JP4926157B2 - 復調装置 - Google Patents

Description

本発明は、復調装置に関する。

ＦＭ変調された入力信号を二値化し、二値化した二値信号をサンプリングし、サンプリング結果に基づいて復調を行なう従来の技術には、下記特許文献１に示されたものがある。

特許文献１の復調回路は、入力信号をリミッタアンプで二値化した二値信号を、その入力信号の周波数の整数倍の周波数でサンプリングし、そのサンプリングした値の符号の連続性により、周波数の高低を判別し、判別結果に基づいて、復調信号を形成している。

特開平３−３０５０３号公報

上記特許文献１では、サンプリング周波数が入力信号の中心周波数に対して正確に整数倍であることが必要である。しかしながら、通常、信号処理部のサンプリングクロックは機器毎のマスタークロックから生成されることが多く、送信側と受信側で周波数のズレが生じてしまう。このズレは非常に小さなものであったとしても、いずれ１クロック分の誤差にまで累積される。復調される信号が無変調の時は復調信号は出力されないはずであるが、ズレが１クロック分の誤差に累積された時点で、元々無いはずの復調信号が発生してしまう。これが断続的なノイズとなって復調信号に混入することになる。

図５（ａ）〜（ｈ）は、従来の課題を説明する図であり、この図を用いて断続的なノイズが発生する様子を説明する。
図５（ａ）のように、入力信号として、例えば無変調の４５０ＫＨｚの中間周波数信号（ＩＦ信号）が入力されると、二値化によって図５（ｂ）の矩形波（二値化ＩＦ信号）になる。ここで、サンプリング周波数を４５０ＫＨｚの整数倍の２．７ＭＨｚとし、図５（ｃ）のように、中間周波数信号の１波長当たり６回のサンプリングを行なうと、サンプリング結果（サンプリングＩＦ信号）は、図５（ｄ）のように、均一な周波数となる。

これに対し、図５（ｅ）のように、中間周波数信号（ＩＦ信号）の周波数が僅かにずれて高くなると、二値化結果の矩形波（二値化ＩＦ信号）は、図５（ｆ）のように均一な周波数のままであるが、図５（ｇ）のようにサンプリング周波数を２．７ＭＨｚとすると、サンプリング結果（サンプリングＩＦ信号）は、図５（ｈ）のようになり、周囲に対して周波数の高くなる部分が周期的に発生する。

このように周囲に対して周波数の高くなる部分を持つサンプリング結果に基づいてＦＭ復調を行なうと、その周囲に対して周波数の高くなる部分は当然復調信号として出力されてしまう。本来、無変調の信号を復調した場合は出力信号が出ないはずであるが、図５（ｈ）では断続的な信号が出力されてしまい、ノイズとして復調信号に含まれることになる。これが、変調信号を非同期のクロックでサンプリングした時に起こるビート障害である。

このように、中間周波数信号に対してサンプリングタイミングの同期がとれず、サンプリング周波数が中間周波数信号の周波数の整数倍でない場合には、ビート音が発生する。中間周波数信号には、通信相手の送信周波数のずれも含まれるので、中間周波数信号とサンプリングタイミングを常に同期させるためには、サンプリング周期を設定する内部クロックを入力信号の周波数変化に追従させる回路が別途必要になり、装置の部品点数が増えるという問題があった。

本発明は、以上のような現状を鑑みてなされた発明であり、変調された信号の平均周波数が受信側のサンプリングクロックと整数比になくてもビート音の発生しない復調装置を、回路部品を増やすことなく実現することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の観点に係る復調装置は、
変調信号によりＦＭ変調された搬送波の周波数を中間周波数に変換した中間周波数信号を入力し、該中間周波数信号を二値の信号と見なして周期的にサンプリングしてサンプリングＩＦ信号とし、サンプリングＩＦ信号から演算により復調を行う復調装置であって、
周波数及び位相が可変な仮想中間周波数信号の周波数及び位相データを演算する演算手段と、
前記サンプリングＩＦ信号と前記仮想中間周波数信号との位相差を抽出する抽出手段と、
前記位相差に基づき、前記仮想中間周波数信号を前記サンプリングＩＦ信号に近づくように修正する修正手段と、
前記修正手段による前記仮想中間周波数信号の修正量の累計に基づき、復調信号を生成する復調信号生成手段と、
を備えることを特徴とする。

なお、前記抽出手段は、前記サンプリングＩＦ信号と前記仮想中間周波数信号のそれぞれの極性が変化するタイミングの時間差から、前記位相差を抽出してもよい。

また、前記修正手段は、前記変調信号の最大周期よりも長期間の前記位相差を累計した値に基づいて、前記仮想中間周波数信号の周波数を前記サンプリングＩＦ信号の平均周波数に近づくように修正してもよい。

