DE2629697A1 - Elektronisches musikinstrument - Google Patents

Description

NIPPON GAKKI SEIZO ⁰^"⁹" l\^Tu u '« λ c λ

KABUSHIKI KAISHA * Dr, ng. K. W. E.shold, Bad Soden

Dr. J. F. Fues, Köln

10-1, Nakazawa-Cho, Dipl.-Chem. Alek von Kreisler, Köln

Hamamatsu-Shi, Shizuoka-ken Dipl.-Chem. Carola Keller, Köln

Dipl.-Ing. G. Selting, Köln

Japan

30. Juni 1976 5 Köln ι Sg-Is

DEICHMANNHAUS AM HAUPTBAHNHOF

Elektronisches Musikinstrument

Die Erfindung betrifft ein elektronisches Musikinstrument mit mindestens einer Tastatur, deren Tasten Tastenschalter zugeordnet sind, einem Frequenzzahlspeicher, der beim Drücken einer Taste eine dieser Taste entsprechende digitale Frequenzzahl ausgibt, und mit einer Schaltung, die die Frequenzzahl in bestimmten Zeitabständen kumulativ addiert.

Es sind verschiedene Systeme zur Erzeugung von Musiktönen in elektronischen Musikinstrumenten bekannt. Bei einem bekannten System wird beispielsweise die Wellenform eines Musiktones mit einer bestimmten Tonfarbe in einem Speicher gespeichert und diese Wellenform wird durch Aufruf der einzelnen Speicheradressen eines Wellenformspeichers in Form einzelner Abtastpunkte aufgerufen. Bei einem anderen System erhält man eine bestimmte Tonfarbe durch Filterung einer Wellenform, die abundante Harmonischenantexle enthält, mit einem Filter, das bestimmte Harmonischenanteile

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dämpft. Bei einem weiteren System werden die Harmonischen der jeweiligen Ordnungen einzeln und separat erzeugt und die Amplitude jedes Harmonischenanteils wird individuell zur'Erzeugung der gewünschten Tonfarbe gesteuert.

Diese bekannten elektronischen Musikinstrumente haben jedoch alle eine Grenze, die darin liegt, daß die Variationsmöglichkeiten der Tonfarbe begrenzt sind. Insbesondere ist es bei den bekannten Instrumenten schwierig, einen Musikton zu erzeugen, der Harmonischenanteile geradzahliger und ungeradzahliger Ordnungen in komplexen Verhältnissen enthält, die zeitlichen Änderungen unterliegen.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein elektronisches Musikinstrument der eingangs genannten Art zu schaffen, bei dem die Musiktöne mit einem Frequenzmodulationssystem erzeugt werden, und das daher imstande ist, einen Musikton der Harmonischenanteile von ganzzahligen und unganzzahligen Ordnungen in komplizierten Verhältnissen enthält, die dazu noch zeitlich veränderlich sind, zu erzeugen, um die Tonerzeugung des Musiktinstrumentes dem Klang natürlicher Instrumente besser anpassen zu können und eine größere Klangvielfalt zu ermöglichen.

Zur Lösung dieser Aufgabe wird erfindungsgemäß vorgeschlagen, daß das Ausgangssignal der Schaltung zum kumulativen Addieren der Frequenzzahl einer Rechenschaltung zugeführt wird, die Multiplizierer enthält, in denen der Ausgangswert mit zeitlich veränderlichen Funktionen multipliziert wird,und daß eine Schaltung vorgesehen ist, die auf der Grundlage der Phasenanteile und eines Modulationsindexes eine frequenzmodulierte zeitlich veränder-

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liehe Funktion erzeugt, die Harmonischenanteile entsprechend der gewünschten Funktionen und des Modulationsindexes enthält.

Das erfindungsgemäße Musikinstrument erzeugt durch Frequenzmodulation einen Ton, der Harmonischenanteile ganzzahliger und unganzzahliger Ordnungen in komplizierten Verhältnissen enthält, die zeitlichen Änderungen unterliegen. Bei der Frequenzmodulation haben die Amplituden von Träger und Seitenfrequenzen positive oder negative Vorzeichen, was von einem Modulationsindex abhängt. Durch geeignete Einstellung des Modulationsindexes tritt eine Phaseninversion in den Seitenfrequenzen auf, so daß eine Auslöschung oder Verstärkung von Amplituden zwischen Seitenfrequenzen derselben Frequenz auftritt. Durch Ausnutzung dieses Phänomens und der Tatsache, daß das Harmonischenspektrum durch Veränderung der Träger- und der Modulationswellen erreicht werden kann, erzeugt das elektronische Musikinstrument nach der Erfindung einen Musikton, der extrem komplexe Harmonischenanteile enthält. Beispielsweise kann ein einziger sinusförmiger Träger mit einer sinusförmigen Modulationswelle moduliert werden, um als Musiktonsignal die frequenzmodulierte Welle abzugeben. Bei einer derartigen Ausführungsform sind die Phasenanteile des Trägers und der Modulationswelle sowie der Modulationsindex und der Amplitudenkoeffizient sämtlich zeitvariante Werte. Bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung wird ein einziger sinusförmiger Träger durch zwei sinusförmige Modulationswellen frequenzmoduliert.

Ferner ist es möglich, als Träger- oder Modulationswelle Wellenformen zu verwenden, die andere Harmonische enthalten als eine Sinuswelle.

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Im folgenden werden einige Ausführung£>eispiele der Erfindung unter Bezugnahme auf die Figuren näher erläutert.

Fig. 1 zeigt die grafische Darstellung einiger Beispiele von Bessel-Funktionen.

Fig. 2 zeigt in grafischer Darstellung ein Seitenfrequenz-Spektrum bei einem Modulationsindex 1=4.

Fig. 3(a) bis 3(c) zeigen Diagramme zur Erläuterung der Reflektion von Seitenfrequenzen.

Fig. 4 zeigt ein Beispiel von Seitenfrequenzspektren, die bei einer komplizierten Frequenzmodulation auftreten.

Fig. 5 zeigt als Blockschaltbild eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen elektronischen Musikinstrumentes.

Fig. 6 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines Tastenzuordners, der bei dem Instrument nach Fig. 5 Verwendung findet.

Fig. 7(a) und 7(b) zeigen die zeitlichen Beziehungen zwischen dem Mastertakt und den jeweiligen Kanalzeiten bei dem obigen Ausführungsbeispiel.

Fig. 8 zeigt ein Blockschaltbild eines Amplitudeninformationsgenerators, der bei dem obigen Ausführungsbexspiel Verwendung findet.

Fig. 9 zeigt eine grafische Darstellung einer typischen Hüllkurve der von dem Amplitudeninformädonsgenerator

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nach Fig. 8 erzeugten Amplitudeninformation,

Fig. 10 zeigt ein Blockschaltbild von Beispielen der verschiedenen Steuersignalgeneratoren des Ausführungsbeispiels.

Fig. 11 zeigt eine grafische Darstellung einer typischen Hüllkurve der von den Schaltungen in Fig. 10 erzeugten Steuersignale.

Fig. 12 zeigt ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.

Fig. 13 zeigt ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung, bei der als Modulationswelle eine von der Sinusform abweichende Wellenform verwandt wird, und

Fig. 14 zeigt ein Blockschaltbild eines weiteres Ausführungsbeispieles der Erfindung, bei dem ebenfalls eine von der Sinusform abweichende Modulationswellenform verwandt wird.

Prinzip der Musiktonerζeugung in dem FM-System

Zunächst wird das Prinzip der Erzeugung von Musiktönen mit dem erfindungsgemäßen FM-System (Frequenzmodulationssystem) erläutert.

Bei der Erzeugung von Musiktönen mit dem FM-System wird die Tatsache ausgenutzt, daß ein frequenzmoduliertes Signal

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eine Vielzahl von Seitenfrequenzen enthält, und daß es eine gemeinsame Charakteristik zwischen einem frequenzmodulierten Signal, das aus diesen Seitenfrequenzen besteht, und einem Musiktonsignal, das aus zahlreichen Harmonischenanteilen besteht, gibt. Nach diesem System wird ein Musiktonsignal künstlich erzeugt (synthesiert), indem eine Frequenzmodulation im Audio-Bereich durchgeführt wird.

Ein frequenzmoduliertes Signal e kann generell durch die folgende Gleichung (1) ausgedrückt werden:

e = A sin (<X t + I sin ßt) , (1)

wobei o( die Winkelfrequenz eines Trägers, ß die Winkelfrequenz einer Modulationswelle, I der Modulationsindex, A der Spitzenwert der Amplitude, und t die Zeit darstellt.

Die obige Gleichung (1) kann in die folgende Gleichung (2) umgeformt werden:

e = A { J^(I) sin <X t

'7

+J₁(I) /"sin ( «< + ß)t - sin (of- ß)t|

+ J₂(D fsin {ei +2ß)t + sin (K -2ß)t]

+J₃(I) fsin {<* +3ß)t - sin («*-3ß)t]

+J₄(I) fsin ( <* +4ß)t + sin (<*-4ß)tJ

Aus Gleichung (2) geht hervor, daß das Signal e aus einer Anzahl Seitenfrequenzen o( + ß, <χ + 2ß, o<f + 3ß usw. besteht. Die Bessel-Funktionen J (I), J. (I), J₃(I), J₃(D usw. des Modulationsindex I sind Koeffizienten, die die Ampli-

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den des Trägers und der Seitenfrequenzen bestimmen. Jeder der Bessel-Funktionen geht ein positives oder negatives Vorzeichen voran, das von dem Wert des Modulationsindex I abhängt. Die Bessel-Funktionen J_n(D bis Jc(D für den Träger und die Seitenfrequenzen erster bis fünfter Ordnung sind in Fig. 1 dargestellt. Aus dieser Darstellung erkennt man, daß die Bessel-Funktionen J_n(D bis J (I) in dem Bereich, in dem der Modulationsindex I unter etwa 2,5 liegt, ein positives Vorzeichen haben und daß, wenn der Modulationsindex I größer ist als 2,5 das Vorzeichen entweder positiv oder negativ ist. Aus Gleichung (2) ersieht man, daß ungeradzahlige obere und untere Seitenfrequenzen untereinander verschiedene Vorzeichen haben. Dies deutet darauf hin, daß eine Phasenumkehrung in den Seitenfrequenzen des modulierten Signals e auftritt, das durch Gleichung (2) (= Gleichung (1)) repräsentiert wird.

Beispielsweise sind die Amplitudenkoeffizienten für die Seitenfrequenzen der jeweiligen Ordnung bei einem Modulationsindex I von 4: J_n(D = - 0,4, J₁(D = - 0,05, J₂(D = 0,35, J₃(D = 0,42, J₄(I) = 0,3, J₅(I) = 0,15. Das Frequenzspektrum für dieses Beispiel ist in Fig. 2 abgebildet, wo C die Trägerfrequenz und m die Modulationsfrequenz darstellt. Die Frequenzen mit negativen Amplitudenkoeffizienten werden einfach in der Phase invertiert und diese Phaseninversion hat keine allzu große Wichtigkeit, wenn es sich nicht um eine Frequenz handelt, die um 180° gegenüber einer identischen Frequenz verschoben ist. Wenn es solche identische Frequenzen mit einem Phasenunterschied von 180° gibt, wird eine dieser Frequenzen durch die Phaseninversion algebraisch zu der anderen hinzu addiert, wobei sie sich entweder auslöschen oder einan-

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der verstärken. Die Phaseninversion hat daher in einem derartigen Falle eine große Bedeutung.

Die Tatsache, daß es Frequenzen mit einer gegenseitigen Phasendifferenz von 180° in einer modulierten Wellenform e gibt, wird als"Reflektion der Seitenfrequenzen" bezeichnet.

Die Reflektion von Seitenfrequenzen tritt auf, wenn Seitenfrequenzen in einer negativen Domäne unterhalb von 0 Hz im Seitenbandspektrum existieren. Die Seitenfrequenzen in der negativen Domäne erscheinen in der Form, in der sie in eine positive Domäne reflektiert oder umgefaltet werden. Eine negative Winkelfrequenz sin(-iut/ ist -sin(v^t). Dieses Signal erhält man durch Phaseninversion einer Frequenz sin Wt in der positiven Domäne. Auf diese Weise werden die Seitenfrequenzen in der negativen Domäne durch Phaseninversion in die positive Domäne reflektiert. Die reflektierten Seitenfrequenzen werden mit den Seitenfrequenzkomponenten der positiven Domäne gemischt. Dieses Mischen verleiht den Frequenzbeziehungen in dem modulierten Frequenzsignal e eine große Vielfalt.

Zur Demonstration soll im folgenden ein Fall beschrieben werden, bei dem die Trägerfrequenz C 100 Hz, die Modulationsfrequenz m 100 Hz und der Modulationsindex 1=4 betragen.

