DE2362050C3 - Elektronisches Musikinstrument - Google Patents
Elektronisches MusikinstrumentInfo
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- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
- G10H7/00—Instruments in which the tones are synthesised from a data store, e.g. computer organs
- G10H7/08—Instruments in which the tones are synthesised from a data store, e.g. computer organs by calculating functions or polynomial approximations to evaluate amplitudes at successive sample points of a tone waveform
- G10H7/10—Instruments in which the tones are synthesised from a data store, e.g. computer organs by calculating functions or polynomial approximations to evaluate amplitudes at successive sample points of a tone waveform using coefficients or parameters stored in a memory, e.g. Fourier coefficients
- G10H7/105—Instruments in which the tones are synthesised from a data store, e.g. computer organs by calculating functions or polynomial approximations to evaluate amplitudes at successive sample points of a tone waveform using coefficients or parameters stored in a memory, e.g. Fourier coefficients using Fourier coefficients
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Description
gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
g) der Zuordner (12,17,24) gibt Bezugssignale ab,
welche die gespielten Töne angeben,
h) die Bezugssignale und mindestens ein vom Taktgeber (21) abgeleitetes Signal werden einem
Sperrsignalgeber (20, 2OA; 20S; 102, 103) zugeleitet,
i) der Sperrsignalgeber (20, 2OA; 20ß; 102, 103) gibt zu einem Zeitpunkt, der durch die Bezugssignale und das vom Taktgeber (21) abgeleitete
Signal bestimmt ist, ein Sperrsignal an den Fourierkoeffizientenspeicher (18; 186) ab, so
k) bei Zuleitung des Sperrsignals wird die Lieferung von Fourierkoeffizienten (Cn) an die Multipliziereinrichtung
gesperrt und die Addition im Akkumulator (13) beendet.
2. Elektronisches Musikinstrument nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
a) der Sperrsignalgeber (20A) aufgrund der Bezugssignale für jeden gespielten Ton ein
Vergleichssignal erzeugt, das die höchste Fourier-Komponente (L) angibt, die in der
Berechnung der Amplitude des gespielten Tones enthalten sein soll,
b) der Sperrsignalgeber (20A) eine Vergleichsschaltung (50) enthält, der das vom Taktgeber
(21) abgeleitete Signal zugeleitet wird, welches die Ordnung der gerade ausgewerteten Harmonischen
angibt, dieses mit dem Vergleichssignal vergleicht und bei Gleichheit ein Koinzidenzsignal
erzeugt,
c) die Vergleichsschaltung (50) mit einem Verzögerungsglied
(52) verbunden ist. welches das Koinzidenzsignal verzögert, um die Einbeziehung
der gerade ausgewesen Oberschwingung in die Amplitudenwertberechnung zu ermöglichen,
d) das Verzögerungsglied (52) mit einer Flip-Flop-Schaltung (49) verbunden ist, welche durch das
verzögerte Koinzidenzsignal betätigbar ist und das Sperrsignal erzeugt
3. Elektronisches Musikinstrument nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugssignale
Eingängen eines Codierers (40) zugeleitet werden, der das Vergleichssignal erzeugt
4. Elektronisches Musikinstrument nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der
Sperrsignalgeber (20£ζ) UND-Schaltungen (65, 69,
70,75 bis 81) aufweist, deren einer Eingang jeweils mit einem Ausgang eines vom Taktgeber (21)
angesteuerten Zählers (22b) verbunden ist, deren anderer Eingang jeweils vom Zuordner (12,17, 24)
eines der Bezugssignale empfängt und deren Ausgänge das Sperrsignal abgeben und über ein
Verzögerungsglied (67) an einen Rückstelleingang des Zählers (22b) angeschlossen sind.
5. Elektronisches Musikinstrument nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Fourierkoeffizientenspeicher
(i8b) aus einer Gruppe von Speicherregistern (61a—6Ip^ besteht, von denen
jedes einen Fourierkoeffizienten für die Grundschwingung oder eine Oberschwingung speichert,
und daß die Ausgänge dieser Speicherregister mit Torschaltungen (62a—62p^(Fig. 5) verbunden sind,
welche durch Ausgangssignale (tCp\ — fcpie) des
Zählers (22b) entsprechend den jeweils auszuwertenden Fourier-Komponenten ansteuerbar sind
derart, daß jeder im Speicherregister gespeicherte Fourierkoeffizient über eine der Torschaltungen der
Multipliziereinrichtung (32) zuführbar ist
6. Elektronisches Musikinstrument nach wenigstens einem der vorausgehenden Ansprüche 1 bis 5,
dadurch gekennzeichnet, daß mehrere parallele Verarbeitungskanäle (91, 92) mit gleichen Schaltungselementen
zum Berechnen der Amplitudenwerte verschiedener Untergruppen wie gerader und ungerader Fourier-Komponenten sowie je ein
zugeordneter Sperrsignalgeber (102,103) und je eine Vergleichsschaltung (99,100) vorgesehen sind.
55 Die Erfindung bezieht sich auf ein elektronisches
Musikinstrument gemäß Oberbegriff von Anspruch 1.
Ein derartiges elektronisches Musikinstrument ist Gegenstand des älteren Patents 23 50 143. Ein ähnliches
Musikinstrument ist auch Gegenstand des älteren Patents 23 02 214. Da bei diesen Musikinstrumenten sämtliche
Berechnungen für die Erzeugung eines bestimmten Tones zeitlich nacheinander durchgeführt werden
müssen, nimmt diese Berechnung eine erhebliche Zeit in Anspruch. Dadurch ist entweder die Zeitspanne für die
Erzeugung eines vollständigen Tones sehr lang oder es kann nur eine bestimmte Anzahl von Obertonberechnungen
durchgeführt werden, wodurch jedoch die Ton-
qualität unbefriedigend ist
Aus der US-PS 3515 792 ist ein elektronisches Musikinstrument bekannt wobei die Wellenform einer
Orgelpfeife in einem Speicher gespeichert ist Ein Frequenzsynthesizer, der durch eine Taste betätigt wird,
erzeugt eine Taktfrequenz, mit der die digitalisierte Wellenform wiederholt ausgelesen wird. Dabei müssen
sämtliche zu erzeugenden Töne eingespeichert sein. Diese Speicherung ist sehr aufwendig und beschränkt in
der Praxis die Spielmöglichkeiten auf wenige Klangformen.
