JP2009100298A - 受信装置および受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 オーバーサンプリングを行わずにシンボル同期を実現する受信装置を提供する。
【解決手段】 受信装置１は、受信信号に対して直交検波処理を行って直交検波信号を出力する直交検波部１００と、受信信号のシンボルレートに等しいクロックを生成するクロック生成部１０７と、クロック生成部１０７にて生成されたクロックを遅延制御する可変遅延部１０８と、可変遅延部１０８を介して入力されたクロックに従って直交検波信号をサンプリングして直交検波サンプル値を出力する第１サンプル部１０２、第２サンプル部１０３と、直交検波サンプル値を用いて受信信号の複素振幅を算出する複素振幅算出部１０６とを備え、可変遅延部１０８は、同期引き込みが完了した状態で複素振幅算出部１０６にて算出された複素振幅を複素振幅基準値として記憶しておき、複素振幅基準値に等しい複素振幅が得られるタイミングでサンプリングを行うようにクロックの遅延量を制御する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ＱＰＳＫ、ＢＰＳＫ、ＯＯＫなどのディジタル変調が施された変調信号を復調する受信装置および受信方法に関する。

ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）やＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＯＯＫ（Ｏｎ−Ｏｆｆ Ｋｅｙｉｎｇ）などの変調方式は、送信するデジタルデータの状態“１”または“０”に応じてキャリア信号の振幅や位相を変化させることにより変調を行う方式である。これらの変調信号を受信機で検波すると、受信機は、変調方式に応じて振幅値を得る。例えばＢＰＳＫやＱＰＳＫではデジタルデータ“１”に対しては“１”、デジタルデータ“０”に対しては“−１”を得る。ただし、ＱＰＳＫの場合は、Ｉ相、Ｑ相のそれぞれで振幅値を得る。また、例えば、ＯＯＫでは、デジタルデータ“１”に対して“１”、デジタルデータ“０”に対しては“０”のような振幅値を得る。受信機は、この振幅値を用いて元のデジタルデータへ復調を行う。

変調信号において同じ振幅や同じ位相が続く最小単位をシンボルと言う。検波信号の振幅値は、シンボルの中心で最大値をとる。シンボルのちょうど中心で検波器出力の振幅値をサンプリングできるように、クロックタイミングを調整することをシンボル同期と言う。復調性能を劣化させないためには、シンボル同期が非常に重要となる。

特許文献１は、シンボルレートに対してオーバーサンプリングを行うことで、サンプルタイミングのズレ（位相差）を検出し、補正するシンボル同期方法を開示している。
特開平６−２３２９３２号公報

しかしながら、特許文献１のようにオーバーサンプリングを行う場合、頻繁にＡＤ変換器を動作させることが必要なので、消費電力が増加してしまうという課題があった。特に、携帯端末等の場合には、消費電力の増加は大きな問題となる。

また、Ｇｂｐｓオーダーの高速通信に適用した場合、処理すべきサンプル数が増加することにより、演算処理量が増加してしまうという課題があった。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、オーバーサンプリングを行わずにシンボル同期を実現する受信装置と受信方法の提供することを目的とする。

本発明の受信装置は、受信信号に対して直交検波処理を行って直交検波信号を出力する直交検波部と、受信信号のシンボルレートに等しいクロックを生成するクロック生成部と、前記クロック生成部にて生成されたクロックの遅延制御を行う可変遅延部と、前記可変遅延部を介して入力されたクロックに従って前記直交検波信号をサンプリングして直交検波サンプル値を出力する直交検波サンプル部と、前記直交検波サンプル値を用いて受信信号の複素振幅を算出する複素振幅算出部とを備え、前記可変遅延部は、同期引き込みが完了した状態で前記複素振幅算出部にて算出された複素振幅を複素振幅基準値として記憶しておき、前記複素振幅基準値に等しい複素振幅が得られるタイミングでサンプリングを行うように前記クロックの遅延量を制御する構成を有する。

このように同期引き込みが完了した状態の複素振幅基準値に等しい複素振幅が得られるタイミングでサンプリングを行うことにより、オーバーサンプリング処理を行うことなく、シンボル同期を実現することができる。

本発明の受信装置は、受信信号に対して包絡線検波処理を行って包絡線検波信号を出力する包絡線検波部と、前記包絡線検波信号を前記直交検波サンプル部のサンプルタイミングから所定の位相量だけ遅延させたタイミングでサンプリングし、前記直交検波サンプル値に対応する包絡線サンプル値を出力する包絡線検波サンプル部とを備え、前記可変遅延部は、同期引き込みが完了した状態で前記包絡線検波サンプル部から出力された包絡線サンプル値を包絡線判定用閾値として記憶しておき、前記直交検波サンプル部にてサンプリングした直交検波サンプル値の複素振幅が前記複素振幅基準値と異なる場合に、当該直交検波サンプル値に対応する包絡線サンプル値と前記包絡線判定用閾値とを比較することによって、前記直交検波サンプル部によるサンプルタイミングのずれの方向を検知し、前記クロックの遅延量を制御してもよい。

包絡線サンプル値と包絡線判定用閾値との大小関係は、サンプルタイミングが早くなった場合と遅くなった場合とで異なるので、包絡線サンプル値と包絡線判定用閾値とを比較することにより、サンプルタイミングが早まったのか遅くなったのかを検出することができる。

本発明の受信装置において、前記包絡線検波サンプル部は、前記直交検波サンプルのサンプルタイミングから、そのサンプル周期の１／２周期未満だけ遅延したタイミングで包絡線検波信号のサンプリングを行い、前記可変遅延部は、前記直交検波サンプル部にてサンプリングした直交検波サンプル値の複素振幅が前記複素振幅基準値と異なった場合に、当該直交検波サンプル値に対応する包絡線サンプル値が前記包絡線判定用閾値より小さいときは前記直交検波サンプル部のサンプルタイミングを早め、前記包絡線サンプル値が前記包絡線判定用閾値より大きいときは前記直交検波サンプル部のサンプルタイミングを遅くしてもよい。

このように包絡線検波サンプル部のサンプルタイミングを、直交検波信号のサンプルタイミングから、その周期の１／２周期未満だけ遅延させることにより、包絡線サンプル値は、包絡線検波信号が下降するトレンドにおいてサンプリングされる。従って、サンプルタイミングが遅れた場合には包絡線サンプル値が包絡線判定用閾値より小さくなり、サンプルタイミングが早まった場合には包絡線サンプル値が包絡線判定用閾値より大きくなる。この判定結果に基づいて直交検波信号のサンプルタイミングを適切に制御できる。

