, in dem die Daten geliefert werden, in einen Niedriggeschwindigkeitstakt um und leitet die entsprechenden Phasenwinkelwerte an den Wellenformgenerator weiter. Die von dem Wellenformgenerator im Niedriggeschwindigkeitsbetrieb abgegebenen Amplitudendaten werden im ersten Register wieder in Hochgeschwindigkeitssignale umgesetzt, die dem zweiten Register zugeführt werden. Das Einschreiben der Daten in das zweite Register erfolgt synchron mit dem Zeitmultiplexbetrieb. Auf diese Weise kann ein Wellenformgenerator benutzt werden, der im Niedriggeschwindigkeitstakt arbeitet, während die sonstige Verarbeitung im Hochgeschwindigkeitstakt durchgeführt wird, wodurch die zeitlichen Abweichungen, die zwischen der Erzeugung eines neuen Amplitudendatums vom Phasenwinkeldatengenerator und dem Maschinentakt auftreten, sehr klein gehalten werden. Auf diese Weise wird die Wellenformerzeugung, unabhängig von der jeweiligen Tonhöhe, mit dem Takt des Zeitmultiplexbetriebs synchronisiert. Die Amplitudendaten können also mit einem beliebigen System mit beliebigem Systemtakt erzeugt werden. Diese Amplitudendaten werden von dem ersten Register bereitgestellt, und die Übergabe in das zweite Register erfolgt synchron mit dem Zeitmultiplexbetrieb. Auf diese Weise wird vermieden, daß die Frequenz, mit der der Wellenformgenerator die aufeinanderfolgenden Amplidutendaten liefert, störend auf die Tonerzeugung durchschlägt.

Im folgenden werden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen Ausführungsbeispiele der Erfindung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild der Gesamtkonstruktion des elektronischen Musikinstruments,

Fig. 2 ein Zeitdiagramm der Zeitsteuerung der einzelnen Kanäle und verschiedener Steuersignale aus Fig. 1,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Akkumulators zur Erzeugung von Phasenwinkeldaten in Fig. 1,

Fig. 4 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Operation des Akkumulators nach Fig. 3,

Fig. 5 ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform des elektronischen Musikinstruments,

Fig. 6 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Operation des Akkumulators zur Erzeugung der Phasenwinkeldaten bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 5,

Fig. 7 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der bei diesem Ausführungsbeispiel erfolgenden Umwandlung der Kanal-Zeitsteuerung auf niedrige Geschwindigkeit,

Fig. 8 ein Blockschaltbild des Tonerzeugungsteiles dieses Ausführungsbeispiels und

Fig. 9 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Operation des Tonerzeugungsteiles aus Fig. 8.

Gemäß Fig. 1 ist eine Erkennungsschaltung 12 für gedrückte Tasten an eine Tastatur 11 angeschlossen. Die Erkennungsschaltung 12 erkennt eine oder mehrere an der Tastatur 11 gedrückte Tasten und liefert für jede dieser gedrückten Tasten ein digitales Tastenwort an eine Tastenzuordnungsschaltung 13. Die Tastenzuordnungsschaltung 13 ordnet die Erzeugung des Tones einer gedrückten Taste einem von mehreren Kanälen zu und gibt jeweils zu der Zeit des betreffenden Kanals ein aus mehreren Bits bestehendes Tastenwort KC aus, das diejenige Tasten angibt, die dem betreffenden Kanal zugeordnet worden ist, sowie ein aus einem Bit bestehendes Anschlagsignal KON, das angibt, ob die Taste noch gedrückt oder bereits losgelassen worden ist. Die Zeiten für die jeweiligen Kanäle werden im Zeitmultiplexbetrieb unter Synchronisierung durch einen Impulspunkt Φ₀ des Systems zyklisch gebildet. Die Beziehung zwischen den Impulsen des Impulstaktes Φ₀ und den jeweiligen Kanalzeiten ist in Fig. 2 dargestellt. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel treten acht Kanalzeiten nacheinander zyklisch auf.

Das von der Tastenzuordnungsschaltung 13 ausgegebene Tastenwort KC wird einer Frequenzzahlentabelle 14 zugeführt. In der Frequenzzahlentabelle 14 sind konstante vorgespeichert, die den Tonfrequenzen der jeweiligen Töne proportional sind, d. h. Konstante, die dem Fortgang der Phase pro Zeiteinheit entsprechen und die im folgenden als "Frequenzzahlen" bezeichnet werden. Die Frequenzzahlentabelle 14 enthält für jedes ihr als Adressensignal zugeführte Tastenwort KC eine Frequenzzahl F. Die Frequenzzahlen F für die gedrückten Tasten, die den jeweiligen Kanälen zugeordnet worden sind, werden im Zeitmultiplexbetrieb aus der Tabelle 14 ausgelesen. Diese Frequenzzahlen F werden einem Akkumulator 15 zugeführt.

Der Akkumulator 15 berechnet repetierend die Frequenzzahl F für denselben Kanal in regelmäßigen Zeitabständen, und zwar entweder durch Addition oder Subtraktion. Im vorliegenden Fall sei angenommen, daß bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel eine Addition erfolgt. Der Akkumulator 15 gibt für jeden der Kanäle als Ergebnis der Rechnung Phasenwinkeldaten qF* aus. Das Bezugszeichen q bezeichnet eine ganze Zahl, die die Nummer des jeweiligen Wiederholungsvorganges bezeichnet und die sich im Verlauf der gleichmäßigen Rechenzeit in der Form 1, 2, 3 . . . verändert. Der Akkumulator 15 arbeitet nach einem bestimmten modulo (z. B. modulo M). Dieses modulo entspricht einem Phasenwinkel 2π, so daß der Phasenwinkelwert qF* bis zu dieser modulo-Zahl M, die den Maximalwert bildet, repetierend aufaddiert wird.

Wenn, allgemein ausgedrückt, ein akkumulierter Wert (qF) eines Akkumulators der modulo M arbeitet, die modulo-Zahl M übersteigt, d. h. wenn das Rechenergebnis überfließt, entspricht der in dem Akkumulator verbleibende Wert der Differenz, die durch Subtrahieren der modulo-Zahl M von dem akkumulierten Wert (qF) entstanden ist, und somit einem Wert qF, der aus Stellen besteht, die niedrigwertiger sind als die modulo-Zahl M. Bei der nächsten Rechenzeit wird die Frequenzzahl F diesem übriggebliebenen Wert (qF), bei der es sich um eine Bruchzahl von F, die kleiner ist als F handelt, hinzuaddiert. Als Folge hiervon wird die Frequenz des Akkumulationswertes qF gleich der durch die Frequenzzahl F repräsentierten Frequenz. Andererseits weicht die Wiederholfrequenz des Akkumulationswertes qF von der Folgefrequenz der regulären Rechenzeiten (d. h. der Abtastfrequenz) ab, d. h. die Wiederholfrequenz des Akkumulationswertes wird unharmonisch zur Abtastfrequenz. Die Wiederholfrequenz der von dem Akkumulator 15 in Fig. 1 ausgegebenen Phasenwinkeldaten qF* ist generell gleich der durch die Frequenzzahl F repräsentierten Frequenz und sie ist nicht mit der Abtastfrequenz harmonisiert. Nach der Erfindung wird jedoch die Wiederholfrequenz der tatsächlich erhaltenen Phasenwinkeldaten qF* mit der Abtastfrequenz harmonisiert, indem Vorkehrungen getroffen werden, um denjenigen Wert, der beim Überfließen des Rechenergebnisses überbleibt, zwangsweise rückzusetzen. Zu diesem Zweck wird ein Übertragssignal CA des Akkumulators 15 über eine Leitung 60 auf einen Rücksetzeingang RST dieses Akkumulators gegeben. Das Übertragssignal CA wird erzeugt, wenn das Rechenergebnis im Akkumulator 15 überfließt.

