DE60023436T2

DE60023436T2 - Digitaler FM-Stereo-Demodulator, und Verfahren dazu

Info

Publication number: DE60023436T2
Application number: DE60023436T
Authority: DE
Inventors: Kenichi Taura; Masayuki Tsuji; Masahiro Tsujishita; Masayuki Ishida
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1999-12-21
Filing date: 2000-12-18
Publication date: 2006-07-13
Anticipated expiration: 2020-12-19
Also published as: EP1115197A3; EP1115197B1; EP1115197A2; DE60023436D1; JP2001177427A; US6901146B1; JP3646598B2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Diese Erfindung bezieht sich auf einen Frequenzmodulations(FM)-Stereodemodulator, der vollständig auf digitaler Signalverarbeitung basiert, zur Verwendung in einem FM-Audiorundfunkempfänger.
FM-Stereodemodulatoren des Schalttyps mit analoger Schaltungstechnik wurden lange in FM-Audiorundfunkempfängern verwendet, aber da die Dichte von integrierten Schaltungen zunimmt, werden digitale Schaltungskonfigurationen vorteilhaft aufgrund ihrer geringen Größe und ihrer Kompatibilität mit digitalen Rundfunkempfängerschaltungen.
Das Eingangssignal in einen digitalen FM-Stereodemodulator ist herkömmlich ein zusammengesetztes Stereosignal, das synchron mit einem von einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) oder einem spannungsgesteuerten Kristalloszillator (VCXO) ausgegebe nen Abtasttakt abgetastet wurde. Wenn das zusammengesetzte Stereosignal zu den richtigen Zeitpunkten abgetastet wird, kann in Linkskanal- und Rechtskanal-Stereoaudiosignalen einfach durch Auswahl von bestimmten Subsätzen der Eingangssignalabtastungen demoduliert werden. Die Funktionen eines herkömmlichen digitalen FM-Stereodemodulators enthalten demgemäß die Auswahl der relevanten Eingangssignalabtastungen, die Erzeugung eines Fehlersignals für die Steuerung des VCO oder VCXO, die Umwandlung des Fehlersignals in ein analoges Signal und die Filterung des analogen Signals für die Eingabe in den VCO oder VCXO. Weitere Einzelheiten werden später gegeben.
Das Erfordernis eines Digital/Analog-Wandlers und analogen Filters für das Fehlersignal ist ein Nachteil, da diese Komponenten Raum benötigen, und das analoge Filter insbesondere kann nicht einfach mit digitalen Signalverarbeitungsschaltungen integriert werden. Das Erfordernis eines externen VCO oder VCXO ist in gleicher Weise ein Nachteil. Die Wirkung dieser Nachteile besteht in der Zunahme der Anzahl von Teilen und der Herstellungskosten für den herkömmlichen FM-Stereodemodulator.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen digitalen FM-Stereodemodulator vorzusehen, der keine genaue Steuerung seiner Eingangssignal-Abtastzeiten erfordert.
Es ist eine andere Aufgabe der Erfindung, einen digitalen FM-Stereodemodulator vorzusehen, der leicht in einer monolithischen integrierten Schaltung implementiert werden kann.
Es ist noch eine andere Aufgabe, die Anforderungen an das Filtervermögen in einem digitalen FM-Stereodemodulator zu lockern.
Noch eine andere Aufgabe besteht darin, Audioausgangsdaten vorzusehen, die geeignet sind für die Verwendung von einfachen Digital/Analog-Wandlern.
Das erfindungsgemäße Verfahren zum Demodulieren eines zusammengesetzten Stereosignals enthält gemäß Anspruch 1 die Schritte:

(a) Erhalten von Eingangssignalabtastungen des zusammengesetzten Stereosignals, das mit einer festen Abtastfrequenz abgetastet wurde;
(b) Verarbeiten der Eingangssignalabtastungen, um interne Abtastungen mit variablen Abtastzeiten zu erhalten;
(c) Erzeugen eines Bezugssignals gemäß den variablen Abtastzeiten;
(d) Erfassen einer Phasendifferenz zwischen dem Bezugssignal und einem in dem zusammengesetzten Stereosignal enthaltenen Pilotsignal;
(e) Verändern der variablen Abtastzeiten entsprechend der erfassten Phasendifferenz; und
(f) digitales Verarbeiten der internen Abtastungen, um Audiostereodaten zu erhalten.

Wenn dieses Verfahren angewendet wird, müssen die Abtastfrequenz und die Abtastzeiten der Eingangssignal abtastungen nicht genau gesteuert werden, da die Zeit der internen Abtastungen stattdessen gesteuert wird.
Die Erfindung sieht auch einen digitalen FM-Stereodemodulator mit Mitteln zur Durchführung der vorgenannten Schritte vor, so wie er im unabhängigen Anspruch 6 definiert ist. Dieser digitales FM-Stereodemodulator ist leicht in einer monolithischen integrierten Schaltung zu implementieren, da, weil er keinen externen spannungsgesteuerten Oszillator für die Zeitsteuerung benötigt, er keinen Digital/Analog-Wandler und kein analoges Filter für das Phasendifferenzsignal erfordert.
Die Schritte (b) und (e) können durchgeführt werden durch Dezimieren der Eingangssignalabtastungen mit einem variablen Dezimierungsintervall. Eine periodische Einstellung des Dezimierungsintervalls ermöglicht eine Feineinstellung der internen Abtastfrequenz mit minimaler Wirkung auf die Zeiten von anderen Schritten in dem Demodulationsvorgang.
Alternativ können die Schritte (b) und (e) durchgeführt werden, indem ein Interpolationsvorgang bei den Eingangssignalabtastungen ausgeübt wird, die interpolierten Abtastungen als die internen Abtastungen verwendet und die Interpolations-Filterkoeffizienten variiert werden. Die internen Abtastzeiten können dann variiert werden ohne die Notwendigkeit einer hohen Eingangssignal-Abtastfrequenz.
Wenn die Interpolation im Schritt (b) angewendet wird, kann der digitale FM-Stereodemodulator eine Filterkoeffiziententabelle haben, die unterschiedliche Sätze von Filterkoeffizienten speichert, die interne Abtastungen ergibt, die bei unterschiedlichen zeitlichen Abständen von einer zuletzt durchgeführten Eingangsabtastung interpoliert sind. Der Schritt (e) kann dann einfach durchgeführt werden, indem verschiedene Sätze von Filterkoeffizienten aus den mehreren gespeicherten Sätzen ausgewählt werden. Die gespeicherten Sätze von Filterkoeffizienten enthalten zumindest einen ersten Satz, der eine interpolierte Abtastung ergibt, die der zuletzt durchgeführten Eingangssignalabtastung am nächsten ist, und einen zweiten Satz, der eine interpolierte Abtastung ergibt, die von der zuletzt durchgeführten Eingangssignalabtastung am weitesten ist.
In diesem Fall wird im Schritt (b) die Erzeugung einer internen Abtastung für die zuletzt durchgeführte Eingangssignalabtastung vorzugsweise übersprungen, wenn die Filterkoeffizienten von dem ersten Satz zu dem zweiten Satz geändert werden, und zwei interne Abtastungen werden vorzugsweise erzeugt, wobei sowohl der erste als auch der zweite Satz von Filterkoeffizienten verwendet werden, wenn die Filterkoeffizienten von dem zweiten Satz zu dem ersten Satz geändert werden. Der Abstand der internen Abtastungen kann im Wesentlichen gleich gehalten werden.
Es ist auch bevorzugt, den Beginn des Interpolationsvorgangs gemäß dem zeitlichen Abstand der interpolierten Abtastung von der zuletzt durchgeführten Eingangssignalabtastung zu verzögern. Der Interpolationsvorgang kann dann mit im Wesentlichen regelmäßigen Abständen durchgeführt werden, selbst wenn die Filterkoeffizienten zwischen dem ersten Satz und dem zweiten Satz umgeschaltet werden. Die Anforderungen an die Geschwindigkeit des Interpolationsvorgangs werden hierdurch gelockert, und eine mögliche Verzerrung des Audioausgangssignals wird vermieden.
Schritt (f) kann einen Interpolationsvorgang enthalten, der bei den internen Abtastungen durchgeführt wird, um Audiostereodaten in regelmäßigen Intervallen zu erzeugen. Dies ermöglicht die Verwendung von relativ einfachen und kostengünstigen Digital/Analog-Wandlern für die Audiodaten.