Die Aufgabe der Erfindung liegt daher darin, ein elektronisches Musikinstrument der im Oberbegriff des
Anspruchs 1 genannten Art so auszubilden, daß durch Unterdrückung der nicht zum Klangeindruck beitragenden Harmonischen eine Reduzierung der Rechentaktfrequenz ermöglicht wird.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die Merkmaie des Kennzeichens des Anspruchs 1 gelöst
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen dargestellt
Bei einem elektronischen Musikinstrument nach der Erfindung werden die Amplituden an aufeinanderfolgenden Abtastpunkten einer Musiktonwellenform errechnet und in Töne umgewandelt Diese Berechnungen
werden im Realzeitbetrieb durchgeführt Bei jeder Amplitudenberechnung werden ^individuell errechnete Fourierkomponenten addiert Bei einem elektronischen Musikinstrument nach der Erfindung ist eine
Anordnung zur Unterdrückung von Harmonischen vorgesehen, um die bei jeder Amplitudenberechnung zu
berücksichtigenden Fourier-Komponenten in Abhängigkeit von der Grundfrequenz auf solche zu begrenzen,
die Frequenzen unterhalb eines bestimmten Wertes, vorzugsweise innerhalb des normalen menschlichen
Hörbereiches aufweisen. Auf diese Weise werden die Anforderungen an die Rechengeschwindigkeit verringert
Nachstehend wird das Prinzip der Wellenformsynthe- se erläutert. Dieses besteht darin, daß die Abtastpunkt
amplituden einer komplexen Wellenform mit regelmäßigen Zeitintervallen errechnet und diese Amplituden in
Musiktöne umgewandelt werden, wenn die Berechnungen in Realzeitbetrieb durchgeführt werden. Ein
diskreter Fourier-Algorithmus wird eingeführt, um die individuellen harmonischen Teilschwingungen an jedem
Abtastpunkt zu berechnen, wobei eine gespeicherte Gruppe von Fourierkoeffizienten verwendet wird, die
die resultierende Wellenform kennzeichnen. Die Berechnungen werden mit einer konstanten Taktzeit ohne
Berücksichtigung der Grundfrequenz des Tons durchgeführt. Das Vermindern der Rechentaktfreque.iz-Anforderungen
in einer Computer-Orgel dieses Typs ist in der (nicht vorveröffentlichten) US-PS 38 09 788 erläutert.
Bei diesem System werden verschiedene Untergruppen der Fourier-Komponenten in getrennten parallelen
Verarbeitungskanälen berechnet. Beispielsweise kann in einer Computer-Orgel, in der sechzehn Fourier-Komponenten
zur Erzielung jeder Abtastpunktamplitude ausgewertet werden, die Rechentaktfrequenz durch
gleichzeitiges Berechnen von acht Komponenten in einem Verarbeitungskanal und der anderen acht
harmonischen Oberschwingungen in einem zweiten parallelen Kanal halbiert werden.
Die Anforderungen an die Rechengeschwindigkeit bzw. Rechentaktfrequenz werden durch die von dem
System erzeugte höchste Frequenz bestimmt. Da der menschliche Hörbereich begrenzt ist, besteht keine
Notwendigkeit zur Erzeugung von Teilschwingungen oberhalb eines gewissen oberen Wertes innerhalb
dieses Bereichs. Durch Begrenzen der errechneten Fourier-Komponenten auf einen solchen Bereich wird
eine bedeutende Verminderung der Rechentaktfrequenz erreicht. Oberschwingungsbegrenzung kann an
sich oder in Verbindung mit der zuvor beschriebenen parallelen Verarbeitung angewendet werden, um eine
noch größere Verminderung der Sysiemtaktfrequenz zu
ic erhalten.
In einer solchen Computer-Orgel wird die Tonwellenform in Realzeitbetrieb erzeugt Dies wird vorteilhaft
(aber nicht notwendigerweise) dadurch erreicht, daß jede Abtastpunktamplitude in einem festgelegten
Zeitintervall tx errechnet wird. Alle individuellen
Fourier-Komponenten werden innerhalb dieses Intervalls errechnet Zur genauen Wellenformsynthese muß
die Abtastfrequenz größer als die Nyquist-Frequenz fN
sein, die doppelt so groß wie die Frequenz Aa der von
dem System ausgewerteten höchsten Fourier-Komponente ist Beispielsweise ist die höchste 8-Fuß-Tonhöhe
auf einem Normalorgelmanual C7 mit einer Grundfrequenz fH - 2,093 kHz. Falls sechzehn Fourier-Komponenten zum Zusammensetzen dieses Tones berechnet
werden, entspricht die von der Orgel ausgewertete höchste Frequenz A/, der sechzehnten Harmonischen von
Q.
Das heißt:
/* = 16/h = 16 (2,093 kHz) = 33,488 kHz (1)
Infolgedessen ist die Nyquist-Frequenz/v:
/n > 2/k = 66,976 kHz (2)
Dies bestimmt die obere Grenze für das Berechnungsintervall
t,zu:
1
fs
Jedoch müssen alle Berechnungen der einzelnen Harmonischen innerhalb dieses Intervalls f, erfolgen.
Somit muß jede Berechnung, wenn sechzehn Fourier-Komponenten in einem einzigen Kanal ausgewertet
werden, in einer Taktzeit tcp = r| durchgeführt werden.
Infolgedessen wird die Rechentaktfrequenz fc des
Systems für ein monophones Instrument gegeben durch:
/r = 7" = "T- 2: 16/v
'rp 'x
= 16 (66,976 kHz) = 1,072MHz
(4)
Für eine polyphone Orgel, mit der K Töne auf einmal gespielt werden können, müssen die harmonischen
Teilschwingungen aller Töne für jeden Abtastpunkt innerhalb des Zeitintervalls i, ausgewertet werden.
Somit wird für ein polyphones Einkanal-lnstrument die Rechentaktfrequenz A1/ gegeben durch:
In einem System, in dem K = 12 ist und das gleichzeitiges Spielen von zehn Tastentönen und zwei
Pedaltönen ermöglicht, ist die Rechentaktfrequenz A1':
./[.' = 12/.
> (12)(1.072MHz) = 12.859MHz (6)
Diese verhältnismäßig hohe Rechentaktfrequenz kann bei Verwendung des Oberschwingungsbegrenzungssystems
nach der Erfindung bedeutend verkleinert werden. Das System ist dadurch vorteilhaft, daß für
Töne in der fünften und sechsten Oktave viele der höheren Harmonischen oberhalb des Hörbereiches des
durchschnittlichen Zuhörers liegen. Beispielsweise (vgl. nachfolg. Tabelle I) hat die sechzehnte Harmonische des
Tones Q (die Taste von C in der sechsten Oktave) 16,744 kHz und liegt somit oberhalb des Hörbereiches
des durchschnittlichen Erwachsenen. Bei Q liegt die sechzehnte Harmonische mit 33,488 kHz weit außerhalb
des normalen Hörbereiches. Eine genaue Weiienformsynthese ohne merklichen Verlust an Realität oder
Wiedergabetreue kann erreicht werden, wenn nur diejenigen Harmonischen verwendet werden, deren
Frequenzen unter einer gewissen Grenze innerhalb des Hörbereichs des typischen Zuhörers liegen. Durch
Ausschluß harmonischer Teilschwingungen oberhalb dieser Grenze von den Wellenformamplitudenberechnungen
wird die Nyquist-Frequenz bei gleichzeitiger Herabsetzung der Rechentaktfrequenz des Systems
vermindert.