Ein Ausführungsbeispiel des Akkumulators 15 ist in Fig. 3 dargestellt. Dieser Akkumulator enthält ein Schieberegister 16 und einen Addierer 17. Er addiert für jeden Kanal die betreffende Frequenzzahl F im Zeitmultiplexbetrieb kumulativ auf. Das Schieberegister 16 enthält entsprechend der Anzahl der Kanäle acht Stufen und wird von dem Impulstakt Φ₀ des Systems getaktet. Dieses Schieberegister 16 speichert das akkumulierte Ergebnis, d. h. den Phasenwinkelwert qF*, für jeden Kanal. Die Werte qF* für die Kanäle werden aus der Endstufe im Zeitmultiplexbetrieb ausgegeben. Der Wert qF* am Ausgang des Schieberegisters 16 wird auf den einen Eingang des Addierers 17 rückgekoppelt. Der Addierer 17 empfängt an seinem anderen Eingang die aus der Frequenzzahlentabelle 14 im Zeitmultiplexbetrieb ausgelesenen Frequenzzahlen F. Die Kanalzeit des vorhergehenden Akkumulationsergebnisses des Phasenwinkelwertes qF* und der Zeitpunkt, zu dem die zugehörige Frequenzzahl F dem Addierer zugeführt wird, sind synchron zueinander, so daß die Frequenzzahl F desselben Kanals repetierend aufaddiert wird. Das Zeitintervall dieser repetierenden Addition ist ein Zyklus der Kanalzeiten des Zeitmultiplexsystems, d. h. acht Perioden des Impulstaktes Φ₀.

Das Ausgangssignal des Addierers 17 wird über ein Tor 18 einem Schieberegister 16 zugeführt. Dem Steuereingang EN des Tores 18 wird ein Signal zugeführt, das durch Invertieren des Übertragssignals CA des Addierers 17 durch einen Inverter 19 entstanden ist. Das Übertragssignal CA ist normalerweise "0", so daß das Tor 18 von dem Ausgangssignal "1" des Inverters 19 geöffnet wird, wodurch das Ausgangssignal des Addierers 17 über das Tor 18 in das Schieberegister 16 gelangt. Wenn das Additionsergebnis im Addierer 17 zu einer bestimmten Kanalzeit überfließt, geht das Übertragssignal CA auf "1" und das Tor 18 wird von dem Ausgangssignal "0" des Inverters 19 gesperrt. Zu dieser Zeit wird die beim Überfließen zurückgebliebene Bruchzahl vom Addierer 17 ausgegeben, jedoch wird dieses Ausgangssignal von dem Tor 18 unterdrückt und daher nicht dem Schieberegister 16 zugeführt. Auf diese Weise wird das Ergebnis der Akkumulation, d. h. der Phasenwinkelwert qF*, von dem Übertragssignal CA gelöscht (d. h. auf den Phasenwinkel 0 rückgesetzt).

Durch diese Anordnung wird die Zeit, zu der der Phasenwinkelwert qF* wieder den Wert 0 annimmt, exakt mit der Zeitsteuerung des Impulstaktes Φ₀ synchronisiert. Da die Periodendauer der Phasenwinkelwerte qF* (die Dauer von einer Nullphase bis zur nächsten Nullphase) ein ganzzahliges Vielfaches des Impulstaktes Φ₀ ist, sind die Frequenzen der Phasenwinkelwerte qF* und der Systemtakt Φ₀ miteinander harmonisiert.

Der von dem Akkumulator 15 für jeden Kanal im Zeitmultiplexbetrieb ausgegebene Phasenwinkelwert qF* wird dem Tonerzeugungsteil 20 zugeführt. Dieser erzeugt als Antwort auf den Phasenwinkelwert qF* einen Amplitudenwert MW für den betreffenden Abtastpunkt der Wellenformkurve. Der Tonerzeugungsteil 20 besteht beispielsweise aus einem Wellenformspeicher, in dem die Wellenform eines Tones vorgespeichert ist und aus dem die Amplitudenwerte in Abhängigkeit von dem durch den Phasenwinkelwert qF* repräsentierten Phasenwinkel ausgelesen werden. Der Tonerzeugungsteil 20 muß nicht notwendigerweise einen Wellenformspeicher enthalten, sondern kann auch in anderer Weise ausgebildet sein. Er muß nur imstande sein, ein Tonsignal zu erzeugen, dessen Frequenz von dem Fortgang des Phasenwinkelwertes qF* bestimmt wird.

Die für jeden Kanal von dem Tonerzeugungsteil 20 ausgegebenen Amplitudenwerte MW der Abtastpunkte der Wellenformkurve werden einem Multiplizierer 21 zugeführt und dort mit Hüllkurvenformdaten EV, die von einem Hüllkurvengenerator 22 geliefert werden, multipliziert. Der Hüllkurvengenerator 22 erzeugt im Zeitmultiplexbetrieb die Hüllkurvenformdaten EV für jeden Kanal, wodurch die Klangcharakteristiken wie Anhall, Aufrechterhaltung und Abklingen realisiert werden. Dies geschieht anhand des Anschlagsignals KON für jeden einzelnen Kanal. In dem Multiplizierer 21 werden die Amplitudendaten MW der Abtastpunkte der Tonwellenform und der Hüllkurvenformfaktor EV desselben Kanales miteinander multipliziert. Der hüllkurvengesteuete Amplitudenwert (MW · EV) eines Wellenform-Abtastpunktes wird von dem Multiplizierer 21 einem Akkumulator 23 zugeführt. Der Akkumulator 23 ist eine Schaltung zum Aufsummieren der Amplitudenwerte der Wellenform-Abtastpunkte für die jeweiligen Kanäle in einer Abtastperiode (acht Kanalzeiten) zu einem kombinierten Abtastwert und ist somit vollständig verschieden von dem zuvor beschriebenen Akkumulator 15. Der Akkumulator 23 empfängt ein Zeitsteuersignal ACC für die Addition und ein Löschsignal CLR, die gemäß Fig. 2 erzeugt werden. Das Zeitsteuersignal ACC für die Addition wird in der zweiten Hälfte der Zeitfenster für die einzelnen Kanäle repetierend erzeugt. Die Amplitudenwerte der Wellenform-Abtastpunkte für die jeweiligen Kanäle, die von dem Multiplizierer 21 geliefert werden, werden unter Taktung durch das Zeitsteuersignal ACC sukzsessive akkumuliert.

Das Ausgangssignal des Akkumulators wird einem Register 24 zugeführt. Das Register 24 empfängt ferner ein Ladesignal LOAD, das gemäß Fig. 2 im Anschluß an das Signal ACC in der zweiten Hälfte des Zeitfensters des Kanals 8 ansteigt. Nach Akkumulierung der Amplitudenwerte für alle Kanäle 1 bis 8 durch den Akkumulator 23 wird das Register 24 durch das Ladesignal LOAD in den Aufnahmezustand versetzt und das Ausgangssignal des Akkumulators 23, d. h. die Summe der Amplitudenwerte der Wellenform-Abtastpunkte aller Kanäle 1 bis 8 während einer Abtastperiode, wird in das Register 24 eingegeben. Zu Beginn des Zeitfensters für den ersten Kanal baut sich unmittelbar anschließend das Löschsignal CLR auf, um den Inhalt des Akkumulators 23 zu löschen.

Die Summe der Amplitudenwerte der Wellenform-Abtastpunkte für sämtliche Kanäle, die in dem Register 24 festgehalten wird, wird von einem Digital/Analog-Umsetzer 25 in ein Analogsignal umgesetzt und anschließend einem Klangsystem 26 zugeführt.

In Fig. 4 ist ein Beispiel des von dem Akkumulator 15 ausgegebenen Phasenwinkelwertes qF* für einen einzigen Kanal dargestellt. Obwohl die Wellen in Wirklichkeit durch den Zeitmulitplexbetrieb unterbrochen sind, sind sie aus Gründen des besseren Verständnisses durchgehend dargestellt. In Fig. 4 ist mit 8 Φ₀ der Takt der Rechenzeitpunkte für die Frequenzzahl F für einen einzigen Kanal dargestellt. Die Periodendauer dieses Taktes ist achtmal so groß wie diejenige des Impulstaktes Φ₀.