Der Schritt (f) kann die Erzeugung eines Pilotkopiesignals aus den internen Abtastungen und die Subtraktion des Pilotkopiesignals von den internen Abtastungen enthalten, um das Pilotsignal zu löschen. Eine restliche Audioverzerrung aufgrund des Pilotsignals wird hierdurch verringert und Anforderungen an die Tiefpassfilterung der Audiostereodaten werden gelockert.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
In den beigefügten Zeichnungen:
1 ist ein Blockschaltbild eines digitalen FM-Stereodemodulators, das ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung illustriert;
2 ist ein Blockschaltbild eines digitalen FM-Stereodemodulators, das ein zweites Ausführungsbeispiel illustriert;
3 ist ein Blockschaltbild eines digitalen FM-Stereodemodulators, das ein drittes Ausführungsbeispiel illustriert;
4A, 5A 6A und 7A zeigen Beispiele für Eingangssignalabtastungen und in dem dritten Ausfüh rungsbeispiel;
4B, 5B, 6B und 7B zeigen entsprechende Beispiele für interne Abtastungen bei dem dritten Ausführungsbeispiel;
8, 9, 10 und 11 sind Zeitdiagramme, die Beispiele für die Zeiten von Interpolationsvorgängen bei dem dritten Ausführungsbeispiel zeigen;
12 ist ein Blockschaltbild eines digitalen FM-Stereodemodulators, das ein viertes Ausführungsbeispiel illustriert;
13 ist ein Blockschaltbild eines digitalen FM-Stereodemodulators, das ein fünftes Ausführungsbeispiel illustriert;
14A, 15A und 16A zeigen Beispiele für interne Abtastungen und in dem fünften Ausführungsbeispiel;
14B, 15B und 16B zeigen entsprechende Beispiele für interpolierte Audiodaten bei dem fünften Ausführungsbeispiel; und
17 ist ein Blockschaltbild eines herkömmlichen digitalen FM-Stereodemodulators.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. Eine detailliertere Erläuterung von relevanten Aspekten des Standes der Technik wird auch gegeben. Entsprechende Elemente werden durch identische Bezugszeichen in den Zeichnungen identifiziert.
Als ein Beispiel für den Stand der Technik zeigt 17 einen digitalen FM-Stereodemodulator, der beschrieben ist in "A DSP-Based Stereo Decodier for Automotive Radio" von J. E. Haug et al., SAE Technical Paper Series, #900244, Februar 1990. Der Demodulator enthält einen Analog/Digital-Wandler (ADC) 1, einen digitalen Signalprozessor (DSP) 2, einen Digital/Analog-Wandler (DAC) 101, ein analoges Tiefpassfilter (LPF) 102 und einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 103. Der DSP 2 enthält eine erste Datenspeichervorrichtung oder Verriegelung 7, eine zweite Verriegelung 8, Tiefpassfilter 9, 10, 14, eine Multiplikationsvorrichtung 11, eine Kosinus-Tabelle 12 und einen Phasenzähler 13.
Der ADC 1 empfängt ein Basisbandsignal, das bereits einer FM-Demodulation unterzogen wurde. Das Basisbandsignal ist ein zeitlich kontinuierliches analoges zusammengesetztes Stereosignal enthaltend eine Links/Rechts-Summenkomponente, eine Neunzehnkilohertz(19-kHz)-Pilotsignalkomponente und eine Links/Rechts-Differenzkomponente. Diese letzte Komponente ist auf eine unterdrückte 38 kHz-Subträgerwelle moduliert. Der ADC 1 nimmt Abtastungen des Basisbandsignals zu diskreten Zeitpunkten synchron mit einem von dem VCO 103 ausgegebenen Abtasttaktsignal und liefert die Abtastungen zu dem DSP 2.
In dem DSP 2 verriegeln die erste und die zweite Ver riegelung 7, 8 die Eingangssignalabtastungen, die durch den Phasenzähler 13 bezeichnet sind, der Abtasttaktzyklen zählt, und geben die verriegelten Abtastdaten zu dem ersten und dem zweiten Tiefpassfilter 9, 10 aus. Die Verriegelungen 7, 8 arbeiten als Wiederabtastvorrichtungen, wobei sie das Eingangssignal mit jeweiligen Abtastfrequenzen von im Wesentlichen 38 kHz mit jeweils unterschiedlichen Abtastzeiten wieder abtasten. Die Tiefpassfilter 9, 10 entfernen unerwünschte Hochfrequenzkomponenten aus den wieder abgetasteten Signalen und geben ein Linkskanal-Audiosignal 2L bzw. ein Rechtskanal-Audiosignal 2R als Audiostereodaten aus.
Sämtliche Eingangssignalabtastungen werden auch in der Multiplikationsvorrichtung 11 mit Kosinuswellendaten multipliziert, die aus der Kosinustabelle 12 ausgelesen wurden. Die Kosinuswellendaten werden an Adressen ausgelesen, die durch den Phasenzähler 13 bezeichnet wurden. Die Kosinustabelle 12 und der Phasenzähler 13 arbeiten in der Weise, dass ein Bezugssignal mit einer Frequenz erzeugt wird, die im Wesentlichen der 19 kHz-Frequenz des Pilotsignals angepasst ist, sowie eine mit der Abtastung des eingegebenen zusammengesetzten Stereosignals synchronisierte Phase. Das von der Multiplikationsvorrichtung 11 ausgegebene Signal enthält eine Niederfrequenzkomponente, die im Wesentlichen proportional zu der Phasendifferenz zwischen dem Bezugssignal und dem Pilotsignal ist. Das dritte Tiefpassfilter 14 zieht diese Niederfrequenzkomponente als ein Phasenfehlersignal heraus.
Das Phasenfehlersignal, das von dem DSP 2 als ein digitales Signal ausgegeben wird, wird durch den DAC 101 in ein analoges Signal umgewandelt und als ein Steuerspannungssignal zu dem VCO 103 geliefert, nachdem unerwünschte Hochfrequenzkomponenten durch das analoge Tiefpassfilter 102 zurückgewiesen wurden. Das Phasenfehlersignal steuert die Oszillationsfrequenz des VCO 103 und damit die Abtastfrequenz und die Abtastzeiten des ADC 1, wobei eine Rückkopplungs-Steuerschleife gebildet wird. Diese Schleife arbeitet so, dass die Phase des aus der Kosinustabelle 12 gelesenen Bezugssignals mit der Phase des Pilotsignals synchronisiert wird, und damit die Abtastung des Eingangssignals gemäß dem Pilotsignal synchronisiert wird.
Der Stereodemodulationsvorgang kann mathematisch durch die folgenden fünf Gleichungen beschrieben werden. S(t) = [L(t) + R(t)] + [L(t) – R(t)]sin(2ωt) + Apsin(ωt) (1) P(t) = Σδ(t) – (2n + 1/2)T) (2) Q(t) = Σδ(t – (2n + 3/2)T) (3) S(t)P(t) = Σ2L(t – (2n + 1/2)T)δ(t – (2n + 1/2)T) (4) S(t)Q(t) = Σ2R(t – (2n + 3/2)T)δ(t – (2n + 3/2)T) (5)
Die erste Gleichung (1) beschreibt das analoge Basisbandsignal oder zusammengesetzte Stereosignal S(t). L(t) ist das Linkskanal-Audiosignal, R(t) ist das Rechtskanal-Audiosignal, ω ist die Winkelfrequenz des Pilotsignals, A_p ist die Amplitude des Pilotsignals und ein t ist eine kontinuierliche Zeitvariable. Der erste Ausdruck auf der rechten Seite ist das Links/Rechts-Audiosummensignal, der zweite Ausdruck ist das Links/Rechts-Audiodifferenzsignal, das auf den Subträger moduliert ist, und der dritte Ausdruck ist das Pilotsignal.
Der Subträger hat eine Winkelfrequenz 2ω. Das Pilot signal wird somit in Phase mit dem Subträgersignal mit der halben Subträgerfrequenz übertragen. Das Pilotsignal wird benötigt, um die Demodulation des Links/Rechts-Differenzsignals zu erleichtern, da die Subträgerfrequenz (38 kHz) unterdrückt ist.
In der zweiten und der dritten Gleichung (2) und (3) bezeichnet δ die Dirac-Deltafunktion, T = π/(2·ω), und die Summierung erfolgt über alle ganzen Zahlen n. Die Sinusfunktion in dem zweiten Ausdruck der ersten Gleichung (1) nimmt Werte von plus und minus eins bei von null abweichenden Werten der Deltafunktionen in den Gleichungen (2) und (3) an. Die Multiplikation von S(t) mit P(t) in der vierten Gleichung (4) ist äquivalent der Auswahl der in der ersten Verriegelung 7 zu speichernden Abtastungen. Die Multiplikation von S(t) mal Q(t) in der vierten Gleichung (5) ist äquivalent der Auswahl der in der zweiten Verriegelung 8 zu speichernden Abtastungen. Es ist ersichtlich, dass diese Auswahl Daten der gewünschten Linkskanal- und Rechtskanal-Audiosignale ergibt.
Aus Gründen der Vereinfachung wurde das Pilotsignal in den Gleichungen (4) und (5) ignoriert, aber selbst wenn eine Pilotkomponente mit abwechselnden positiven und negativen Werten der Größe A_p/√2 hin den verriegelten Daten auftreten kann, wird diese Komponente durch die Tiefpassfilter 9, 10 beseitigt.