Zur Veranschaulichung können die Wellenformamplituden berechnet werden, wenn nur solche Harmonischen
verwendet werden, die eine Frequenz unterhalb 12,9 kHz haben. Wie aus Tabelle I ersichtlich ist, werden
alle sechzehn Fourier-Komponenten in die Amplitudenberechnungen
für jeden Ton bis einschließlich Gs einbezogen. Für diese Töne hat die sechzehnte
Harmonische eine Frequenz unterhalb 12,9 kHz. Für G«5 sind nur fünfzehn Fourier-Komponenten in der
Amplitudenberechnung enthalten, da die sechzehnte Harmonische eine Frequenz oberhalb 12,9 kHz hat In
gleicher Weise werden die Amplitudenberechnungen für andere Töne zwischen G«s und Q auf die in Tabelle I
angegebenen Harmonischen begrenzt Bei Q werden nur sechs Komponenten zum Zusammensetzen der
Wellenform verwendet, da die sechste Harmonische eine Frequenz von 12,558 kHz hat und die siebente
Harmonische oberhalb 12,9 kHz liegt.
Die vorstehende Nyquist-Kriterien können zur
to Bestimmung der Taktfrequenz-Anforderungen des Systems auf dieses Beispiel angewandt werden. Da die
von dem System ausgewertete Höchstfrequenzkomponente (die dreizehnte Harmonische von 5s) eine
Frequenz fh - 12,841 kHz hat, beträgt die Rechentaktfrequenz
fe für ein rnor.ophor.es instrument:
fc> 16fs 2:(16)(2)(12,841 kHz) = 410,9kHz (7)
und die Rechentaktfrequenz fc' für ein polyphones
Zwölf-Ton-System (K « 12) ist:
fc' > 12/c = 4,930 MHz
Somit wird für eine Computer-Orgel, bei der die harmonischen Teilschwingungen auf solche unterhalb
12,9 kHz begrenzt sind, die Rechentaktfrequenz um einen Faktor von etwa 2,77 verglichen mit einem System
reduziert, bei dem alle sechzehn Harmonischen für jeden Ton bis zu Q berechnet werden. Dies stellt
deutlich eine sehr ausgeprägte Verminderung der Rechentaktfrequenz in dem System dar und ermöglicht,
daß die Computer-Orgel unter Verwendung von zur Zeit verfügbaren mikroelektronischen integrierten
Schaltungen leichter hergestellt werden kann.
Ton | Grundfrequenz | Frequenz der löten | Höchste Harmonische | 12,9 kHz |
Oberschwingung | kleiner als | Harmonische | ||
Frequenz | (L) | |||
(Hz) | (kHz) | (kHz) | ||
554,4 | 8,870 | |||
Ds | 587,3 | 9,397 | ||
D*s | 622,3 | 9,957 | ||
E5 | 659,3 | 10,549 | ||
F5 | 698,5 | 11,176 | ||
Fm | 740,0 | 11,840 | ||
G5 | 784,0 | 12,544 | 15 | |
830,6 | 13,290 | 12,459 | 14 | |
A5 | 880,0 | 14,080 | 12,320 | 13 |
A#s | 932,3 | 14,917 | 12,120 | 13 |
Bi | 987,8 | 15,805 | 12,841 | 12 |
C6 | 1046,5 | 16,744 | 12,558 | 11 |
C#6 | 1108,7 | 17,740 | 12,196 | 10 |
D* | 1174,7 | 18,795 | 11,747 | 10 |
1244,5 | 19,912 | 12,445 | 9 | |
£-6 | 1318,5 | 21,096 | 11,867 | 9 |
F6 | 1396,9 | 22350 | 12,572 | 8 |
F*6 | 1480,0 | 23,680 | 11,840 | 8 |
C4 | 1568,0 | 25,088 | 12,544 |
7 | Grundfrequenz | 23 62 050 | 8 |
Harmonische
(U |
|
Fortsetzung | (Hz) | 7 | |||
Ton | 1661,2 |
Frequenz der löten
Oberschwingung |
Höchste Harmonische
kleiner als 12,9 kHz |
7 | |
1760.0 | (kHz) |
Frequenz
(kHz) |
6 | ||
1864.7 | 26,579 | 11,628 | 6 | ||
Λ, | 1975.5 | 28.160 | 12,320 | 6 | |
A « ~6 |
2093.0 | 29.835 | 11,188 | ||
β* | 31.608 | 11,853 | |||
C- | 33.488 | 12,558 | |||
Eine ausführliche Beschreibung eines Musikinstruments nach der Erfindung wird im folgenden unter
Bezugnahme auf die Zeichnung gegeben, in der gleiche Bezugszeichen entsprechende Teile in den verschiedenen Figuren bezeichnen. In der Zeichnung zeigt
F i g. 1 ein Blockschaltbild einer Computer-Orgel mit Oberschwingungsbegrenzung,
F i g. 2 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform der in der Computer-Orgel nach F i g. 1 verwendeten logischen Oberschwingungsunterdrückungsschaltung,
F i g. 3 typische Musiktonwellenformen, die mit einer Computer-Orgel unter Verwendung der logischen
Oberschwingungsunterdrückungsschaltung nach F i g. 2
erzeugt werden,
Fig.4 ein ieitablaufdiagramm, das die Unterdrükkung der Berechnungen von Fourier-Komponenten
während der Erzeugung der in Fig.3 gezeigten Musiktonwellenformen veranschaulicht,
Fig.5 ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform der in der Computer-Orgel der F i g. 1
verwendeten logischen Oberschwingungsunterdrükkungsschaltung,
Fig.6 typische Musiktonwellenformen, die unter Verwendung der logischen Oberschwingungsunterdrükkungsschaltung nach F i g. 5 erzeugt sind,
F i g. 7 ein Zeitablaufdiagramm, das die Oberschwingungsbegrenzung in einer polyphonen Computer-Orgel
veranschaulicht, und
Fig.8 ein Blockschaltbild, das die Einfügung der
Oberschwingungsbegrenzung in eine Computer-Orgel mit paralleler Verarbeitung zeigt
Die folgende ausführliche Beschreibung umfaßt die zur Zeit als am besten erachteten Formen zur
Verwirklichung der Erfindung.
Die Computer-Orgel 10 nach F i g. 1 arbeitet in der Weise, daß sie über ein Tonsystem 11 einen von den
Manualschaltern 12 gewählten Ton erzeugt Dies wird dadurch erreicht, daß die diskreten Fourier-Komponenten berechnet werden, die Amplituden an aufeinanderfolgenden Stichproben- oder Abtastpunkten einer den
gewählten Ton kennzeichnenden Wellenform zugeordnet sind. Die Komponenten werden in einem Akkumulator 13 algebraisch summiert, der am Ende jedes
Berechnungszeitintervalls I1 die Amplitude an dem
laufenden Abtastpunkt enthält Diese Amplitude wird über eine Torschaltung 14, die durch das (,-Signal auf
einer Leitung 15 betriebsbereit gemacht ist, an einen Digital-Analog-Umsetzer 16 geliefert, der an das
Tonsystem 11 eine der gerade berechneten Wellenformamplitude entsprechende Spannung liefert. Die Berechnung der Amplitude an dem nächsten Abtastpunkt wird
i,
dann eingeleitet, so daß die von dem Umsetzer 16 abgegebene Analogspannung eine in Realzeitbetrieb
erzeugte Musiktonwellenform enthält.