Mit CA sind die Zeitpunkte bezeichnet, zu denen ein Übertragssignal CA vom Akkumulator 15 ausgegeben wird. Da zu jeder Rechenzeit, d. h. zu jedem Impuls des Impulstaktes 8 Φ₀, die Frequenzzahl F kumulativ zu dem bisherigen Additionsergebnis hinzuaddiert wird, vergrößert sich der Phasenwinkelwert qF* in Stufen, die dem Wert von F entsprechen. Wenn der akkumulierte Phasenwinkelwert qF* im Addierer 17 den Maximalwert MAX des Addierers 17 übersteigt, wird das Übertragssignal CA erzeugt. Da der Wert qF* des betreffenden Kanals des Akkumulators (d. h. im Schieberegister 16) von diesem Rücksetzsignal CA unverzüglich rückgesetzt wird, wird der Wert qF* beim Überlaufen auf den Minimalwert MIN, der einer bestimmten Phase, z. B. der Phase 0 entspricht, reduziert. Dieser Minimalwert MIN wird vorzugsweise zu 0 gewählt. Anders ausgedrückt: die Bruchzahl (d. h. der Restwert, der kleiner ist als F), die als Phasenwinkelwert qF* in dem Akkumulator 15 verbleibt, wenn der Phasenwinkelwert qF* überfließt, wird ausgelöscht und der Phasenwinkelwert qF* wird zwangsweise auf den Minimalwert MIN (d. h. "0") eingestellt. Der Phasenwinkelwert qF* startet daher seinen Anstieg stets vom selben Wert aus, nämlich vom Minimalwert MIN. Als Folge hiervon bleibt der Phasenwinkelwert qF* und somit auch der Phasenwinkel, der synchron mit dem Rechentakt 8 Φ₀ aufeinanderfolgend verändert wird, während jeder Periode der Phasenwinkelwerte qF* gleich. Die Synchronisation der Wiederholungs-Zeitsteuerung desselben Phasenwertes mit der Rechenzeitsteuerung 8 Φ₀ bedeutet, daß das Verhältnis der Wiederholfrequenz des Phasenwinkelwertes qF*, der Frequenz des in Abhängigkeit von diesem Wert qF* erzeugten Tonsignals, zu der Frequenz der Rechenzeitsteuerung 8 Φ₀, d. h. der Abtastfrequenz, ganzzahlig ist. Dies bedeutet, daß die beiden Frequenzen miteinander harmonisiert sind.

In Fig. 4 sind außer den Phasenwinkelwerten qF*, die in durchgezogenen Linien angegeben sind, auch die Phasenwinkelwerte qF gestrichelt dargestellt, die sich ergeben, wenn keine Rücksetzung durch das Übertragssignal CA erfolgt. Durch Vergleich der durchgezogenen und gestrichelten Linien ergibt sich, daß der Phasenwinkelwert qF*, der durch das Übertragssignal CA rückgesetzt wird, eine geringfügig längere Periodendauer hat, als der Phasenwinkelwert qF, der nicht rückgesetzt wird. Dies liegt daran, daß der Phasenwinkelwert qF sich stets mit entsprechend der Frequenzzahhl F konstanter Rate verändert, wogegen der Phasenwinkelwert qF* sich nicht zu denjenigen Rechenzeiten mit konstanter, der Frequenzzahl F entsprechender Rate verändert, zu denen das Übertragssignal CA nicht erzeugt wird. Dagegen verändert sich der Phasenwinkelwert qF* jeweils mit einem Schritt abweichender Größe zu denjenigen Rechenzeiten, zu denen das Übertragssignal CA erzeugt wird, denn zu diesen Rechenzeiten wird ein Wert, der kleiner ist als die Frequenzzahl F, hinzuaddiert, weil die Bruchzahlen gelöscht werden.

Die Wiederholfrequenz des Phasenwinkelwertes qF, der nicht rückgesetzt wird, entspricht der regulären (normierten) Tonfrequenz, die durch die Frequenzzahl F bezeichnet wird, wogegen die Wiederholfrequenz des Phasenwinkelwertes qF* von der regulären Tonfrequenz geringfügig abweicht. Der Phasenwinkelwert qF* erhöht sich in konstanten regelmäßigen Schritten jeweils zu den Rechenzeiten, zu denen das Übertragssignal CA nicht erzeugt wird, und zu denjenigen Rechenzeiten, zu denen das Übertragssignal CA erzeugt wird, mit einer kleineren Rate, d. h. in diesem Fall wird ein Wert, der kleiner ist als F, addiert. Daher wird die Geschwindigkeit, mit der die Phase weiterläuft, an den Abtastpunkten, an denen das Übertragssignal CA erzeugt wird, langsamer als zu den anderen Abtastzeiten und die Wellenform wird in diesem Ausmaß verformt. Zur Erläuterung dieser Tatsache ist in Fig. 4 ein Beispiel eines von dem Tonerzeugungsteil 20 auf die Phasenwinkelwerte qF* hin erzeugten Tonsignals, d. h. der Amplitudendaten an den Abtastpunkten der Wellenform, mit MW bezeichnet und als durchgezogene Linie dargestellt. Hierbei handelt es sich um diejenige Wellenform, die ausgelesen wird, wenn der Tonerzeugungsteil 20 eine Sinuswelle gespeichert hält. Das Tonsignal MW verändert sich in Wirklichkeit stufenförmig, wobei der Abstand der Abtastpunkte den zeitlichen Abstand der Stufen bestimmt, jedoch ist in Fig. 4 zum einfacheren Verständnis der Verformung der Wellenform eine glatte Amplitudenänderung angenommen.

Gemäß Fig. 4 erfolgt eine Verzögerung des Phasenfortlaufs bei dem Tonsignal MW, zu derjenigen Abtastzeit, in der der Phasenwinkelwert qF* zwangsweise durch das Übertragssignal CA auf den Phasenwinkelwert 0 gesetzt wird, und hierduch wird eine geringfügige Verzerrung der Wellenform bewirkt. Zum Vergleich ist eine unverzerrte Sinuswelle als gestrichelte Linie dargestellt, die man erhält, wenn der Phasenwinkelwert qF sich in konstanten Schritten vergrößert.

In Fig. 4 ist die Verformung der Wellenform zum besseren Verständnis der Auswirkungen der Phasenwinkelwerte qF* übertrieben dargestellt. Tatsächlich unterscheidet sich die Tonwellenform MW nur so geringfügig von der idealen Wellenform, daß die Frequenzabweichung durch die Verformung der Wellenform in der Praxis keine nachteiligen Auswirkungen hat. Die Frequenzdifferenz und die Verformung der Wellenform entstehen durch Unterdrückung der Bruchteilswerte, nämlich des Restes der Frequenzzahl F, der zum Zeitpunkt der Erzeugung des Übertragssignals CA in dem Akkumulator 15 verbleibt. Die Größe der Frequenzdifferenz und der Verformung der Wellenform werden daher umso größer, je größer dieser unterdrückte Wert ist. Der bei der Erzeugung des Übertragssignals CA unterdrückte Wert sollte daher so klein wie möglich gehalten werden. Zu diesem Zweck sollte die Frequenz des Impulstaktes Φ₀ des Systems so groß wie möglich gemacht werden, um die Abtastperiode (d. h. die Rechenzeit 8 Φ₀) kurz zu machen, so daß die Frequenzzahl F einen möglichst kleinen Wert erhält.

Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wird der Inhalt des Akkumulators 15 auf den Minimalwert MIN rückgesetzt, wenn der Inhalt übergeflossen ist (d. h. den Maximalwert MAX überschritten hat). Die Konstruktion des Akkumulators 15 ist hierauf jedoch nicht beschränkt, sondern der Akkumulator kann so konstruiert sein, daß die Tatsache, daß sein Inhalt einen bestimmten Wert überschritten hat, erkannt wird und daß in Abhängigkeit von dieser Erkennung der Akkumulator 15 auf einen einem bestimmten Phasenwinkel entsprechenden Wert rückgesetzt wird. Alternativ kann der Akkumulator 15 auf einen voreingestellten Wert rückgesetzt werden, der geringfügig größer ist als der Minimalwert MIN (aber nicht größer als die Frequenzzahl F), wenn sein Inhalt überfließt.