Da das FrequenzSpektrum bei 1=4 das in Fig. 2 dargestellte Bild hat, nimmt es die in Fig. 3(a) gezeigte Form an. In dieser Figur liegt die erste untere Frequenz C-m bei 0 Hz und die zweite untere Frequenz sowie die unteren Frequenzen höherer Ordnung liegen sämtlich in der negativen

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Frequenzdomäne. Diese Seitenfrequenzen C-2m, C-3m usw. werden in der Phase invertiert und um 0 Hz herum in die positive Domäne hineinreflektiert. Die reflektierten Seitenfrequenzen addieren sich algebraisch zu den Seitenfrequenzen C, C+m, C+2m usw. in der positiven Domäne hinzu. Durch diese Addition werden Amplituden von Frequenzen ungleicher Vorzeichen ausgelöscht und solche von Frequenzen gleicher Vorzeichen verstärkt. Die Absolutwerte der Amplituden des in Fig. 3(b) dargestellten Spektrums sind in Fig. 3(c) abgebildet. Fig. 3(c) zeigt,daß das Frequenzspektrum des frequenzmodulierten Signals e aus Harmonischen C, 2C, 3C usw. des Trägers C besteht.

Aus der bisherigen Beschreibung ersieht man, daß ein Signal, wie beispielsweise ein Musikton, das Harmonischenanteile enthält, durch Frequenzmodulation erzeugt werden kann.

Die Spektralanteile eines Musiktonsignales (frequenzmoduliertes Signal e) hängen ab von dem Verhältnis des Trägers C zu den Modulationsfrequenzen m und dem Wert des Modulationsindex I.

Es ist bekannt, daß das Frequenzverhältnis C/m die Position der Spektralkomponenten bestimmt, während der Modulationsindex, der die Bandbreite des frequenzmodulierten Signals e kennzeichnet, die Anzahl der Spektralkomponenten mit ins Gewicht fallenden Amplitudenwerten bestimmt. Genauer gesagt, ein Harmonxschenspektrum ergibt sich, wenn das Frequenzverhältnis C/m ein ganzzahliges Verhältnis ist. Wenn C/m reduziert wird und zu C/m = N₁ZN₀ wird und N₁ und N„ ganze Zahlen sind, ergibt sich ein Harmonxschenspektrum. Da N-. /N„ ein nicht reduzierbarer Bruch ist, wird

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die Grundfrequenz (erste Harmonische) f des frequenzmodulierten Signals e durch folgende Gleichung ausgedrückt

f = CVN₁ = m/N₂.

Es ist bekannt, daß die Stellung der Harmonischenanteile in dem Harmonischenspektrum durch die folgende Gleichung (3) bestimmt werden kann:

K = N₁ + nN₂, (3)

wobei η die Ordnungszahl der Seitenfrequenzen bedeutet, und die Werte n=0, 1 , 3, 3 ... annimmt, und wobei K die Harmonischenzahl darstellt. Die Harmonrschenkomponenten in dem Harmonischenspektrum haben alle ganzzahlige Ordnungszahlen und, wie aus der obigen Gleichung (3) hervorgeht, ist der Träger C stets eine N.-te Harmonische. Wenn N₉ = 1 ist, enthält das Spektrum der modulierten Signalwelle e Harmonische aller ganzzahligen Ordnungen (soweit der Modulationsindex I dies erlaubt) und die Modulationsfrequenz m wird zur Grundfrequenz f . Wenn N₂ eine gerade Zahl ist, enthält das Spektrum nur ungeradzahlige Harmonische. Wenn N₂ = 3 ist, fehlt jede dritte Harmonische in dem Spektrum.

Neben dem oben beschriebenen Harmonischenspektrum ist es auch möglich, ein Inharmonischenspektrum zu erhalten. Das Inharmonischenspektrum tritt auf, wenn das Frequenzverhältnis C/m kein Verhältnis ganzer Zahlen ist. Wenn C/m ein Verhältnis unganzzahliger Zahlen ist, werden die Seitenfrequenzen in der negativen Domäne so reflektiert, daß sie zwischen die Seitenfrequenzen der positiven Domäne

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fallen und dadurch wird das Spektrum zu einem Inharmonischenspektrum. Die Inharmonischenanteile, die in dem Inharmonischenspektrum enthalten sind, werden als Harmonische einer unganzzahligen Ordnung bezeichnet.

Unabhängig von dem Harmonischen- oder Inharmonischenspektrum ist die Grundfrequenz in der frequenzmodulierten Welle e als der niedrigste Frequenzanteil in dem Spektrum der positiven Domäne, einschließlich der von der negativen Domäne reflektierten Anteile, definiert. Wenn die Grundfrequenz bestimmt worden ist und man dann die frequenzmodulierte Welle e durch Frequenzmodulation erhalten hat, kann ein Musiktonsignal mit bestimmtem Grundton erzeugt werden. Nach der Erfindung kann die Grundfrequenz an einer Tastatur ausgewählt werden.

Wie sich aus der vorhergehenden Beschreibung ergibt, variiert das Frequenzverhältnis C/m, indem der Träger C oder die Modulationsfrequenz m und in Abhängigkeit davon die Spektralanteile in der gewünschten Weise verändert werden können. Ferner ist es möglich, die Amplitude einer jeden Spektralkomponente und die Harmonischenzahl zu verändern, indem der Modulationsindex I verändert wird. Nach der Erfindung wird eine gewünschte Tonfarbe erzeugt, indem solche Charakteristiken benutzt werden und die Tonfarbe wird auf diese Weise mit der Zeit verändert.

Es sei darauf hingewiesen, daß die Grundfrequenz manchmal in der frequenzmodulierten Welle e verlorengeht, was von •der Stellung der reflektierten Seitenfrequenzen in der negativen Domäne oder dem Wert des Modulationsindex I abhängt. Wenn beispielsweise eine Seitenfrequenz in der

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negativen Domäne durch Phaseninversion auf die Position der Grundwelle, mit derselben Amplitude wie diese, reflektiert wird, oder wenn der Modulationsindex I einen Wert annimmt, der die Trägeramplitude J (Fig. 1) zu Null macht, wenn der Träger C die Grundwelle ist, wird die Amplitude der Grundwelle 0, mit dem Ergebnis, daß die Grundwelle verschwindet. Neben diesen Fällen verringert die Amplitude der Grundwelle manchmal beträchtlich das Harmonischenspektrum. Wenn die Grundwelle in der frequenzmodulierten Welle e fehlt oder die Amplitude der Grundwelle extrem klein ist, kann eine solche frequenzmodulierte Welle nicht als Musikton verwendet werden. Es müssen daher Vorkehrungen getroffen werden, um solche Unannehmlichkeiten auszuschalten.

Aufgabe der Erfindung ist es, die Erzeugung eines akkuraten Musiktonsignales durch überlagerung einer speziellen Grundfrequenz auf die frequenzmodulierte Welle e zu gewährleisten. Die Grundgleichung eines mit dem erfindungsgemäßen Systems zu erzeugenden Musiktonsignales E erhält man daher durch Addition einer Grundkomponente "a sin v-t." zu der obigen Gleichung (1). Die Grundgleichung lautet:

E = a sin yt + A sin (<X t + I sin ßt) , (4)

worin a der Amplituden-Spitzenwert der Grundkomponente, und Y die Winkelfrequenz der Grundwelle darstellt.

Die generelle Gleichung der Frequenzmodulation, die als Gleichung (1) oben angegeben wurde, kann auf verschiedene Arten von Frequenzmodulation ausgedehnt werden. Wenn beispielsweise ein Träger gleichzeitig durch zwei Modulations-

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6 0 S 8 8 3 / 0 9 0 3

wellen moduliert wird, ist die frequenzmodulierte Welle e.. = A sin (c* t + I₁* sin ß. t + I- sin ß₂t) , (5)

wobei ß., ß₂ die Winkelfrequenzen der jeweiligen Modulationswelle, I₁, I₂ die Modulationsindizes und 0( die Winkelfrequenz des Trägers darstellt. Die Entwicklung von Gleichung (5) zeigt, daß das Signal e.. aus einer Anzahl komplexer Seitenfrequenzen besteht. Die Amplituden dieser Seitenfrequenzen sind für die Modulationsindizes I₁, I« durch die folgenden Bessel-Funktionen bestimmt: J₀(I₁), J₁(I₁) ... J_n(I₁KJ₀(I₂), J₁(I₂) ... W-Das Spektrum des Signals e.. ist für den Fall, daß das Verhältnis von Trägerwelle zur Modulationswelle OC: β : β = 1 : 0,1 : 1 beträgt, dargestellt. Das Spektrum in der Zeichnung ist ein komplexes Spektrum, bei dem Seitenfrequenzen mit einem Intervall von B₁ auf beiden Seiten einer jeden Harmonischen f₁, f₂, f , f*..· auftreten. Die Harmonischen stehen in harmonischer Beziehung zueinander. In diesem Falle werden die Größen der Harmonischen durch die Produkte von J_n(I₁) und J^(I₀)- J (I_n)

0 1 Oz η 2.

bestimmt, während die Größen der Seitenfrequenzen durch die Produkte J_n(I₁) bis J^(I₁) und J_n(I₉) bis J (I₀) bestimmt werden.

Wenn ein Träger von zwei Modulationswellen getrennt moduliert wird, hat das Modulationsprodukt e₀ folgenden Wert:

e~ = A sin (o( t + I₁ sin ß..t)

+ sin (<* t + I₂ sin ß₂t) . (6)

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" ¹⁴ " 2623697

Das durch die obige Gleichung (6) erhaltene Signal e_? ist einem Signal äquivalent, das man durch überlagerung der beiden durch Gleichung (1) erhaltenen Signafe E erzielt.

Wenn ein Träger aus zwei verschiedenen Winkelfrequenzen Oc₁, °i„ besteht und von einer einzigen Modulationswelle moduliert wird, so hat die frequenzmodulierte Welle e_ die Form

e₃ = A sin (^ ^t + o^t + I sin ßt) . (7)

Unter Verwendung der komplizierten Frequenzmodulation, beispielsweise nach den obigen Gleichungen (5) bis (7) kann man Musiktöne erzeugen.

Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele

Im folgenden werden unter Bezugnahme auf Fig. 5 und die folgenden Figuren bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung erläutert.

Gemäß Fig. 5 kann ein Musiktonsignal E entsprechend folgender Gleichung erzeugt werden:

e(t) = A₁ (t) sin qR

+ A₂ (t) sin/"/ (t) qR + I (t) sin (m(t)qR)j (8)

Gleichung (8) ist der oben beschriebenen Gleichung (4) im wesentlichen äquivalent, mit der Ausnahme, daß der Amplitudenträger, die Modulationswelle und der Modulationsindex nach Gleichung (8) zeitveränderlich sind. In Gleichung (8)

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bezeichnet qR die Phase t der Grundwelle und steigt fortschreitend mit der Zeit mit dem integralen Anstieg des Wertes 9 an und der Wert A₁(t) bezeichnet den Spitzenwert der Amplitude eines speziell vorgesehenen Grundwellenanteils sin qR in Form einer Zeitfunktion. Die Phase oit des Trägers ist durch den Wert ^(t)qR gegeben, den man erhält, indem die Phase qR der Grundwelle mit der Zeitfunktion ./(t) multipliziert wird. Die Phase ßt der Modulationswelle ist durch den Wert m(t)qR gegeben, den man erhält, indem die Phase qR der Grundwelle mit der Zeitfunktion m(t) multipliziert wird. Der Modulationsindex I nimmt die Form einer Zeitfunktion I(t) an, so daß er sich zeitlich verändert. Der Wert A₂(t) stellt den Spitzenwert der Amplitude des modulierten Signalanteils in der Form einer Zeitfunktion dar.

Der Wert R ist ein numerischer Wert, der sich auf die Grundfrequenz eines zu erzeugenden Musiktons bezieht und in einem Verhältnis zur Phase der Grundfrequenz in einer bestimmten Abtastperiode der Wellenformamplitude steht. Der Wert q wird entsprechend 1, 2, 3 ... in dem Maße größer, wie der Abtastpunkt fortschreitet und, wenn angenommen wird, daß die Anzahl der Abtastpunkte der Wellenform η ist, kehrt er nach Überschreiten des Abtastpunktes η zurück nach 1. Die Variation 1, 2, 3 ... wird nun wiederholt und dadurch bewirkt, daß die Phase fortschreitet.

Zeitliche Aufteilung der Tastenzuordnung bei der Erzeugung mehrerer Töne

Die Berechnung nach der oben angegebenen Gleichung (8)

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wird in bezug auf mehrere Töne im time-sharing durchgeführt.

Das Bedienungsfeld 1 besitzt drei Arten von Tastaturen, d.h. ein oberes Manual, ein unteres Manual, eine Pedaltastatur^ und jeder Taste dieser Tastaturen ist ein Tastenschalter zugeordnet.