本発明の別の態様に係る受信装置は、受信信号に対して直交検波処理を行って直交検波信号を出力する直交検波部と、前記検波信号からレプリカパルスを生成するレプリカパルス生成部と、受信信号のシンボルレートと異なるクロックを生成するクロック生成部と、前記クロック生成部にて生成されたクロックの遅延制御を行う可変遅延部と、前記可変遅延部を介して入力されたクロックに従って前記直交検波信号をサンプリングして直交検波サンプル値を出力する直交検波サンプル部と、前記可変遅延部を介して入力されたクロックに従って前記レプリカパルスをサンプリングして、レプリカサンプル値を出力するレプリカパルスサンプル部とを備え、前記可変遅延部は、前記レプリカサンプル値の変化に基づいて、前記クロックの遅延量を制御する。

このようにレプリカパルスをサンプルして得られたレプリカサンプル値に基づいて直交検波信号のサンプリングを行うことにより、直交検波信号の波形が歪んでいる場合にも、適切なタイミングでサンプリングを行える。

本発明の受信装置において、前記レプリカパルス生成部は、前記直交検波信号を２値化し、２値化された信号に基づいてレプリカパルスを生成してもよい。

このように直交検波信号を２値化することにより、適切なレプリカパルスを生成することができる。

本発明の受信装置において、前記可変遅延部は、前記レプリカサンプル値が所定の閾値を跨いで変化したときに、前記クロックのタイミングを所定の位相量だけ遅延させてもよい。

これにより、サンプルタイミングが一定以上ずれたときに、サンプルタイミングを調整し、シンボル同期を行うことができる。

本発明の受信装置は、前記閾値の設定を変更可能な構成としてもよい。

このように閾値の設定を変更可能とすることにより、サンプルタイミングの調整の頻度を変えることができる。例えば、所定の閾値を同期引き込みされた値に近い値に設定した方が、遠い値に設定した場合より頻繁にサンプルタイミングの調整を行うことができる。

本発明の受信装置において、前記可変遅延部は、前記レプリカサンプル値の増減の変化の傾向が反転したときに、前記クロックのタイミングを所定の位相量だけ遅延させてもよい。

受信信号のシンボルレートと異なるクロックを用いているので、サンプルタイミングはシンボルタイミングに対して徐々にずれていく。レプリカサンプル値の増減の変化の傾向が反転するタイミングは、サンプルタイミングがシンボルタイミングに最も近づくタイミングであるので、増減の変化の傾向が反転した後は、サンプルタイミングと受信のシンボルタイミングとのずれが大きくなっていく。従って、レプリカサンプル値の増減の変化の傾向が反転した場合に、クロックのタイミングを遅延させることにより、シンボル同期を実現できる。

本発明の別の態様に係る受信装置は、受信信号に対して直交検波処理を行って直交検波信号を出力する直交検波部と、クロックを生成するクロック生成部と、前記クロック生成部にて生成されたクロックの遅延制御を行う可変遅延部と、前記可変遅延部を介して入力されたクロックに従って前記直交検波信号をサンプリングして直交検波サンプル値を出力する直交検波サンプル部と、前記直交検波サンプル値を用いて受信信号の複素振幅を算出する複素振幅算出部とを備え、前記可変遅延部は、前記クロックの周期をＴ＋Ｔ／ｎ（Ｔはシンボル周期、ｎは正の整数）とし、ｎ×Ｔの期間に得られた複素振幅のうちで最大の複素振幅が得られたタイミングをピークタイミングとして検出し、ピークタイミングが検出された後は、前記クロックの周期をＴにすると共に前記クロックをピークタイミングに同期させる。

このようにサンプルタイミングの周期をＴ＋Ｔ／ｎとすることにより、ｎ×Ｔの期間を１サイクルとして複素振幅が変化する。従って、ｎ×Ｔの期間で得られた複素振幅のうちで最大の複素振幅が得られたピークタイミングに同期させることによって、同期引き込みを行える。同期引き込みによって得られたタイミングに合わせてクロックを固定することにより、シンボル同期を行える。

本発明の受信装置は、前記検波信号の受信信号電力を検出する電力検出部を備え、前記クロック生成部は、前記受信信号電力に基づいて受信信号の有無を判断し、受信信号の有無に応じてクロックを生成するか否かを制御してもよい。

このように受信信号の有無に応じてクロックを生成するか否かを制御することにより、受信信号がない場合には、クロックの生成を停止できるので、電力を節約できる。

本発明の受信方法は、受信信号に対して直交検波処理を行って直交検波信号を出力するステップと、受信信号のシンボルレートに等しいクロックを生成するステップと、前記クロックに従って前記直交検波信号をサンプリングして直交検波サンプル値を出力するステップと、前記直交検波信号のサンプルタイミングの同期引き込みを行うステップと、同期引き込みが完了した状態で得られた前記直交検波サンプル値に基づいて受信信号の複素振幅を算出し、その複素振幅を複素振幅基準値として記憶するステップと、前記複素振幅基準値に等しい複素振幅が得られるタイミングでサンプリングを行うように前記クロックの遅延量を制御するステップとを備える。

このように同期引き込みが完了した状態の複素振幅基準値に等しい複素振幅が得られるタイミングでサンプリングを行うことにより、オーバーサンプリング処理を行うことなく、シンボル同期を実現することができる。なお、上記した本発明の受信装置の各種の構成を本発明の受信方法に適用することが可能である。

本発明の別の態様に係る受信方法は、受信信号に対して直交検波処理を行って直交検波信号を出力するステップと、前記検波信号からレプリカパルスを生成するステップと、受信信号のシンボルレートと異なるクロックを生成するステップと、前記クロックに従って前記直交検波信号および前記レプリカパルスをサンプリングして直交検波サンプル値およびレプリカサンプル値を出力するステップと、前記レプリカサンプル値の変化に基づいて、前記クロックの遅延量を制御するステップとを備える。

このようにレプリカパルスをサンプルして得られたレプリカサンプル値に基づいて直交検波信号のサンプリングを行うことにより、直交検波信号の波形が歪んでいる場合にも、適切なタイミングでサンプリングを行える。なお、上記した本発明の受信装置の各種の構成を本発明の受信方法に適用することが可能である。

本発明の受信方法は、受信信号に対して直交検波処理を行って直交検波信号を出力するステップと、周期がＴ＋Ｔ／ｎ（Ｔはシンボル周期、ｎは正の整数）のクロックを生成し、前記クロックに従って前記直交検波信号をサンプリングして直交検波サンプル値を出力するステップと、前記直交検波サンプル値を用いて受信信号の複素振幅を算出するステップと、ｎ×Ｔの期間に得られた複素振幅のうちで最大の複素振幅が得られたタイミングをピークタイミングとして検出するステップと、前記クロックの周期がＴのクロックを生成すると共に前記クロックを前記ピークタイミングに同期させ、前記クロックに従って前記直交検波信号をサンプリングして直交検波サンプル値を出力するステップとを備える。