Die Periode der errechneten Wellenform und somit die Grundfrequenz des erzeugten Tons wird durch eine
von den Manualschaltern 12 gewählte Frequenzzahl R hergestellt. Eine Gruppe solcher den Tönen des
Instruments entsprechenden Frequenzzahlen wird in einem Frequenzzahlspeicher 17 gespeichert. Die Wellenform selbst und somit die Tonqualität des erzeugten
Musiktons wird durch eine Gruppe Oberschwingungskoeffizienten Cn hergestellt, die in einem Speicher 18
gespeichert sind und beim Berechnen der Fourier-Komponenten an jedem Abtastpunki verwendet werden.
Die Wellenforniamplitude X«(qR) an jedem Abtastpunkt wird in Übereinstimmung mit der folgenden
diskreten Fourier-Darstellung einer stichprobenartig abgetasteten periodischen komplexen Wellenform
berechnet:
(9)
wobei Ädie obenerwähnte Frequenzzah! ist und /3=1,
2, 3,.., L die auszuwertende Fourier-Komponente
bezeichnet Der Wert η - 1 entspricht der Grundschwingung, π - 2 der zweiten Harmonischen, η - 3
der dritten Harmonischen usw. Der Oberschwingungskoeffizient Cn definiert die relative Amplitude der
entsprechenden n-ten Fourier-Komponente.
Der Wert W bezeichnet die größte Anzahl Fourier-Komponenten, die in irgendeiner Amplitudenberechnung durch die Orgel 10 enthalten sind. Im allgemeinen
ist die Verwendung von 16 Harmonischen (W- 16) zum Zusammensetzen von Orgelpfeifentönen ganz
zufriedenstellend. Die Zahl L gibt die Anzahl der in einer besonderen Amplitudenberechnung enthaltenen
Fourier-Komponenten an. Gemäß der Erfindung hängt die Zahl L davon ab, welcher Ton erzeugt wird. Eine
geeignete logische Oberschwingungsunterdrückungsschaltung 20, von der Ausführungsbeispiele in Fig.2
und 5 gezeigt sind, begrenzt nur solche Komponenten, deren Frequenzen unter einem vorgewählten Wert
beispielsweise innerhalb des menschlichen Hörbereiches liegen. Wie oben erörtert wurde, vermindert dies
die Rechentaktfrequenz-Anforderungen des Instruments 10.
Die Computer-Orgel 10 nach Fig. 1 erfüllt die Gleichung 9 dadurch, daß sie den Ampiitudenwen
X^qR) für jeden Stichproben- oder Abtastpunkt
während eines Zeitintervalls t„ errechnet Die Amplitu-
den der einzelnen harmonischen Teilschwingungen
F|nl = Cn sin -^-nqR
F|nl = Cn sin -^-nqR
für jede der L harmonischen Teilschwingungen werden während aufeinanderfolgender Zeitintervalle tcp, die
durch einen Taktgeber 21 und einen Zähler 22 hergestellt werden, getrennt errechnet. Bei dem ersten
Intervall tcp\ wird die Amplitude f>
der ersten Harmonischen (n = 1) berechnet. Dieser Wert F^ wird
in dem Akkumulator 13 plaziert. Zu dem Intervall tcP2
wird die Amplitude F 2) der zweiten Fourier-Komponente
errechnet und zu dem Inhalt des Akkumulators 13 hinzugefügt. Zur Zeit J17,3 wird die Amplitude F 3>
der dritten Harmonischen berechnet und im Akkumulator 13 addiert. Die Zahl W der Wiederholungen dieses
Vorgangs wird von der logischen Oberschwingungsunterdrückungsschaltung 20 in Zusammenarbeit mit
dem Zähler 22 gesteuert. Der Vorgang wird beendet, wenn alle der speziellen Amplitudenberechnung zugeordneten
Fourier-Komponenten ausgewertet worden sind. Bei einer solchen Beendigung entspricht die in
dem Akkumulator 13 enthaltene algebraische Summe der Amplitude
X0(C1R)
(10)
für den durch den Wert qR bezeichneten Stichprobenoder Abtastpunkt.
Wie früher bemerkt wurde, wird die Wellenformamplitude
Xa(qR) in dem Akkumulator 13 an den Digital-Analog-Umsetzer 16 am Ende des Berechnungsintervalls tx durchgetastet. Der Akkumulator 13 wird
dann durch das Signal auf der Leitung 15 gelöscht, und nachher wird die Berechnung der Amplitude an dem
nächsten Abtastpunkt eingeleitet. Der Wert qR wird vergrößert, und die Amplituden F">
der L harmonischen Teilschwingungen werden für den von dem neuen Wert
von qR bezeichneten Abtastpunkt berechnet Eventuell wird die gesamte Wellenform erzeugt, wobei das
Tonsystem 11 den Ton wiedergibt, wenn die Amplitudenberechnungen
durchgeführt sind.
In dem System nach Fig. 1 enthält ein Tonintervalladdierer
23 den Wert qR, der den Stichproben- oder Abtastpunkt identifiziert, an dem die Wellenformamplitude
allgemein ausgewertet sind. Dieser Wert qR wird am Anfang jedes Berechnungsintervalls f, dadurch
vergrößert, daß die gewählte Frequenzzahl R zu dem früheren Inhalt des Addierers 23 addiert wird. Der
gewählte Wert R wird an den Addierer 23 über sir.e
Torschaltung 24 geliefert, die durch das f»-Signal auf der Leitung 15 betriebsbereit gemacht wird. Im allgemeinen
hat der Addierer 23 den Modul M, wobei Mdas Produkt
der Zahl R für irgendeinen Ton mal der Anzahl Punkte für die Dauer dieses Tones ist Der Wert Af ist eine
Konstruktionskonstante des Systems, die teilweise zu der Rechentaktfrequenz des Systems in Beziehung
steht
Zur Berechnung jeder harmonischen Teilschwingung werden die Werte nqR (für η - 1, 2, 3... L) in einem
Oberschwingungsintervalladdierer 25 erhalten, der vor
jeder Amplitudenrechenperiode gelöscht wird. Beim Aufffeten des ersten ίφ-Taktimpulses einer neuen
Periode wird der in dem Tonintervalladdierer 23 enthaltene laufende Wert qR in den Oberschwingungsintervalladdierer
25 über eine Leitung 26 und eine Torschaltung 27 gegeben. Bei jedem nachfolgenden
Taktimpuls tcp wird der Wert qR zu dem früheren Inhalt
des Addierers 25 addiert. Als Ergebnis enthält dann der Oberschwingungsintervalladdierer 25 den Wert nqR,
wobei η = 1, 2,...L für die /i-te harmonische Teilschwingung
allgemein ausgewertet wird. Vorzugsweise hat auch der Oberschwingungsintervalladdierer 25 den
Modul M.