Der Tastenzuordner 2 enthält, wie schematisch in Fig. 6 gezeigt ist, eine Erkennungsschaltung 21 für gedrückte Tasten, die die Ein-/Ausvorgänge der jeweiligen Tastenschalter erkennt und eine Zuordnerschaltung 22, die als Antwort auf das Ergebnis der Erkennung der Schaltung 21 die Binärinformation, die einer gedrückten Taste entspricht, einem von mehreren Kanälen zuordnet, deren Zahl der Anzahl der gleichzeitig zu reproduzierenden Töne entspricht. Die Binärinformation (Kodewort) einer jeden gedrückten Taste, die sequentiell von der Detektorschaltung 21 für gedrückte Tasten geliefert wird, besteht beispielsweise aus einem Kodewort(Tastenkode KC) aus mehreren Bit, das die gedrückte Taste in kodierter Form bezeichnet. Jedes Kodewort unterscheidet sich daher durch seinen Inhalt von anderen Kodewörtern.

Die Zuordnerschaltung 22 enthält einen Tastenkodespeicher 221 mit einer den jeweiligen Kanälen entsprechenden Anzahl von Speicherschaltungen. Wenn ein Tastenkodewort KC von der Erkennungsschaltung 21 für gedrückte Tasten in einer dieser Speicherschaltungen gespeichert worden ist, zeigt dies an, daß das Tastenkodewort einem Kanal zugeordnet ist, der durch die spezielle Speicherschaltung definiert ist.Die Bedingungen dieser Tastenzuordnung sind be-

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kannt als

(A) das Tastenkodewort sollte einer Speicherschaltung zugeordnet werden, in der kein Tastenkodewort gespeichert ist (d.h. einem leeren Kanal); und

(B) dasselbe Tastenkodewort sollte nicht redundant in mehreren Speicherschaltungen gespeichert werden.

Die Speicherschaltung 221 für Tastenkodewörter sollte vorzugsweise nach Art eines zirkulierenden Schieberegisters ausgebildet sein, an dessen Eingang sich eine Torschaltung befindet. Es sei beispielsweise angenommen, daß die Gesamtzahl der Kanäle 12 beträgt, und daß das Tastenkodewort KC aus 9 Bit besteht. In diesem Falle wird ein Schieberegister aus 12 Wörtern (ein Wort besteht aus 9 Bit) verwandt und ein gespeichertes (d.h. bereits zugeordnetes) Tastenkodewort KC* wird auf die Eingngsseite des Schieberegisters zurückgeführt. Der Inhalt des Schieberegisters wird sequentiell von Master-Taktimpulsen φ* verschoben. Da der Inhalt des Schieberegisters weitergeschoben wird, werden die gespeicherten Tastenkodewörter KC* für die jeweiligen Kanäle im time-sharing-Betrieb der Endstufe des Schieberegisters zugeführt und zur Erzeugung von Musiktönen als Adressendaten für den Zugang zu einem Frequenzwortspeicher 3 benutzt, was später noch erläutert wird.

Die Master-Taktimpulse φ* werden mit geeigneten Intervallen von z.B. 1 με erzeugt, wie Fig. 7(a) zeigt. Diese Zeitfenster haben jeweils eine Breite von 1 μβ und werden von den Master-Taktimpulsen φ* begrenzt. Sie dienen

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dazu, nacheinander die Daten des ersten bis zwölften Kanals zu verarbeiten. Jedes dieser Zeitfenster wird als "Kanalzeit" bezeichnet. Die Kanalzeiten für den ersten bis zwölften Kanal zirkulieren. Die Komponenten des erfindungsgemäßen Systems sind daher auf der Basis dynamischer Logik konstruiert, so daß sie synchron mit den jeweiligen Kanalzeiten arbeiten. Die gespeicherten Tastenkodewörter KC* für die jeweiligen Kanäle werden synchron zu diesen Kanalzeiten vorgelegt.

In der Zuordnerschaltung 22 wird der Inhalt eines einzugebenden Tastenkodewortes KC mit dem Inhalt eines gespeicherten Tastenkodewortes KC* verglichen. Die Vergleichsschaltung erzeugt ein Signal, das das Vergleichsergebnis wiedergibt, d.h. ob eine Koinzidenz vorhanden ist oder nicht. Aufgrund dieses Vergleichs wird also festgesiellt, ob die oben beschriebene Bedingungen B erfüllt ist oder nicht. Das von dem Detektor 21 für gedrückte Tasten kommende neue Tastenkodewort KC wird kontinuierlich zugeführt, während die gespeicherten Tastenkodewörter KC* für alle Kanäle zweimal umlaufen. Der oben beschriebene Vergleich erfolgt während der ersten Zirkulationsperiode. Das Ergebnis des Vergleichs wird in einem Vergleichsergebnis-Speicher 223 gespeichert und während der zweiten Zirkulationsperiode von diesem ausgegeben.

Ob die Bedingung (A) für die Tastenzuordnung erfüllt ist, wird festgestellt, indem die Anwesenheit oder Abwesenheit des gespeicherten Tastenkodewortes KC* ermittelt wird. Dies geschieht mit einer Detektorschaltung 224 für gespeicherte Tastenkodewörter. Die Erkennungsschaltung erzeugt ein "1"-Signal in einer Kanalzeit, in der ein

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gespeichertes Tastenkodewort KC* vorhanden ist und ein "(^Signal in einer Kanalzeit, in der kein gespeichertes Tastenkodewort KC* vorhanden ist (d.h. in einer Kanalzeit, deren zugehöriger Kanal leer ist). Das "1"-Signal am Ausgang der Erkennungsschaltung 224 wird zur Steuerung eines Musiktones als Anhall-Startsignal AS verwandt, das das Drücken einer speziellen Taste anzeigt (d.h. anzeigt, daß ein Tastenkodewort in dem der speziellen Taste entsprechenden Kanal gespeichert wurde, und daß die Tastenzuordnung erfolgt ist). Das Ausgangssignal der Erkennungsschaltung 224 wird ferner dazu benutzt, zu ermitteln, ob Bedingung (A) erfüllt ist.

Die Schaltung 225 erkennt, ob die obigen Bedingungen (A) und (B) beide erfüllt sind oder nicht anhand der Ausgangssignale des Vergleichsergebnis-Speichers 223 und der Erkennungsschaltung 224 für gespeicherte Tastenkodewörter und erzeugt ein Setzsignal S und ein Rücksetzsignal C für eine Kanalzeit, in der ein neues Tastenkodewirt KC zugeordnet werden sollte. Das Setzsignal S und das Rücksetzsignal C werden dem Steuereingang eines Tores des Tastenkodespeichers 221 zugeführt, so daß der Rückkopplungseingang der Schaltung 221 auf Null zurückgesetzt wird und das neue am Eingang anstehende Tastenkodewort KC gleichzeitig in die erste Stufe der Schaltung 221 eingespeichert wird. Das Tastenkodewort KC ist nun in einem der Kanalzeit entsprechenden Kanal gespeichert.

Für die. Erkennung der Freigabe der gedrückten Taste wird Von der Erkennungsschaltung 21 für gedrückte Tasten während der Erzeugung des Tastenkodewortes KC regelmäßig ein Startkodewort erzeugt, das den Start der Erkennung der

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Tastenfreigabe kennzeichnet - nicht zu verwechseln mit dem Tastenkodewort, das den jeweiligen Tastenschalter kennzeichnet. Eine Erkennungsschaltung 226 erkennt das Vorhandensein dieses Startkodewortes und erzeugt daraufhin ein Zwangsrücksetzsignal X.

Ein Speicher 227 speichert vorübergehend die Anschlagsignale. Er enthält eine Reihe von Stufen, deren Anzahl der Anzahl der Kanäle entspricht und wenn das Setzsignal S erzeugt wird, um zu veranlassen, daß das Tastenkodewort KC in einen bestimmten Kanal eingespeichert wird, speichert der Speicher 227 ein "1"-Signal in diejenige Stufe ein, die dem betreffenden Kanal entspricht. Die Einspeicherung des "!"-Signals wird zwangsweise von dem Zwangsrücksetzsignal X gelöscht. Wenn dasselbe Tastenkodewort KC ansteht, wird ein Koinzidenz-Erkennungssignal von der Tastenkodewort-Vergleichsschaltung 222 geliefert, so daß in demselben Kanal wieder ein "1"-Signal gespeichert wird.

Ferner ist ein Austast-Speicher 228 vorgesehen, der ebenfalls eine der Kanalzahl entsprechende Anzahl von Stufen aufweist. Dieser Speicher 228 erkennt nach Erzeugung eines Zwangsrücksetzsxgnals X einen Kanal der Eintast-Speicherschaltung 227,in dem ein "1"-Signal nicht gespeichert ist und entscheidet, daß der Eingang des dem Kanal zugeordneten Tastenkodewortes bereits zurückgesetzt worden ist, d.h. daß die von diesem Tastenkodewort repräsentierte gedrückte Taste bereits losgelassen worden ist, und veranlaßt, daß ein "1"-Signal in der dem betreffenden Kanal entsprechenden Stufe des Austastspeichers 228 gespeichert wird. Dieses Signal DS, das die Freigabe der Taste kennzeichnet, wird zur Steuerung des Musiktons als Abkling-

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Startsignal verwandt, was nachfolgend noch erläutert wird.

Die Amplitude des Musiktonsignals e, das nach Gleichung (8) erzeugt werden soll, wird durch die Amplitudenwerte A(t) und A₂(t) bestimmt. Das Abkling-Ende-Signal DF₁ und DF-, , die jeweils anzeigen, daß die Werte A₁ (t) und A₂ (t) auf "0" gegangen sind, werden jeweils von den Amplituden-Informationsgeneratoren 7 und 18 erzeugt. Die Tatsache, daß beide Amplitudenwerte A-(t) und A₂(t) "0" geworden sind, zeigt das Ende der Tonerzeugung des Musiktones e an. Die Tatsache, daß die Abkling-Ende-Signale DF- und DF₂ "0" geworden sind, wird durch UND-Tore 23 erkannt, wodurch die Beendigung der Reproduktion des Musiktones bekannt ist, Das Augangssignal "1" des UND-Tores 23 wird dem ODER-Tor 24 zugeführt, um anzuzeigen, daß die Tonerzeugung beendet ist (Gesamt-Abkling-Ende-Signal). Das Rücksetzsignal C wird ebenfalls dem ODER-Tor 24 zugeführt. Das Ausgangssignal des ODER-Tores 24 dient zum Rücksetzen verschiedener Zähler und Speicher und wird als Zählerlöschsxgnal CC bezeichnet.

Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel besitzt das Bedienungsfeld 1 drei Arten von Tastaturen, wie oben bereits erläutert wurde. Es sei angenommen, daß das Tastenkodewort KC (oder KC*) ein Kodewort aus 9 Bit ist, wobei aus einem 4 Bit-Anteil dieses Kodewortes sechszehn verschiedene Kombinationen gebildet werden können, die den

# #
zwölf Noten C, C , D, ... A und B zugeteilt werden. Acht Kombinationen, die sich aus einem in dem Kodewort enthaltenen 3-Bit-Anteil ergeben, repräsentieren die Oktavenbereiche einer einzelnen Tastatur, und vier verschiedene Kombinationen, die sich aus einem 2-Bit-Anteil des Tasten-

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kodenwortes ergeben, dienen zur Kennzeichnung der verschiedenen Tastaturen. Der 2-Bit-Anteil K₁, Kp, der die Art der Tastatur in dem gespeicherten Tastenkodewort KC* repräsentiert, wird einem Dekodierer 229 zugeführt, um die Tastatur zu erkennen, der die durch das Kodewort KC* bezeichnete Taste angehört. Wenn es sich bei der erkannten Tastatur um das obere Manual handelt, wird ein entsprechendes Signal UE erzeugt. Wenn es sich um das untere Manual handelt, wird ein Signal LE erzeugt, und wenn die Pedaltastatur gemeint ist, wird ein Pedaltastatursignal PE erzeugt. Diese Tastatursignale UE, LE und PE werden zur Steuerung der Musiktöne einzeln nach Tastaturen benutzt.

Alle ankommenden und abgehenden Signale der Zuordnerschaltung 22 (die Signale KC*, AS, DS, CC, DF₁, DF₃ usw., einschließlich des ankommenden Tastenkodewortes KC) werden im time-sharing-Betrieb in Synchronisation mit den jeweiligen Kanalzeiten erzeugt.

Die Konstruktion des Tastenzuordners 2 ist nicht auf die in Fig. 6 dargestellte Ausführung beschränkt, sondern es kann jegliche Konstruktion angewandt werden, die geeignet ist, die Information einer gedrückten Taste auf einen zugeordneten Kanal zu übertragen. Beispielsweise kann ein Tastenzuordner verwendet werden, wie er in der US-PS 3 882 751 oder der korrespondierenden deutschen Patentanmeldung P 25 35 786.2 beschrieben ist.