このようにサンプルタイミングの周期をＴ＋Ｔ／ｎとすることにより、ｎ×Ｔの期間を１サイクルとして複素振幅が変化する。従って、ｎ×Ｔの期間で得られた複素振幅のうちで最大の複素振幅が得られたピークタイミングに同期させることによって、同期引き込みを行える。同期引き込みによって得られたタイミングに合わせてクロックを固定することにより、シンボル同期を行える。なお、上記した本発明の受信装置の各種の構成を本発明の受信方法に適用することが可能である。

本発明によれば、シンボルレートに対してオーバーサンプリングを実施することなくシンボル同期を実現できるため、消費電力や演算処理量の増加を抑えることができる。

以下、本発明の実施の形態に係る受信装置について、図面を参照して詳細に説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態における受信装置１の構成を示す図である。ここでは、受信信号の変調方式としてＱＰＳＫを想定している。

図１に示すように、受信装置１は、直交検波部１００、包絡線検波部１０１、第１サンプル部１０２、第２サンプル部１０３、第３サンプル部１０４、復調部１０５、複素振幅算出部１０６、クロック生成部１０７、第１可変遅延部１０８、第２可変遅延部１０９及び遅延制御部１１０を備える。ここで、第１サンプル部１０２および第２サンプル部１０３は直交検波サンプル部であり、第３サンプル部１０４は包絡線サンプル部である。

図２は、直交検波部１００の構成を示す図である。直交検波部１００は、受信信号の直交検波処理を行う。直交検波部１００は、図２に示すように、発振器１１１、乗算器１１２、π/２位相シフタ１１３、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）１１４を備える。直交検波部１００は、Ｉ相とＱ相のそれぞれの直交検波信号を出力する。

図３は、包絡線検波部１０１の構成を示す図である。包絡線検波部１０１は、図３に示すように、ダイオード１１５とＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）１１６を備える。包絡線検波部１０１は、受信信号の包絡線検波処理を行い、包絡線検波信号を出力する。

図４は、受信装置１にて処理される信号波形を示す図である。上から送信データ、変調信号、直交検波信号、包絡線検波信号を示す。図４では、一例として“１１００１１００”の送信データを示している。図４の最上段に示す送信データは、直列／並列変換後のＩ相またはＱ相の送信データである。図４では、Ｉ相またはＱ相の一方を示しているため、送信データは“１０１０”となっている。この送信データを帯域制限し、ＱＰＳＫ変調を施すと図４の第２段目に示す変調信号になる。帯域制限するため、矩形波の角は丸みを帯び、シンボルの変化点で振幅が落ち込んだ波形になる。この変調信号を直交検波器１００で直交検波すると、図４の第３段目に示すように、直交検波信号が得られる。直交検波信号は、Ｉ相とＱ相でそれぞれ得られる。変調信号を包絡線検波器１０１で包絡線検波すると、図４の第４段目に示すような包絡線検波信号が得られる。包絡線検波は、受信信号を半波整流してＬＰＦで高周波成分を取り除くことで実現される。包絡線検波信号は、受信波形の極大点を滑らかにつないだ波形になる。

第１サンプル部１０２は、第１可変遅延部１０８を介して与えられるクロックのタイミングで、直交検波部１００から出力されるＩ相直交検波信号をサンプルし、Ｉ相サンプル値を出力する。

第２サンプル部１０３は、第１可変遅延部１０８を介して与えられるクロックのタイミングで、直交検波部１００から出力されるＱ相直交検波信号をサンプルし、Ｑ相サンプル値を出力する。

第３サンプル部１０４は、第１可変遅延部１０８および第２可変遅延部１０９を介して与えられるクロックのタイミングで包絡線検波部１０１から出力される包絡線検波信号をサンプルし、包絡線サンプル値を出力する。

復調部１０５は、Ｉ相サンプル値とＱ相サンプル値を所定の閾値で２値化し、その結果に基づいて受信信号を復調する。

図５は、直交検波信号をサンプリングし２値化する様子を示した図である。点線の矢印はサンプルタイミングを示す。第１サンプル部１０２および第２サンプル部１０３は、入力されたクロックのタイミングでそれぞれＩ相直交検波信号、Ｑ相直交検波信号をサンプルする。サンプル値が所定の閾値よりも小さければ“０”、大きければ“１”に２値化する。その後２値化したＩ相、Ｑ相の信号を並列／直列変換することでＱＰＳＫ復調データが得られる。なお、受信信号がＯＯＫ変調信号である場合は、包絡線サンプル値を所定の閾値で２値化することで復調することができる。

複素振幅算出部１０６は、Ｉ相サンプル値とＱ相サンプル値を下記計算式（１）に代入して複素振幅を算出し、遅延制御部１１０へ出力する。
［数１］
複素振幅＝ｓｑｒｔ（（Ｉ相サンプル値）^２＋（Ｑ相サンプル値）^２）・・・（１）

ここで、遅延制御に複素振幅を用いる理由について説明する。上記のように直交検波部１００では、Ｉ相直交検波信号、Ｑ相直交検波信号が得られる。直交検波では受信信号の搬送波の位相と発振器１１１の位相を揃えて乗算器１１２で掛け合わせる必要がある。送信機と受信機の発振器の周波数が完全に一致していれば、直交検波信号は図４に示すように、綺麗な波形のＩ相直交検波信号、Ｑ相直交検波信号が得られる。しかし、実際には送受信機間で発振器の周波数が完全に一致することはないため、受信信号の搬送波の位相と発振器１１１の位相は徐々にずれていく。位相のずれが大きくなると、例えば、図６に示すように直交検波信号の波形が崩れてしまう。このように崩れた波形では、シンボルの中心位置を推定するのが困難である。一方で、複素振幅の波形は、送受信機の間で周波数にずれがあっても、シンボルの中心で振幅が最大になる綺麗な波形になる。周波数ずれがあるときに受信信号をＩ／Ｑ平面上にマッピングすると、受信信号は原点を中心とした円周上を回転しているからである。このように複素振幅は送受信機の間の周波数のずれに関わらず波形が崩れないので、本実施の形態では、複素振幅を遅延制御に用いている。