Der Zählmodulus des Phasenzählers 13 ist vorbestimmt gemäß der Abtasttaktfrequenz. Wenn diese Frequenz im Wesentlichen beispielsweise 152 kHz beträgt, dann ist der Zählmodulus gleich acht. Der Phasenzähler 13 zählt von null bis sieben aufwärts, wobei die Erhöhung einmal pro Abtasttaktzyklus erfolgt, und führt dann eine zyklische Adressierung von sieben bis null durch. Die Wiederholungsfrequenz des Zählvorgangs beträgt im Wesentlichen 152/8 kHz oder 19 kHz, wodurch sie der Pilotsignalfrequenz angepasst ist. In diesem Fall speichert die Kosinustabelle 12 nur acht Werte, die die Kosinusfunktion in Phasenwinkelschritten von 45° darstellen. Der Wert für den Phasenwinkel 0° wird ausgegeben, wenn der von dem Phasenzähler 13 ausgegebene Phasenzählwert gleich null ist, und die anderen Werte werden nacheinander ausgegeben, wenn der Phasenzählwert zunimmt.
Die durch die Deltafunktionsserien in Gleichung (2) gegebenen Zeiten entsprechen dann Phasenzählwerten eins und fünf; Eingangssignalabtastungen, die das Linkskanal-Audiosignal darstellen, werden in der ersten Verriegelung 7 verriegelt, wenn der Phasenzähler 13 diese beiden Werte erreicht. In gleicher Weise entsprechen die durch die Deltafunktionsserien in Gleichung (3) gegebenen Zeiten den Phasenzählwerten drei und sieben; Eingangssignalabtastungen, die das Rechtskanal-Audiosignal darstellen, werden in der zweiten Verriegelung 8 verriegelt, wenn der Phasenzähler 13 diese zwei Werte erreicht.
Der erfindungsgemäße digitale FM-Stereodemodulator verwendet das durch die Gleichungen (1) bis (5) beschriebene Demodulationsschema und erzeugt ein digitales Phasenfehlersignal in der vorbeschriebenen Weise, aber verwendet nicht das Phasenfehlersignal, um einen VCO zu steuern. Stattdessen verarbeitet der erfindungsgemäße digitale FM-Stereodemodulator die Eingangssignalabtastungen gemäß dem digitalen Phasenfehlersignal, um interne Abtastungen herauszuziehen oder zu schaffen, die die erforderlichen zeitlichen Beziehung zu dem Pilotsignal haben. Es ist hierdurch möglich, auf den herkömmlichen Digital/Analog-Wandler 101 und das analoge Tiefpassfilter 102 zu verzichten, wodurch die Struktur des Demodulators vereinfacht und seine Herstellungskosten reduziert werden.
Erstes Ausführungsbeispiel
Gemäß 1 ist das erste Ausführungsbeispiel der Erfindung ein digitaler FM-Stereodemodulator, der einen Analog/Digital-Wandler (ADC) 1, einen digitalen Signalprozessor (DSP) 2 und einen Haupttaktgenerator (MCLK) 3 aufweist. Der DSP 2 enthält eine Dezimierungsvorrichtung 4, einen ersten Zähler 5 mit variablem Modulus, Tiefpassfilter 6, 9, 10, 14, eine erste Verriegelung 7, eine zweite Verriegelung 8, eine Multiplikationsvorrichtung 11, eine Kosinustabelle 12, einen Phasenzähler 13, eine Modulussteuervorrichtung 15 und einen zweiten Zähler 16 mit variablem Modulus.
Obgleich die internen Komponenten des DSP 2 als Hardwareblöcke gezeigt sind, können einige oder alle dieser Blöcke durch Softwaremodule mit äquivalenten Funktionen ersetzt werden. Diese Bemerkung bezieht sich auch auf die nachfolgenden Ausführungsbeispiele.
Der Haupttaktgenerator 3 erzeugt ein Haupttaktsignal mit einer festen Frequenz. Das Haupttaktsignal wird zu dem ADC 1 und dem DSP 2 geliefert. Der ADC 1 arbeitet mit einer Abtastfrequenz, die gleich der Haupttaktfrequenz ist, wobei er Eingangssignalabtastungen des zusammengesetzten Stereo-Basisbandsignals erzeugt.
Der erste Zähler 5 mit variablem Modulus zählt zyklisch von null aufwärts mit einem ersten Zählmodulus, der durch die Modulussteuervorrichtung 15 und den zweiten Zähler 16 mit variablem Modulus gesteuert wird. Jedes Mal, wenn der erste Zählmodulus erreicht ist, wird ein Ausgangsimpuls erzeugt und der Zählwert wird auf null zurückgesetzt. Der bezeichnete Moduluswert ist beispielsweise auswählbar aus einem normalen Wert N und Werte, die um eins größer und kleiner als N sind, wie in der Zeichnung angezeigt ist. Der Normalwert N ist beispielsweise das Verhältnis der Haupttaktfrequenz oder Eingangssignal-Abtastfrequenz zu der gewünschten internen Abtastfrequenz.
Jedes Mal, wenn der erste Zähler 5 mit variablem Modulus auf null zurückgesetzt wird, arbeiten die Dezimierungsvorrichtung 4, die Multiplikationsvorrichtung 11, der Phasenzähler 13 und der zweite Zähler 16 mit variablem Modulus wie nachfolgend beschrieben.
Die Dezimierungsvorrichtung 4 lässt Eingangssignalabtastungen, die von dem ADC 1 empfangen wurden, als interne Abtastungen zu dem Tiefpassfilter 6 und der Multiplikationsvorrichtung 11 passieren, wenn der erste Zähler 5 mit variablem Modulus auf null zurückgesetzt wird. Eingangssignalabtastungen, die empfangen werden, während der erste Zähler 5 mit variablem Modulus aufwärts zählt, werden gelöscht.
Der Phasenzähler 13 zählt die von dem ersten Zähler 5 mit variablem Modulus ausgegebenen Impulse, wodurch interne Abtastungen gezählt werden, und erzeugt einen Phasenzählwert bezeichnende Adressen in der Kosinustabelle 12. Die Kosinustabelle 12 speichert Daten für eine vollständige Kosinuswelle, wobei die Anzahl von gespeicherten Datenwerten gleich der Anzahl von internen Abtastungen ist, die normalerweise von der Dezimierungsvorrichtung 4 während einer Periode des Pilotsignals ausgegeben werden. Diese Anzahl ist auch der Zählmodulus des Phasenzählers 13. Wenn der Pha senzählwert zyklisch umläuft, werden die Kosinuswellendaten wiederholt aus der Kosinustabelle 12 ausgelesen, um ein Bezugssignal zu erzeugen, das gemäß den internen Abtastzeiten synchronisiert ist.
Die Multiplikationsvorrichtung 11 multipliziert jeden internen Abtastwert, der von der Dezimierungsvorrichtung 4 empfangen wird, mit dem aus der Kosinustabelle 12 ausgelesenen Bezugssignalwert. Wie bei dem Stand der Technik enthält das von der Multiplikationsvorrichtung 11 ausgegebene Signal eine Niedrigfrequenzkomponente, die im Wesentlichen proportional der Phasendifferenz zwischen dem Bezugssignal und dem Pilotsignal ist. Das Tiefpassfilter 14 zieht diese Niedrigfrequenzkomponente heraus, wodurch ein Phasenfehlersignal erzeugt wird.
Die Modulssteuervorrichtung 15 steuert den ersten und den zweiten Zähler 5, 16 mit variablem Modulus gemäß dem von dem Tiefpassfilter 14 empfangenen Phasenfehlersignal. Insbesondere setzt sie den Zählmodulus M des zweiten Zählers 16 mit variablem Modulus und sendet zu dem ersten Zähler 5 mit variablem Modulus ein Signal, das anzeigt, ob sein normaler Zählmodulus N zu erhöhen oder zu erniedrigen ist zu Zeiten, die von dem zweiten Zähler 16 mit variablem Modulus bezeichnet werden.
Der zweite Zähler 16 mit variablem Modulus zählt die von dem ersten Zähler 5 mit variablem Modulus ausgegebenen Impulse gemäß dem von der Modulssteuervorrichtung 15 gelieferten Zählmodulus M. Bei jedem M-ten Impuls setzt der zweite Zähler 16 mit variablem Modulus seinen eigenen Zählwert auf null zurück und sendet zu dem ersten Zähler 5 mit variablem Modulus einen Befehl, um seinen Zählmodulus N in der durch die Modulussteuervorrichtung 15 bezeichneten Richtung einzustellen.