Erzeugung der Phaseninformation qR

Die den jeweiligen Kanälen zugeordneten Tastenkodewörter

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KC* werden von dem Kodewortspeicher 221 des Tastenzuordners 2 im time-sharing-Betrieb ausgegeben und sequentiell einem Frequenzzahlspeicher 3 zugeführt. Der Frequenzzahlspeicher 3 speichert zuvor den Wert R der obigen Gleichung (8) entsprechend den Frequenzen der durch die Tastenkodewörter KC* repräsentierten Tasten (im folgenden bezeichnet als "Frequenzzahl"). Die Speicherung erfolgt in Adressen, die den Tastenkodewörtern entsprechen. Wenn dem Frequenzzahlspeicher 3 ein bestimmtes Tastenkodewort zugeführt wird, wird eine Frequenzzahl R ausgegeben, die an einer Adresse gespeichert ist, die durch das Tastenkodewort bezeichnet wird.

Die Frequenzzahl R besteht aus einer geeigneten Anzahl binärer Bits. Sie hat beispielsweise 15 Bits, von denen 14 Bits von der niedrigstwertigen Stelle bis zur 14. Stelle einen Wert eines Dezimalbruches darstellen und die höchstwertige Stelle, nämlich das 15. Bit, den Ganzzahlbereich bildet.

Die aus dem Frequenzzahlspeicher 3 sequentiell und im time-sharing-Betrieb ausgelesene Frequenzzahl R wird einem Zirkulationszähler 4 von 12 Wörtern (ein Wort = 21 Bits) zugeführt und in diesem kumulativ in gleichmäßigen Zählintervallen hochgezählt (z.B. in jeder der 12 Kanalzeiten) . In dem Zähler 4 wird der 7-Bit-Bereich vom 15. bis zum 21. Bit (dem höchstwertigen Bit) als Ganzzahlbereich betrachtet. Der Zähler 4 besteht aus einem Addierer 41 von 21 Bits und einem ^-Wort-Schieberegister (ein Wort hat 21 Bits). Der Inhalt des Zählers 4 wird von dem Master-Takt φ* weitergeschoben und die in der letzten Stelle des Schieberegisters 42 nach 12 Kanalzeiten erzeug-

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ten Daten werden auf den Addierer 41 zurückgeführt, wo sie mit dem Ausgangswert R des Frequenzzahlspeichers 3 addiert werden. Der Wert R wächst daher alls 12 Kanalzeiten auf 2R, 3R, 4R ... (0 qR). Auf diese Weise wird eine Phasenzahl (Phaseninformation) qR der den jeweiligen Kanälen zugeordneten Töne im time-sharing-Betrieb von dem Zähler 4 synchron mit den jeweiligen Kanalzeiten erzeugt.

Wenn 12 Kanalzeiten 12 μΞ entsprechen, wie bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel, so wird der Wert R pro Sekunde 1 : 12 χ 10 mal kumulativ addiert. Demnach ist die Zahl q die ansteigt, je weiter die Phase einer Wellenform der Grundwelle fortschreitet:

10⁶ 1
q = yr x ρ

wobei f die Grundfrequenz darstellt.

Es sei angenommen, daß eine Wellenform einer Sinuswelle zur Bildung der Grundwellenform sin qR an 64 Speicherstellen in einen Sinuswellenformspeicher 5 gespeichert ist. Die Phasenzahl qR, bei der das Auslesen aus der letzten Adresse beendet wird, ist qR = 64. Der Wert der Frequenzzahl R (in Dezimalschreibweise) beträgt R= 12 χ 64 χ f χ 10 . Die Frequenzzahl R, die durch diese Gleichung gegeben ist, ist in Form von Binärdaten entsprechend den jeweiligen Tastenkodewörtern in dem Frequenzinformationsspeicher 3 gespeichert.

Die Erzeugung von Musiktönen

Die von dem Zähler 4 erzeugte Phasenzahl qR wird drei

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Verarbeitungssystemen A, B und C zugeführt. Die Verarbeitungssysteme A, B und C bestehen aus Schaltungen zur Durchführung der Berechnung der rechten Ausdrücke von Gleichung (8). Das System A berechnet den Ausdruck A₁(t) sin qR¹ für die Grundkomponente, während das System B und C die Ausdrücke "A₂ (t) sin/~/(t)qR + I (t) sin (m(t)qR)J " für die Frequenzmodulation berechnet.

Demnach wird die Phasenzahl qR in dem System A als Signal benutzt, das der Phase eines Musiktonsignals entspricht, während es als Grundinformation für die Einführung der Phasenelemente des Trägers und die Modulation der Welle in der Frequenzmodulationsgleichung dient. Die Phasenzahl qR kann einen ausreichenden Effekt hervorrufen, indem nur ein Ganzzahlbereich von ihr aus 7 Bits besteht, die vom höchstwertigen Bit in den Systemen A, B und C zählen.

Zunächst wird die Berechnung der Grundkomponente beschrieben. Der aus einer geeigneten Anzahl von Speichervorrichtungen bestehende Sinus-Wellenformspeicher 5 ist beispielsweise ein Festwertspeicher, in dem die Amplitudenwerte enthalten sind, die man durch Abtasten einer Wellenform einer Sinuswelle für einen Abtastzyklus mit einer geeigneten Anzahl von Abtaststellen, z.B. 64, erhält, in entsprechenden Adressen gespeichert sind. Dem Speicher 5 wird die Phasenzahl qR als Adresse zugeführt, und er erzeugt danach den Amplitudenwert der betreffenden Adresse. Die Amplitudenwerte, die den Phasen zu den betreffenden Zeitpunkten entsprechen, werden auf diese Weise in Realzeit ausgelesen, wodurch von dem Speicher 5 eine Sinuswelle sin qR erzeugt wird.

Das Sinuswellensignal (z.B. das Grundwellensignal) sin qR

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wird einem Multiplizierer 6 zugeführt. Der Multiplizierer 6 empfängt ebenfalls den Spitzenwert A₁(t) der Amplitudeninformation der Grundwelle und erzeugt ein Multiplikationsergebnis A₁(t) sin gR. Auch die Berechnung der Grundwellenkomponente wird im time-sharing-Betrieb für jeden der Kanäle durchgeführt.

Der Amplituden-Spitzenwert A₁(t) wird für jeden Kanal separat von einem Amplitudenwertgenerator 7 in Synchronisation mit der betreffenden Kanalzeit erzeugt. Der Amplitudenwert A₁(t) ändert sich zeitlich und bildet ein Hüllkurvenform, die nach dem Drücken der Taste zunächst ansteigt und nach dem Loslassen der Taste abklingt. Als Amplitudenwertgenerator 7 kann beispielsweise ein bekannter Hüllkurvengenerator verwendet werden.

Fig. 8 zeigt ein Beispiel des Amplitudenwertgenerators 7. Die Schaltung 7 arbeitet als Antwort auf ein Anhall-Startsignal AS und ein Abkling-Startsignal DS und erzeugt digital eine Hüllkurve der Amplitudeninformation A₁(t), wie Fig. 9 zeigt. Wenn das Anhall-Startsignal AS dem UND-Tor 71 zugeführt wird, wird dem UND-Tor 79 über das UND-Tor 71 und ein ODER-Tor 74 ein Anhall-Taktimpuls AC zugeleitet. Da dem UND-Tor 79 über einen Inverter 60 bereits ein "1"-Signal zugeführt wurde, wird das "1"-Addier-Signal P₁ aktiviert und über ein UND-Tor 79 synchron mit dem Anhalltakt AC weitergeleitet. Das "1"-Addier-Signal P₁ besteht aus η Bits, von denen das niedrigstwertige Bit (erste Bit) "1" ist, während die übrigen Bits (zweites Bit n-tes Bit) sämtlich "0" sind. Das "1"-Addier-Signal P₁, das von dem UND-Tor 79 erzeugt wird, wird über ein ODER-Tor 61 einem n-stelligen Addierer 61 zugeführt.

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Das Ausgangssignal des Addierers 62 wird einem 12-Wort-Schieberegister 64 (ein Wort = η Bits) über eine UND-Torgruppe 63 zugeführt. Das Signal wird in dem Schieberegister 64 um 12 Kanalzeiten entsprechend dem Takt φ* verzögert und danach aus dem Schieberegister 64 ausgegeben. Das Ausgangssignal des Schieberegisters 64 wird auf den Addierer 62 zurückgekoppelt und zu der von dem ODER-Tor 61 zugeführten Zahl addiert. Daher erhöht sich die für den betreffenden Kanal in dem Schieberegister enthaltene Zahl entsprechend dem Anhalltakt AC jeweils um 1.

Das Ausgangssignal des Schieberegisters 64 wird einem Anhallkurvenspeicher 65 und einem Abklingkurvenspeicher 66 zugeführt und dabei als Adressensignal zum Auslesen der Anhallkurve und der Abklingkurve, die in diesen Speichern gespeichert sind, verwandt. Während des Anhallmodus steht nur der Anhallkurvenspeicher 65 zum Auslesen zur Verfügung, während der Abklingkurvenspeicher 66 untätig bleibt. Da das Ausgangssignal des Registers 64 sich während der Kanalzeit ständig erhöht, werden nacheinander die Werte der in Fig. 9 dargestellten Anhallkurve ausgelesen.

Wenn alle η Bits am Ausgang des Schieberegisters 64 "1" geworden sind, ist der Spitzenwert der Anhallkurve erreicht und dieser Spitzenwert wird durch das Tor 67 erkannt. Nach Beendigung des Auslesens der Anhallkurve erzeugt das UND-Tor 67 ein "1"-Signal, das wiederum in einem ^-Bit-Schieberegister 69 gespeichert wird. Das in dem Schieberegister 69 gespeicherte "1"-Signal wird in dem Zeitschlitz des betreffenden Kanals alle 12 Kanal-

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zeiten ausgegeben und hält sich über das UND-Tor 50 selbst in dem Schieberegister 69. Das Ausgangssignal des Schieberegisters 69 ist ein Signal AF, das die Beendigung der Anhallphase kennzeichnet. Wenn dieses Signal AF zu "1" wird, wird das UND-Tor 71 gesperrt und ein UND-Tor 72 durchgeschaltet. Da dem Inverter 60 ebenfalls das Anhall-Ende-Signal zugeführt wird, wird die UND-Torgruppe 79 durch eine Ausgangs-"0" des Inverters 60 gesperrt. Nun wird eine UND-Torgruppe 78,der das Signal AF zugeführt wird, durchgeschaltet und ein erster Abklingtakt DC₁ von einem ersten Abklingtaktoszillator 76 über das UND-Tor 72 und das ODER-Tor 74 der UND-Torgruppe 78 zugeführt, um das Tor der UND-Gruppe 78 so zu steuern, daß ein "1"-Subtrahierbefehl M₁ in Synchronisierung mit dem ersten Abklingtakt DC₁ erzeugt wird. Das "1"-Subtrahiersignal M₁ wird dem Addierer 62 über das ODER-Tor 61 zugeführt. Es besteht aus η Bits, die sämtlich "1" sind. Demnach wird der Inhalt des Schieberegisters durch Addieren des "1"-Subtrahiersignals M₁ zu dem Inhalt des betreffenden Kanals des Schieberegisters 64, der den Spitzenwert (d.h. alle η Bits sind "1") nacheinander Schritt für Schritt synchron mit dem ersten Abklingtakt DC₁ um eins heruntergezählt. Mit anderen Worten: alle Übertragsdaten oberhalb des η-ten Bits fließen über, wodurch die Subtraktion im wesentlichen ausgeführt wird.

Wenn das Anhall-Ende-Signal AF "1" geworden ist, wird das Ausgangssignal des Inverters 51 "0", so daß der Anhall-Kurvenspeicher 65 abgeschaltet ist, während der Abkling-Kurvenspeicher 66 eingeschaltet ist. Auf diese Weise wird die in Fig. 9 dargestellte Abklingkurve aus dem Abkling-Kurvenspeicher 66 entsprechend der von dem

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Schieberegister 64 erzeugten graduell abfallenden Adressendaten realisiert. Die Ausgangssignäle des Anhallkurvenspeichers 65 und des Abklingkurvenspeichers 66 werden in der ODER-Torgruppe 52 kombiniert und danach dem Multiplizierer 6 zugeführt. Man erhält demnach die Amplitudeninformation A₁(t) durchgehend von dem Anhall-Zustand bis zur ersten Abklingphase, die in Fig. 9 dargestellt ist.