クロック生成部１０７は、受信信号のシンボルレートとサンプリングレートが等しいクロックを生成する。
第１可変遅延部１０８は、遅延制御部１１０から与えられる遅延制御信号に基づいてクロック生成部１０７が生成するクロックのタイミングを遅延させる。
第２可変遅延部１０９は、遅延制御部１１０から与えられる遅延制御信号に基づいて第１可変遅延部１０８を介して入力されるクロックのタイミングを遅延させる。

遅延制御部１１０は、第３サンプル部１０４から入力された包絡線サンプル値と複素振幅算出部１０６から入力された複素振幅とに基づいて、シンボルの中心とクロックのズレを検出し、第一可変遅延部１０８および第二可変遅延部１０９の遅延量を示す遅延制御信号を第１可変遅延部１０８および第２可変遅延部１０９へ出力して可変遅延部１０８，１０９の遅延量を制御する。

次に、同期制御方法について説明する。同期制御には、同期引き込みと同期追従の２種類がある。まず、同期引き込みについて説明する。同期引き込みでは、包絡線サンプル値または複素振幅が最大になるサンプルタイミングを検出する。同期引き込みの具体的な制御方法は特に限定されるものではなく、例えば特願２００７−１１７４６２に開示されている方法により実現できる。次に、同期追従について説明する。

図７は、同期追従の原理を示す図である。まず、遅延制御部１１０は、同期引き込みが完了したときの複素振幅の値（これを基準値という）Ａを記憶すると同時に、第２可変遅延部１０９の遅延量を所定の量ｄだけ遅延させそのタイミングにおける包絡線サンプル値（これを判定用閾値という）Ｂを記憶する。遅延制御部１１０は、複素振幅の値Ａと包絡線サンプル値の判定用閾値Ｂを用いて遅延制御を行う。具体的には、まず、複素振幅の値が基準値Ａよりも小さい場合に、サンプルタイミングがシンボルの中心からずれたことを検出する。次に、同期がずれた方向を検出するために包絡線サンプル値を判定用閾値Ｂと比較する。包絡線サンプル値が判定用閾値Ｂよりも大きいときはサンプルタイミングが進んでいると判定し、包絡線サンプル値が判定用閾値Ｂよりも小さいときはサンプルタイミングが遅れていると判断する。遅延制御部１１０は、上記手法によって同期ずれおよびずれの方向を検出し、同期ずれを解消するための遅延制御信号を第１可変遅延部１０８および第２可変遅延部１０９へ出力する。

図８は、第１の実施の形態の受信装置１の同期制御動作を示すフローチャートである。受信装置１は、通信を開始するとまず同期引き込みを始める（ステップ１）。上述のように同期引き込みの方法は、特に限定されるものではない。次に、受信装置１は、同期引き込みが完了したか否かを判断する（ステップ２）。同期引き込みが完了していなければ（ステップ２で“Ｎｏ”判定の場合）、受信装置１は引き続き同期引き込みを行う（ステップ１）。同期引き込みが完了していれば（ステップ２で“Ｙｅｓ”判定の場合）、受信装置１は同期追従動作へと移行する。

同期追従では、受信装置１は、まず引き込み完了時点での複素振幅を基準値Ａとして記憶する（ステップ３）。次に、受信装置１は、第２可変遅延部１０９の遅延量を所定の量ｄだけ遅延させ（ステップ４）、そのタイミングにおける包絡線サンプル値を判定用閾値Ｂとして記憶する（ステップ５）。

次に、受信装置１は、同期ずれが生じているか否かを判定する（ステップ６）。具体的には、現時点における複素振幅の値が基準値Ａより小さいか否かを判断する。複素振幅が基準値Ａ以上のときは（ステップ６で“Ｎｏ”判定の場合）、同期ずれは生じていないと判定し、第１可変遅延部１０８および第２可変遅延部１０９の遅延量を保持する（ステップ８）。

複素振幅がＡよりも小さいときは（ステップ６で“Ｙｅｓ”判定の場合）、同期ずれの方向を検出する（ステップ７）。受信装置１は、現時点における包絡線サンプル値が判定用閾値Ｂよりも小さいか否かを判断する（ステップ７）。包絡線サンプル値が判定用閾値Ｂよりも小さいときは（ステップ７で“Ｙｅｓ”判定の場合）、第１サンプル部１０２、第２サンプル部１０３および第３サンプル部１０４のサンプルタイミングが、シンボルの中心に対して遅れていることになるので、第１可変遅延部１０８および第２可変遅延部１０９の遅延量を減らす（ステップ９）。逆に、包絡線サンプル値が判定用閾値Ｂ以上のときは（ステップ７で“Ｎｏ”判定の場合）、第１可変遅延部１０８および第２可変遅延部１０９の遅延量を増やす（ステップ１０）。以上のようにして、受信装置１は、同期追従を行う。

第１の実施の形態の受信装置１は、オーバーサンプリングを行わないで、サンプルタイミングをシンボルレートに同期させることができる。従って、受信装置１の消費電力および演算量を削減できる。

また、第１の実施の形態の受信装置１は、同期制御に複素振幅および包絡線サンプル値を用いることにより、送受信機間に周波数ずれがあっても確実に同期ができ、また周波数ずれを補正するための機構（例えばＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ））が不要となり、消費電力を削減できる。

（第２の実施の形態）
図９は、本発明の第２の実施の形態における受信装置２の構成を示す図である。第１の実施の形態における受信装置１と同じ構成要素については同じ番号を付し説明を省略する。図９に示すように、受信装置２は、レプリカパルスを用いて同期を行うためにレプリカパルス生成部２０３を備える点が第１の実施の形態の受信装置１と異なる。レプリカパルスを同期制御に用いることで、雑音や送受信機間の周波数ずれの影響を受けずに安定した同期制御が可能となる。

図９に示す受信装置２は、直交検波部１００、第１の２値化部２００、第２の２値化部２０１、復調部２０２、レプリカパルス生成部２０３、サンプル部２０４、クロック生成部２０５、可変遅延部２０６及び遅延制御部２０７を備える。

図１０は、直交検波部１００にて検出したＩ相直交検波信号を示す図である。第１の２値化部２００は、図１０に示すように、直交検波部１００にて検出したＩ相直交検波信号のゼロクロス点を検出し、ゼロクロス点の振幅レベルを閾値としてＩ相直交検波信号を２値化し、Ｉ相２値化信号を出力する。

第２の２値化部２０１は、２値化部２００と同様に直交検波部１００から与えられるＱ相直交検波信号のゼロクロス点を検出し、ゼロクロス点の振幅レベルを閾値としてＱ相直交検波信号を２値化し、Ｑ相２値化信号を出力する。