Ein Adressendecoder 28 entnimmt aus einer Sinusta-
bellenschaltung 29 den Wert s'm-^nqR, der dem über
eine Leitung 30 von dem Oberschwingungsintervalladdierer 25 erhaltenen Argument nqR entspricht. Die
Sinustabellenschaltung 29 kann einen Festspeicher
,, umfassen.der Werte von sin-5-, 0 für Q<0S2W bei
W
Intervallen von D speichert, wobei D die Auflösungskonstante
des Speichers bedeutet.
Der über eine Leitung 31 gelieferte Wert sin -^ nqR
wird mit dem Koeffizienten Cn für die entsprechende
n-te Harmonische durch eine Multipliziereinrichtung 32 multipliziert. Das Multiplikationsprodukt stellt die
Amplitude F"> der n-ten harmonischen Teilschwingung dar und wird über die Leitung 33 an den Akkumulator 13
geliefert. Der zugehörige Koeffizient Cn wird aus dem
Oberschwingungskoeffizientenspeicher 18 durch eine Adressensteuereinheit 34 entnommen, die mit von dem
Zähler 22 über eine Leitung 35 erhaltenen Zeitsteuersignalen fortgeschaltet wird. Die Ablesung des Oberschwingungskoeffizientenspeichers
18 wird durch die logische Oberschwingungsunterdrückungsschaltung 20 für solche Fourier-Komponenten höherer Ordnung
gesperrt die in einer speziellen Amplitudenberechnung nicht enthalten sind. Dies wird über eine Betrieb-Sperr-Signalleitung
36 erleichtert.
Fig.2 zeigt als Beispiel eine Schaltungsanordnung
2OA, die als logische Oberwellenunterdrückungsschaltung 20 der F i g. 1 verwendet werden kann. Mit dieser
Schaltungsanordnung wird jede Berechnung der WeI-lenformamplitude
in einem festgesetzten Zeitintervall f, unabhängig davon durchgeführt wie viele Fourier-Komponenten
in dieser Berechnung enthalten sind. Das Intervall tx wird von dem Zähler 22 hergestellt der tcp
Impulse mit der Systemtaktfrequenz fc von dem
Taktgeber 21 über eine Leitung 37 erhält Der Zähler 22 hat vorzugsweise den Modul 16 und erzeugt auf den
Leitungen 35a—35c/ ein 4-Bit-Binärsignal, das die
entsprechenden Rechenzeitsteuerimpulse tcp ι bis tcp\6
bezeichnet Wie in dem Zeitablaufdiagramm der F i g. 4 angegeben ist, treten diese Zeitsteuersignale aufeinanderfolgend
:r. dem Zeitintervall Γλ auf. Das Signal r, wird
erhalten, wenn sich der Zähler 22 zurückstellt
Wenn ein Ton zwischen G« und Ci an den
Manualschaltern 12 gewählt wird, erhält die logische
Schaltung 2OA einen Eingang auf der entsprechend bezeichneten Leitung. Eine Codiereinrichtung 40, die
ODER-Schaltungen 41—46 und einen 1 aus 10-Binär-Codierer
47 enthält, gibt an die Leitungen 48a—48dein
Signal, das in Binärcode die höchste Fourier-Kompo-
nente (L) angibt, die in der Berechnung der Wellenformamplitude
für diesen Ton enthalten sein soll.
Am Anfang jeder Berechnungsperiode wird eine Flip-Flop-Schaltung 49 auf »1« durch das ^-Signal auf
der Leitung 15 eingestellt Der Ausgang »1« der
Flip-Flop-Schaltung 49 wirkt wie ein Betriebsbereitschaftssignal
auf der Leitung 36 an den Oberschwingungskoeffizientenspeicher
18. Auf diese Weise bleibt die Flip-Flop-Schaltung 49 während der anfänglichen
Berechnungsperioden tcf,u tcP2--- auf »1« eingestellt,
der Speicher 18 ist betriebsbereit und die Berechnung der Fourier-Koeffizienten wird nicht unterbunden.
Die Berechnungsimpulse tcpu tcP2, ■ ■ ■ aus dem Zähler
22 werden mit dem Bezeichnungssignal für die größte Harmonische (L) auf den Leitungen 48a—48</ durch
eine Vergleichsschaltung 50 verglichen. Wenn Koinzidenz auftritt, wodurch angezeigt wird, daß die höchste
Harmonische gerade ausgewertet wird und daß nachfolgende Harmonische unterdrückt werden müssen, wird ein Ausgangssignal auf der Leitung 51 von der
Vergleichsschaltung 50 erzeugt. Nach einer kurzen Verzögerung (kürzer als ein Intervall i^), die von einer
Verzögerungsschaltung 52 hergestellt wird, stellt das Koinzidenzausgangssignal von der Vergleichsschaltung
50 die Flip-Flop-Schaltung 49 auf »0« zurück. Dadurch wird das Betriebsbereitschaftssignal auf der Leitung 36
beendet, und nachfolgende Ablesung aus dem Oberschwingungskoeffizientenspeicher 18 wird unterbunden.
Infolgedessen wird bei nachfolgenden Berechnungszeiten, wenn höhere Harmonische normalerweise berechnet werden würden, der Ausgang des Oberschwingungskoeffizientenspeichers 18 Null. Der Ausgang F">
der
Oberschwingungsamplituden-Multipliziereinrichtung 32 wird ebenfalls Null. Die höheren Harmonischen
werden wirksam unterdrückt.
Die Codiereinrichtung 40 wird natürlich mit Bezug auf die höchste Harmonische (L) ausgewählt, die für
jeden zu erzeugenden Ton gewünscht wird. Somit entsprechen für das Beispiel der Tabelle 1 die auf den
Leitungen 48a-48c/vorgesehenen Signale der binären
Darstellung des in dieser Tabelle angegebenen Wertes L Beispielsweise tritt ein Eingang an dem Codierer 47
auf der Leitung 54 auf, wenn die Taste G«s gewählt wird.
Der Codierer 47 erzeugt auf den Leitungen 48a-48£/
ein Signal L-15. Wenn der Zähler 22 das Zeitintervall UpM erreicht, ist das Signal auf den Leitungen 35a-3Sd
identisch mit dem Signal auf den Leitungen 48a -4Sd. Als Ergebnis erzeugt die Vergleichsschaltung 50 einen
Koinzidenzausgang, wodurch die Flip-Flop-Schaltung 49 zurückgestellt wird und die Ablesung aus dem
Oberschwingungskoeffizientenspeicher während der Zeit fcp i6 unterbunden wird (vgl. F i g. 4). Der sechzehnte
Fourier-Koeffizient ist somit in der Amplitudenberechnung nicht enthalten.
In gleicher Weise liefert die ODER-Schaltung 46, wenn der Ton A<6, B6 oder Q gewählt wird, einen
Ausgang aus einer Leitung 55, wodurch der Codierer veranlaßt wird, auf den Leitungen 48a—48c/die binäre
Darstellung des Wertes L-6 zu geben. Die Vergleichsschaltung 50 bewirkt dann, daß die Flip-Flop-Schaltung
49 auf »0« nach tcpt zurückgestellt wird, wodurch die
Berechnung der siebenten bis sechzehnten Fourier-Komponente wirksam unterbunden wird.