Ein Stellglied 53 zur Einstellung der Daueramplitude (Aufrechterhaltungsniveau) erzeugt ein Daueramplituden-Signal SUL bei einem Wert, der der Adresse dieser Amplitude SUL entspricht (Fig. 9). Die Koinzidenz des Amplitudensignals SUL, das an dem Stellglied 53 eingestellt worden ist, mit dem Ausgangssignal des Schieberegisters 64 (der Adresse des Speichers 66) wird von einem Komparator 54 erkannt und ein "1"-Signal, das die Koinzidenz anzeigt, wird in ein 12-Bit-Schieberegister 56 über ein ODER-Tor 55 eingespeichert. Das Ausgangssignal des Schieberegisters wird als erstes Abkling-Ende-Signal IDF einem UND-Tor 73 zugeführt. Das Ausgangssignal des Registers 56 sperrt ferner das UND-Tor 72 und wird über das UND-Tor 57 durch Rückkopplung wieder in das Register 56 eingegeben. Sobald das Signal IDF auftaucht, wird der erste Abklingtakt DC₁ angehalten und der Zählwert des betreffenden Kanals in dem Schieberegister 64 wird auf einem konstanten Wert gehalten. Daher bleibt auch das aus dem Abklingkurvenspeicher ausgelesene Ausgangssignal konstant, mit dem Ergebnis , daß das Daueramplitudenniveau SUL beibehalten wird, bis die gedrückte Taste freigegeben wird, wie Fig. 9 zeigt.

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Wenn die Taste losgelassen worden ist, wird das Abkling-Startsignal DS von dem Tastenzuordner 2 an das UND-Tor 73 gelegt und dieses geöffnet. Ein zweiter Abklingtakt DC₂ , der von einem zweiten Abklingtaktoszillator 77 erzeugt wird, wird nun über das UND-Tor 73 und das ODER-Tor 74 der UND-Torgruppe 78 zugeführt. Daraufhin wird das "1"-Subtrahiersignal M₁ dem Addierer 62 synchron mit dem zweiten Abklingtakt DC₂ zugeführt und die Subtraktion von dem in dem Schieberegister 64 enthaltenen Inhalt vorgenommen. Auf diese Weise wird die Adresse für den Zugang des Speichers 66, die zeitweilig auf dem Aufrechterhaltungsniveau SUL festgehalten worden ist, fortlaufend verändert und die Abklingkurve der zweiten Abklingphase nach Fig. 9 wird ausgelesen.

Mit fortschreitender Subtraktion wird, wenn der Inhalt des betreffenden Kanals im Schieberegister 64 "0" geworden ist, das Auslesen der Abklingkurve beendet. Die Beendigung des Abklingens wird erkannt, wenn eine NOR-Schaltung 58 feststellt, daß alle η Bits am Ausgang des Schieberegisters 64 "0" geworden sind. Das Ausgangssignal "1" der NOR-Schaltung 58 wird über das UND-Tor 59, das an einem seiner Eingänge das Anhall-Ende-Signal AF empfängt, ein^m seiner Eingänge zugeführt. Dieses "1"-Signal wird als Anhall-Ende-Signal DF;. benutzt. Die Konstruktion ist in dieser Weise ausgeführt, weil das Anhall-Ende-Signal DF₁ erst erzeugt werden sollte, nachdem das Anhall-Ende-Signal AF erzeugt worden ist. Das Anhall-Ende-Signal DF₁ wird dem UND-Tor 23 des Tastenzuordners 2 zugeführt. Wenn das Zählerlöschsignal CC vom Tastenzuordner 2 erzeugt wird, werden die in dem betreffenden Kanal der Schieberegister 64, 69 und 56 enthaltenen Inhalte auf "0" gesetzt.

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In der oben beschriebenen Weise wird dem Multiplizierer 6 eine digitale Hüllkurvenform, wie sie in Fig. 9 dargestellt ist, als zeitveränderliche Amplitudeninformation A₁(t) zugeführt. Der Veränderungsmodus der Amplitudeninformation A₁(t) kann in der gewünschten Weise bestimmt werden, indem man die von den jeweiligen Oszillatoren 75 bis 77 erzeugten Takte entsprechend ändert oder die Einstellung des Stellgliedes 53 für die Daueramplitude variiert. Da der Addierer 62 und das Schieberegister 64 im time-sharing-Betrieb zeitlich auf die jeweiligen Kanäle aufgeteilt sind, wird die Amplitudeninformation A₁(t) im time-sharing-Betrieb für jeden de.r Kanäle erzeugt.

Im folgenden wird nun der Frequenzmodulationsteil beschrieben.

In dem Verarbeitungssystem (B) wird die Phasenzahl qR einem Multiplizierer 8 zugeführt. In dem Multiplizierer wird die zeitveränderliche Kceffizienteninformation a (t) mit der Phasenzahl qR multipliziert, um die Phasenzahl Z(t) qR der Trägerkomponente zu erhalten. Die Koeffizienteninformation £ (t) wird von einem Trägersteiarsignalgenerator 9 erzeugt. Die Trägerfrequenz kann variiert werden, indem diese Koeffizienteninformation /(t) in geeigneter Weise ausgewählt wird.

In dem Verarbeitungssystem C wird die Phasenzahl qR einem Multiplizierer 10 zugeführt. In dem Multiplizierer 10 wird die zeitveränderliche Koeffizientenxnformatxon m(t) mit der Phasenzahl qR multipliziert, um die Phasenzahl m(t)qR der Modulationswellenkomponente zu erhalten. Die

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Koeffizienteninformation m(t) wird von einem Modulationswellen-Steuersignal-Generator 11 erzeugt. Die Modulationswellenfrequenz kann durch diese Koeffizienteninformation m(t) in geeigneter Weise variiert werden. Die von dem Multiplizierer 10 erzeugte Phasenzahl m(t)qR wird einem Sinuswellenformspeicher 12 zugeführt, aus dem ein Amplitudenwert an einem Wellenformabtastpunkt ausgelesen wird, der dem Phasenwert m(t)qR entspricht. Der Speicher 12 ist von ähnlicher Konstruktion wie der Sinuswellenformspeicher 5. Das Modulationswellensignal sin (m(t)qR)_f das aus dem Sinuswellenformspeicher 12 ausgelesen wird, wird einem Multiplizierer 13 zugeführt, in dem es mit dem Modulationsindex I(t) multipliziert wird. Der Modulationsindex I(t), der zeitveränderlich ist, wird von einem Steuersignalgenerator 14 für den Modulationsindex erzeugt.

Das Ausgangssignal I(t) sin(m(t)qR) des Multiplizierers 13 wird einem Addierer 15 zugeführt und dem Wert^ (t)qR, der von dem Multiplizierer 8 geliefert wurde,hinzuaddiert. Der Addierer 15 erzeugt demnach einen Wert .£^;(t)qR + I(t) sin (m(t)qR), der die Phase der gesamten Welle der frequenzmodulierten Wellenform bestimmt. Dieses Ausgangssignal des Addierers 15 wird einem Sinus-Wellenformspeicher 16 zugeführt, um die Amplitudenwerte an den jeweiligen Abtaststellen einer in diesem gespeicherten Wellenform auszulesen. Der Speicher 16 ist von ähnlicher Konstruktion wie die Sinus-Wellenformspeicher 5 und 12.

Die von dem Sinus-Wellenformspeicher 16 erzeugte modulierte Sinuswellenform /^(t)qR + I(t) sin (m(t)qR)J wird einem Multiplizierer 17 zugeführt, und mit dem Spitzenwert A~(t)

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der Komponente der frequenzmodulierten Welle multipliziert. Der Spitzenwert A„(t) wird von einem Amplitudeninformationsgenerator 18 erzeugt, der in derselben Weise konstruiert sein kann wie der Amplitudeninformationsgenerator 7,der in Fig. 8 dargestellt ist. Dem Multiplizierer 17 wird als Ämplitudeninformation A~ (t) eine Hüllkurvenform zugeführt, die in gleicher Weise dem Niederdrücken und Loslassen der Taste entspricht, wie in Fig. dargestellt ist.

Die Hüllkurvenformen des Grundwellenanteils und des Anteils der frequenzmodulierten Welle werden separat und individuell entsprechend der Amplitudeninformation A^(t) und A₂(t) gesteuert. Als Ergebnis der Multiplikation wird von dem Multiplizierer 17 die in ihrer Amplitude gesteuerte modulierte Signalwelle A₂Ct) sin j_£{t.)qR + Kt) sin m(t)qRjerzeugt.

Wie oben erläutert wurde, bestimmt das Frequenzverhältnis c/m zwischen dem Träger und der Modulationswelle die Positionen der Harmonischen und der Modulationsindex I bestimmt die Anzahl der Harmonischen. Die Positionen der Harmonischen werden daher durch die Koiffizienteninformation £(t) und m(t) bestimmt und die Anzahl der Harmonischen variiert entsprechend dem Wert des Modulationsindex I(t). Man kann daher durch geeignete Einstellung und Variation der jeweiligen Information £(t.) , m(t) und I(t) eine bestimmte Tonfärbung hervorrufen und leicht eine komplizierte zeitliche Änderung der Tonfärbung simulieren.

Die Signalgeneratoren 9, 11· und 14 zur Erzeugung der jeweiligen Information £{t.) , m(t) und I(t) sind so aufge-

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baut, daß ihre zeitlichen Änderungen der jeweiligen Information /(t), m(t) und I(t) in der gewünschten Weise programmiert werden können, um eine bestimmte Tonfärbung und Tonfärbungsänderung zu erzielen. Diese Programmierung kann sehr einfach an Stellelementen wie Schaltern durchgeführt werden, ohne daß eine komplizierte soft ware benötigt würde.

Fig. 10 zeigt ein Beispiel des Träger-Steuersignal-Generators 9 oder des Modulationswellen-Steuersignalgenerators 11 oder des Modulationsindex-Steiersignalgenerators 14. Der in Fig. 10 abgebildete Steuersignalgenerator gleicht im Aufbau weitgehend dem Amplitudeninformationsgenerator 7 der Fig. 8, so daß die detaillierte Erläuterung der Fig. 8 auch das Verständnis des Ausführungsbeispiels nach Fig. 10 erleichtert.

Wenn das Anhall-Startsignal AS von dem Tastenzuordner 2 geliefert wird, schaltet der Anhall-Startimpuls AP eine UND-Torgruppe 89 über ein UND-Tor 81 und ein ODER-Tor 84 durch. Ein n-stelliger Befehl P₁ zum Addieren einer "1" wird von der UND-Torgruppe 89 synchron mit dem Anhalltakt AP erzeugt und einem n-stelligen Addierer 91 über die ODER-Torgruppe 90 zugeführt. Ein Zähler, der aus dem Addierer 91 der UND-Torgruppe 92 und einem zirkulierenden Schieberegister 93 mit 12 Wörtern (1 Wort = η Bits) besteht, wird von den 12 Kanälen im time-sharing-Betrieb gesteuert. Auf diese Weise wird hintereinander unter Steuerung durch den Anhalltakt AP der Wert 1 kumulativ addiert und das Ergebnis der kumulativen Addition wird in einem Schieberegister 93 akkumuliert. Das Ausgangssignal des Schieberegisters 93 wird von dem betreffenden

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Steuersignalgenerator 9, 11 oder 14 dem Multiplizierer 8, 10 oder 13 als Koeffizienteninformation £(t) oder m(t) oder als Modulationsindexinformation I(t) zugeführt. Die Werte /(t), m(t) und I(t), d.h. die Ausgangssignale der Schieberegister 93 sind daher in dem Anhallbereich, der mit dem Drücken der Taste beginnt, typischerweise ansteigende Signale.

Das Ausgangssignal des Schieberegisters 93 wird einem Komparator 94 zugeführt und mit einem Anhallniveau ATT verglichen, das zuvor an einem Anhallniveau-Stellglied eingestellt worden ist. Wenn Koinzidenz besteht, ist das Ausgangssignal des Komparators 94 "1". Dieses "1"-Signal wird in einem zirkulierenden 12-Bit-Schieberegister 96 gespeichert und über ein UND-Tor 97 und ein ODER-Tor durch Rückführung in diesem Schieberegister gehalten. Das Ausgangssignal des Schieberegisters 96 steuert das UND-Tor 82 als Anhall-Ende-Signal AF¹, während es das UND-Tor 81 über einen Inverter sperrt. Das Anhall-Ende-Signal AF¹ sperrt ferner die UND-Torgruppe 89 über einen Inverter 99, während es die UND-Torgruppe 88 öffnet. Demnach wird die UND-Torgruppe 88 in Synchronisation mit dem ersten Abklingtaktimpuls DP₁ des variablen Taktoszillators 86 geöffnet, was dazu führt, daß dem Addierer 91 ein "1"-Subtrahiersignal M₁ aus η-Bits, die alle "1" sind, zugeführt wird. Der gespeicherte Kumulativwert des betreffenden Kanals des Schieberegisters 93 wird durch jedes "1"-Subtrahiersignal M₁ um den Wert "1" erniedrigt, so daß die Information £ (t), m(t) und I(t) entsprechend dem ersten Abklingbereich in Fig. 11 verkleinert wird.