復調部２０２は、サンプル部２０８を備えている。サンプル部２０８は、可変遅延部２０６を介して与えられるクロックのタイミングでＩ相２値化信号およびＱ相２値化信号をサンプリングする。ここで、サンプル部２０８は、直交検波サンプル部である。復調部２０２は、サンプリングした値を並列／直列変換することでＱＰＳＫ復調データを得る。

図１１は、レプリカパルス生成部２０３の構成を示す図である。レプリカパルス生成部２０３は、第１の２値化部２００から入力されたＩ相２値化信号を用いてレプリカパルスを生成する。レプリカパルス生成部２０３は、図１１に示すように、第１遅延部２０９、ＸＯＲ演算部２１０、第２遅延部２１１、ＬＰＦ２１２を備えている。

図１２は、レプリカパルスの生成方法を示す図である。上から直交検波信号（Ｉ相）、２値化信号（Ｉ相）、第１遅延部２０９の出力、ＸＯＲ演算部２１０の出力、第２遅延部２１１の出力、レプリカパルス（ＬＰＦ２１２の出力）を示す。まず、第１の２値化部２００は、直交検波部１００で得られたＩ相直交検波信号（図１２の第１段目）を２値化する（図１２の第２段目）。ここで得られたＩ相２値化信号は、レプリカ信号生成部２０３へ入力される。

レプリカ生成部２０３は、Ｉ相２値化信号を分岐し、一方をＸＯＲ演算部２１０、もう一方を第１遅延部２０９へ入力する。第１遅延部２０９は、入力された２値化信号をシンボル周期の半分だけ遅延させＸＯＲ演算部２１０へ出力する（図１２の第３段目）。ＸＯＲ演算部２１０では、シンボル周期の半分の位相差を持つ２つの２値化信号に対してＸＯＲ演算を行い、演算結果を第２遅延部２１１へ出力する（図１２の第４段目）。第２遅延部２１１は、ＸＯＲ演算部２１０の出力をシンボル周期の１／４だけ遅延させＬＰＦ２１２へ出力する（図１２の第５段目）。最後にＬＰＦ２１２で入力信号の高周波成分を除去し、滑らかな波形を持つレプリカパルスを生成する（図１２の第６段目）。

なお、本実施の形態では、第１の２値化部２００から入力されたI相２値化信号を用いてレプリカパルスを生成する例について説明しているが、レプリカパルス生成部２０３は、第２の２値化部２０１から入力されたＱ相２値化信号を用いて、上記と同様にしてレプリカパルスを生成してもよい。

通常、受信信号は、雑音や送受信機間の周波数ずれの影響で波形が歪んでおり、このような波形の歪みが同期性能を劣化させる。レプリカパルスは常に同じ波形なので、受信信号の代わりにレプリカパルスを同期制御に用いることで、波形歪の影響を受けずに、安定した同期制御が可能になる。

図９を再び参照して、受信装置２の構成について説明する。サンプル部２０４は、可変遅延部２０６を介して与えられるクロックのタイミングでレプリカパルスをサンプルし、サンプル値を出力する。ここで、サンプル部２０４は、レプリカパルスサンプル部に該当する。クロック生成部２０５は、受信信号のシンボルレートとわずかに異なるレートのクロックを生成する。可変遅延部２０６は、遅延制御部２０７から与えられる遅延制御信号に基づいてクロック生成部２０５が生成するクロックのタイミングを遅延させる。遅延制御部２０７は、サンプル部２０４から与えられるサンプル値を所定の閾値と比較し、その結果に応じて遅延制御信号を生成し前記可変遅延部２０６の遅延量を制御する。

次に、同期制御方法について説明する。第２の実施の形態では、同期引き込みと同期追従とで同じ動作をする。

図１３（ａ）および図１３（ｂ）は、第２の実施の形態における同期制御の動作を示す図である。図１３（ａ）は、周期Ｔのレプリカパルスを示す図である。図１３（ａ）において、矢印はサンプルタイミングを示す。受信装置２は、周期Ｔ＋ｔでサンプリングを行う。サンプリングの周期Ｔ＋ｔは、レプリカパルスの周期Ｔより長いので、サンプルタイミングは徐々に遅れていく。すなわち、図１３（ａ）に示す左から１，２番目の山ではレプリカパルスのピークより早いタイミングでサンプリングを行っているが、右から２番目の山ではレプリカパルスのピークのタイミングでサンプリングを行い、一番右の山ではピークより遅いタイミングでサンプリングを行っている。

図１３（ｂ）は、図１３（ａ）に示すサンプルタイミングを示す図である。従って、図１３（ｂ）に示すように、サンプルタイミングがレプリカパルスの右側へ徐々に遷移している。

例えば、サンプリングの初期タイミングがレプリカパルスの中心よりも左側にずれていた場合、タイミングをずらしながらレプリカパルスをサンプルすると、サンプル部２０４のサンプル値は、徐々に大きくなっていき、サンプルタイミングがレプリカパルスの中心でピークとなり、レプリカパルスの中心を越えるとサンプル値は、徐々に小さくなっていく。ここで所定の閾値を設け、サンプル値が閾値を超えた状態から継続してサンプルし、サンプル値が閾値以下に達したとき、すなわち、閾値を跨いで変化したときに、可変遅延部２０６の遅延量を制御してクロックのタイミングを早くする。図１３（ｂ）に示す例では、サンプルタイミングを左側へ動かす。

図１２から分かるように、レプリカパルスは常に存在するわけではないので、実動作ではサンプル値の平均値を閾値判定することになる。図１３（ｂ）ではタイミングＴａでサンプル値が閾値を超え、タイミングＴｂでサンプル値が閾値以下になっているのでクロックのタイミングを早める。タイミングを早める量は、Ｔｂ−Ｔａ以上である。閾値を調整することで同期追従の精度を変えることができる。閾値を高く設定するほどＴａとＴｂの間隔が狭くなるので、サンプルタイミングが遷移する範囲、すなわち追従ジッタを小さくすることができる。

図１４は、第２の実施の形態における受信装置２の同期制御動作を示すフローチャートである。受信装置２は、通信を開始するとレプリカパルス生成部２０３で２値化信号を用いてレプリカパルスを生成する（ステップ１１）。次に、サンプル部２０４がレプリカパルスをサンプリングし（ステップ１２）、受信装置２は、得られたサンプル値を閾値判定する（ステップ１３）。受信装置２は、遅延制御部２０７によって閾値判定を行う。遅延制御部２０７は、サンプル値が所定の閾値よりも大きいか否かを判定する。