Das Tiefpassfilter 6 entfernt unerwünschte Hochfrequenzkomponenten aus dem von der Dezimierungsvorrichtung 4 ausgegebenen dezimierten Signal. Die erste und die zweite Verriegelung 7, 8 speichern gefilterte Abtastwerte entsprechend vorbestimmten Phasenzählwerten, die von dem Phasenzähler 13 ausgegeben werden. Audiostereodaten, die das Linkskanal-Audiosignal 2L und das Rechtskanal-Audiosignal 2R bilden, werden durch weitere Tiefpassfilterung der in den Verriegelungen 7, 8 gespeicherten Daten erhalten, wobei die Filterung durch Tiefpassfilter 9, 10 durchgeführt wird.
Durch Handhabung des ersten und des zweiten Zählers 5, 16 mit variablem Modulus stellt die Modulussteuervorrichtung das Dezimierungsintervall der Dezimierungsvorrichtung 4 in Abhängigkeit von der Phasendifferenz zwischen dem Pilotsignal und dem Bezugssignal ein. Wenn die Phase des Pilotsignals der Phase des Bezugssignals voreilt, wird das Dezimierungsintervall periodisch verkürzt, damit die Bezugsphase in Beziehung zu der Pilotphase vorrückt. Wenn die Phase des Pilotsignals der Phase des Bezugssignals nacheilt, wird das Dezimierungsintervall periodisch verlängert, um die Bezugsphase in Bezug auf die Pilotphase zu verzögern.
Die Arbeitsweise des ersten Ausführungsbeispiels wird durch ein einfaches Beispiel illustriert, bei dem die Kosinustabelle 12 acht Werte speichert, die eine Periode einer Kosinuswelle darstellen. Da die Pilotfrequenz gleich 19 kHz ist, ist die gewünschte interne Abtastrate gleich 152 kHz (19 × 8 = 152). Wenn die Haupttaktfrequenz gleich 4,864 Megahertz (4,864 MHz) ist, sollte der normale Zählmodulus N des ersten Zählers 5 mit variablem Modulus gleich 32 (4864/152 = 32) sein. D.h., das Dezimierungsintervall beträgt normalerweise zweiunddreißig Haupttaktzyklen; die Dezimierungsvorrichtung 4 wählt jede zweiunddreißigste Eingangssignalabtastung als eine interne Abtastung aus. Nach der Filterung durch Tiefpassfilter 6 werden die internen Abtastwerte in der ersten Verriegelung 7 gespeichert, wenn der Phasenzählwert eins und fünf ist (entsprechend den Pilotphasenwinkeln 45° und 225°), und in der zweiten Verriegelung 8 wenn der Phasenzählwert drei und sieben (entsprechend den Pilotphasenwinkeln 135° und 315°) ist. Demodulierte Audiostereodaten 2L, 2R werden dann wie durch die vorstehenden Gleichungen (1) bis (5) beschrieben erhalten.
Wenn bei diesem Beispiel die Modulsteuervorrichtung 15 den Zählmodulus M des zweiten Zählers 16 mit variablem Modulus auf einunddreißig setzt, dann kann sie die interne Abtastfrequenz und die Bezugssignalfrequenz in Schritten von im Wesentlichen ein Zehntel eines Prozents einstellen. Die Verringerung des ersten Zählmodulus von zweiunddreißig (N) auf einunddreißig (N – 1) einmal bei jeweils M Zählzyklen (M = 31) verringert das durchschnittliche Dezimierungsintervall und die durchschnittliche Periode des Bezugssignals um einen Faktor (M·N – 1)/(M·N) 991/992, was äquivalent einer Frequenzerhöhung von im Wesentlichen 0,1% ist. Umgekehrt vergrößert die Zunahme des ersten Zählmodulus von zweiunddreißig (N) auf dreiunddreißig (N + 1) einmal bei jeweils M Zählzyklen (M = 31) das durchschnittliche Dezimierungsintervall und die durchschnittliche Periode des Bezugssignals um einen Faktor (M·N + 1)/M·N) oder 993/992, was äquivalent einer Frequenzabnahme von im Wesentlichen 0,1% ist.
Durch Einstellen der Frequenz des Bezugssignals in dieser Weise ist es möglich, die Phase des Bezugssignals zu beschleunigen oder zu verzögern, bis das Bezugssignal und damit die interne Abtastzeit mit dem Pilotsignal synchronisiert ist.
Bei diesem Beispiel wurde die Bezugsfrequenz eingestellt durch Einstellen des ersten Zählmodulus N durch plus oder minus eins für nur einen Zählzyklus aus jeweils M Zählzyklen, wobei M fest bliebt, aber die Modulussteuervorrichtung 15 ist nicht auf dieses Steuerschema beschränkt. Der zweite Zählmodulus M kann anstelle des ersten Zählmodulus N oder zusätzlich zu diesem eingestellt werden. Der erste Zählmodulus N kann auch in Schritten eingestellt werden, die größer als plus oder minus eins sind, um die Synchronisation mit dem Pilotsignal schneller zu erreichen.
Die Genauigkeit der Phaseneinstellung, die bei dem ersten Ausführungsbeispiel durchgeführt wird, ist durch die Haupttaktfrequenz begrenzt. Ein unvermeidbarer Fehler von bis zu plus oder minus ein Halb der Haupttaktperiode kann mit Bezug auf die in den Gleichungen (2) und (3) gegebene Idealzeit auftreten. Wenn die Abtastfrequenz gleich 4,864 MHz ist, beträgt dieser Fehler ±103 ns, was äquivalent angenähert ±1,41° in Bezug auf die Phase der 38 kHz-FM-Stereosubträgerwelle ist, wodurch die Stereotrennung auf angenähert 70 dB begrenzt wird. Dieser Zeitfehler ist invers auf die Haupttaktfrequenz bezogen, so dass eine höhere Haupttaktfrequenz und ein Hochgeschwindigkeits-ADC-1 für eine gute Stereotrennung wünschenswert sind.
Ein großer Teil des Phasenfehlers, der durch das Ausgangssignal des dritten Tiefpassfilters 14 angezeigt wird, stammt wahrscheinlich von dem Frequenzfehler des Haupttaktoszillators 3, was bewirkt, dass die Haupttaktfrequenz nicht ein genaues ganzzahliges Vielfaches der Pilotfrequenz ist. Regelmäßige periodische Einstellungen der Phase des Bezugssignals, die durch den zweiten Zähler 16 mit variablem Modulus möglich sind, liefern eine angemessene Abhilfe für diesen Typ von Frequenzfehler.
Vorausgesetzt, dass die erforderliche hohe Eingangssignal-Abtastfrequenz verfügbar ist, ermöglicht das erste Ausführungsbeispiel, dass die interne Abtastzeit in kleinen Schritten variiert wird, wodurch eine minimale Störung der Zeiten von anderen Demodulationsvorgängen und damit eine minimale Audioverzerrung erzeugt wird. Darüber hinaus ist die Dezimierung ein einfacher Prozess, so dass die internen Abtastungen aus den Eingangssignalabtastungen mit einem Minimum von Verarbeitungsaufwand erhalten werden können.
Bei einer Abwandlung des ersten Ausführungsbeispiels wird der zweite Zähler 16 mit variablem Modulus weggelassen und die Modulussteuervorrichtung 15 stellt direkt den Zählmodulus des ersten Zählers 5 mit variablem Modulus ein, wenn jeweils der Phasenfehler einen vorbestimmten Absolutwert überschreitet. Diese Abwandlung ist geeignet, wenn der Frequenzfehler des Haupttaktoszillators 3 klein genug ist, so dass eine regelmäßige periodische Einstellung der Bezugssignalphase nicht erforderlich ist.
Bei einer anderen Abwandlung des ersten Ausführungsbeispiels ist das Tiefpassfilter 6 weggelassen. Der Hauptzweck dieses Filters besteht darin, die Eingangsfrequenzkomponenten zurückzuweisen, die eine Verzerrung in dem Audiobereich durch Umfaltung erzeugen könnten, wenn das von der Dezimierungsvorrichtung 4 ausgegebene dezimierte Signal von den Verriegelungen 7, 8 bei 38 kHz wieder abgetastet wird. Diese Frequenzkomponenten treten zwischen 61 kHz und 76 kHz auf. Wenn diese Frequenzkomponenten in dem Eingangssignal nicht vorhanden sind oder in dem dezimierten Signal bereits ausreichend klein sind, dann wird das Tiefpassfilter 6 nicht benötigt.
Diese Abwandlungen sind auch bei den nachfolgenden Ausführungsbeispielen anwendbar.
Zweites Ausführungsbeispiel
2 zeigt einen digitalen FM-Stereodemodulator, der ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung illustriert. Die Beschreibung der Elemente 1 bis 16 wird weggelassen, da diese Elemente ähnlich den entsprechenden Elementen bei dem ersten Ausführungsbeispiel sind. Die zusätzlichen Elemente bei dem zweiten Ausführungsbeispiel sind eine Sinustabelle 40, eine zweite Multiplikationsvorrichtung 41, ein anderes Tiefpassfilter 42, eine dritte Multiplikationsvorrichtung 43 und ein Addierer 44.