Das Ausgangssignal des Schieberegisters 93 wird einem

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Komparator 31 zugeführt, wo es mit einem Dauerniveau SUL¹ (Aufrechterhaltungsniveau) verglichen wird, dessen Wert zuvor an dem Dauerniveau-Stellglied 32 eingestellt worden ist. Wenn Koinzidenz festgestellt wird, wird ein "1"-Signal in den betreffenden Kanal eines zirkulierenden 12-Bit-Schieberegisters 33 gespeichert und über ein UND-Tor 34 und ein ODER-Tor 35 in diesem Schieberegister gehalten. Das Ausgangssignal des Schieberegisters 33 wird als erstes Abkling-Ende-Signal DF¹ dem UND-Tor 83 zugeführt, während es das UND-Tor 82 sperrt. Hierdurch wird vorübergehend die Anlegung des Taktes ausgesetzt und bewirkt, daß das Ausgangssignal des Schieberegisters 93 (die Information $(t) , m(t) und Kt)) auf dem konstanten Dauerniveau SUL¹ bleibt.

Wenn das Abkling-Start-Signal DF von dem Tastenzuordner 2 erzeugt wird, wird das UND-Tor 83 durchgeschaltet und läßt den zweiten Abklingtakt DP₂ von dem variablen Taktoszillator 87 zu der UND-Torgruppe 88 durch. Der gespeicherte Kumulativwert des Schieberegisters 93 wird daher bei jedem Eintreffen des zweiten Abklingtaktes DP₂ durch Subtraktion um den Wert "1" erniedrigt, so daß die Information ^(t) , m(t) und I(t) den Verlauf des zweiten Abklingbereiches in Fig. 11 erhält. Wenn das Spielen des Tones des betreffenden Kanals beendet worden ist und das Zählerlöschsignal CC erzeugt wurde, werden die Inhalte der betreffenden Kanäle in den Registern 93, 96 und 33 gelöscht.

Da die jeweiligen Takte AP, DP^ und DP₂ und die Niveaus ATL und SUL¹ individuell in den Steuersignalgeneratoren 9, 11 und 14 verändert werden können, kann die jeweilige

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Information £{t) , m(t) und I(t) in jeder gewünschten Weise programmiert werden. Bei dem Dauerniveau SUL'wird ein konstanter Wert beibehalten und der Träger, die Modulationswelle und der Modulationsindex bleiben ohne jede Veränderung konstant. Während des Dauerniveaus SUL¹ wird daher eine konstante Tonfarbe erzeugt. Andererseits ändert sich während des Anhall- oder Abklingmodus die Tonfarbe auf komplizierte Weise. Es wird daher ein Tonfarbeneffekt erzeugt, der eine starke Annäherung an eine komplizierte Variation der Harmonischenanteile eines natürlichen Musiktones während des Anhall- und Abklingmodus darstellt.

Die Konstruktion der Signalerzeugerschalungai 9, 11 und ist nicht auf die in Fig. 10 dargestellten Ausführungsbeispiele beschränkt, sondern es können auch Variationen der Information £ (t), m(t) und I(t) zuvor in Speichern gespeichert werden, die beim Drücken und bä_ der Freigabe der Tasten ausgelesen werden, um die zeitlichen Änderungen der Frequenzspektren verschiedener natürlicher Töne von Musikinstrumenten zu simulieren.

Der Grundwellenanteil A.. (t) sin gR und die frequenzmodulierte Welle A₂ (t) sin/V(I;) qR + ι (t) sin (m(t)qRJj werden einem Addierer 43 zugeführt und miteinander addiert. Sämtliche Rechnungsvorgänge in den Verarbeitungssystemen A, B und C werden digital und für die jeweiligen Kanalzeiten im time-sharing-Betrieb durchgeführt. Der Addierer 43 erzeugt demnach ein Digitalsignal, das den Wellenform-Amplitudenwert des Musiktonsignals e(t) zu einer bestimmten Zeit repräsentiert. Dieses Digitalsignal wird einem Digital/Analog-Umsetzer 44 zugeführt, um einen entsprechenden Analogwert zu erzeugen. Der Digital/Analog-Um-

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setzer 44 erzeugt auf diese Weise im time-sharing-Betrieb analoge Musiktonsignale e(t), die den jeweiligen Kanälen zugeordnet sind und diese Signale e(t) werden analogen Torschaltungen 45,46 und 47 zugeführt, so daß sie entsprechend der Art der Tastatur verteilt werden

Der Dekodierer 229 des Tastenumsetzers 2 (Fig. 6) erzeugt Signale ÜE, LE und PE, die jeweils die Art der Tastatur kennzeichnen, der ein den jeweiligen Kanälen in Synchronisation mit einer bestimmten Kanalzeit zugeordneter Ton angehört. Das Signal UE für das obere Manual wird der Torschaltung 45 zugeführt und diese wird zu einer Kanalzeit aktiviert, der der Ton des oberen Manuals zugeordnet worden ist, um das Musiktonsignal e(t) von dem Konverter 44 durchzulassen.

In gleicher Weise wird das Signal LE, das das untere Manual kennzeichnet, der Torschaltung 46 zugeführt, um nur das Musiktonsignal e(t), das einem Musikton des unteren Manuals entspricht, vom Konverter 44 durchzulassen. Das Signal PE kennzeichnet schließlich die Pedaltastatur und wird einer Torschaltung 47 zugeführt, damit diese das Musiktonsignal der Pedaltastatur durchläßt.

Die von den Torschaltungen 45 bis 47 abgegebenen Musiktonsignale werden durch Stellwiderstände VR₁, VR₂ und VR₃ individuell gesteuert. Danach werden der Ton des oberen Manuals und der Ton des unteren Manuals im Tonvolumen balanciert und dann mit dem Ton der Pedaltastatur gemischt, Der auf diese Weise für jede Tastatur einzeln in seiner Lautstärke geregelte Ton wird durch das Audiosystem 48 von einem Lautsprecher 49 abgestrahlt.

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Fig. 12 zeigt ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen elektronischen Musikinstrumentes. Die in Fig. 5 dargestellte Schaltung ist auf der Grundlage des Grundfrequenz-Modulationssystems, das durch Gleichung (1) repräsentiert wird, aufgebaut. Wenn in einem elektronischen Musikinstrument ein kompliziertes Frequenzmodulationssystem angewandt wird, wie es durch die oben beschriebenen Gleichungen (5) oder (7) repräsentiert wird, erhält man eine kompliziertere Tonfarbenvariation als dies bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 5 der Fall ist.

Bei dem in Fig. 12 dargestellten elektronischen Musikinstrument wird ein Musiktonsignal erzeugt, in dem das Frequenzmodulationssystem nach Gleichung (5) benutzt wird. Bei diesem Ausführungsbeispiel erhält man das Musiktonsignal e(t) nach folgender Gleichung:

e(t) = A.(t) sinqR

+ A₂ (t) sinf/(t)qR + I₁ (t) sin(m(t)qR) + I₂ (t) sin(n(t)qR)/. (9)

Es sei darauf hingewiesen, daß diese Gleichung (9) durch Addieren der Ausdrücke der Grundkomponente A-, (t) sin qR mit dem Ausdruck der Frequenzmodulation A₂ (t) sin/^(t) qR + I-, (t) sin(m(t)qR) + I₂ (t) sin(n(OqR)J entstanden ist. Dieser zuletzt genannte Ausdruck ist im wesentlichen der Gleichung (5) äquivalent. In Gleichung (9) repräsentiert der Wert qR die Phasenzahl der Grundwelle und der Wert A-. (t) den Amplitudenhöchstwert des Grundwellenanteils, .dargestellt als Funktion der Zeit. Wenn man Gleichung (9) mit Gleichung (5) vergleicht, so ist die Phase (Xt des des Trägers in Gleichung (5) gegeben dunh i?(t)qR in

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Gleichung (9), d.h. die Phase des Trägers erhält man, indem man die Phase qR des Trägers mit der Zeitfunktion £(t) multipliziert. Die Phase ß.t der ersten Modulationswelle ist gegeben durch den Wert m(t) qR, d.h. man erhält sie durch Multiplizieren der Phase qR der Grundwelle mit der Zeitfunktion m(t). Die Phase ßpt der zweiten Modulationswelle ist gegeben durch den Wert m(t)qR, d.h. man erhält sie durch Multiplizieren der Phase qR der Grundwelle mit der Zeitfunktion n(t). Der erste Modulationsindex I₁ ist durch die Zeitfunktion I₁(t) gegeben, wogegen der zweite Modulationsindex I₂ durch die Zeitfunktion I„(t) gegeben ist, so daß diese Modulationsindizes zeitlich veränderlich sind. Der Wert A-(t) stellt die Spitzenamplitude des Modulationswellensignals dar. Es sei darauf hingewiesen, daß dieser Wert A~(t) als Funktion der Zeit t dargestellt ist, so daß die Amplitude mit der Zeit variiert.

Das in Fig. 12 dargestellte elektronische Musikinstrument kann im wesentlichen in der gleichen Weise aufgebaut werden wie das Instrument der Fig. 5, mit Ausnahme einiger zusätzlicher Schaltungen. Gleiche Teile sind in den Fig. 5 und 12 jeweils mit den gleichen Bezugszeichen versehen, und eine detaillierte Beschreibung dieser Teile unterbleibt.

In derselben Weise wie oben beschreiben werden ein Tastenzuordner 2, ein Frequenzinformationsspeicher 3 und ein Zähler 4 in Abhängigkeit von den an einer Eingabeeinrichtung 1 gedrückten Tasten betrieben, um eine Phasenzahl qR zu erzeugen, die den jeweiligen Kanälen im time-sharing-Betrieb zugeordnet wird. Diese Phasenzahl qR wird Verarbeitungssystemen A, B, C und D zugeführt. Diese führen die Berechnung des Grundwellenanteils A₁ sin qR aus, wie es

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bei den Systemen der Ausführungsform nach Fig. 5 der Fall ist, wobei der einzige Unterschied darin besteht, daß bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 12 zusätzlich das Verarbeitungssystem D vorhanden ist.

In dem Verarbeitungssystem D werden die Koeffizienteninformation n(t), die von einem Modulationswellen-Steuersignalgenerator 110 erzeugt wird, und die Phaseninformation qR miteinander in einem Multiplizierer 100 multipliziert und das Ausgangssignal n(t)qR des Multiplizierers 100 wird dazu benutzt, das zweite Modulationswellensignal sin(n(t)qR) aus dem Sinuswellenformspeicher 120 auszulesen. Der zweite Modulationsindex I-(t), der von einem Modulationsindex-Steuersignalgenerator 140 erzeugt wird, wird mit dem zweiten Modulationswellensignal sin(n(t)qR) in einem Multiplizierer 130 multipliziert und ein Signal I₂(t) sin (n(t)qR) wird einem Addierer zugeführt. Als Schaltungen 100 bis 140 des Verarbeitungssystems D können dieselben Schaltungskonstriktionen verwendet werden, wie in den Schaltungen 10 bis 14 des Verarbeitungssystems C.

In dem in Fig. 12 dargestellten Verarbeitungssystem C erzeugt ein Modulationsindex-Steuersignalgenerator 14 den ersten Modulationsindex I₁(t), während ein Multiplizierer 13 das Signal I.. (t) sin(m(t)qR) erzeugt. Der Addierer 150 addiert die von dem Addierer 8 gelieferte Phaseninformation £(t) qR des Trägers, das Ausgangssignal des Multiplizierers 13 und das Ausgangssignal des Multiplizierers 130 miteinander.

Das Ausgangssignal des Addierers 150 bewirkt den Zugang

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zu einem Sinuswellenformspeicher 16 und dessen Ausgangssignal wird in einem Multiplizierer 17 mit der Amplitudeninformation A₂(t) multipliziert. Um das frequenzmodulierte Signal A„ (t) sin/"/(t)qR + I₁ (t) sin(m(t)qR) + I₂ (t) sin (n(t)qR)J zu erhalten. Dieses frequenzmodulierte Signal wird der Grundkomponente A₁(t) sin qR, die von dem Multiplizierer 6 erzeugt wird, in einem Addierer 43 hinzuaddiert, so daß das Musiktonsignal e(t) entsteht, das das Ergebnis der Berechnung nach Gleichung (9) darstellt. Dieses Musiktonsignal e(t) wird durch die Schaltungen 44 bis 48 in derselben Weise verarbeitet und von einem Lautsprecher 49 abgestrahlt, wie es bei dem vorherigen Ausführungsbexspxel beschrieben wurde.