サンプル値が閾値よりも大きい場合（ステップ１３で“Ｙｅｓ”判定の場合）は、サンプル値が閾値を超えたことを示すフラグを“Ｏｎ”にし（ステップ１４）、レプリカパルスを生成する処理（ステップ１１）に戻り、サンプル値の閾値判定（ステップ１３）までの動作を繰り返す。サンプル値が閾値以下の場合（ステップ１３で“Ｎｏ”判定の場合）は、サンプル値が閾値以上から閾値以下へと変化したことを確認するために、受信装置２は、フラグの“Ｏｎ”、“Ｏｆｆ”を調べる（ステップ１５）。フラグが“Ｏｆｆ”の場合（ステップ１５で“Ｎｏ”判定の場合）、それまでのサンプル値がずっと閾値以下だったことになり、受信装置２はレプリカパルスを生成する処理（ステップ１１）に戻る。

フラグが“Ｏｎ”の場合（ステップ１５で“Ｙｅｓ”判定の場合）、サンプル値が一旦閾値を超えて、その後閾値以下になったことになるので、可変遅延部２０６の遅延量を制御してクロックのタイミングをずらす（ステップ１６）。受信装置２は、クロック生成部２０５のクロックのレートがシンボルレートよりも遅い場合は、タイミングを早め、シンボルレートよりも早い場合には、タイミングを遅くする。最後に、受信装置２は、フラグを“Ｏｆｆ”にして終了となる（ステップ１７）。以上のようにして、受信装置２は遅延制御を行う。

なお、受信装置２の変調方式がＯＯＫの場合は、受信装置２は、直交検波部１００の代わりに包絡線検波部１０１を備え、包絡線検波信号を２値化した信号を用いて、レプリカパルスの生成を行う。

なお、同期制御方法として図１３に示す方法を説明したが、これに限られない。例えば、図１５のように、サンプル値が閾値以上となったことを検出した状態から継続してサンプルし、サンプル値が最大振幅値に達したとき、すなわち、サンプル値が増加から減少に転じたことを検出したときにクロックのタイミングを早めるようにしてもよい。

第２の実施の形態の受信装置２は、レプリカパルスに対して同期制御を行うので、ノイズ、マルチパス等の影響で受信信号の波形が歪んだ場合にも、受信信号の波形歪みの影響を受けない安定した同期制御が可能となる。

（第３の実施の形態）
図１６は、第３の実施の形態における受信装置３の構成を示す図である。第１の実施の形態および第２の実施の形態における受信装置１，２と同じ構成要素については同じ番号を付し説明を省略する。

図１６に示すように、受信装置３は、直交検波部１００と第１サンプル部１０２と第２サンプル部１０３と電力検出部３００とベースバンド信号処理部３０１とクロック生成部３０２と可変遅延部３０３とを備える。

電力検出部３００は、Ｉ相直交検波信号およびＱ相直交検波信号を用いて受信信号電力を推定し、受信信号電力をクロック生成部３０２へ出力する。

ベースバンド信号処理部３０１は、第１サンプル部１０２および第２サンプル部１０３から与えられるＩ相サンプル値およびＱ相サンプル値を用いて、復調処理や複素振幅のピークタイミングを検出する。

図１７は、ベースバンド信号処理部３０１の構成を示す図である。ベースバンド信号処理部３０１は、第１の２値化部２００、第２の２値化部２０１、複素振幅算出部１０６、ピークタイミング検出部３０４、復調部３０５を備えている。ピークタイミング検出部３０４は、Ｉ相サンプル値とＱ相サンプル値から算出された複素振幅のピークタイミングを検出する。

図１６に戻って、受信装置３の構成について説明する。クロック生成部３０２は、電力検出部３００から与えられる受信信号電力を所定の閾値と比較し、受信信号の有無を判断する。電力が所定の閾値を超えると、クロック生成部３０２は、受信信号があると判断し、シンボルレートと等しいレートのクロックを可変遅延部３０３へ供給開始する。また、クロックとともに可変遅延器３０３の遅延量を制御するための遅延制御信号も出力する。可変遅延部３０３は、クロック生成部３０２から与えられる遅延制御信号に基づいて第１サンプル部１０２および第２サンプル部１０３へのクロックのタイミングを遅延させる。

次に、同期制御方法について説明する。
図１８は、第３の実施の形態の受信装置３における同期引き込みと同期追従の動作を示す図である。上の波形は、複素振幅算出部１０６から出力される複素振幅を示す。図１８では複素振幅に波形が示されているが、実際にはサンプルタイミングにおける離散的なデータが得られる。下の波形は、受信信号電力である。クロック生成部３０２は、受信信号電力が所定の閾値を超えるまでは、受信信号は存在しないと判断するため、可変遅延部３０３へのクロックを供給しない。この間クロックが供給されないので第１サンプル部１０２および第２サンプル部１０３は、サンプリングを行わない（サンプル値を出力しない）ので複素振幅は得られない。

受信信号電力が閾値を超えるとクロック生成部３０２は、受信信号が存在すると判断し、可変遅延部３０３へクロック供給し始める。また、クロックのタイミングを制御するために、遅延制御信号も可変遅延部３０３へ出力する。可変遅延部３０３は、遅延制御信号に基づいてサンプリング間隔すなわちクロックの周期がＴ＋Ｔ／ｎ（Ｔはシンボル周期、ｎは正の整数）となるように遅延量を変えながら、遅延させたクロックを第１サンプル部１０２および第２サンプル部１０３へ出力する。図１８に示す例では、ｎ＝５である。このようにクロックの周期をシンボルレートに対してわずかにずらすことによって直交検波信号のサンプルタイミングが徐々にずれていく。

直交検波サンプル値に基づいて算出した複素振幅は、一定の周期にピークが含まれる。なお、ここで「ピーク」とは、サンプリングによって得られる複素振幅の最大値という意味であり、受信信号から計算した理論上の複素振幅の最大値ではない。図１８では、説明の便宜上、複素振幅の波形を記載しているが、実際にはサンプリングした点のデータしか得られないためである。図１８の例では、ｎ＝５なので、５Ｔ周期で複素振幅のピークが含まれる。なお、ｎを大きくすれば、「ピーク」が理論上の最大値に近づく可能性が高くなる。

ピークタイミング検出部３０４は、複素振幅がピークになるタイミングを検出し、ピークタイミングをクロック生成部３０２へ通知する。クロック生成部３０２は、遅延制御信号を可変遅延部３０３へ出力し、通知されたピークタイミングにクロックを同期させるとともに、クロック周期がＴになるように可変遅延部３０３の遅延量を制御する。その後は上記ピークタイミングで第１サンプル部１０２および第２サンプル部１０３は直交検波信号をサンプリングする。