Die Elemente 1 bis 16 arbeiten wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel beschrieben, wobei sie die interne Abtastzeit gemäß dem Pilotsignal synchronisieren und geeignete interne Abtastungen für die Linkskanal- und Rechtskanal-Audiostereodaten auswählen.
Die anderen Elemente erfassen die Amplitude des Pilotsignals, erzeugen eine Kopie des Pilotsignals und subtrahieren die Kopie von den internen Abtastwerten, bevor sie einer Tiefpassfilterung und der Links/Rechts-Kanalauswahl unterzogen werden. Die Löschung des Pilotsignals auf diese Weise lockert die Anforderungen an das Leistungsvermögen des ersten und zweiten Tiefpassfilters 9 und 10.
Die Sinustabelle 40 speichert Sinuswellendaten entsprechend den in der Kosinustabelle 12 gespeicherten Kosinuswellendaten. Beide Tabellen werden durch das Ausgangssignal des Phasenzählers 13 angesteuert, so dass das Auslesen der Sinuswellendaten ein Sinuswellensignal erzeugt, das in der Phase mit dem Bezugssignal synchronisiert ist. Da das Bezugssignal mit dem Pilotsignal synchronisiert ist, ist auch das Sinuswellensignal mit dem Pilotsignal synchronisiert, das ebenfalls eine Sinuswelle ist.
Die zweite Multiplikationsvorrichtung 41 multipliziert das Ausgangssignal der Dezimierungsvorrichtung 4 mit dem aus der Sinustabelle 40 ausgelesenen Sinuswellensignal. Ein zu der Amplitude des Pilotsignals proportionales Umhüllungssignal erscheint als eine Niedrigfrequenzkomponente in dem Ausgangssignal der zweiten Multiplikationsvorrichtung 41. Das Tiefpassfilter 42 zieht diese Niedrigfrequenzkomponente heraus, wodurch die Amplitude des Pilotsignals erfasst wird.
Die dritte Multiplikationsvorrichtung 43 multipliziert das aus der Sinustabelle 40 gelesene Sinuswellensignal mit der von dem Tiefpassfilter 42 erfassten Amplitude, wodurch ein Pilotkopiesignal erhalten wird, das im Wesentlichen identisch mit der in dem dezimierten zusammengesetzten Stereosignal enthaltenen Pilotkomponente ist.
Der Addierer 44 addiert das Komplement der beiden aus dem Ausgangssignal der dritten Multiplikationsvorrichtung 43 zu dem Ausgangssignal der Dezimierungsvorrichtung 4, wodurch das Pilotkopiesignal von dem dezimierten zusammengesetzten Stereosignal subtrahiert und die Pilotsignalkomponente im Wesentlichen aus dem dezimierten zusammengesetzten Stereosignal gelöscht werden.
Die Anforderungen an das Leistungsvermögen des ersten und des zweiten Tiefpassfilters 9, 10 werden hierdurch stark gelockert, da diese Filter nicht eine 19 kHz-Pilotkomponente zurückweisen müssen, während Audiokomponenten mit Frequenzen bis zu beispielsweise 15 kHz durchgelassen werden. Die Struktur dieser beiden Tiefpassfilter 9, 10 kann demgemäß vereinfacht werden und das Ausmaß der Filterberechnung kann reduziert werden.
Bei einer Abwandlung des zweiten Ausführungsbeispiels wird die Sinustabelle 40 weggelassen und das Sinuswellensignal wird aus der Kosinustabelle 12 ausgelesen. Dies ist möglich, da eine Sinuswelle einer Kosinuswelle mit einer Phasenverzögerung von 90° äquivalent ist. Es reicht aus, zusätzliche Adresseneingänge für die Kosinustabelle vorzusehen, die dem Phasenzähl-Ausgangssignal durch den Phasenfehler 13 um einen vorbestimmten Betrag nacheilen.
Drittes Ausführungsbeispiel
3 zeigt einen digitalen FM-Stereodemodulator, der ein drittes Ausführungsbeispiel der Erfindung illustriert. Die Beschreibung der Elemente 1 bis 3, 6 bis 8, 9 bis 14 und 16 wird weggelassen, da diese E lemente den entsprechenden Elementen bei dem ersten Ausführungsbeispiel ähnlich sind. Die neuen Elemente sind eine Moduls- und Koeffizientensteuervorrichtung 17, ein Interpolationsfilter 20, eine Filterkoeffiziententabelle (Coeff.) 21, eine Filterkoeffizienten-Auswahlvorrichtung 22, eine Filteroperations(Opr.)-Steuervorrichtung 23 und ein Taktfrequenzteiler oder -zähler 24.
Das dritte Ausführungsbeispiel verwendet das Interpolationsfilter 20, um interne Abtastungen zwischen den von dem ADC 1 empfangenen Abtastungen zu interpolieren, verändert die Interpolationsorte gemäß dem Phasenfehlersignal und demoduliert die interpolierten Abtastdaten anstelle der Eingangssignal-Abtastdaten.
Die Modulus- und Koeffizientensteuervorrichtung 17 bezeichnet den Zählmodulus des Zählers 16 mit variablem Modulus wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel beschrieben. Die Modulus- und Koeffizientensteuervorrichtung 17 weist auch die Filterkoeffizienten-Auswahlvorrichtung 22 an, ob die Filterkoeffizientenauswahl (nachfolgend beschrieben) zu ändern ist, und wenn dies der Fall ist, in welcher Richtung sie zu ändern ist.
Das Interpolationsfilter 20 ist beispielsweise ein Filter mit begrenztem Ansprechen auf einen Impuls (FIR) dritter Ordnung. Gemäß dem 4A und 4B verwendet das Interpolationsfilter 20 einen Satz von beispielsweise vier Filterkoeffizienten bei vier aufeinander folgenden Eingangssignalabtastungen A0, A1, A2, A3, die von dem ADC 1 empfangen wurden, um eine interne Abtastung bei einem bestimmten zeitlichen Abstand von der zuletzt empfangenen Eingangssignalabtastung A3 zu interpolieren. Die interne Abtastung kann an einem von beispielsweise acht Punkten P0 bis P7 interpoliert werden, die in einem Abstand der Länge 1/fs zwischen Eingangssignalabtastungen A1 und A2 auf der Zeitachse positioniert sind, wobei fs die Eingangssignal-Abtastfrequenz ist. Die acht Punkte sind gegenseitig durch Intervalle von 1/(8·fs) getrennt. P0 ist am weitesten von der letzten Eingangssignalabtastung A3 entfernt, und P7 ist der letzten Eingangssignalabtastung A3 am nächsten. Eine interpolierte Abtastung wird normalerweise bei nur einem dieser Punkte P0 bis P7 ausgegeben, wobei der Punkt von den verwendeten Filterkoeffizienten abhängt. Die interpolierte Abtastung oder interne Abtastung wird zu dem Tiefpassfilter 6 und der Multiplikationsvorrichtung 11 geliefert.
Die Filterkoeffiziententabelle 21 speichert beispielsweise acht Sätze von jeweils vier Koeffizienten, um Daten an den jeweiligen Punkten P0 bis P7 in 4B zu erzeugen. Die Koeffizientensätze sind von 0 bis 7 nummeriert, entsprechend P0 bis P7. Auf diese Nummern wird nachfolgend als die Filternummern Bezug genommen.
Die Erfindung ist selbstverständlich nicht auf die Verwendung von acht Sätzen von jeweils vier Koeffizienten beschränkt. Die Anzahl von Koeffizientensätzen kann erhöht werden, wodurch mehr mögliche Orte für die interpolierten Abtastungen erhalten werden, um eine erhöhte Synchronisationsgenauigkeit zu ermöglichen. Die Anzahl von Koeffizienten in jedem Satz kann ebenfalls erhöht werden, wodurch die FIR-Filterordnung erhöht wird, um die Genauigkeit der Interpolation zu verbessern. Jedoch werden acht Sätze von jeweils vier Koeffizienten für die zwecke der Beschreibung angenommen.
Die Filterkoeffizienten-Auswahlvorrichtung 22 wählt einen der Sätze von Koeffizienten in der Filterkoeffiziententabelle 21 aus und überträgt die ausgewählten Koeffizienten zu dem Interpolationsfilter 20, wenn sie sich von den Koeffizienten unterscheiden, die bereits durch das Interpolationsfilter 20 verwendet werden, wodurch die Koeffizienten in dem Interpolationsfilter 20 aktualisiert werden. Aktualisierungen können jedes Mal erfolgen, wenn der Zähler 16 mit variablem Modulus auf null zurückgesetzt wird. Die neue Auswahl ist entweder dieselbe wie die vorhergehende Auswahl, oder benachbart in der zunehmenden oder abnehmenden Richtung, wie von der Modulus- und Koeffizientensteuervorrichtung 17 bestimmt ist. D.h., die Filternummer bleibt entweder dieselbe, wird um eins erhöht oder um eins erniedrigt. In der zunehmenden Richtung führt die Filternummer eine zyklische Adressierung von sieben nach null durch. In der abnehmenden Richtung führt die Filternummer eine zyklische Adressierung von null nach sieben durch.