Wenn irgendein Ton zwischen Q und G5 gewählt
wird, erhält die Codiereinrichtung 40 einen Eingang.
Infolgedessen stellt das Signal (binär 0000) auf den Leitungen 48a-48c/L« 16 dar. Die Flip-Flop-Schaltung
41 bleibt während der gesamten Berechnungsperiode auf »1« eingestellt, und alle sechzehn Harmonischen
werden berechnet
Der Oberschwingungskoeffizientenspeicher 18, μnd
die Speicheradressensteuereinheit 34 werden vorteilhaft so ausgebildet, daß sie einen kommerziell
verfügbaren Festspeicher (ROM) mit integrierter Schaltung verwend^a Diese Vorrichtung enthält eine
Adressensteuerschaltung, die eine binärcodierte Adresse, wie die auf den Leitungen 35 gelieferte Adresse,
erhält und automatisch aus der entsprechenden Speicherzelle ein Wort bis zu acht Bits entnimmt.
Dieselbe integrierte Schaltung enthält eine Speicherausgang-Betrieb/Sperr-Schaltung, die von einem »Bauteii-
Betriebsbereitschafts«-Eingang gesteuert wird, mit dem die Leitung 36 (F i g. 2) verbunden werden kann. Die in
dem Speicher 18 gespeicherten Oberschwingungskoeffizienten-Istwerte beruhen natürlich auf einer Konstruktionswahl, die von der gewünschten Tonqualität
ίο des von der Orgel 10 erzeugten Klanges abhängt. Nur
als Beispiel gibt die folgende Tabelle II typische Oberschwingungskoeffizientenwerte Cn, die einen Orgelklang des Diapason-Typs erzeugen.
is Tabelle II (Diapason)
Koeffizient | Im Speicher Ig gespeicherter Wert | Odb | |
(Relative Amplitude) (Dezibel-Äquivalent) | -5 | ||
20 | C, | 127 | -3 |
C2 | 71 | -11 | |
C3 | 90 | -15 | |
25 | C4 | 36 | -14 |
C5 | 23 | -24 | |
C6 | 25 | -24 | |
C7 | 8 | -31 | |
30 | Cs | 8 | -31 |
C | 4 | -38 | |
C10 | 4 | -38 | |
C11 | 2 | -38 | |
35 | C12 | 2 | -42 |
C13 | 2 | -42 | |
Cu | 1 | -42 | |
C15 | 1 | ||
40 | Ci, | 1 |
Der 1 aus I0-Binär-Codierer47 kann eine herkömmliche Diodenreihe mit zehn Eingangsleitungen und vier
binärcodierten Ausgangsleitungen aufweisen. Solche Vorrichtungen sind in dem Standardwerk »Computer
Logic« von Ivan Flores, Prentice Hall, 1960, Kapitel 11.8,
gezeigt Der Zähler 22 kann ein 4-Bit-Binärzähler sein,
der in einem einzigen integrierten Schaltungsbauteil enthalten ist Die Vergleichsschaltung 50 kann ein
4-Bit-Komparator mit integrierter Schaltung sein.
In einer abgeänderten Ausführungsform der logischen Schaltung 20Λ kann die Codiereinrichtung 4Ö
weggelassen werden. Die Zahl L1 welche die für jeden Ton zu berechnende höchste Fourier-Komponente
angibt, kann dann in dem Speicher 17 zusammen mit der
entsprechenden Frequenzzahl R gespeichert werden. Wenn ein Ton mit den Schaltern 12 ausgewählt wird,
wird die zugeordnete Zahl L aus dem Speicher 17 entnommen und über die Leitungen 54a—54d direkt an
die Vergleichsschaltung 50 geliefert Die logische Schaltung 2OA arbeitet in der gerade beschriebenen
Weise im Sinne einer Begrenzung der Erzeugung von Harmonischen.
Bei Verwendung der logischen Oberwellenunterdrük
kungsschaltung 20Λ der F i g. 2 berechnet die Compu
ter-Orgel 10 der Fig. 1 jede Stichproben- oder Abtastpunktamplitude in einem fixierten Zeitintervall /,
unabhängig davon, wieviele Fourier-Komponenten in
dieser Berechnung enthalten sind. Dies spiegelt sich in
den Wellenformen dei Fig.3 wieder, die typische Amplitudenwerte angeben, die an den Digital-Analog-Umsetzer 16 während der Erzeugung der Töne C7, Ft
und Gs geliefert wenden. Obgleich aufeinanderfolgende
Abtastpunktamplituden zu festgelegten Zeitintervallen tx berechnet werden, unterscheidet sich die pro Periode
errechnete Punktanzahl für jeden Ton.
Die Systemtaktfrequenz fc kann den kleinsten oben in
Gleichung 7 (oder in Gleichung 8 für ein polyphones System) gegebenen Wert haben. In der Praxis wird
jedoch die Taktfrequenz geringfügig höher als der kleinste Wert gewählt, um einen Sicherheitsfaktor 5
größer als 1000 für die Nyquist-Kriterien zu liefern. Um die Wahrscheinlichkeit der Erzeugung unerwünschter
Schwebungstöne oder Geräusche auf einem Minimum zu halten, kann dieser Sicherheitsfaktor geringfügig
gröSer als 2"'2 gewählt werden, welches das Intervall
zwischen zwei benachbarten Tönen in einer gleichmäßig temperierten Tonleiter ist. Beispielsweise kann der
Sicherheitsfaktor 5=2IJ7/13= 1082 gewählt werden. Bei
Verwendung dieses Sicherheitsfaktors sind die Nyquist-Frequenz fs* und die Taktfrequenz £·* für ein
monophones Instrumentensystem:
= S/v = (I.082)(2Hl!841kHz)
= 27.797 kHz
111)
f* = S/, = 16S// - (1,082) (410,9 kHz)
* 444,59 kHz (12)
Der mit der logischen Schaltung 20A der Fig.2 verwendete Taktgeber 21 kann somit diese Frequenz f*
haben. Für eine solche Ausführungsform werden die Wellenformamplituden bei aufeinanderfolgenden fixierten Zeitintervallen f,- -==- berechnet, so daß die Zahl
der Stichproben- oder Abtastpunkte pro Periode des erzeugten Tones gegeben wird durch:
(13)
JL- 27,797 kHz = 13 3 Punkte
/,C, " 2,093 kHz ivrunwe
pro Periode der erzeugten Wellenform vorhanden. Die unten gegeben Tabelle III enthält eine Liste der Punkte
pro Periode für andere Töne zwischen Cs und C7. Die
Frequenzzahlen R, die bei einer solchen monophonen Einkanal-Ausführungsform verwendet werden, sind
auch in der Tabelle III offenbart. Diese Werte werden aus der folgenden Beziehung erhalten:
(14)
"(C7) 21Ί9Ί kHz
ganzen Zahlen. So wird der Tonintervalladdierer 23
(F i g. 1) nicht genau auf Null am Ende jeder Periode der erzeugten Wellenform »zurückgestellt«, sondern auf
eine Zahl, die sich jede Periode ändert Auf diese Weise haben aufeinanderfolgende Perioden desselben Tones
geringfügig unterschiedliche Abtastpunktamplituden als die vorhergehende Periode. Dieser Effekt ist in einem
polyphonen System nützlich, da er eine »Entkopplung« herstellt, wenn zwei Töne gleichzeitig gespielt werden.