Wie schon beschrieben wurde, sollte die Frequenz des Impulstaktes Φ₀ so groß wie möglich gewählt werden, um die Frequenzdifferenz und die Verformung der Wellenform möglichst klein zu halten. Dies erfordert eine hohe Frequenz der Multiplex-Kanalzeiten und einen mit hoher Geschwindigkeit arbeitenden Tonerzeugungsteil. Eine Hochgeschwindigkeitsoperation ist bei einer Konstruktion durchführbar, durch die die Amplitudendaten der Tonwellenform aus einem Wellenformspeicher einfach ausgelesen werden, sie ist jedoch bei einem Tonerzeugungssystem, das in dem Tonerzeugungsteil 20 benutzt wird, schwierig. Beispielsweise ist eine derartige Hochgeschwindigkeitsoperation in dem Fall schwierig, daß ein Ton durch Frequenzmodulationsrechnung erzeugt wird. Bei Benutzung eines Tonerzeugungssystems, bei dem eine Hochgeschwindigkeitsoperation nicht möglich ist, sind eingangsseitig des Tonerzeugungsteils 27 Umsetzer 28, 29 vorgesehen, die die hohe Kanalzeit-Frequenz in eine niedrige Kanalzeit- Frequenz umsetzen. Ferner ist ausgangsseitig des Tonerzeugungsteils 27 ein Umsetzer 30 vorgesehen, der die niedrige Frequenz in eine hohe Frequenz umsetzt.

Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 5 üben die Erkennungsschaltung 12 für gedrückte Tasten, die Tastenzuordnungsschaltung 13, der Hüllkurvengeneator 22, der Akkumulator 23, das Register 24, der Digital/Analog- Umsetzer 25 und das Klangsystem 26 die gleichen Funktionen aus wie die gleichbezeichneten Teile in Fig. 1. Die Konstruktionen der Frequenzzahlentabelle 31 und eines Akkumulators 32 zur Erzeugung der Phasenwinkelwerte qF* weichen geringfügig von den entsprechenden Baugruppen 14, 15 in Fig. 1 ab. Man kann jedoch auch die Frequenzzahlentabelle 14 und den Akkumulator 15 aus Fig. 1 in der Schaltung der Fig. 5 verwenden und umgekehrt die Frequenzzahlentabelle 31 und den Akkumulator 32 aus Fig. 5 in der Schaltung nach Fig. 1.

Die Frequenzzahlentabelle 31 besteht aus einer Notentabelle 31 A und einer Oktaventabelle 31 B. In der Notentabelle 31 A sind die Noten-Frequenzzahlen F für die zwölf Noten C, C#, . . . A#, B einer Oktave vorgespeichert. Die Notentabelle 31 A wird als Adresseneingang der die Note kennzeichnende Notenteil des Tastenwortes KC zugeführt, woraufhin die Notentabelle 31 A die die dem Notenteil NC entsprechende Noten-Frequenzzahl F _A ausgibt. In der Oktaventabelle 31 B sind die Oktaven- Frequenzzahlen F _B gespeichert, die die Verhältnisse der Frequenzen zwischen den jeweiligen Oktaven angeben. Ein innerhalb des Tastenwortes KC die Oktave kennzeichnender Oktaventeil OC wird der Oktaventabelle 31 B als Adresseneingangssignal zugeführt, woraufhin aus der Oktaventabelle 31 B die Oktaven-Frequenzzahl F _B ausgelesen wird, die dieser Oktave entspricht. Durch Aufteilung der Frequenzzahlentabelle 31 in die Notentabelle 31 A und die Oktaventabelle 31 B kann die erforderliche Speicherkapazität reduziert werden. Die Speicherkapazität der Notentabelle 31 A beträgt zwölf Adressen und die jenige der Oktaventabelle 32 B richtet sich nach der Anzahl der Oktaven des Musikinstruments (z. B. etwa 4 bis 8), wodurch sich ein Bedarf von insgesamt etwa 20 Adressen ergibt. Im Gegensatz hierzu muß die Frequenzzahlentabelle 14 in Fig. 1 die Frequenzzahlen F für alle Tasten der Tastatur speichern. Sie erfordert daher so viele Adressen, wie Tasten an dem Musikinstrument vorhanden sind.

Der Akkumulator 32 enthält einen Notenakkumultor 32 A zur Akkumulierung der Noten-Frequenzzahlen F _A und einen Oktavenakkumulator 32 B zur Akkumulierung der Oktaven- Frequenzzahlen F _B . Der Notenakkumulator 32 A hat eine der Anzahl der Kanäle entsprechende Zahl von 8 Stufen und enthält ein Schieberegister 33, das synchron mit den Kanalzeiten von dem Impulstakt Φ₀ des Systems getaktet ist, einen Addierer 34 zum Addieren des Ausgangssignals dieses Schieberegisters 33 und der Notenfrequenzzahl F _A und ein Tor 35, das das Ausgangssignal des Addierers 34 dem Schieberegister 33 zuführt. Der Notenakkumulator 32 A akkumuliert die Noten- Frequenzzahlen F _A der jeweiligen Kanäle durch denselben Kanal im Zeitmultiplexbetrieb. Jedesmal wenn das Additionsergebnis im Addierer 34 überfließt, wird ein Übertragssignal CA 1 erzeugt.

Das Übertragssignal CA 1 des Notenakkumulators 32 A wird dem Steuereingang EN eines Tores 36 für den Oktavenakkumulator 32 B zugeführt. Das Tor 36 steuert den Durchgang der Oktaven-Frequenzzahl F _B . Die aus der Tabelle 31 B im Zeitmulitplexverfahren zu den jeweiligen Kanalzeiten ausgelesenen Oktaven-Frequenzzahlen werden von dem Tor 36 nur dann ausgegeben und einem Addierer 37 zugeführt, wenn das Übertragssignal CA 1 von dem Notenakkumulator 32 A in ihren Kanalzeiten erzeugt wird. Der Oktavenakkumulator 32 B enthält neben dem Tor 36 und dem Addierer 37 ein Schieberegister 38, das, entsprechend der Anzahl der Kanäle, aus acht Stufen besteht und von dem Impulstakt Φ₀ getaktet ist. Das Ausgangssignal des Addierers 37 wird dem Schieberegister 38 zugeführt und das Ausgangssignal des Schieberegisters 38 wird wiederum dem Eingang des Addierers 37 zugeführt. Auf diese Weise wird die Oktaven-Frequenzzahl F _B eines bestimmten Kanals, die von dem Tor 36 ausgegeben worden ist, zu dem vorhergehenden Additionsergebnis desselben Kanals addiert.

In dem Notenakkumulator 32 A wird die Notenfrequenzzahl F _A jedesmal, wenn die Kanalzeiten eines Zyklus durchgeführt haben (d. h. in jeder Rechenzeit 8 Φ₀, die eine Periodendauer von acht Perioden des Impulstaktes Φ₀ hat), repetierend addiert. Als Folge hiervon wird das Übertragssignal CA 1 mit einer Häufigkeit erzeugt, die der Größe der Notenfrequenzzahl F _A entspricht. In dem anderen Akkumulator 32 B werden die Frequenzzahlen F _B desjenigen Kanals, in dem das Übertragssignal CA 1 erzeugt worden ist, jedesmal dann akkumuliert, wenn das Übertragssignal CA 1 von dem Notenakkumulator 32 A erzeugt wird. Da die Oktavenfrequenzzahlen F _B Werte sind, die das Verhältnis der Frequenzen zwischen den jeweiligen Oktaven angeben, und da das Übertragssignal CA 1 mit einer der Notenfrequenz entsprechenden Häufigkeit repetierend erzeugt wird, entspricht der Inhalt des Oktavenakkumulators 32 B, der dadurch entsteht, daß die Oktavenfrequenzzahlen F _B jedesmal dann akkumuliert werden, wenn das Übertragssignal CA 1 erzeugt worden ist, der Tonfrequenz der durch das Tastenwort KC repräsentierten Taste.