また、前記修正手段は、前記サンプリングＩＦ信号の最小周期よりも短期間の前記位相差に基づいて、前記仮想中間周波数信号の位相を前記サンプリングＩＦ信号の位相に近づくように修正してもよい。

本発明によれば、変調された入力信号の平均周波数が受信側のサンプリングクロックと整数比になくてもビート音の発生しない復調装置を、少ない回路部品で実現できる。

以下、図面に基づき、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
図１は、本発明の実施形態に係る受信機を示す図である。

この受信機は、受信部１０と、復調装置部２０とから構成されている。
受信部１０は、アンテナ１１から与えられる受信信号から希望局のＦＭ変調波を選び出し、そのＦＭ変調波の周波数を低下させた中間周波数信号（以下、ＩＦ信号という）を生成するフロントエンド１２と、フロントエンド１２の出力側に接続され、ＩＦ信号を増幅する増幅回路１３と、増幅されたＩＦ信号を二値信号（以下、二値化ＩＦ信号という）に変換する二値化部１４と、二値化ＩＦ信号を一定の周波数のクロックでサンプリングするサンプリング部１５を備えている。

復調装置部２０は、位相差抽出部２１と、仮想ＩＦ信号生成／補正部２２と、復調信号生成部２３とを備えている。復調装置部２０は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成することができる。

二値化部１４は、増幅回路１３の出力側に接続され、増幅回路１３から入力されるＩＦ信号のレベルを判定し、ＩＦ信号に同期して極性が交互に変化する二値化ＩＦ信号を生成する。
サンプリング部１５は、二値化されたＩＦ信号を一定の周波数のクロックでサンプリングし、復調装置部２０の動作クロックと同期した二値のディジタル信号（以下、サンプリングＩＦ信号という）を生成する。

位相差抽出部２１には、サンプリング部１５及び仮想ＩＦ信号生成／補正部２２の出力側が接続され、サンプリング部１５から与えられるサンプリングＩＦ信号と仮想ＩＦ信号生成／補正部２２から与えられる仮想ＩＦ信号との位相差を抽出する。

位相差抽出部２１で抽出された位相差抽出結果は、仮想ＩＦ信号生成／補正部２２と、復調信号生成部２３に渡される。仮想ＩＦ信号生成／補正部２２は、位相差抽出部２１で抽出された位相差抽出結果に基づいて、仮想ＩＦ信号を生成し、その周波数と位相を補正する。
復調信号生成部２３は、位相差抽出部２１で抽出された位相差抽出結果に基づいて、復調信号を生成する。

次に、本実施形態の受信機での仮想ＩＦ信号の原理を説明する。
図２は、ＩＦ信号、サンプリングＩＦ信号、及び、仮想ＩＦ信号の関係を示す図である。

本来は図２（ａ）のＩＦ信号を直接復調したいのであるが、復調を行う復調装置部２０にとっての入力は図２（ｂ）のサンプリングで得られる図２（ｃ）のサンプリングＩＦ信号となる。このサンプリングＩＦ信号をそのまま復調してしまうと、元のＩＦ信号が無変調であったとしても、断続的な復調信号が発生してしまう。

そこで、復調装置部２０内に、元のＩＦ信号を想定した図２（ｄ）の仮想ＩＦ信号を生成して、この仮想ＩＦ信号に対して復調を行うことにする。この仮想ＩＦ信号は信号処理の演算によって生成されるので、ハードウエアとしてのサンプリング周期の分解能の制約を受けず、非常に細かな分解能（例えばサンプリング周期の１万分の１）を実現できる。サンプリングＩＦ信号に、無変調時でも大きな周波数変動が発生するのは、サンプリング周期の分解能の問題であり、非常に細かな分解能であれば周波数変動は無視できるようになる。したがって、仮想ＩＦ信号を復調すれば、元のＩＦ信号が無変調の時に復調信号が定期的に発生してしまうことを回避できる。

なお、この仮想ＩＦ信号は、入力信号（サンプリングＩＦ信号）と常に比較され、その比較結果を基に補正する。これにより、仮想ＩＦ信号には元のＩＦ信号の変調信号成分も反映されることになる。この補正量は変調量に比例して増減し、補正量を累計したものは復調信号として考えることもできる。

因みに、図２の場合は、すべてのサンプリング時点において、サンプリングＩＦ信号と仮想ＩＦ信号の極性が一致しているので修正は行われず、復調信号も発生しない。

次に、本実施形態の受信機での復調動作の原理について解説する。
前述の図５（ｅ）の例のように、ＩＦ信号が４５０ｋＨｚより僅かに高い周波数で、それを２．７ＭＨｚの周波数でサンプリングする場合を考えてみる。
この場合のサンプリングＩＦ信号は、多くの時間帯は図５（ｄ）のような一定の波形となり、時々、図５（ｈ）のような変動が現れることになる。