図１９は、第３の実施の形態における受信装置３の同期制御動作を示すフローチャートである。受信装置３は、通信を開始する前に、受信信号の有無を判定するために受信信号電力の測定を行い（ステップ１８）、受信信号電力が所定の閾値以上になったか否かを判定する（ステップ１９）。受信信号電力が閾値以下の場合（ステップ１９で“Ｎｏ”判定の場合）は、受信装置３は、受信信号が存在しないと判断し、受信信号電力を測定する処理（ステップ１８）に戻る。受信信号電力が閾値以上の場合（ステップ１９で“Ｙｅｓ”判定の場合）は受信信号が存在すると判断し、受信信号に対して同期、復調処理を行うためにクロック生成部３０２が可変遅延部３０３へクロックの供給を開始する（ステップ２０）。

可変遅延部３０３は、クロック生成部３０２から与えられる遅延制御信号に基づいてクロック生成部３０２から供給されるクロックを遅延し、クロック周期をＴ＋Ｔ／ｎ（Ｔはシンボル周期、ｎは正の整数）にする（ステップ２１）。次に、受信装置３は、周期がＴ＋Ｔ／ｎのクロックを用いて第１サンプル部１０２および第２サンプル部１０３が直交検波信号をサンプリングする（ステップ２２）。続いて、受信装置３は、得られたＩ相サンプル値、Ｑ相サンプル値を用いて複素振幅を算出し（ステップ２３）、複素振幅にピークが現れるタイミングを検出する。ピークタイミングを検出できていない場合（ステップ２４で“Ｎｏ”判定の場合）、受信装置３は、直交検波信号をサンプルする処理（ステップ２２）に戻る。

ピークタイミングが検出できた場合（ステップ２４で“Ｙｅｓ”判定の場合）、受信装置３は、クロック生成部３０２によって可変遅延部３０３の遅延量を制御してクロックの周期をＴに設定し（ステップ２５）、ピークタイミングにクロックを同期させる。可変遅延部３０３は、ピークタイミングに同期したクロックを第１サンプル部１０２および第２サンプル部１０３へ出力する。以上のようにして、受信装置３は、同期制御を行う。

なお、送受信機間に周波数ずれが存在する場合、第１サンプル部１０２および第２サンプル部１０３のサンプルタイミングがピークタイミングから徐々にずれていく。これを補正するために通信の途中にパイロット信号を挿入してもよい。パイロット信号のパターンは特に限定されるものではないが、例えばＱＰＳＫ変調信号の場合“１１００１１００・・・”のようなＩ／Ｑ平面状で原点を通過するような固定パターンを用いてもよい。このようなパイロット信号区間において、上記説明したような同期制御を行い、周波数ずれによるサンプルタイミングのずれを補正してもよい。

なお、変調方式がＯＯＫの場合は、受信装置３は、直交検波部１００の代わりに包絡線検波部１０１を備えることができ、包絡線検波信号を用いて受信号電力の検出やピークタイミング検出を行う。さらにこの場合は、複素振幅算出部１０６は不要で、ピークタイミング検出部３０４は、包絡線検波信号のサンプル値のピークタイミングを検出し、そのピークタイミングにクロックを同期させるようにする。

第３の実施の形態の受信装置３は、周期Ｔ＋Ｔ／ｎで複素振幅をサンプリングするという簡単な構成で同期引き込みを行うことができる。

また、第３の実施の形態の受信装置３は、受信信号の存在を検出したときにのみサンプル部を動作させるので、消費電力を削減することができる。

以上、本発明の受信装置について、実施の形態を挙げて詳細に説明したが、本発明は上記した実施の形態に限定されるものではない。

上記した第３の実施の形態では、電力検出部から与えられる受信信号電力に基づいて受信信号の有無を判断し、受信信号がある場合にクロックを生成する例を説明したが、この構成は、第１の実施の形態および第２の実施の形態の受信装置１，２に適用することも可能である。

本発明によれば、シンボルレートに対しオーバーサンプリングを行うことなくシンボル同期を実現でき、特に高速通信に用いる受信装置において、演算処理量と消費電力を抑制することが可能となる。

第１の実施の形態における受信装置の構成を示す図 第１の実施の形態における直交検波部の構成を示す図 第１の実施の形態における包絡線検波部の構成を示す図 第１の実施の形態における信号波形を示す図 第１の実施の形態における２値化の様子を示す図 第１の実施の形態における送受信期間に周波数ずれがあるときの直交検波信号と複素振幅の波形を示す図 第１の実施の形態における同期追従の動作原理を示す図 第１の実施の形態における遅延制御方法を示すフローチャート 第２の実施の形態における受信装置の構成を示す図 第２の実施の形態におけるゼロクロス点を示す図 第２の実施の形態におけるレプリカパルス生成部の構成を示す図 第２の実施の形態におけるレプリカパルスの生成方法を示す図 （ａ）周期Ｔのレプリカパルスを示す図（ｂ）第２の実施の形態における遅延制御方法を示す図 第２の実施の形態における遅延制御方法を示すフローチャート 第２の実施の形態における別の遅延制御方法を示す図 第３の実施の形態における受信装置の構成を示す図 第３の実施の形態におけるベースバンド信号処理部の構成を示す図 第３の実施の形態における遅延制御方法を示す図 第３の実施の形態における遅延制御方法を示すフローチャート

符号の説明

１〜３ 受信装置
１００ 直交検波部
１０１ 包絡線検波部
１０２ 第１サンプル部
１０３ 第２サンプル部
１０４ 第３サンプル部
１０５ 復調部
１０６ 複素振幅算出部
１０７ クロック生成部
１０８ 第１可変遅延部
１０９ 第２可変遅延部
１１０ 遅延制御部
１１１ 発振器
１１２ 乗算器
１１３ π/２位相シフタ
１１４ ＬＰＦ
２００ 第１の２値化部
２０１ 第２の２値化部
２０２ 復調部
２０３ レプリカパルス生成部
２０４ サンプル部
２０５ クロック生成部
２０６ 可変遅延部
２０７ 遅延制御部
２０８ サンプル部
３００ 電力検出部
３０１ ベースバンド信号処理部
３０２ クロック生成部
３０３ 可変遅延部
３０４ ピークタイミング検出部
３０５ 復調部

Claims (13)