Wenn das Akkumulationsergebnis des Oktavenakkumulators 32 B einen bestimmten modulo-Wert übersteigt, d. h. wenn der Addierer 37 überfließt, wird ein Übertragssignal CA 2 erzeugt. Dieses Übertragssignal CA 2 ist dem Übertragssignal CA in Fig. 1 äquivalent und gibt die Beendigung einer Periode der Tonwellenform an. Sowohl der Notenakkumulator 32 A als auch der Oktavenakkumulator 32 B werden von diesem Übertragssignal CA 2 über Leitung 61 rückgesetzt. Das Rücksetzen des Notenakkumulators 32 A geschieht durch Sperren des Tores 35 durch ein "0"-Signal, das durch Invertieren des Übertragssignals CA 2 durch einen Inverter 39 entstanden ist. Das Rücksetzen des Oktavenakkumulators 32 B erfolgt generell durch Unterdrückung des Ausgangssignals des Addierers 37 (d. h. durch ein dem Tor 35 entsprechendes Tor), jedoch ist in dem Fall, daß das Verhältnis der modulo- Zahlen der Oktavenfrequenzzahl F _B und des Addierers 37 ein ganzzahliges Verhältnis ist, kein Rücksetzvorgang erforderlich. Da die Oktavenfrequenzzahlen F _B die Frequenzverhältnisse zwischen den Oktaven (1, 2, 4, 8, 16) wiedergeben, können sie sämtlich als ganzzahlige Verhältnisse angegeben werden. Die Verhältnisse zwischen sämtlichen Oktavenfrequenzzahlen F _B und der modulo- Zahl des Addierers 37 können daher ganzzahlig gewählt werden. Wenn derartige ganzzahlige Verhältnisse realisiert sind, wird ein ganzzahliges Vielfaches der Oktavenfrequenzzahl F _B gleich der modulo-Zahl des Addierers 37, so daß das Ausgangssignal des Addierers 37 "0" wird, wenn das Übertragssignal CA 2 erzeugt worden ist. Aus diesem Grund ist ein Rücksetzen des Oktavenakkumulators 32 B durch das Übertragssignal CA 2 nicht erforderlich. Dagegen ist es nicht möglich, die Verhältnisse zwischen allen Notenfrequenzzahlen F _A und der modulo-Zahl des Akkumulators 32 A ganzzahlig zu wählen, so daß der Notenakkumulator 32 A durch das Übertragssignal CA 2 rückgesetzt werden muß.

Auf die oben beschriebene Weise führt der aus dem Notenakkumulator 32 A und dem Oktavenakkumulator 32 B bestehende Akkumulator 32 im wesentlichen die gleiche Operation durch wie der Akkumulator 15 der Fig. 1, indem er den Phasenwinkelwert qF* ausgibt. Mit anderen Worten: das Ausgangssignal des Akkumulators 32 B ist ein Phasenwinkelwert qF*, der dem Ausgangssignal des Akkumulators 15 in Fig. 1 äquivalent ist. Durch Rücksetzen der Akkumulatoren 32 A und 32 B durch das Übertragssignal CA 2 wird die Wiederholfrequenz dieser Phasenwinkelwerte qF* mit den Zeitmultiplex-Rechenzeiten, und somit mit der Abtastfrequenz, harmonisiert.

In Fig. 6 ist in der Zeile qF _A ein Zustand des Notenakkumulators 32 A für einen Kanal dargestellt. In Fig. 6 bezeichnet 8 Φ₀, ebenso wie in Fig. 4, die Rechenzeit (eine Periode, die aus acht Perioden des Impulstaktes Φ₀ besteht). In der in Fig. 6 mit qF _B (qF*) bezeichneten Zeile ist ein Zustand des Oktavenakkumulators 32 B dargestellt. Zur Verdeutlichung ist ein Teil des Zeitmaßstabes verkleinert. Wie aus der Zeichnung hervorgeht, erfolgt jedesmal, wenn der Zustand qF _A des Notenakkumulators 32 A überfließt und das Übertragssignal CA 1 erzeugt worden ist, eine Akkumulierung der Oktavenfrequenzzahl F _B im Oktavenakkumulator 32 B. Nach Erzeugung des Übertragssignals CA 2 durch den Oktavenakkumulator 32 B werden die Akkumulatoren 32 A und 32 B rückgesetzt. In der in Fig. 6 mit MW bezeichneten Zeile ist die Amplitude einer Sinuswelle dargestellt, die entsprechend dem Zustand des Oktavenakkumulators 32 B, d. h. des Phasenwinkelwertes qF*, abgetastet wird, dargestellt. Die strichpunktierten Linien in den Zeilen qF _B und MW in Fig. 6 zeigen Zustände, die sich ergeben, wenn derselbe Ton eine Oktave höher liegt. Der Wert der Oktavenfrequenzzahl F _B für die nächsthöhere Oktave ist doppelt so groß wie derjenige der Frequenzzahl F _B der unteren Oktave. Der durch die strichpunktierte Linie angegebene Zustand qF _B des Akkumulators 32 B steigt daher doppelt so schnell an wie der durch die durchgezogene Linie dargestellte Zustand qF _B . Als Folge hiervon erhält die gemäß der strichpunktierten Linie in Zeile MW in Fig. 6 abgetastete Sinuswelle eine Frequenz, die doppelt so groß ist wie diejenige der Sinuswelle, die entsprechend der durchgezogenen Linie abgetastet wird, und die somit um eine Oktave höher liegt.

Gemäß Fig. 5 werden die von dem Akkumulator 32 ausgegebenen Phasenwinkelwerte qF* einem Umsetzer 28 für eine hohe Kanalzeitfolge in eine niedrige Kanalzeitfolge zugeführt. Dieser Umsetzer 28 dient zur Umwandlung der Multiplexzeiten, in denen die Phasenwinkelwerte qF* für die jeweiligen Kanäle auftreten, von der mit dem Impulstakt Φ₀ synchronisierten Hochgeschwindigkeits-Kanalzeitfolge in eine Niedriggeschwindigkeits- Kanalzeitfolge. In diesem Umsetzer 28 erfolgt eine Umsetzung von acht Zyklen der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeitfolge. In Fig. 7 ist der Umwandlungsprozeß dargestellt, mit dem die Zyklen CY 1-CY 8 der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeitfolge in einen Zyklus der Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeitfolge umgesetzt werden.

Die von dem Akkumulator 32 synchron mit den Hochgeschwindigkeits-Kanalzeiten 1 bis 8 (Fig. 7) ausgegebenen Phasenwinkelwerte qF* werden dem A-Eingang eines Registers 40 und einem Selektor 41 zugeführt. Dem Steuereingang des Registers wird ein Ladeimpuls L 1 zugeführt. Der Ladeimpuls L 1 ist ein Signal, das gemäß Fig. 7 jeweils am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 1 in dem Hochgeschwindigkeitszykllus CY 1, am Ende der Kanalzeit 2 im Zyklus CY 2, am Ende der Kanalzeit 3 im Zyklus CY 3 und am Ende der Kanalzeit 4 im Zyklus CY 4, am Ende der Kanalzeit 5 im Zyklus CY 5, am Ende der Kanalzeit 7 im Zyklus CY 6 und am Ende der Kanalzeit 8 im Zyklus CY 7 auf "1" geht. Das Intervall, in denen der Ladeimpuls L 1 sich im "1"-Zustand befindet, beträgt zwischen den Zyklen C 5 und C 6 10 Zeitfenster und in den anderen Zyklen jeweils 9 Zeitfenster. In das Register 40 werden die Phasenwinkelwerte qF* beim Anstieg des Ladeimpulses L 1 auf "1" eingegeben. Der Kanal des aus dem Register 40 ausgegebenen Phasenwinkelwertes qF* verhält sich wie in der Zeile R 1 in Fig. 7 angegeben ist. Dieses Ausgangssignal R 1 des Registers 40 wird dem anderen Eingang B des Selektors 41 zugeführt.