Indem sie eine Operation gemäß den Ausgangssignalen des Haupttaktoszillators 3, der Filterkoeffizienten-Auswahlvorrichtung 22 und des Zählers 24 durchführt, aktiviert die Filteroperations-Steuervorrichtung 23 periodisch das Interpolationsfilter 20 und gibt gleichzeitig einen Impuls aus, der von dem Phasenzähler 13 und dem Zähler 16 mit variablem Modulus gezählt wird. Diese Zähler 13, 16 zählen demgemäß die von dem Interpolationsfilter 20 ausgegebenen internen Abtastungen.
Der Zähler 24 teilt die Frequenz des Haupttaktsignals durch einen festen Faktor L und liefert das geteilte Taktsignal zu dem ADC 1, der Filterkoeffizienten- Auswahlvorrichtung 22 und der Filteroperations-Steuervorrichtung 23. Die geteilte Taktfrequenz wird die Abtastfrequenz (fs) des ADC 1.
Die Tiefpassfilter 6, 9, 10 und die Verriegelungen 7, 8 arbeiten wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel beschrieben, um Audiostereodaten, die ein Linkskanal-Audiosignal 2L und ein Rechtskanal-Audiosignal 2R aufweisen, aus den von dem Interpolationsfilter 20 ausgegebenen internen Abtastungen zu erzeugen. Die Multiplikationsvorrichtung 11, die Kosinustabelle 12, der Phasenzähler 13 und das Tiefpassfilter 14 arbeiten auch wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel, um ein Phasenfehlersignal aus den internen Abtastungen zu erzeugen.
Durch Steuerung des Zählers 16 mit variablem Modulus und der Filterkoeffizienten-Auswahlvorrichtung 22 stellt die Modulus- und Koeffizientensteuervorrichtung 17 den Abstand der von dem Interpolationsfilter 20 ausgegebenen internen Abtastungen im Wesentlichen in derselben Weise ein, in der das Dezimierungsintervall bei dem ersten Ausführungsbeispiel eingestellt wurde. Dies hat die Wirkung der Einstellung der Phasenbeziehung zwischen dem Pilotsignal und dem aus der Kosinustabelle 12 ausgelesenen Bezugssignal, wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel erläutert wurde. Die Modulus- und Koeffizientensteuervorrichtung 17 arbeitet entsprechend dem von dem Tiefpassfilter 14 empfangenen Phasenfehlersignal derart, dass das Bezugssignal mit dem Pilotsignal synchronisiert wird, wodurch die interne Abtastzeit mit dem Pilotsignal synchronisiert wird, wie auch bei dem ersten Ausführungsbeispiel erläutert wurde.
Als ein Beispiel kann die Modulus- und Koeffizienten steuervorrichtung 17 bewirken, dass die Filterzahl fortschreitend erhöht wird, wie in den 5A und 5B gezeigt ist. Die interne Abtastung B0 wird erzeugt durch Interpolation der Eingangssignalabtastungen von A(–1) (nicht sichtbar) bis A2, unter Verwendung von Filter Nummer 2. Die interne Abtastung B1 wird erzeugt aus Eingangssignalabtastungen A0 bis A3, unter Verwendung von Filter Nummer 3. Die interne Abtastung B2 wird erzeugt aus Eingangssignalabtastungen A1 bis A4 (nicht sichtbar), unter Verwendung von Filter Nummer 4. Verglichen mit den Intervallen zwischen Eingangssignalabtastungen werden die Intervalle zwischen internen Abtastungen verlängert, wodurch die interne Abtastfrequenz reduziert wird, so dass die Phase des Bezugssignals verzögert wird.
In dieser Situation kann, da mehr Abtastungen in das Interpolationsfilter 20 eingegeben als aus diesem ausgegeben werden, das Interpolationsfilter 20 nicht eine interne Abtastung für jede Eingangssignalabtastung erzeugen. Die Filteroperations-Steuervorrichtung 23 überspringt demgemäß eine Eingangssignalabtastung jedes Mal, wenn die Filternummer eine zyklische Adressierung in der zunehmenden Richtung durchführt. In den 6A und 6B beispielsweise wird, nachdem die interne Abtastung CO unter Verwendung von Filter Nummer 7 erzeugt ist, das die interpolierte interne Abtastung so nahe wie möglich an der gegenwärtigen Eingangssignalabtastung A2 anordnet, die Filternummer von sieben in null geändert. Die Filteroperations-Steuervorrichtung 23 antwortet durch Überspringen der folgenden Eingangssignalabtastung A3. Die nächste interne Abtastung C1 wird erzeugt, wenn die Eingangssignalabtastung A4 (nicht sichtbar) empfangen wird, unter Verwendung des Filters Nummer null. Da diese Filterauswahl die interne Abtastung (C1) so weit wie möglich von der gegenwärtigen Eingangssignalabtastung (A4) entfernt interpoliert, wird das gewünschte Intervall zwischen aufeinander folgenden internen Abtastungen C0 und C1 erhalten.
In der umgekehrten Situation aktiviert, wenn die Filternummer eine zyklische Adressierung in der abnehmenden Richtung von null nach sieben durchführt, die Filteroperations-Steuervorrichtung 23 das Interpolationsfilter 20 zweimal für dieselbe Eingangssignalabtastung, wobei einmal die alte Filternummer und einmal die neue Filternummer verwendet wird, um einen Mangel an Eingangssignalabtastungen zu kompensieren.
In den 7A und 7B beispielsweise wird die interne Abtastung D0 erzeugt, wenn die Eingangssignalabtastung A2 empfangen wird, wobei Filter Nummer null verwendet wird. Die Filterkoeffizienten-Auswahlvorrichtung 22 teilt dann der Filteroperations-Steuervorrichtung 23 mit, dass die Filterauswahl von null in sieben geändert wird. Wenn die nächste Eingangssignalabtastung A3 empfangen wird, aktiviert die Filteroperations-Steuervorrichtung 23 zuerst das Interpolationsfilter 20, das die interne Abtastung D1 erzeugt, wobei wieder das Filter Nummer null verwendet wird; als Nächstes überträgt die Filterkoeffizienten-Auswahlvorrichtung 22 die Koeffizienten für das Filter Nummer sieben in das Interpolationsfilter 20; dann aktiviert die Filteroperations-Steuervorrichtung 23 wieder das Interpolationsfilter 20, das die interne Abtastung D2 erzeugt. Beide internen Abtastungen D1 und D2 werden aus denselben Eingangssignal-Abtastdaten (A0 bis A3) erzeugt, aber da D1 soweit wie möglich von der gegenwärtigen Eingangssignalabtastung (A3) entfernt und D2 so nahe wie möglich an der gegenwärtigen Eingangssignalabtastung (A3) sind, wird das gewünschte Intervall zwischen internen Abtastungen erhalten.
Die Filteroperations-Steuervorrichtung 23 verzögert die Aktivierung des Interpolationsfilters 20 um eine bestimmte Anzahl von Haupttaktzyklen von jedem geteilten Impuls, der von dem Taktfrequenzteiler 24 ausgegeben wird, um dem ADC 1 die Zeit zu geben, die Analog/Digital-Umwandlung zu beenden. Diese Verzögerung kann fest sein, aber wird vorzugsweise verändert gemäß der Filterzahl, so dass das Interpolationsfilter 20 mit im Wesentlichen regelmäßigen Intervallen arbeiten kann.
Die 8 und 9 zeigen die Zeitbeziehungen der Abtastungseingabe (a) in das Interpolationsfilter 20, die Interpolationsverarbeitung (b) und die Ausgabe von internen Abtastungen (c), wenn das Interpolationsfilter 20 mit einer festen Zeitverzögerung gegenüber dem geteilten Taktsignal aktiviert ist. Die Verzögerung ist so vorbestimmt, dass das Interpolationsfilter 20 normalerweise die Verarbeitung beginnt, unmittelbar nachdem es jede Eingangssignalabtastung empfängt.
8 illustriert einen Fall, in welchem die Filternummer (in Klammern angezeigt) eine zyklische Adressierung von sieben nach null durchführt und die Interpolationsoperation für die Eingangssignalabtastung, die mit einem Sternchen markiert ist, übersprungen wird. Dies erzeugt ein Intervall mit doppelter Breite zwischen zwei internen Abtastungen.
9 illustriert einen Fall, in welchem die Filternummer eine zyklische Adressierung von null nach sieben durchführt, wodurch eine Ausgabe von zwei inter nen Abtastungen für die durch ein Sternchen angezeigte Eingangssignalabtastung bewirkt wird. Das Intervall zwischen internen Abtastungen ist an diesem Punkt auf die Hälft verringert.