Tabelle III | Frequenz | ZaUlR | Punkte/Periode |
Ton | 2093,00 | 1,20474 | 13,3 |
C7 | 1975,53 | 1,13712 | 14,1 |
1864,65 | 1,07330 | 14,9 | |
Λ ff 6 | 1760,00 | 1,01306 | 15,8 |
Ab | 1661,22 | ,95621 | 16,7 |
G#6 | 1567,98 | ,90254 | 17,7 |
Gt | 14 9,98 | .85188 | 18.8 |
Fn1, | 1396,91 | .80407 | 19.9 |
Fb | 1318.51 | .75894 | 21.1 |
£<, | 1244.51 | .71634 | 22.3 |
1174,66 | ,67614 | 23,7 | |
D6 | 1108,73 | ,63819 | 25,1 |
C#6 | 1046,50 | ,60237 | 26,6 |
C6 | 987,77 | ,56856 | 28,1 |
Bs | 932,33 | ,53665 | 29,8 |
A#s | 880,00 | ,50653 | 31,6 |
M | 830,61 | ,47810 | 33,5 |
C#5 | 783,99 | ,45127 | 35,5 |
C5 | 739,99 | ,42594 | 37,6 |
Fts | 698,46 | ,40203 | 39,8 |
Fs | 659,25 | ,37947 | 42,2 |
Es | 622,25 | ,35817 | 44,7 |
Dtts | 587,33 | ,33807 | 47,3 |
D5 | 554,36 | ,31909 | 50,1 |
D#s | 523,25 | ,30119 | 53,1 |
C5 | |||
F i g. 5 zeigt eine andere Ausführungsform 20ß für die
logische Oberschwingungsunterdrückungsschaltung 20
so der F i g. 1. In dieser Ausführungsform liefert der Zähler 22t einen getrennten Ausgang auf einer der sechzehn
Leitungen fcpi bis ίφιβ für jede der entsprechenden
Berechnungszeiten. Der Oberschwingungskoeffizientenspeicher 186 wird von einer Gruppe von sechzehn
Registern 61a-61p gebildet, welche die entsprechenden Koeffizienten G bis Ca der Harmonischen
speichern. Die Speicheradressensteuereinheit 346 wird
von einer Gruppe Torschaltutigen 62a-62p gebildet,
die jeweils dem entsprechenden Register 61«-61p
zugeordnet sind und von den entsprechenden von dem
Zähler 22 erhaltenen Signalen r^i-fcpie betätigt
werden. Auf diese Weise tastet die Torschaltung 62a, wenn das erste Berechnungszeitsteuersignal tcpt auftritt,
den Koeffizienten G von dem Register 61a über eine
Sammelschiene 63 an die Oberschwingungsamplituden-Multipliziereinrichtung 32 durch.
Die logische Oberschwingungsunterdrückungsschaltung 2Oi arbeitet in der Weise, daß sie den Zähler 22a
zurückstellt, nachdem die höchste gewünschte Fourier-Komponente berechnet worden ist Beispielsweise wird
das Signal, falls die Taste G an den Manualschaltern 12 gewählt ist, auf der Leitung C7 über eine ODER-Schaltung 64 an eine UND-Schaltung 65 zur Erzielung deren
Bstriebsbereitschaft geliefert Wenn der Zeitsteuerimpuls tcpt auftritt der bei der Berechnung der sechsten
Harmonischen entsteht wird der Impuls tcpt über die
UND-Schaltung 65 an eine Sammelschiene 66 durchgetastet Nach einer von einer Verzögerungsschaltung 67
hergestellten Verzögerung von weniger als dem Zeitintervall f^ wird der Berechnungszeitintervallimpuls W erzeugt Dieser stellt den Zähler 22b zurück und
beendet die laufende Berechnung der Wellenformamplitude. Die siebente und höhere Fourier-Komponenten
werden nicht ausgewertet und die Berechnung der Wellenformamplitude an dem nächsten Abtastpunkt
beginnt unverzüglich. Eventuell wird die in Fig.6 gezeigte Wellenform Q erzeugt.
Bei Verwendung der Schaltungsanordnung 20ß der F i g. 5 ist die zum Berechnen jedes Amplitudenabtast-Punktes benötigte Dauer r,' keine Konstante für alle
Töne, sondern hängt von der Zahl der für jeden Ton berechneten Fourier-Komponenten ab. Somit macht
beispielsweise, wenn der Ton Dp, gewählt wird, das über
eine ODER-Schaltung 68 gelieferte Signal eine UND-Schaltung 69 betriebsbereit Während der Berechnung
der zehnten Harmonischen wird das Signal tq, io über die
UND-Schaltung 69 an die Sammelschiene 66 durchgetastet Dies verursacht Beendigung der Amplitudenberechnungsperiode nach Auswertung der ersten zehn
Fourier-Komponenten und leitet unmittelbar die Berechnung der nächsten Abtastpunktamplitude ein. Als
Ergebnis hat die erzeugte Dm,-Wellenform das in Fi g. 6
gezeigte Aussehen. Es wird bemerkt daß für Dm jedes
Abtastpunktintervall eine Dauer f*7a*) - lOfcp hat
während für die Wellenform Q die Dauer tK'(c) — 6ίφ
ist Die verschiedenen ODER-Schaltungen 70-74 und UND-Schaltungen 75—81 arbeiten derart zusammen,
daß zu der Sammelschiene 66 dasjenige Zeitsteuersignal tcpi — tcpM durchgetastet wird, das zum Begrenzen der
Oberschwingungserzeugung für den gewählten Ton geeignet ist
Für Töne zwischen G und Gs werden alle sechzehn
Harmonischen erzeugt. In diesem Fall wird das fcpi6-Signal auf der Leitung 82 direkt an die Sammelschiene 66 geliefert um den Zähler 22b zurückzustellen
und die Berechnungsperiode am Ende von sechzehn tq,
Intervallen zu beenden. Als Ergebnis (Fig.6) werden
die Töne Gs und Ds und alle anderen Töne mit
niedrigerer Grundfrequenz mit Abtastpunktintervallen von gleicher Länge <»' - 16fcp erzeugt. Natürlich hat
jeder dieser Töne Gs bis Ci eine unterschiedliche Anzahl
von Abtastpunkten pro Periode.