Der Selektor 41 empfängt an seinem Steuereingang den Selektionsimpuls S 1, der gemäß Fig. 7 zur Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 6 des Hochgeschwindigkeitszyklus CY 6 auf "1" geht. Wenn der Selektionsimpuls S 1 im "1"-Zustand ist, schaltet der Selektor 41 den seinem A-Eingang zugeführten Phasenwinkelwert qF* durch. Wenn dagegen der Selektionsimpuls S 1 im "0"-Zustand ist, schaltet der Selektor 41 das an seinem B-Eingang anstehende Ausgangssignal R 1 des Registers 40 durch. Der Kanal des von dem Selektor 41 ausgegebenen Phasenwinkelwertes qF* nimmt daher den in Fig. 7 in der Zeile SEL 1 dargestellten Zustand an. Das Ausgangssignal SEL 1 des Selektors 41 wird einem Register 42 zugeführt, das an seinem Steuereingang einen Ladeimpuls L 2 empfängt. Gemäß Fig. 7 geht der Ladeimpuls L 2 am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 6 in jedem der Zyklen CY 1 bis CY 8 auf "1". Das Register 42 enthält das Ausgangssignal SEL 1 des Selektors 41, wenn der Ladeimpuls L 2 auf "1" gegangen ist. Daher wird im Unterschied zu der sechsten Kanalzeit in den Zyklen CY 1, CY 2, CY 3, CY 4 und CY 5 in der sechsten Kanalzeit des Zyklus CY 6 der von dem Akkumulator 32 ausgegebene Phasenwinkelwert qF* des sechsten Kanals in das Schieberegister 42 eingegeben. Zur Kanalzeit 6 in den Zyklen CY 7 und CY 8 werden die in dem Register 40 gespeicherten Phasenwinkelwerte qF* der Kanäle 7 und 8 in das Register 42 eingegeben. Der Kanal des von dem Register 42 ausgegebenen Phasenwinkelwertes qF* nimmt also den in der Zeile R 2 in Fig. 7 dargestellten Zustand an.

Das Ausgangssignal R 2 des Registers 42 wird einem Tonerzeugungsteil 27 als Phasenwinkelwert ω t zugeführt, der in eine Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeitfolge umgesetzt worden ist. Wie die Zeile R 2 in Fig. 7 zeigt, ist die Kanalzeit dieser Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeitfolge gleich der Dauer eines Wiederholungszyklus der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeitfolge.

Bei dem anderen Umsetzer 29 für Hochgeschwindigkeits- Kanalzeiten in Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeiten handelt es sich um eine Schaltung zur Umwandlung der im Zeitmultiplex-Betrieb von dem Hüllkurvengenerator 22 erzeugten Hüllkurvenformendaten EV für die jeweiligen Kanäle von einer Hochgeschwindigkeits-Kanalfolge in eine Niedriggeschwindigkeits-Kanalfolge. Der Umsetzer 29 enthält ein Register 34, einen Selektor 44 und ein Register 45, die die gleichen Funktionen ausüben wie das Register 40, der Selektor 41 und das Register 42 des Umsetzers 28. Die Hüllkurvenformdaten EV der jeweiligen Kanäle, die dem Umsetzer 29 zugeführt werden, werden von dem Register 45 ausgegeben, nachdem sie in eine Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeitfolge gemäß R 2 in Fig. 7 umgesetzt worden sind. Das Ausgangssignal des Registers 45 wird dem Tonerzeugungsteil 27 als im Zeitmultiplexverfahren zeitgeteilter Hüllkurvenformwert E im Takt der Niedriggeschwindigkeits-Kanalfolge zugeführt.

Der Tonerzeugungsteil 27 führt eine Frequenzmodulationsrechnung auf der Basis des Phasenwinkelwertes l t aus, der in einen Niedriggeschwindigkeitswert umgewandelt worden ist, und erzeugt hierdurch die Wellenformamplitudenwerte. Ein Beispiel des Tonerzeugungsteils 27, der imstande ist, die Frequenzmodulation durchzuführen, ist detailliert in Fig. 8 dargestellt. In Fig. 8 wird die folgende Frequenzmodulationsrechnung unter Verwendung eines einzigen Rechenschaltungssystems im Zeitmultiplexbetrieb ausgeführt:

e (t) = E sin ( ω t+I sin k ω t) (1).

Hierin sind e (t) die durch Frequenzmodulationsrechnung zu ermittelnde Amplitude der Tonwellenform, E ein Amplitudenkoeffizient, d. h. ein Hüllkurvenformwert, ω t der Phasenwinkel eines Trägers, I der Modulationsindex und k ω t der Phasenwinkel einer Modulationswelle. Der Phasenwinkelwert ω t des Träges entspricht dem von dem Akkumulator 32 (Fig. 5) ausgegebenen Phasenwinkelwert kF* und repräsentiert die Grundfrequenz des zu erzeugenden Tons. k ist eine eingestellte Konstante und k ω t stellt eine Harmonischenfrequenz eines zu erzeugenden Tones dar. Entsprechend der obigen Gleichung (1) werden zu beiden Seiten der Harmonischenfrequenz (k l ) zahlreiche Seitenbänder im Intervall der Grundfrequenz ( ω ) erzeugt, deren Amplituden durch den Modulationsindex I bestimmt werden. Auf diese Weise wird eine Tonwellenform mit der gewünschten Spektralcharakteristik erzeugt. Gemäß Fig. 8 erfolgt zuerst die Berechnung des Ausdrucks der Modulationswelle (I sin k ω t) und dann wird die Lösung der gesamten Gleichung durch die Rechenschaltung unter Verwendung der Partiallösung des Ausdrucks der Modulationswelle (I sin k ω ) berechnet.

Gemäß Fig. 8 wird der von dem Register 42 gelieferte Phasenwinkelwert ωt einem Multiplizierer 46 und dem B-Eingang eines Selektors 47 zugeführt. Dieser Phasenwinkelwert ω t bleibt während einer Periode von der Hochgeschwindigkeitskanalzeit 7 in einem bestimmten Hochgeschwindigkeitszyklus bis zur Hochgeschwindigkeitskanalzeit 6 im nächstfolgenden Hochgeschwindigkeitszyklus, d. h. eine Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeit, auf demselben Wert. Eine Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeit ist im vergrößerten Maßstab in Fig. 9 dargestellt. Im Multiplizierer 46 wird der numerische Wert k, der die Ordnung einer als Modulationswelle zu benutzenden Harmonischenfrequenz darstellt, stellt, mit dem Phasenwinkelwert ω t multipliziert, um den Phasenwinkelwert k ω t der Modulationswelle zu erzeugen. Dieser Phasenwinkelwert k ω t wird dem A-Eingang des Selektors 47 zugeführt. Der Selektor 47 empfängt an seinem Steuereingang ein Selektionssignal Sa, das gemäß Fig. 9 in der Hochgeschwindigkeits- Kanalzeit 1 auf "1" geht. Der Selektor 47 schaltet den seinem A-Eingang zugeführten Phasenwinkelwert k ω t der Modulationswelle, wenn das Selektionssignal Sa "1" ist, und schaltet den seinem B-Eingang zugeführten Phasenwinkelwert ω t des Trägers durch, wenn das Selektionssignal Sa "0" ist.

Das Ausgangssignal des Selektors 47 wird einem Eingang eines Addierers 48 zugeführt. An den anderen Eingang des Selektors 47 ist das Ausgangssignal eines Tores 49 gelegt. Ein Torsignal G 1, das in der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 3 auf "1" geht, wird dem Steuereingang des Tores 49 zugeführt und das Ausgangssignal eines Registers 50 wird dem Addierer 48 zugeführt, wenn das Torsignal G 1 "1" ist. Das Ausgangssignal des Addierers 48 wird einer Sinustabelle 51 zugeführt. Die Sinustabelle enthält Sinusfunktionswerte in logarithmischer Form vorgespeichert und erzeugt die Sinusfunktionswerte, wobei das Ausgangssignal des Addierers 48 als Phasenwinkel-Adressensignal benutzt wird. Das Ausgangssignal der Sinustabelle 51 wird einem Register 52 zugeführt. Dieses empfängt an seinem Steuereingang einen Ladeimpuls La, der gemäß Fig. 9 jeweils am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 1 und am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 3 auf "1" geht. Das Register 52 enthält das Ausgangssignal der Sinustabelle 51 gespeichert, wenn der Ladeimpuls La auf "1" gegangen ist.