仮想ＩＦ信号は、入力されるサンプリングＩＦ信号に合わせて修正し続ける必要があるが、この一定の波形の期間に仮想ＩＦ信号の周波数の補正が完了すると、仮想ＩＦ信号の周波数はちょうど４５０ｋＨｚとなっているはずである。その後に、図５（ｈ）のような変動が現れると、この変動部分で大きく修正しなければならなくなる。元のＩＦ信号の変調量と、常に合うように修正した仮想ＩＦ信号の補正量とは等価の内容であり、結果的に図５（ｈ）のような変動が変調信号として現れることになってしまう。

したがって、無変調時に発生する図５（ｈ）のような変動をそのまま復調しないようにするためには、仮想ＩＦ信号の周波数の補正を、非常に緩やかにする必要がある。また、仮想ＩＦ信号の周波数と、入力されるＩＦ信号の平均周波数は一致していなければならない。その結果、仮想ＩＦ信号の周波数は、入力されるＩＦ信号の長期間の平均周波数に設定することになる。

信号同士を比較しようとした場合、その要素は「周波数」と「位相」の２つとなる。仮想ＩＦ信号の周波数を非常に緩やかにしか変化させない場合、周波数変動には変調信号の成分が含まれなくなる。このため、復調は仮想ＩＦ信号の位相の変化を使用することになる。

周波数と波長は反比例の関係にあり、ＦＭ変調信号の波長は、周波数と同等に変動している。また、位相の変化は、波長の変化と同様となっている。
局所的に一定周波数の仮想ＩＦ信号を、変調された入力信号に合わせて補正していくと、仮想ＩＦ信号の位相は入力信号の周波数変動に合わせて変化することになる。この位相の変動を取り出せば、ＦＭ復調を行うことができる。

次に、この復調を行う復調装置部２０の詳細について解説する。
図３は、図１中の復調装置部２０の内部の詳細を示した機能のブロック図である。

位相差抽出部２１は、受信部１０からのサンプリングＩＦ信号と、仮想ＩＦ信号生成／補正部２２からの仮想ＩＦ信号との位相差を抽出する。具体的には、それぞれの信号の変位点の時間のズレを算出することになる。
位相差抽出部２１の出力は、各サンプリング時点のズレ時間であるが、この時間の分解能はサンプリング間隔ではなく、演算処理上の非常に細かい分解能とすることができる。

位相差抽出部２１からの位相ズレ時間を累計すれば、位相の変化が分かる。位相の変化は、周波数の変化と同等であり、この累計した位相変化をＦＭ復調出力と考えることができる。したがって、復調信号生成部２３では位相ズレの時間を累計して、復調信号を生成している。

位相ズレ時間に（電流で言えば直流のような）一定の要素が含まれる場合、累計の計算時に累積されて、オーバーフローを起こしてしまう危険性がある。これを防止するため、図３の復調信号生成部２３ではＨＰＦ（High-pass filter）が挿入されている。

仮想ＩＦ信号生成／補正部２２では、生成する仮想ＩＦ信号の周波数と位相を制御する。
周波数も位相も、位相差抽出部２１からの位相ズレ時間を基にして補正するが、位相補正は位相ズレ発生毎に実行されるのに対して、周波数の補正は長期間の平均値を算出した上で、その平均値を基に補正が行われる。

まず、その周波数の補正方法について解説する。
周波数補正は非常に緩やかに行う必要があるので、変調信号の最長周期よりも長期間で位相ズレの平均をとり、これを基にして周波数を補正する。位相のズレは変調信号に合わせて変化するが、長期間の平均を見れば変調による変化は相殺され、平均周波数だけになる。

ここで、サンプリングＩＦ信号に対して、仮想ＩＦ信号の位相が進んでいる時に、位相差抽出部２１の出力が、例えば正の値になるとする。
もし、仮想ＩＦ信号の周波数が入力されるＩＦ信号より少し高いとしたら、仮想ＩＦ信号の位相はサンプリングＩＦ信号に対して進んでいくことになる。つまり、位相差抽出部２１の出力の累計は正の方向にずれていく。変調の影響が小さい長期間の位相の累計が正の場合、仮想ＩＦ信号の周波数を下げれば、長期的な位相の累計が負の方向に変化していく。また、長期間の位相の累計が負の場合は、逆に仮想ＩＦ信号の周波数を上げれば、累計は正の方向に変化していく。このように、長期間の位相の累計が０になるように、仮想ＩＦ信号の周波数を補正すれば、入力されるＩＦ信号の周波数の平均値と一致させることが出来る。

次に、位相の補正方法について解説する。
図４は、位相差の補正の例を示す図である。
位相差抽出部２１は、サンプリングＩＦ信号（図４（ｂ））に対して、各サンプリングタイミング（図４（ａ））における仮想ＩＦ信号（図４（ｃ）〜（ｆ））との符合を比較する。