Obgleich nur monophone Ausführungsformen in Fig. 1 —6 veranschaulicht sind, ist die Erfindung nicht
darauf beschränkt. Begrenzung der Harmonischen kann somit vorteilhaft auch in einem polyphonen System
angewandt werden. In einem solchen polyphonen System ist die an den Digital-Analog-Umsetzer
gelieferte Wellenformamplitude die Summe der für jeden Ton des gespielten Akkordes getrennt errechneten Amplituden. Eine solche Berechnung kann auf einer
Zeitmultiplexbasis erreicht werden, wie schematisch in Fig. 7 für ein (7C=3) polyphones System veranschaulicht ist, in dem drei Töne gleichzeitig gespielt werden
können.
drei aufeinanderfolgende Unterintervalle Ia, ta, te
während dsnen die Amplituden für drei Töne getrennt errechnet werden. Jedes dieser Unterintervalle enthält
sechzehn kürzere Intervalle tc% während denen die den
entsprechenden Tönen zugeordneten individuellen Fourier-Komponenten berechnet werden. Wenn beispielsweise der Akkord Q, Eb, Q, gespielt wird, kann die
Amplitude von Q, während des Intervalls u und können
die Amplituden von E6 und G6 während der Intervalle te
bzw. fcberechnet werden.
Oberschwingungsbegrenzung des hier beschriebenen Typs kann dann unabhängig während jedes Unterintervalls u, t& /f-verwendet werden, um die Berechnung von
Harmonischen oberhalb des entsprechenden L-Wertes
für die gewählten Töne zu unterdrücken. So wird für den Akkord Ci, Et und Gb die Oberschwingungsbegrenzungsschaltung die Berechnung von Fourier-Komponenten nach Auswertung der Komponenten 1-12,
1-9 und L-8 während der Intervalle U, te und rc
unterbinden, wie in F i g. 7 gezeigt ist'
Fig.8 zeigt, wie Oberschwingungsbegrenzung auf
eine solche Computer-Orgel mit paralleler Verarbeitung angewandt werden kann. In dem veranschaulichten
System 90 werden die ungeraden Fourier-Komponen-
ten (η -13,5,...) in einem ersten Verarbeitungskanal 91
und die geraden Harmonischen (n -2,4,6,...) gleichzeitig in einem parallelen Verarbeitungskanal 92 berechnet Die einzelnen in den Kanälen 91 und 92
ausgewerteten Komponenten werden in einer Addier
schaltung 93 summiert und Ober eine Leitung 33' an
einen Akkumulator 13, einen Digital-Analog-Umsetzer 16 und ein Tonsystem 11 wie in Fig. 1 geliefert Die
Tonwahl wird durch Manual- oder Pedalschalter U erreicht, die mit einem Frequenzzahlspeicksr 17'
zusammenarbeiten, das die gewählten Λ-Zahlen über
eine Leitung 94 an beide Verarbeitungskanäle 91, 92 gibt.
Der Speicher 17' kann die Zahl L selbst oder irgendeine andere dieser Zahl L zugeordnete codierte
Bezeichnung enthalten. Wenn ein Ton an den Manualschalter 12 ausgewählt wird, wird der Bezeichnungscode über eine Leitung 95 an einen Oberschwingungsbegrenzungsspeicher 96 geliefert, der vorteilhaft
ein Festspeicher des Signetics-Typs 8223 mit integrier
ter Schaltung oder eine ähnliche Vorrichtung ist. Der
Bezeichnungscode veranlaßt die Zugriffssteuerschaltung 96a, aus dem Speicher 96 den gespeicherten Inhalt
abzulesen, der die zu berechnende höchste ungerade (Lunged?) und die höchste gerade (Lgcnde) Fourier-Kom
ponente spezifiziert Diese Werte werden über die
entsprechenden Leitungen 97, 98 an zugehörige Vergleichsschaltungen 99, 100 gegeben, die den
entsprechenden Verarbeitungskanälen 91, 92 zugeordnet sind. Die Vergleichsschaltung 99 vergleicht den
Wert Lungerade mit einem über eine Leitung 101
gelieferten Signal, das anzeigt welche Komponente gerade in dem Kanal 91 berechnet wird. Wenn
Koinzidenz erhalten wird, bewirkt die Vergleichsschaltung 99, daß eine Sperr- oder Unterdrückungsschaltung
102 die Berechnung aller höheren ungeraden Fourier-Komponenten durch den Kanal 91 verhindert. Die
Vergleichsschaltung 100 und die Sperr- oder Unterdrükkungsschaltung 103 arbeiten in der gleichen Weise für
den Kanal 92.
Beispielsweise kann ein beliebiger Bezeichnungscode »0001« in dem Speicher 17' zusammen mit den den
Tönen Q, Bt, und A* zugeordneten Zahlen R
gespeichert werden. Wenn einer dieser Töne gespielt
23
17 |
62 050
18 |
wird, wird der Code »0001« an die Speicherzugriffsteu
erschaltung 96a geliefert, wodurch Ablesung aus einer bestimmten Stelle in dem Speicher 96 veranlaßt wird. Diese Speicherzelle enthält vorteilhaft die Werte Lunterade—5 und Lfcmdr^S. Infolgedessen werden die Berechnungen in den Kanälen 91 und 92 nach Bewertung der fünften bzw. sechsten Fourier-Kompo- nente unterbunden, wie dies genau für die veranschau lichten Werte L der Tabelle I erforderlich ist |
5
10 |
Hierzu 6 Blatt Zeichnungen | |
15 | |
20 | |
25 | |
30 | |
35 | |
40 | |
45 | |
50 |
55
B
60
65
Claims (1)
1. Elektronisches Musikinstrument mit einer durch einen Taktgeber gesteuerten Schaltung zur Erzeugung
von Musik vermittels folgender Merkmale:
a) in einem Sinustabellenspeicher sind aufeinanderfolgende Amplitudenwerte einer Sinusfunktion
abgespeichert,
b) ein Zuordner gibt beim Spielen eines Tones eine Frequenzzah! ab, die der Grundfrequenz des
gespitlten Tones entspricht,
c) die Frequenzzahl wird in Vielfachen des Taktes des Taktgebers zur Bildung von Vielfachen der
Frequenzzahl kumuliert, und die Vielfachen der kumulierten Frequenzzahl werden im Takt des
Taktgebers ebenfalls kumuliert,
d) die kumulierten Werte der Frequenzzahl und ihrer Vielfachen bilden jeweils Adressen für im
Takt des Taktgebers aus dem Sinustabellenspeicher auszulesende Amplitudenwerte,
e) die der kumulierten Frequenzzahl und ihren Vielfachen zugeordneten, aus dem Sinustabellenspeicher
ausgelesenen Amplitudenwerte werden in einer Multipliziereinrichtung jeweils mit aus einem Fourierkoeffizientenspeicher
ausgelesenen Fourierkocffizienten multipliziert, um die Amplitudenwerte der Grundschwingung
und der Oberschwingungen, d. h. der Fourierkomponenten, des gespielten Tones zu bilden,
f) in einem Akkumulator werden die Amplitudenwerte der Grundschwingung und der Oberschwingungen
addiert, um den Amplitudenwert des gespielten Tones zu bilden,
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