Demnach führt das Register 52 das Laden des Ausgangssignals der Sinustabelle 51 am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 1 durch. Da zu dieser Zeit der Selektor 47 den Phasenwinkelwert k ω t an seinem A- Eingang entsprechend dem Selektionssignal Sa, das "1" ist, durchschaltet und das Torsignal G 1 "0" ist, ist der dem Addierer 48 zugeführte Wert null. Der Phasenwinkelwert k l t wird daher aus dem Addierer 48 ausgegeben und der Sinusfunktionswert log sin k ω t der Modulationswelle wird in logarithmischer Form aus der Sinustabelle 51 ausgelesen. Dieses Ausgangssignal der Sinustabelle 51 wird einem Register 52 zugeführt.

Das Ausgangssignal des Registers 52 wird einem Addierer 53 zugeführt, der an seinem anderen Eingang das Ausgangssignal eines Selektors 54 empfängt. Der Selektor 54 empfängt an seinem A-Eingang den Modulationsindex I und an seinem B-Eingang die Hüllkurvenformdaten E vom Umsetzer 29 (Fig. 5). Es sei angenommen, daß beide Werte I und E in logarithmischer Form ausgedrückt sind, d. h. als log I bzw. log E. Der Selektor 54 empfängt ferner an seinem Steuereingang ein Selektionssignal Sb, das gemäß Fig. 9 in der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 2 auf "1" geht. Der Selektor 54 selektiert den Modulationsindex I (d. h. log I) an seinem A-Eingang, wenn dieses Selektionssignal Sb "1" ist und er selektiert den Hüllkurvenwert E (d. h. log E), wenn das Selektionssignal Sb "0" ist. Der Addierer 53 führt durch Addition der logarithmischen Werte eine im wesentlichen lineare Multiplikation durch und liefert sein Ausgangssignal an einen Logarithmus/Linear-Umsetzer 55. Das Ausgangssignal des Logarithmus/Linear-Umsetzers 55 wird einem Register 50 zugeführt, das an seinem Steuereingang einen Ladeimpuls Lb empfängt, der gemäß Fig. 9 jeweils am Ende der Hochgeschwindigkeits- Kanalzeiten 2 und 4 auf "1" geht. Das Register 50 speichert das Ausgangssignal des Logarithmus/Linear- Umsetzers 55 ein, wenn dieser Ladeimpuls auf "1" geht.

Wenn der Ladeimpuls Lb am Ende der Hochgeschwindigkeits- Kanalzeit 2 auf "1" gegangen ist, wird der Sinusfunktionswert (log sin k ω t), der in das Register 52 am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 1 eingegeben worden ist, von dem Register 52 ausgegeben und als Antwort auf das Selektionssignal Sb wird der Modulationsindex I am A-Eingang des Selektors 54 durchgeschaltet. Der Addierer 53 führt demnach die folgende Rechnung aus:

log I + log sin k ω t = log (I sin k ω t) (2)

und der Logarithmus/Linear-Umsetzer 55 gibt den Wert I sin k ω t) aus, der durch Umwandlung des Ausgangssignals log (I sin k ω t) des Addierers 33 entstanden ist. In das Register 50 werden am Ende der Hochgeschwindigkeits- Kanalzeit 2 gemäß Zeile Rb in Fig. 9 das Produkt (I sin k l t) der Modulationswelle und des Modulationsindex eingegeben. Wenn das Torsignal G 1 auf die Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 3 übergeht, wird der in dem Register 50 gespeicherte Modulationswert (I sin k ω t) über das Tor 49 auf den Addierer 48 rückgekoppelt. Das Selektionssignal des Selektors 47 ist zu dieser Zeit "0", so daß der Phasenwinkelwert ω t des B-Eingangs durchgeschaltet wird. Der Addierer 48 führt daher die Rechnung

l t + I sin k ω t (3)

aus.

Aus der Sinustabelle 51 wird daher ein sinusförmiger Funktionswert ausgelesen, wobei die durch Gleichung (3) ausgedrückte Summe als Phasenwinkelwert benutzt wird. Bei dem sinusförmigen Funktionswert handelt es sich um ein frequenzmodulierendes Signal log sin ( ω t+I sin k ω t) in logarithmischer Form. Dieses Signal wird in das Register 52 eingegeben, wenn der Ladeimpuls La am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 3 auf "1" geht.

Zur Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 4 ist das Selektionssignal Sb des Selektors 54 bereits auf "0" gegangen und der Hüllkurvenwellenformwert (log E) am B-Eingang ist durchgeschaltet worden, so daß dieser Wert (log E) und das Frequenzmodulationssignal log sin ( ω t+I sin k l t) von dem Addierer 53 addiert werden. Als Ergebnis gibt der Addierer 53 den logarithmischen Ausdruck log E sin ( ωt+I sin k ω t) des Produkts des Frequenzmodulationssignals und des Hüllkurvenformwertes aus. Dieses Produkt wird von dem Logarithmus/Linear-Umsetzer 55 in einen linearen Ausdruck umgewandelt und danach in das Register 50 eingegeben, wenn der Ladeimpuls Lb am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 4 auf "1" gegangen ist.

Wie Zeile Rb in Fig. 9 zeigt, gibt das Register 50 den Amplitudenwert E (t)=E sin ( ω t+I sin k ω t) der Tonwellenform eines Kanals während einer Periodenzeit von der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 5 bis zur Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 2 des nächstfolgenden Hochgeschwindigkeits-Zyklus aus. Dieses Ausgangssignal des Registers 50 wird einem Register 56 eines Umsetzers 30 (Fig. 5) der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeiten in Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeiten umsetzt, als Ausgangssignal des Tonerzeugungsteils 27 zugeführt.

Bei dem Umsetzer 30 handelt es sich um eine Schaltung zur Umsetzung der Kanalzeiten der für die jeweiligen Kanäle im Zeitmultiplexbetrieb von dem Tonerzeugungsteil 27 ausgegebenen Kanalzeiten. Das Register 56 empfängt an seinem Steuereingang einen Ladeimpuls L 3, der gemäß Fig. 7 am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 8 auf "1" geht. Das Register 56 empfängt den von dem Tonerzeugungsteil 27 (Register 50 in Fig. 8) ausgegebenen Tonwellenform-Amplitudenwert, wenn der Ladeimpuls L 3 auf "1" geht. Zwischen der Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeit am Eingang des Tonerzeugungsteiles 27 (s. R 2 in Fig. 7 und ω t in Fig. 9) und der Kanalzeit am Ausgang des Tonerzeugungsteils 27 (s. Rb in Fig. 9) existiert eine Verzögerung von etwa 6 Zeitfenstern der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeiten. Daher nimmt der Kanal des von dem Register 56 ausgegebenen Wertes durch Eingeben der Tonwellenform-Amplitudenwerte der jeweiligen Kanäle in dieses Register 56 am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 8 in Abhängigkeit von dem Ladeimpuls L 3 den in Fig. 7 dargestellten Zustand R 3 an. In R 3 in Fig. 7 entspricht das Intervall einer Hochgeschwindigkeits- Kanalzeit einem Zyklus der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit.

Das Ausgangssignal des Registers 56 wird dem A- Eingang eines Selektors 57 zugeführt. Das Ausgangssignal des Selektors 57 wird einem achtstufigen Schieberegister 58 zugeführt, das synchron mit den Hochgeschwindigkeits-Kanalzeiten von dem Impulstakt Φ₀ getaktet ist. Das Ausgangssignal des Schieberegisters 58 wird auf den B-Eingang des Selektors 57 rückgekoppelt. Das Selektionssignal S 2 des Selektors 57 ist ein Signal, das gemäß Fig. 7 in den jeweiligen Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeiten "1" wird, wie in der Zeile R 3 dargestellt ist, und zwar entsprechend einer Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit, die die gleiche Nummer hat, wie die Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeit. Wenn beispielsweise der Tonwellenform-Amplitudenwert der Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeit 8 aus dem Register 56 ausgegeben wird, geht das Signal S 2 in der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 8 auf "1", wogegen dann, wenn der Tonwellenform-Amplitudenwert der Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeit 1 ausgegeben wird, das Selektionssignal S 2 in der Hochgeschwindigkeits- Kanalzeit 1 auf "1" geht. Der Selektor 57 schaltet das dem A-Eingang zugeführte Ausgangssignal des Registers 56 durch, wenn das Selektionssignal S 2 "1" ist und er schaltet das an seinem B-Eingang anstehende Ausgangssignal des Schieberegisters 58 durch, wenn das Selektionssignal S 2 "0" ist.