Diese Zeitveränderungen sind zulässig, wenn sie nicht die Qualität des endgültigen Audioausgangssignals beeinträchtigen, aber nachteilige Wirkungen sind möglich, wenn die Veränderungen nicht in den nachfolgenden Stufen des Demodulationsprozesses absorbiert werden. Weiterhin muss in 9 das Interpolationsfilter ausreichend schnell arbeiten, um zwei Interpolationsberechnungen in dem Intervall zwischen einem Paar von Eingangssignalabtastungen zu beenden; dieses Erfordernis schränkt entweder die Komplexität und damit Genauigkeit der Interpolationsfilterberechnung ein oder erfordert einen DSP 2 hoher Geschwindigkeit, der kostenaufwendig ist.
Die 10 und 11 zeigen die Zeitbeziehungen der Abtastungseingabe (a) in das Interpolationsfilter 20, die Interpolationsverarbeitung (b), die Ausgabe von internen Abtastungen (c) und den Haupttakt (d), wenn das Interpolationsfilter 20 mit einer variablen Zeitverzögerung gegenüber dem geteilten Taktsignal aktiviert ist. Die Verzögerung wird mit der Filterzahl vergrößert, und nimmt somit zu, wenn der zeitliche Abstand von der letzten Eingangssignalabtastung zu dem Interpolationspunkt abnimmt. Wenn das Filter Nummer null ausgewählt ist, beginnt der Filtervorgang direkt nach dem Empfang der zuletzt erfolgten Eingangssignalabtastung. Wenn das Filter Nummer sieben ausgewählt wird, wird der Beginn des Filtervorgangs verzögert bis unmittelbar vor dem Empfang der nächsten Eingangssignalabtastung. Die Filteroperations-Steuervorrichtung 23 erzeugt diese variablen Verzöge rungen durch Zählen einer variablen Anzahl von Haupttaktzyklen von jedem geteilten Taktimpuls gemäß der von der Filterkoeffizienten-Auswahlvorrichtung 22 mitgeteilten Filterzahl.
In 10 führt die Filternummer eine zyklische Adressierung von sieben nach null durch, wodurch bewirkt wird, dass die Interpolation für die durch ein Sternchen angezeigte Eingangssignalabtastung übersprungen wird. In 11 führt die Filternummer eine zyklische Adressierung von null nach sieben durch und das Interpolationsfilter 20 wird zweimal aktiviert folgend der Eingabe der mit dem Sternchen markierten Eingangssignalabtastung. In beiden Fällen ändert sich aufgrund der variablen Verzögerung das Zeitintervall zwischen der Ausgabe von aufeinander folgenden internen Abtastungen nur geringfügig. Ausreichend Zeit ist verfügbar für jede Interpolationsoperation und das Audioausgangssignal wird nicht verzerrt durch unregelmäßige Zeiten der Ausgabe der internen Abtastungen.
Ein Vorteil des dritten Ausführungsbeispiel besteht darin, dass der ADC 1 bei im Wesentlichen der gewünschten internen Abtastfrequenz anstelle einer höheren Frequenz arbeiten kann. Wenn die gewünschte Abtastfrequenz beispielsweise 152 kHz beträgt und die Anzahl von Sätzen von Filterkoeffizienten gleich zweiunddreißig ist, dann ermöglicht das dritte Ausführungsbeispiel dass das Bezugssignal mit im Wesentlichen derselben Genauigkeit mit dem Pilotsignal synchronisiert wird, wie sie bei dem ersten Ausführungsbeispiel erreicht wird, das einen 4,864 MHz-ADC-1 und ein Dezimierungsintervall von zweiunddreißig verwendet (obgleich der Interpolationsfehler die tatsächliche Genauigkeit etwas verringern kann).
Wenn die Anzahl von Sätzen von Filterkoeffizienten gleich N ist, kann die durchschnittliche interne Abtastfrequenz durch einen Faktor M·N/(M·N – 1) erhöht werden durch Verringern der Filterzahl, wodurch der Interpolationspunkt einmal bei jeweils M Abtastungen verzögert wird. Umgekehrt kann die durchschnittliche interne Abtastfrequenz um einen Faktor M·N/(M·N 1) herabgesetzt werden durch Vergrößern der Filterzahl, wodurch der Interpolationspunkt einmal bei jeweils M Abtastungen vorgerückt wird.
Bei einer Abwandlung des dritten Ausführungsbeispiels aktiviert die Filteroperations-Steuervorrichtung 23 normalerweise das Interpolationsfilter 20 nur bei Intervallen von zwei oder mehr Eingangssignalabtastungen, so dass das Interpolationsfilter 20 sowohl eine Dezimierung als auch eine Interpolation durchführt. Beispielsweise können nur die geradzahligen internen Abtastungen in den 5 bis 7 ausgegeben werden: B0, B2, ... in 5B, C0, C2, ... in 6B und D0, D2, ... in 7B. Diese Abwandlung kann verwendet werden, um eine gewünschte interne Abtastfrequenz zu erhalten, wenn die Frequenz der Eingangssignalabtastung höher als erforderlich für die Stereodemodulation ist.
Viertes Ausführungsbeispiel
12 zeigt einen digitalen FM-Stereodemodulator, der ein viertes Ausführungsbeispiel der Erfindung illustriert. Eine detaillierte Beschreibung wird weggelassen, das alle illustrierten Elemente identisch mit den entsprechenden Elementen bei dem zweiten und dritten Ausführungsbeispiel sind und in derselben Weise wirken. Das vierte Ausführungsbeispiel fügt die Pilotlöschfunktion des zweiten Ausführungsbeispiels zu der Interpolationsfunktion des dritten Ausführungsbeispiels hinzu, wodurch die kombinierten Wirkungen beider Ausführungsbeispiel erhalten werden.
Fünftes Ausführungsbeispiel
13 zeigt einen digitalen FM-Stereodemodulator, der ein fünftes Ausführungsbeispiel der Erfindung illustriert. Die Beschreibung der Elemente 1 bis 3, 7 bis 14, 16, 17 und 20 bis 24 wird weggelassen, da diese Elemente den entsprechenden Elementen bei dem ersten und dritten Ausführungsbeispiel ähnlich sind. Die neuen Elemente sind ein zweites Interpolationsfilter 30, ein drittes Interpolationsfilter 31, eine zweite Filterkoeffiziententabelle 32, ein Audioausgangs-Zeitzähler 33 und ein Zeitkomparator 34.
Die beiden neuen Interpolationsfilter 30, 31 sind beispielsweise FIR-Filter dritter Ordnung, die ähnlich dem Interpolationsfilter 20 sind. Das Interpolationsfilter 30 empfängt das Datenausgangssignal des Tiefpassfilters 9 und gibt interpolierte Daten als das Linkskanal-Audiodatensignal 2L aus. Das Interpolationsfilter 31 operiert in ähnlicher Weise mit dem Ausgangssignal des Tiefpassfilters 10 und erzeugt das Rechtskanal-Audiodatensignal 2R.
Die zweite Filterkoeffiziententabelle 32 speichert mehrere Sätze von Filterkoeffizienten für die selektive Übertragung in diese Interpolationsfilter 30, 31.
Der Audioausgangs-Zeitzähler 33 zählt das geteilte Taktsignal, das von dem Zähler 24 ausgegeben wurde, unter Verwendung beispielsweise desselben Zählmodulus (K), wie er von dem Phasenzähler 13 verwendet wird.
Der Zeitkomparator 34 vergleicht die Zeit von Übergängen in den Ausgangssignalen des Phasenzählers 13 und des Audioausgangs-Zeitzählers 33 und wählt den Satz von Koeffizienten aus, der von der zweiten Filterkoeffiziententabelle 32 in die Interpolationsfilter 30, 31 zu übertragen ist.
Die Elemente 1 bis 23 arbeiten wie bei dem dritten Ausführungsbeispiel beschrieben, indem sie eine Interpolation an Punkten durchführen, die mit dem Pilotsignal synchronisiert sind, um interne Abtastungen zu erzeugen, ausgewählte interne Abtastungen als Linkskanal- und Rechtskanal-Audiodaten verriegeln und die verriegelten Daten durch Tiefpassfilter 9, 10 hindurchlassen. Interpolationsfilter 30 und 31 werden synchron mit dem geteilten Taktsignal, das von dem Zähler 24 ausgegeben wird, aktiviert und erzeugen daher Audiostereo-Ausgangsdaten in regelmäßigen Intervallen.
Gemäß den 14A und 14B misst der Zeitkomparator 34 Zeitdifferenzen wie Δ1 und Δ2 zwischen dem Eingang von Daten B0, B1, ... in das Interpolationsfilter 30 oder 31, der von dem durch den Phasenzähler 13 ausgegebenen Phasenzählwert erfasst wird, und den Ausgang von endgültigen Audiodaten Q0, Q1, ... aus demselben Interpolationsfilter 30 oder 31, der von dem Ausgangssignal des Audioausgangs-Zeitzählers 33 erfasst wird. Auf der Grundlage dieser Differenzen wählt der Zeitkomparator 34 die in die Interpolationsfilter 30 und 31 zu ladenden Filterkoeffizienten aus.