図４（ｃ）及び図４（ｄ）のように、各サンプリングタイミングにおけるサンプリングＩＦ信号と仮想ＩＦ信号の符合とが一致している場合には、位相差抽出部２１は、サンプリングＩＦ信号と仮想ＩＦ信号との間の位相差は許容範囲内とする。

図４（ｅ）のように、サンプリングＩＦ信号と仮想ＩＦ信号の符合に不一致があり、仮想ＩＦ信号の極性が先に変化して（位相が進んで）いる場合には、位相差抽出部２１は、図４（ｅ）の位相差に相当する正の数値を出力する。仮想ＩＦ信号生成／補正部２２が、この正の数値を受け取ると、この数値に相当する時間だけ仮想ＩＦ信号の時間を遅らせて、位相を補正する。

図４（ｆ）のように、サンプリングＩＦ信号と仮想ＩＦ信号の符合に不一致があり、仮想ＩＦ信号の極性が後に変化して（位相が遅れて）いる場合には、位相差抽出部２１は、図４（ｆ）の位相差に相当する負の数値を出力する。
仮想ＩＦ信号生成／補正部２２が、この負の数値を受け取ると、この数値に相当する時間だけ仮想ＩＦ信号の時間を進めて、位相を補正する。

以上のように、本実施形態の受信機では、仮想ＩＦ信号を内部で設定し、仮想ＩＦ信号を修正しながら、元のＩＦ信号に追従させ、その修正量に基づいて復調信号を生成している。これにより、受信したＦＭ変調波をサンプリングするためのタイミングを同期させるための回路が不用となる。

また、十分に長い期間のＩＦ信号の平均周波数を仮想ＩＦ信号の周波数に使用するので、サンプリング周波数とＩＦ信号が同期していなくてもビート障害が防止できる。

また、仮想ＩＦ信号は、実際に発振器で発生させる必要もなく、信号の極性と変化する時間を判定に使用するだけなので、信号処理量も小さくなっている。
また、受信部１０の二値化部１４とサンプリング部１５は、ＩＦ信号の極性を判定して二値信号にし、復調装置部２０と同期したディジタル信号を生成するので、アナログのＩＦ信号をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ回路等が不要である。

なお、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。
例えば、二値化ＩＦ信号のサンプリング周波数は、任意であり、ＦＭ変調波或はＩＦ信号の周波数に応じて設定すればよい。
また、本発明は、受信する信号が位相変調波であってもよい。この場合の受信機も上記実施形態と同様の構成で実現することができる。

本発明の実施形態に係る受信機を示す図である。 ＩＦ信号、サンプリングＩＦ信号及び仮想ＩＦ信号の関係を示す図である。 復調装置部の詳細を示す図である。 位相差の例を示す図である。 従来の課題を説明するための説明図である。

符号の説明

１０ 受信部
１１ アンテナ
１２ フロントエンド
１３ 増幅回路
１４ 二値化部
１５ サンプリング部
２０ 復調装置部
２１ 位相差抽出部
２２ 仮想ＩＦ信号生成／補正部
２３ 復調信号生成部

Claims (4)

1. 変調信号によりＦＭ変調された搬送波の周波数を中間周波数に変換した中間周波数信号を入力し、該中間周波数信号を二値の信号と見なして周期的にサンプリングしてサンプリングＩＦ信号とし、サンプリングＩＦ信号から演算により復調を行う復調装置であって、
   周波数及び位相が可変な仮想中間周波数信号の周波数及び位相データを演算する演算手段と、
   前記サンプリングＩＦ信号と前記仮想中間周波数信号との位相差を抽出する抽出手段と、
   前記位相差に基づき、前記仮想中間周波数信号を前記サンプリングＩＦ信号に近づくように修正する修正手段と、
   前記修正手段による前記仮想中間周波数信号の修正量の累計に基づき、復調信号を生成する復調信号生成手段と、
   を備えることを特徴とする復調装置。
2. 前記抽出手段は、前記サンプリングＩＦ信号と前記仮想中間周波数信号のそれぞれの極性が変化するタイミングの時間差から、前記位相差を抽出することを特徴とする請求項１に記載の復調装置。
3. 前記修正手段は、前記変調信号の最大周期よりも長期間の前記位相差を累計した値に基づいて、前記仮想中間周波数信号の周波数を前記サンプリングＩＦ信号の平均周波数に近づくように修正することを特徴とする請求項１又は２に記載の復調装置。
4. 前記修正手段は、前記サンプリングＩＦ信号の最小周期よりも短期間の前記位相差に基づいて、前記仮想中間周波数信号の位相を前記サンプリングＩＦ信号の位相に近づくように修正することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の復調装置。

Images