Die von dem Register 56 im Zeitmultiplexbetrieb als Antwort auf die Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeiten (R 3 in Fig. 7) ausgegebenen Tonwellenform-Amplitudenwerte der jeweiligen Kanäle werden über den A-Eingang des Selektors 57 zu den entsprechenden Hochgeschwindigkeits-Kanalzeiten ausgegeben. Die in das Schieberegister 58 eingegebenen Tonwellenform-Amplitudenwerte der jeweiligen Kanäle werden über den B- Eingang des Selektors 57 zirkulierend festgehalten. Auf die oben beschriebene Weise werden die Tonwellenform- Amplitudenwerte der jeweiligen Kanäle im Zeitmultiplexbetrieb entsprechend den jeweiligen Hochgeschwindigkeits-Kanalzeiten von dem Register 58 ausgegeben. Das Ausgangssignal des Schieberegisters 58 wird dem A-Eingang eines Selektors 59 zugeführt.

Das Ausgangssignal des Selektors 59 wird einem achtstufigen Schieberegister 60 zugeführt, das von dem Impulstakt Φ₀ des Systems getaktet ist und dessen Ausgangssignal auf den B-Eingang des Selektors 59 rückgekoppelt ist. Der Selektor 59 empfängt an seinem Steuereingang das Übertragssignal CA 1 vom Akkumulator 32 A. Wenn dieses Übertragssignal CA 1 "1" ist, wird das dem A-Eingang des Selektors 59 zugeführte Ausgangssignal des Schieberegisters 58 durchgeschaltet und in das Schieberegister 60 eingegeben, wogegen dann, wenn das Übertragssignal CA 1 "0" ist, dasAusgangssignal des Schieberegisters 60 über den B-Eingang des Selektors 59 zirkulierend festgehalten wird.

Der Selektor 59 und das Schieberegister 60 dienen zur Synchronisierung der Zeitsteuerung der Änderung der Tonwellenform-Amplitudenwerte, die von dem Tonerzeugungsteil 27 durch Niedriggeschwindigkeits-Verarbeitung geliefert werden, mit den Zeitpunkten des Übertragssignals CA 1. Der Umsetzer 30 bewirkt nur die Umsetzung der Zeitmultiplex-Kanalzeiten von dem Niedriggeschwindigkeitsbetrieb in den Hochgeschwindigkeitsbetrieb und steuert nicht die zeitliche Änderung der Wellenform-Amplitudenwerte. Andererseits erfolgt die Zeitsteuerung des Wechsels der Tonwellenform-Amplitudenwerte durch den Niedriggeschwindigkeits-Umwandlungsprozeß von dem Umsetzer 28 zum Tonerzeugungsteil 27 durch Verschiebung des Zeitpunkts des Wechsels der Phasenwinkelwerte qF*. Zur Kompensation dieses Schiebevorgangs werden die von dem Schieberegister 58 ausgegebenen Amplitudenwerte von dem Übertragssignal CA 1 abgetastet und in dem Schieberegister 60 gespeichert. Das Übertragssignal CA 1 wird synchron mit dem Zeitpunkt des Wechsels des Phasenwinkelwertes qF* des jeweiligen Kanals erzeugt (Fig. 6). Durch neue Abtastung des Tonwellenform- Amplitudenwertes durch das auf die oben beschriebene Weise mit der Abtastfrequenz harmonisierte Übertragssignal CA 1 können die Tonfrequenzen der Tonwellenform- Amplitudenwerte der jeweiligen Kanäle, die im Zeitmultiplexbetrieb von dem Schieberegister 60 ausgegeben werden, exakt mit der Abtastfrequenz harmonisiert werden. Das Ausgangssignal des Schieberegisters 60 wird einem Akkumulator 23 zugeführt, wo die Tonwellenform-Amplitudenwerte aller Kanäle für eine Abtastperiode aufsummiert werden. Die Summe wird während einer Abtastperiode in einem Register 24 gespeichert und danach von einem Digital/Analog-Umsetzer 25 in ein Analogsignal umgesetzt, das einem Klangsystem zum Abstrahlen des Tones zugeführt wird.

Die Umsetzer 28 und 29, die Hochgeschwindigkeits-Kanalzeiten in Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeiten umwandeln, können lediglich aus den Registern 42 und 45 bestehen. In diesem Fall erfolgt die Zeitsteuerung der Erzeugung des Ladeimpulses L 2 unterschiedlich von der in Fig. 7 dargestellten Art. Im einzelnen ist die Schaltung derart ausgebildet, daß der in Fig. 7 am Ende der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeit 6 in den jeweiligen Zyklen CY 1, CY 2, . . . (d. h. mit einer Periodendauer von 8 Zeitfenstern erzeugte) Ladeimpuls L 2 mit einer Periodendauer von 9 Zeitfenstern erzeugt wird. Durch diese Verarbeitung kann der Phasenwinkelwert qF* abgetastet werden, wobei der Kanal gemäß 1, 2, 3, 4 . . . alle neun Zeitfenster um einen Kanal weitergeschoben wird, so daß die Daten der jeweiligen Kanäle mit einer Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeitsteuerung, die ein Intervall von 9 Zeitfenstern hat, aufgeteilt werden können. In diesem Fall ist jedoch die Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeitsteuerung nicht in Übereinstimmung mit einem Zyklus (8 Zeitfenster) der Hochgeschwindigkeits-Kanalzeitsteuerung und die Intervallstruktur des Tonerzeugungsteils 27 oder die Konstruktion des Umsetzers 30 für Hochgeschwindigkeits-Kanalzeiten in Niedriggeschwindigkeits-Kanalzeiten wird komplizierter.

Claims (2)

1. Elektronisches Musikinstrument mit

• - einer Tondatenlieferschaltung (31) zur Lieferung mehrerer Tondaten,
• - einem Addierer und Schieberegister aufweisenden Phasenwinkeldatengenerator (32) zur Erzeugung von Phasenwinkeldaten (qF*) mit zeitlich fortschreitendem Wert in einem Hochgeschwindigkeits- Zeitmultiplexbetrieb für jedes Tondatum,
• - einem Wellenformgenerator (27) zur Lieferung zeitlich aufeinanderfolgender Amplidutendaten der zu erzeugenden Wellenform auf der Basis der jeweiligen Phasenwinkeldaten und
• - einer Umsetzerschaltung (23, 24, 25) zur Umsetzung der jeweiligen Amplitudendaten in Tonsignale,

dadurch gekennzeichnet, daß

• - die Tondatenlieferschaltung (31) Frequenzzahlen liefert, die die Note und Oktave der zu erzeugenden Töne angeben,
• - eine Abtasteinrichtung (28) zum Abtasten der Phasenwinkeldaten (qF*) mit einer Abtastgeschwindigkeit vogesehen ist, die niedriger ist als diejenige des Hochgeschwindigkeits- Zeitmultiplexbetriebs, wobei die durch Abtastung erhaltenen Phasenwinkelwerte (ω t) dem Wellenformgenerator (27) zur Erzeugung der Amplitudendaten mit der niedrigen Abtastgeschwindigkeit zugeführt werden,
• - ein erstes Register (30) zur Registrierung der Amplitudendaten der Tonwellenform vom Wellenformgenerator (27) vorgesehen ist und
• - ein dem ersten Register (30) nachgeschaltetes zweites Register (59, 60) vorgesehen ist, in das die Amplitudendaten vom ersten Register (30) synchron mit dem Hochgeschwindigkeits- Zeitmultiplexbetrieb eingespeichert werden und das diese Amplitudendaten an die Umsetzerschaltung (23, 24, 25) abgibt.