Harmonischenbegrenzung

Bei der Erzeugung eines Frequenzsignals durch Abtasten (sampling) ist es durch das Abtasttheorem bekannt, daß die Harmonischenanteile, die höher sind als die Hälfte der Abtastfrequenz, in die Audiodomäne reflektiert werde* und Subharmonische erzeugen. Zur Verhinderung des Auftretens solcher Subharmonischer müssen die Haironischenanteile,die höher sind als die halbe Abtastfrequenz beseitigt werden. Bei den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen beträgt die Frequenz des Master-Taktes φ* 1 MHz und es werden Wellenformen von 12 Tönen im timesharing-Betrieb erzeugt. Eine Abtastfrequenz einer WeI

1 fifi
lenform beträgt daher J₂- = 80 kHz. Daher müssen alle Signale oberhalb von 40 kHz unterdrückt werden.

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Die Frequenzbandbreite BW in dem Frequenzmodulationssystem kann allgemein ausgedrückt werden als

BW = 2(d + m)
Da I = d/m_/ist
BW = 2m(I + 1).

Obwohl die Bandbreite BW die gesamte Bandbreite darstellt, ist die Bandbreite, die hier in Betracht zu ziehen ist, nur die obere Hälfte der Bandbreite. Demnach ist die halbe Bandbreite BWp durch die folgende Gleichung gegeben:

BWp = m(I + 1),

wobei m die Modulationsfrequenz und I der Modulationsindex ist.

Demnach ist die höchste Frequenz unter den Frequenzanteilen mit wesentlichen Amplituden C + BWp = C + m(I +1). C stellt dabei die Trägerfrequenz dar. Wenn diese höchste Frequenz niedriger ist als 40 kHz werden keine Subharmonischen erzeugt. Daher lautet die Grundbedingungen für die Harmonxschenbegrenzung:

C + m (I + 1) = 40 (kHz). (10)

Ein Spitzenwert M der Anzahl der Seitenfrequenzen, die in dem Frequenzintervall 40 (kHz)-C zwischen dem Träger C und der Randfrequenz von 40 kHz liegen, beträgt _M = ^ _Demnach beträgt Mm = 40 (kHz) - C.

Aus dieser Gleichung geht hervor, daß keine Subharmonischen

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erzeugt werden, wenn der obere Teil der Bandbreite BWp kleiner ist als der Wert Mm. Die Grundbedingung der Gleichung (10) kann folgendermaßen vereinfacht werden:

m(I +1) S 40 (kHz)-C

m(I + 1) = Mm.

Da m >0, gilt

I + 1 = M

I=M-L (11)

Das Auftreten von Subharmonischen kann wirksam verhindert werden, indem der Modulationsindex I auf einen Wert bestimmt wird, der innerhalb des Bereiches liegt, in dem die obige Gleichung (11) erfüllt ist.

Bei den Ausführungsbeispielen nach den Fig. 5 und 12 kann eine (nicht dargestellte) Harmonischenbegrenzung zusätzlich vorgesehen sein, die erkennt, ob Gleichung (11) erfüllt ist oder nicht. Eine solche Harmonischenbegrenzung erkennt die Frequenzen des Trägers C und der Modulationswelle M auf der Grundlage der aus dem Frequenzinformationsspeicher 3 ausgelesenen Frequenzzahl R und der Koeffizienteninformation Jt (t) , m(t), n(t), Kt), I₁ (t) und I₂ (t) , rechnet den Spitzenwert M aus und erkennt dabei, ob Gleichung (11) erfüllt ist. Wenn Gleichung (11) nicht erfüllt ist, kann eine geeignete Einstellung vorgenommen werden, um Gleichung (11) zu erfüllen, indem beispielsweise die Werte des Modulationsindex I(t), I-(t) und loit) reduziert werden.

Nach der vorliegenden Erfindung ist das Frequenzmodulationssystem,das für die Erzeugung eines Musiktones benutzt

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wird, nicht auf die oben beschriebene Ausführungsform beschränkt, sondern es kann sich auch um andere komplizierte Frequenzmodulationssysteme (z.B. nach den Gleichungen (6) und (7))handeln. Änderungen, die erforderlich sind, um solche anderen Modulationssysteme zu realisieren, können durchgeführt werden, indem die in Fig. 5 dargestellte Schaltung entsprechend modifiziert wird und einige Rechensysteme hinzugefügt werden.

Wenn die Sinus-Wellenformspeicher 5, 12 und120 durch Speicher ersetzt werden, die Wellenformen speichern, welche abundante Harmonischenanteile enthalten, beispielsweise Sägezähne, Dreieckwellen und Rechteckwellen, können Wellenformen, die abundante Harmonischenanteile haben, als Trägerkomponente oder als Modulationskomponente verwendet werden, wodurch ein Musikton mit noch komplizierteren Harmonischenanteilen entsteht.

Die theoretische Erörterung des Falles, in dem eine Wellenform abundante Harmonischenanteile enthält, wie beispielsweise eine Dreieckwelle, und als Modulationswelle verwendet wird, erfolgt nachstehend.

In diesem Falle wird die Amplitude e(t) der frequenzmodu lierten Welle durch folgende Gleichung ausgedrückt:

e(t) = A(t) sinf/(t)o;t + I(t) f(m(t) Wt)J, (12)

wobei A(t) einen Amplituden-Spitzenwert darstellt, der sich als Funktion der Zeit ändert, Greine Winkelfrequenz der Grundwelle und die Werte £{t.) und m(t) Funktionen, die sich mit der Zeit ändern. Demnach repräsentiert £{\l)CO

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die Winkel frequenz des Trägers und m(t)cJdie Winkel· frequenz der Modulationswelle. Die Frequenzen von Träger und Modulationswelle können gewünschtenfalls zeitlich verändert werden. I(t) repräsentiert den Modulationsindex, der ebenfalls als Funktion der Zeit vorliegt. f(m(t)o>t) repräsentiert den Modulationswellenanteil und zeigt an, daß der Modulationswellenanteil durch eine Funktion f, gegeben ist, in der eine Variable m(t) cot vorliegt. Diese Funktion f ist in diesem Falle eine von einer Sinusfunktion oder Kosinusfunktion abweichende Funktion.

Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Entwicklung des modulierten Signals e(t) nicht komplizierter als im Falle des vorhergehenden Ausführungsbeispxels und man erhält ein Signal, das eine Anzahl von Harmonischen in komplizierten Relativstellungen zueinander und Amplituden enthält. Wenn beispielsweise die Funktion einer Sägezahnwelle als Funktion der Modulationswelle verwendet wird, wird Gleichung (12) durch die folgende Gleichung (13) ersetzt, in der der Modulationsindex I(t) zur besseren Erläuterung durch eine Konstante I ersetzt ist.

e(t) = A(t)sin/«ct +If (£Omt)J = A(t) s±n fco et

+ I (sin ω mt + 1/2 sin 2Wmt + 1/3 sin ZLOmt + 1/4 sin 4 wmt + 1/5 sin 5 cümt + ...|. (13)

Hierin repräsentiert ctfct den Phasenanteil ^(t)o;t des Trägers und &)mt den Phasenanteil m (t)cot der Modulationswelle.

Die obige Gleichung (13) zeigt an, das Harmonische sin<Wmt,

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sin 2 Cümt, sin 3tJmt ..., die in der Sägezahnwelle f {<y mt) enthalten sind, als Modulationswellen verwendet werden, um sämtlich miteinander gleichzeitig den einzigen Träger sin iüct einer Frequenzmodulation zu unterziehen, und zwar mit unterschiedlichen Modulationsindizes I: 1/2, 1/3, 1/4 .... Die modulierte Signalwelle e(t) besteht daher aus zahlreichen komplizierten Seitenfrequenzen, die ein mehrfaches SeitenfrequenzSpektrum bilden, indem beispielsweise eine Seitenfrequenz über einer anderen Seitenfrequenz auftritt. Die Amplituden dieser Seitenfrequenzen werden durch Bessel-Funktionen J (I)', J₁ (I) , ... J (I) ,

J_n (1/2), J₁ (1/2), ... J (1/2) ... J_n(^), J₁ ώ/ ...

T II I I I

J (—) der Modulationsindizes I, ·=-, ■=·, -j, -^ ... — bestimmt. Auf diese Weise erhält man durch Gleichung (13) sehr komplexe Harmonischenbeziehungen.

Wenn als Modulationswelle eine Dreieckwelle, eine Rechteckwelle oder dgl. anstelle der Sägezahnwelle verwendet wird, wird der Träger sin coct gleichzeitig von den Harmonischenanteilen frequenzmoduliert, die in dieser modulierenden Welle enthalten sind, und zwar mit unterschiedlichen Modulationsindizes, in gleicher Weise wie im Falle der Verwendung einer Sägeζahnwelle. Ein Musikton, der gemäß Gleichung (12) entstanden ist, übertrifft hinsichtlich der Anzahl der Harmonischen und des Grades an Komplexität der gegenseitigen Positionen der Harmonischen bei weitem den Musikton der bei der zuvor beschriebenen Ausführungsform erzeugt wird.

Die Grundformel der Gleichung (12) oder (13) kann auf verschiedene Arten aufgelöst werden.

Wenn beispielsweise ein einzelner Träger sin &)ct mit zwei

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mit zwei Modulationswellenfunktionen f.. (CiJm₁1) , f_(&)nut) moduliert wird, wird die modulierte Signalelle e.. (t) :

e.,(t)=A(t) sinjfcdct + I-f (Wm t) + I f ( CJnut)7, (14)

wobei I₁ und X₀ Modulationsindizes sind. Gleichung (14) kennzeichnet ein Frequenzmodulationssystem, bei dem der Träger gleichzeitig von einer großen Anzahl von Harmonischen moduliert wird, die in den beiden Funktionen in extrem komplexer Weise enthalten sind. In diesem Falle können sogar noch komplexere Harmonischenbeziehungen erzeugt w.erden als durch Gleichung (12) oder (13) angegeben ist.

Wenn der Träger sin Cuct derselben Frequenz von zwei Modulationswellenfunktionen f₁ (m..t) und f- (nut) separat moduliert wird, wird die modulierte Signalwelle e₀ (t) gleich

e_o (t) = A(t)f sin/wct + 1^f₁(W m^)]

+ sin/w et + I_f₂ (O?m₂t)7 / . (15)

Dieses Signal e~(t) ist dasselbe Signal, das man durch Überlagerung der zwei verschiedenen Signale, die man nach Gleichung (12) oder (13) erhält, bekommt.

Wenn der Träger von zwei verschiedenen Winkelfrequenzen COC*, G)C* synthesiert und durch eine Modulationswellenfunktion f(o;mt) moduliert wird, wird die modulierte Signalwelle e-, (t) gleich

e₃(t) = A(t) sinfco^t + cü c₂t + If(u?nt)J (16)

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Ein Musikton kann unter Verwendung des komplexen Frequenzmodulationssystems der Gleichuncen 03) bis (16) erzeugt werden.

Im folgenden wird eine modifizierte Ausführungsform der Erfindung unter Bezugnahme auf die Fig. 13 und 14 erläutert. Der Unterschied in der Konstruktion zwischen diesem Ausführungsbeispiel und den vorher beschriebenen Ausführungsbeispielen liegt darin, daß die Sinus-Wellenformspeicher 5 und 12 durch Funktions-Wellenformspeicher 5X und 12X ersetzt sind. Die Konstruktion und die Wirkungsweise zum Anlegen der Adressensignale an diese Speicher 5X und 12X sind jeweils die gleichen wie bei den vorherigen Ausführungsbeispielen. Hinsichtlich der Rechenvorgänge als Antwort auf die jeweiligen Ausgangssignale besteht der einzige Unterschied in der Berechnungsformel und die Einzelheiten der Rechenvorgänge sind dieselben wie bei dem vorherigen Ausführungsbeispiel. Eine detaillierte Beschreibung dieser Konstruktion und der einzelnen Rechenvorgänge ist daher entbehrlich.

Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 13 erhält man einen Musikton e(t) durch die folgende Gleichung (17):

e(t) = A₁ (t) f(qR) +A₂(t) sin/~/(t)qR

+ I(t)f (m(t)qR)]. (17)

Gleichung (17) erhält man durch Addieren des Ausdrucks des Grundwellenanteils A₁(t)f(qR) zu Gleichung (12). Der Ausdruck der Grundwellenkomponente ist vorgesehen, um einen Verlust des Grundwellenanteils zu vermeiden, wie oben beschrieben wurde. In Gleichung (17) repräsentiert

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der Wert qR die Phase der Grundwelle und entspricht dem Wert 6Jt in Gleichung (12). Wenn eine Wellenform, beispielsweise eine Dreieckwelle, die abundante Harmonischenanteile enthält, als Funktion f(qR) benutzt wird, können die Harmonischen in dem Musiktonsignal weiter vergrößert werden. Der Amplitudenkoeffizient A-. (t) ist eine Spitzenamplitude der Funktion der Wellenform f(qR) des Grundwellenanteils, ausgedrückt als Funktion der Zeit t.