Wie bei dem dritten Ausführungsbeispiel erläutert ist, sind die Zeiten der Ausgabe von internen Abtas tungen aus dem Interpolator 20 nicht perfekt regelmäßig, sondern variiert mit Bezug auf das geteilte Taktsignal. Durch Auswahl unterschiedliche Sätze von Filterkoeffizienten kompensiert der Zeitkomparator 34 die Variationen, so dass die Interpolationsfilter 30, 31 korrekte Audioausgangsdaten mit regelmäßigen Intervallen erzeugen können.
Wie bei dem dritten Ausführungsbeispiel sind spezielle Maßnahmen erforderlich, wenn aufgrund der vorgenannten Zeitvariationen ein Übermaß oder ein Mangel von Eingangsdaten in die Interpolationsfilter besteht.
Die 15A und 15B zeigen einen Fall, bei dem Datenwerte C0 und C1 in die Interpolationsfilter 30 oder 31 eingegeben werden und Audiodatenwerte R0 bis R3 aus denselben Interpolationsfiltern 30 oder 31 ausgegeben werden, wobei sowohl R1 als auch R2 zwischen C0 und C1 auftreten, was einen Mangel an Eingangsdaten an diesem Punkt bewirkt. In diesem Fall wird R1 erzeugt unter Verwendung von Filterkoeffizienten, die auf der Grundlage der Zeitdifferenz Δ3 mit Bezug auf C0 ausgewählt wurden, und R2 wird aus denselben Eingangsdaten erzeugt, wobei unterschiedliche Filterkoeffizienten verwendet werden, die auf der Grundlage der Zeitdifferenz Δ4 mit Bezug auf denselben Eingangsdatenwert C0 ausgewählt wurden.
Die 16A und 16B zeigen einen Fall, bei dem Datenwerte D0 bis D3 in Interpolationsfilter 30 oder 31 eingegeben werden, und Audiodatenwerte S0 bis S3 werden von demselben Interpolationsfilter 30 oder 31 ausgegeben, wobei keine Ausgangsdaten zwischen den Eingangsdaten D1 und D2 auftreten, was einen Überschuss an Eingangsdaten an diesem Punkt bewirkt. In diesem Fall wird keine Interpolation bei dem Eingangsdatensatz durchgeführt, der aus den vier Werten D0 bis D3 besteht, entsprechend der Zeitdifferenz Δ5. S2 wird aus den Eingangsdaten D1 bis D4 (nicht sichtbar) erzeugt, wobei Filterkoeffizienten verwendet werden, die gemäß der nächsten Zeitdifferenz Δ6 ausgewählt wurden.
Das fünfte Ausführungsbeispiel wandelt die Linkskanal- und Rechtskanal-Audiodaten in Datenreihen um, die einen Abstand von genau regelmäßigen Intervallen haben, die durch Teilung des Haupttaktsignals erzeugt wurden. Dies ermöglicht, dass die Audiostereodaten durch Digital/Analog-Wandler (nicht sichtbar) vom beispielsweise Delta-Sigma-Typ oder Einbit-Typ in analoge Signale umgewandelt werden, die einen Dateneingang in regelmäßigen Intervallen, synchronisiert mit einem Taktsignal, erfordern.
Ein Digital/Analog-Wandler vom Einbit-Typ kombiniert hohe Genauigkeit mit einer einfachen Struktur und niedrigen Kosten, und er ist vergleichsweise einfach mit digitalen Signalverarbeitungsschaltungen zu integrieren. Indem das fünfte Ausführungsbeispiel die Verwendung dieses Typs von Digital/Analog-Wandler ermöglicht, verringert es die Herstellungskosten und ermöglicht, dass der analoge Audioausgangsabschnitt mit dem digitalen FM-Stereodemodulator in einer einzigen monolithischen integrierten Schaltung kombiniert wird.
Bei einer Abwandlung des fünften Ausführungsbeispiels wird eine Pilotsignal-Löschfunktion wie bei dem zweiten und vierten Ausführungsbeispiel hinzugefügt.
Jedes der vorgenannten Ausführungsbeispiele kann mo difiziert werden durch Ersetzen des Analog/Digital-Wandlers 1 durch andere Mittel zur Erzeugung eines digitalisierten zusammengesetzten Basisband-Stereosignals mit einer äquivalenten Abtastfrequenz. Beispielsweise kann das zusammengesetzte Basisband-Stereosignal von einem digitalen FM-Demodulator ausgegeben werden.
Der Fachmann erkennt, dass weitere Modifikationen innerhalb des nachfolgend beanspruchten Bereichs möglich sind.

Claims

Verfahren zum Demodulieren eines ein Pilotsignal enthaltenden zusammengesetzten Stereosignals, das die Schritte aufweist: (a) Abtasten des zusammengesetzten Stereosignals mit einer festen Abtastfrequenz, wodurch Eingangsabtastungen erhalten werden; (b) Verarbeiten der Eingangsabtastungen, um interne Abtastungen mit variablen Abtastzeiten zu erhalten; (c) Erzeugen eines Bezugssignals gemäß den variablen Abtastzeiten; (d) Erfassen einer Phasendifferenz zwischen dem Pilotsignal und dem Bezugssignal; (e) Verändern der variablen Abtastzeiten entsprechend der erfassten Phasendifferenz; und (f) digitales Verarbeiten der internen Abtastungen, um Audio-Stereo-Daten zu erhalten.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt (b) das Dezimieren der Eingangsabtastungen mit einem variablen Dezimierungsintervall aufweist, und der Schritt (e) das Verändern des Dezimierungsintervalls aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt (b) die Verwendung von Filterkoeffizienten aufweist, um einen Interpolationsvorgang bei den Eingangsabtastungen durchzuführen, wobei die internen Abtastungen hierdurch durch Interpolation erhalten werden, und der Schritt (e) die Änderung der Filterkoeffizienten aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt (f) einen Interpolationsvorgang bei den internen Abtastungen aufweist, wodurch die Audio-Stereo-Daten in regelmäßigen Intervallen erzeugt werden.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt (f) das Erzeugen eines Pilotkopiesignals aus den internen Abtastungen und das Subtrahieren des Pilotkopiesignals von den internen Abtastungen aufweist, wodurch das Pilotsignal gelöscht wird.
Digitaler FM-Stereodemodulator zum Demodulieren eines ein Pilotsignal enthaltenden, zusammengesetzten Stereosignals, welcher aufweist: Mittel (1) zum Erhalten von Eingangsabtastungen des zusammengesetzten Stereosignals, wobei die Eingangsabtastungen mit einer festen Abtastfrequenz abgetastet sind; Mittel (4, 20) zum Verarbeiten der Eingangsabtastungen, um interne Abtastungen mit variablen Abtastzeiten zu erhalten; Mittel (12, 13) zum Erzeugen eines Bezugssignals entsprechend den variablen Abtastzeiten; Mittel (11, 14) zum Erfassen einer Phasendifferenz zwischen dem Pilotsignal und dem Bezugssignal; Mittel (15, 17) zum Variieren der variablen Abtastzeiten entsprechend der erfassten Phasendifferenz; und Mittel (7, 8, 9, 10) zum digitalen Verarbeiten der internen Abtastungen, um Audi-Stereo-Daten zu erhalten.
Digitaler FM-Stereodemodulator nach Anspruch 6, bei dem die Mittel zum Verarbeiten eine Dezimierungsvorrichtung (4) aufweisen, die die Eingangsabtastungen mit einem variablen Dezimierungsintervall dezimiert, und die Mittel zum Variieren (5, 15, 16) das Dezimierungsintervall variieren.
Digitaler FM-Stereodemodulator nach Anspruch 6, bei dem die Mittel zum Verarbeiten ein Interpolationsfilter (20) aufweisen, das Filterkoeffizienten verwendet, um einen Interpolationsvorgang bei den Eingangsabtastungen durchzuführen, wodurch die internen Abtastungen durch Interpolation erhalten werden, und die Mittel zum Variieren (16, 17, 22) die Filterkoeffizienten ändern.
Digitaler FM-Stereodemodulator nach Anspruch 6, bei dem die Mittel zum digitalen Verarbeiten zumindest ein Interpolationsfilter (30, 31) aufweisen, das einen Interpolationsvorgang bei den internen Abtastungen durchführt, wodurch die Audio-Stereo-Daten in regelmäßigen Intervallen erzeugt werden.
Digitaler FM-Stereodemodulator nach Anspruch 6, bei dem die Mittel zum digitalen Verarbeiten (40, 41, 42, 43, 44) ein Pilotkopiesignal aus den internen Abtastungen erzeugen und das Pilotkopiesignal von den internen Abtastungen subtrahieren, wodurch das Pilotsignal gelöscht wird.