1. 受信信号に対して直交検波処理を行って直交検波信号を出力する直交検波部と、
   受信信号のシンボルレートに等しいクロックを生成するクロック生成部と、
   前記クロック生成部にて生成されたクロックの遅延制御を行う可変遅延部と、
   前記可変遅延部を介して入力されたクロックに従って前記直交検波信号をサンプリングして直交検波サンプル値を出力する直交検波サンプル部と、
   前記直交検波サンプル値を用いて受信信号の複素振幅を算出する複素振幅算出部と、
   を備え、
   前記可変遅延部は、同期引き込みが完了した状態で前記複素振幅算出部にて算出された複素振幅を複素振幅基準値として記憶しておき、前記複素振幅基準値に等しい複素振幅が得られるタイミングでサンプリングを行うように前記クロックの遅延量を制御する受信装置。
2. 受信信号に対して包絡線検波処理を行って包絡線検波信号を出力する包絡線検波部と、
   前記包絡線検波信号を前記直交検波サンプル部のサンプルタイミングから所定の位相量だけ遅延させたタイミングでサンプリングし、前記直交検波サンプル値に対応する包絡線サンプル値を出力する包絡線検波サンプル部と、
   を備え、
   前記可変遅延部は、同期引き込みが完了した状態で前記包絡線検波サンプル部から出力された包絡線サンプル値を包絡線判定用閾値として記憶しておき、前記直交検波サンプル部にてサンプリングした直交検波サンプル値の複素振幅が前記複素振幅基準値と異なる場合に、当該直交検波サンプル値に対応する包絡線サンプル値と前記包絡線判定用閾値とを比較することによって、前記直交検波サンプル部によるサンプルタイミングのずれの方向を検知し、前記クロックの遅延量を制御する請求項１に記載の受信装置。
3. 前記包絡線検波サンプル部は、前記直交検波サンプルのサンプルタイミングから、そのサンプル周期の１／２周期未満だけ遅延したタイミングで包絡線検波信号のサンプリングを行い、
   前記可変遅延部は、前記直交検波サンプル部にてサンプリングした直交検波サンプル値の複素振幅が前記複素振幅基準値と異なった場合に、当該直交検波サンプル値に対応する包絡線サンプル値が前記包絡線判定用閾値より小さいときは前記直交検波サンプル部のサンプルタイミングを早め、前記包絡線サンプル値が前記包絡線判定用閾値より大きいときは前記直交検波サンプル部のサンプルタイミングを遅くする請求項２に記載の受信装置。
4. 受信信号に対して直交検波処理を行って直交検波信号を出力する直交検波部と、
   前記検波信号からレプリカパルスを生成するレプリカパルス生成部と、
   受信信号のシンボルレートと異なるクロックを生成するクロック生成部と、
   前記クロック生成部にて生成されたクロックの遅延制御を行う可変遅延部と、
   前記可変遅延部を介して入力されたクロックに従って前記直交検波信号をサンプリングして直交検波サンプル値を出力する直交検波サンプル部と、
   前記可変遅延部を介して入力されたクロックに従って前記レプリカパルスをサンプリングして、レプリカサンプル値を出力するレプリカパルスサンプル部と、
   を備え、
   前記可変遅延部は、前記レプリカサンプル値の変化に基づいて、前記クロックの遅延量を制御する受信装置。
5. 前記レプリカパルス生成部は、前記検波信号を２値化し、２値化された信号に基づいてレプリカパルスを生成する請求項４に記載の受信装置。
6. 前記可変遅延部は、前記レプリカサンプル値が所定の閾値を跨いで変化したときに、前記クロックのタイミングを所定の位相量だけ遅延させる請求項４または５に記載の受信装置。
7. 前記閾値の設定を変更することが可能である請求項６に記載の受信装置。
8. 前記可変遅延部は、前記レプリカサンプル値の増減の変化の傾向が反転したときに、前記クロックのタイミングを所定の位相量だけ遅延させる請求項４または５に記載の受信装置。
9. 受信信号に対して直交検波処理を行って直交検波信号を出力する直交検波部と、
   クロックを生成するクロック生成部と、
   前記クロック生成部にて生成されたクロックの遅延制御を行う可変遅延部と、
   前記可変遅延部を介して入力されたクロックに従って前記直交検波信号をサンプリングして直交検波サンプル値を出力する直交検波サンプル部と、
   前記直交検波サンプル値を用いて受信信号の複素振幅を算出する複素振幅算出部と、
   を備え、
   前記可変遅延部は、前記クロックの周期をＴ＋Ｔ／ｎ（Ｔはシンボル周期、ｎは正の整数）とし、ｎ×Ｔの期間に得られた複素振幅のうちで最大の複素振幅が得られたタイミングをピークタイミングとして検出し、ピークタイミングが検出された後は、前記クロックの周期をＴにすると共に前記クロックをピークタイミングに同期させる受信装置。
10. 前記検波信号の受信信号電力を検出する電力検出部を備え、
    前記クロック生成部は、前記受信信号電力に基づいて受信信号の有無を判断し、受信信号の有無に応じてクロックを生成するか否かを制御する請求項１〜９のいずれかに記載の受信装置。
11. 受信信号に対して直交検波処理を行って直交検波信号を出力するステップと、
    受信信号のシンボルレートに等しいクロックを生成するステップと、
    前記クロックに従って前記直交検波信号をサンプリングして直交検波サンプル値を出力するステップと、
    前記直交検波信号のサンプルタイミングの同期引き込みを行うステップと、
    同期引き込みが完了した状態で得られた前記直交検波サンプル値に基づいて受信信号の複素振幅を算出し、その複素振幅を複素振幅基準値として記憶するステップと、
    前記複素振幅基準値に等しい複素振幅が得られるタイミングでサンプリングを行うように前記クロックの遅延量を制御するステップと、
    を備える受信方法。
12. 受信信号に対して直交検波処理を行って直交検波信号を出力するステップと、
    前記検波信号からレプリカパルスを生成するステップと、
    受信信号のシンボルレートと異なるクロックを生成するステップと、
    前記クロックに従って前記直交検波信号および前記レプリカパルスをサンプリングして直交検波サンプル値およびレプリカサンプル値を出力するステップと、
    前記レプリカサンプル値の変化に基づいて、前記クロックの遅延量を制御するステップと、
    を備える受信方法。
13. 受信信号に対して直交検波処理を行って直交検波信号を出力するステップと、
    周期がＴ＋Ｔ／ｎ（Ｔはシンボル周期、ｎは正の整数）のクロックを生成し、前記クロックに従って前記直交検波信号をサンプリングして直交検波サンプル値を出力するステップと、
    前記直交検波サンプル値を用いて受信信号の複素振幅を算出するステップと、
    ｎ×Ｔの期間に得られた複素振幅のうちで最大の複素振幅が得られたタイミングをピークタイミングとして検出するステップと、
    前記クロックの周期がＴのクロックを生成すると共に前記クロックを前記ピークタイミングに同期させ、前記クロックに従って前記直交検波信号をサンプリングして直交検波サンプル値を出力するステップと、
    を備える受信方法。