Die Phase £{t)cut des Trägers ist durch einen Wert /(t)qR gegeben, den man durch Multiplizieren der Phase qR der Grundwelle mit der Zeitfunktion £(t) erhält. Die Phase m(t)cüt der Funktionswellenform der Modiiationswelle ist durch einen Wert m(t)qR gegeben, den man durch Multiplizieren der Phase qR der Grundwelle mit der Zeitfunktion m(t) erhält. I(t) repräsentiert den Modulationsindex. Der Amplitudenkoeffizient A„(t) ist eine Spitzenamplitude des frequenzmodulierten Signalwellenbereichs. Die Bedingungen für die Wellenform der Modulationswellenfunktion f(m(t)qR) sind dieselben wie in Gleichung (12).

Der Funktionswellenformspeicher 5X, der aus einer geeigneten Speichereinrichtung, z.B. einem Festwertspeicher, besteht, speichert die Funktionswellenform f(qR) des Grundwellenanteils. Wenn beispielsweise als Funktion f(qR) eine Sägezahn-Wellenform verwendet wird, wird die Sägezahn-Wellenform gespeichert. Die Information qR wird dem Funktionswellenformspeicher 5X als Adresseneingangssignal zugeführt und von dem Verarbeitungssystem A wird demnach die Funktionswellenform f(qR) erzeugt.

In einem Verarbeitungssystem B wird die Phaseninformation

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£ (t)qR des Trägeranteils in derselben Weise berechnet wie oben beschrieben.

In einem Verarbeitungssystem C wird die Phaseninformation m(t)qR des Modulationswellenanteils mit einem Multiplizierer 10 erzeugt. Diese Phaseninformation wird dem Funktionswellenformspeicher 12X zugeleitet, der von ähnlicher Konstruktion wie der Speicher 5X ist und eine Wellenform mit abundanten Harmonischenanteilen gespeichert enthält. Der Speicher 12X erzeugt ein Ausgangssignal f(m(t)qR), das danach für die Berechnung in derselben Weise wie bei dem vorherigen Ausführungsbeispiel verarbeitet wird. Demnach erzeugt ein Multiplizierer 17 eine modulierte Signalwelle, deren Amplitude A»(t) sinf/(t)qR+ I(t) f(m(t)qR)J gesteuert ist.

Diese modulierte Signalwelle und das Grundellenanteilsignal A₁CtJfCqR), das von dem Multiplizierer 6 erzeugt wird, werden einem Addierer 43 zugeführt und zusammen addiert. Der Addierer 43 erzeugt ein Musiktonsignal e(t), das das Ergebnis der Bereichnung nach Gleichung (15) in Form eines Digitalsignals darstellt. Dieses Signal wird durch einen Digital/Analog-Umsetzer umgesetzt, durch eine Torschaltung gesteuert, einer nach Tastaturen getrennten Lautstärkenregelung unterzogen und danach über ein Audiosystem 48 und einen Lautsprecher 49 abgestrahlt.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 14 wird ein Musikton erzeugt, indem das Frequenzmodulationssystem entsprechend Gleichung 14 verwendet wird. Der Musikton entsteht entsprechend der folgenden Gleichung(18):

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e(t) = A₁ (t)f (qR)

+ A₂(t)sin/"/(t)qR + I₁ (t)f (m(t)qR)

+ I₂ (t) f(n(t)qR)/. (18)

Gleichung (18) wird realisiert, indem der Ausdruck des Grundwellenanteils A.(t)f(qR) zu dem Ausdruck der Frequenzmodulation A₃ (t) sinf # (t)qR + I₁ (t) f(m(t)qR) + I₂ (t) f (n(t)qR)J der der Gleichung (14) entspricht, hinzuaddiert wird. In Gleichung (18)repräsentiert der Wert qR die Phase der Grundwelle und der Wert A₁(t) repräsentiert den Spitzenwert des Grundwellenanteils in der Form einer Zeitfunktion. Bei dem Vergleich von Gleichung (14) mit Gleichung (18) ist die Phase üJct des Trägers gegeben durch Z(t)qR. Diesen Wert erhält man durch Multiplizieren der Phase qR der Grundwelle mit der Zeitfunktion ^(t) . Die Phase 6Jm₁1 der ersten Modulationswelle ist durch den Wert m(t)qR gegeben, den man durch Multiplizieren der Phase qR der Grundwelle mit der Zeitfunktion m(t) erhält. Die Phase 6tJm„t der zweiten Modulationswelle ist durch den Wert n(t)qR gegeben, den man durch Multiplizieren der Phase qR der Grundwelle mit der Zeitfunktion n(t) erhält. Der erste Modulationsindex I₁ wird von der Zeitfunktion I₁(t) repräsentiert und der zweite Modulationsindex I₀ von der Zeitfunktion T₀ (t), so daß die Indizes zeitveränderlich sind. Der Wert A₂(t) ist die Spitzenamplitude des frequenzmodulierten Signals, ausgedrückt als Funktion der Zeit t, was kennzeichnet, daß die Amplitude sich mit der Zeit ändert.

Die Ausführungsform von Fig. 14 kann im wesentlichen in derselben Weise realisiert werden wie die Ausführungsform nach Fig. 13, mit Ausnahme einiger zusätzlich vor-

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handener Schaltungen, so daß gleiche Komponenten jeweils in Fig. 13 und 14 mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind und eine ausführliche Beschreibung dieser Komponenten entbehrlich ist. ·

In derselben Weise wie bei den vorherigen Ausführungsbeispielen wird die Phaseninformation qR dem Verarbeitungssystem A, B, C und D zugeführt. Das Verarbeitungssystem A berechnet, wie bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 13 den Grundwellenanteil A^f(qR). Die Verarbeitungssysteme B, C und D berechnen die Frequenzmodulation. Der Unterschied des Ausführungsbeispiel von Fig. 13 besteht in der zusätzlichen Verwendung des Rechensystems D.

In dem Verarbeitungssystem D wird der Koeffizientenwert η(t), der von dem Modulationswellen-Steuersignalgenerator 110 erzeugt worden ist, mit der Phasenzahl qR in einem Multiplizierer 100 multipliziert und aus einem Funktionswellenformspeicher 120 wird in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal n(t)qR des Multiplizierers 100 eine Funktionswellenform f(n(t)qR) ausgelesen. Der zweite Modulationsindex Ι«(t), der von dem Modulationsindex-Steuersignalgenerator 140 erzeugt wird, wird mit dem zweiten Modulationswellensignal f(n(t)qR) in einem Multiplizierer 30 multipliziert und das Signal I₂(t)f(n(t)qR) wird dem Addierer 150 zugeführt. Die Schaltungen 100 bis 140 in dem Verarbeitungssystem D können in derselben Weise aufgebaut sein wie die entsprechenden Schaltungen 10 bis 14 in dem Verarbeitungssystem C.

In dem in Fig. 14 dargestellten Verarbeitungssystem C erzeugt ein Multiplizierer 13 des Modulationsindex-Steuer-

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signalgenerators 14 ein Signal I., (t) f (m(t) qR) . Ein Addierer 150 addiert die von dem Multiplizierer 8 gelieferte Phaseninformation e(t)qR des Trägers, das Ausgangssignal des Multiplizierers 13 und das Ausgangssignal des Multiplizierers 130. Das Ausgangssignal des Addierers 155 steuert den Zugriff zu dem Sinus-Wellenformspeicher Das Ausgangssignal des Sinus-Wellenformspeichers 16 wird mit der Amplxtudeninformation A₉(t) in einem Multiplizierer 17 multipliziert, um das frequenzmodulierte Signal A₀(t) sin/. / (t)qR + I.j(t)f (m(t)qR) + I₃ (t) f (n (t) qR)J zu erzeugen. Dieses frequenzmodulierte Signal wird in einem Addierer 43 zu dem Grundwellenanteil A..(t)f(qR) hinzuaddiert, der von dem Multiplizierer 6 geliefert wurde. Auf diese Weise wird das Musiktonsignal e(t) erzeugt, das das Resultat der Berechnung nach Gleichung (9) darstellt. Dieses Musiktonsignal e(t) wird durch die Schaltung 44 bis 48 verarbeitet und durch einen Lautsprecher 49 abgestrahlt.

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Claims (7)

1. Ansprüche

   Elektronisches Musikinstrument mit mindestens einer Tastatur, deren Tasten Tastenschalter zugeordnet sind, einem Frequenzzahlspeicher, der beim Drücken einer Taste eine dieser Taste entsprechende digitale Frequenzzahl ausgibt, und mit einer Schaltung, die die Frequenzzahl in bestimmten Zeitabständen kumulativ addiert, dadurch gekennzeichnet , daß das Ausgangssignal (qR) der Schaltung (4) zum kumulativen Addieren der Frequenzzahl (R) einer Rechenschaltung (B, C) zugeführt wird, die Multiplizierer (8, 10) enthält, in denen der Ausgangswert (qR) mit zeitlich veränderlichen Funktionen (£{t); m(t)) multipliziert wird,und daß eine Schaltung (15,16)vorgesehen ist, die auf der Grundlage der Phasenanteile und eines Modulationsindexes (I(t)) eine frequenzmodulierte zeitlich veränderliche Funktion erzeugt, die Harmonischenanteile entsprechend der gewünschten Funktionen (t(t); m(t)) und des Modulationsindexes (I(t)) enthält.
2. 2. Musikinstrument nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein an die Tastatur angeschlossener Tastenzuordner (2) derart ausgebildet ist, daß er jeweils die Daten einer gedrückten Taste einem von mehreren Kanälen zuordnet, die im time-sharing-Betrieb aktiviert werden und die Erzeugung der Frequenzzahlen (R) im time-sharing-Betrieb durch einen FrequenzZahlspeicher (3) bewirken, daß eine Schaltung vorgesehen ist, die die Änderung der zeitlich veränderlichen Funktion (mft^/it)) und des Modulationsindexes (I(t)) für jeden Kanal separat in Abhängigkeit von der Zuordnung steuert, wodurch eine Signalwelle erzeugt wird, die für jeden Kanal in Ab-

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   hängigkeit von der Zuordnung frequenzmoduliert ist und mehrere Musiktöne gleichzeitig erzeugt werden.
3. 3. Musikinstrument nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Grundwellen-Signalgenerator (A) vorgesehen ist, der in Abhängigkeit von der Phasenzahl (qR) das Wellenformsignal der Grundfrequenz erzeugt und dessen Ausgangssignal zusammen mit dem frequenzmodulierten Signal der Rechenschaltung (B, C) zur Erzeugung eines Musiktonsignals (e(t)) gemischt wird.
4. 4. Musikinstrument nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechenschaltung (B, C) zur Erzeugung der frequenzmodulierten Signalwelle folgende Baugruppen enthält:

   einen ersten Wellenformspeicher (12), in dem die Wellenform der zeitabhängigen Funktion gespeichert ist,

   eine Einrichtung zum Auslesen der Werte des Wellenformspeichers (12) unter Verwendung des Modulationswellen-Phasenanteils (m(t)qR) als Adressensignal,

   einen Multiplizierer (13) zur Multiplizierung der Ausgangssignale des ersten Wellenformspeichers (12) mit dem Ausgangssignal (I(t)) eines Modulationsindex-Generators (14) ,

   einen Addierer (15) zum Addieren der Ausgangssignale des Multiplizierers (13) und der Trägerkomponente (Mt)qR) /

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   einen zweiten Wellenformspeicher (16), der die Wellenform der gewünschten Funktion speichert, und

   eine Einrichtung zum Auslesen des Inhalts des zweiten Wellenformspeichers (16) unter Verwendung der Ausgangssignale des Addierers (15) als Adressensignale.
5. 5. Musikinstrument nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Grundwellen-Signalgenerator (9) vorgesehen ist, in welchem eine der Grundwelle entsprechende Wellenform gespeichert ist und dessen Adressen unter Verwendung des numerischen Wertes der Phasenzahl (qR) aufgerufen werden.
6. 6. Musikinstrument nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Musiktonsignal durch Frequenzmodulation unter Verwendung des Modulationsindex, der Trägerkomponente und der Modulationswellenkomponente erzeugt wird, die von entsprechenden Generatoren (9, 11, 14) zeitveränderlich geliefert werden.
7. 7. Musikinstrument nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung einer Trägerkomponente ein Träger-Steuersignalgenerator (9) vorgesehen ist, dessen Ausgangssignal mit der Phasenzahl (qR) multipliziert wird, daß zur Erzeugung eines Modulationsindexes ein Modulationsindex-Steuersignalgenerator (14) und zur Erzeugung eines Modulationswellen-Steuersignals ein Modulations-

   'wellen-Steuersignalgenerator (11) vorgesehen ist, und daß die Signale der Steuersignalgeneratoren (9, 11, 14) nach Verarbeitung mit der Phasenzahl (qR) das Musiktonsignal (e(t)) ergeben.

   609883/0903

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