JP4594713B2 - シンボルタイミング発生回路 - Google Patents

Description

この発明は、ディジタル通信信号の受信機に備えられたシンボルタイミング再生回路、特にＧＭＳＫ信号を復調するためのシンボルタイミング再生回路に関するものである。

ＴＤＭＡ等のディジタル通信においては、受信機は受信した通信信号から情報（通信データ）を読み出すために、送信機との同期を行わなければならない。受信信号を最良の状態で復調するには様々な同期を行う必要があるが、その１つとしてシンボル同期を行う必要がある。ここで、シンボルとは、データを示す最小の単位であり、例えば、Ｈｉ状態を表す「１」、または、Ｌｏｗ状態を表す「０」からなる。このシンボルを連続して複数備えることで所定の通信データを形成する。

このように、ディジタル通信においては、まず、受信した通信信号からシンボルタイミングを検出して、シンボルタイミング信号を再生して用いることで、同期および受信した通信信号の復調を行う。
そして、このようなシンボルタイミング信号の検出を利用した同期検波や遅延検波は従来複数存在し、それぞれの必要に応じた各種の構成が考案されている。例えば、特許文献１および特許文献２にはＰＳＫ信号のシンボルタイミング信号の再生および検波を行う検波回路が開示されている。

ところで、このようなディジタル通信の変調方式には、前述のＰＳＫ方式を含む複数の方式が存在し、その１つとしてＡＩＳではＧＳＭＫ方式が採用されている。

ここで、ＧＭＳＫ信号のシンボルタイミング信号の再生回路としては、従来、図４に示す構成が一般に用いられている。
図４は従来のＧＭＳＫ信号のシンボルタイミング信号再生回路の概略構成を示すブロック図である。
図５は、図４に示すシンボルタイミング信号再生回路により生成されるシンボルサンプリング信号とシンボルタイミング信号とを示した図であり、（ａ）がシンボルサンプリング信号を、（ｂ）はシンボルタイミング信号を示す。

従来のシンボルタイミング信号再生回路は、ミキサ１０１，１０２，１０６、π／２位相回路１０３、ＬＰＦ１０４，１０５、硬判定回路１０７、ＶＣＯ１１０を備える。
ＲＦ受信信号を中間周波数にダウンコンバートしたＩＦ信号はミキサ１０１とミキサ１０２とに入力される。ミキサ１０１には電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１０で生成された、前記ＩＦ信号と略同じ周波数の局部発振信号が入力されており、ミキサ１０１は、入力されたＩＦ信号を局部発振信号で直交変調して、ベースバンドのＩ信号を生成して、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４に出力する。また、ミキサ１０２には、前記局部発振信号をπ／２位相回路１０３でπ／２位相制御（位相遅延）させた信号が入力されており、ミキサ１０２は、入力されたＩＦ信号を前記π／２位相制御された局部発振信号で直交変調して、ベースバンドのＱ信号を生成して、ローパルフィルタ（ＬＰＦ）１０５に出力する。
ＬＰＦ１０４はＩ信号に含まれる不要高調波成分を除去してミキサ１０６に出力し、ＬＰＦ１０５はＱ信号に含まれる不要高調波成分を除去してミキサ１０６に出力する。ミキサ１０６は入力されたＩ信号とＱ信号とを合成して、図５（ａ）に示すようなシンボルサンプリング信号を生成して硬判定回路１０７に出力する。硬判定回路１０７は入力されたシンボルサンプリング信号を硬判定、すなわち、振幅ｕが０以上（ｕ≧０）ならばＨｉ状態を表す「１」を出力し、振幅ｕが０より低い（ｕ＜０）のならばＬｏｗ状態を表す「０」を出力することでシンボルタイミング信号を生成する（図２（ｂ）参照。）。
特開平５−１０３０２７号公報 特開２００２−２１７９９３公報

図４に示すようなシンボルタイミング再生回路では、シンボルサンプリング信号がゼロクロスする時点を検出してシンボルタイミング信号を発生する。
ところが、シンボルサンプリング信号が図５に示すような波形となる場合、点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇではシンボルサンプリング信号がゼロクロスするが、点ａ，ｂではシンボルサンプリング信号がゼロクロスしない。すなわち、点Ａ〜Ｇではシンボルタイミング信号が状態遷移するが、点ａ，ｂではシンボルタイミング信号が状態遷移しない。しかしながら、これらの点は各シンボルに切替タイミングに対応しているので、点Ａ〜Ｇではシンボルの切り替わりとシンボルタイミング信号の状態遷移とが対応するが、点ａ，ｂではシンボルが切り替わってもシンボルタイミング信号の状態遷移が起こらない。このように、図４に示すシンボルタイミング信号再生回路では、シンボル毎に確実にタイミングを発生させることができない。また、通信データによっては、殆どシンボルタイミング信号内の状態遷移が発生せず、シンボルタイミングを発生させることができない場合もある。例えば、図５に示すような点ａ，ｂが連続する場合（すなわち同じ状態のシンボルデータが連続する場合）には、シンボルサンプリング信号がゼロクロスする点がなくなり、シンボルタイミングを発生させることができない。

したがって、本発明の目的は、通信データにおけるシンボルデータの配列によることなく、確実にシンボルタイミング信号を再生することができるシンボルタイミング信号再生回路を提供することにある。

この発明は、受信した周波数変調信号のシンボルタイミングを検出してシンボルタイミング信号を再生するシンボルタイミング再生回路において、周波数変調信号のＩＦ信号からそれぞれにベースバンドのＩ信号とＱ信号とを復調するベースバンド信号復調回路と、Ｑ信号の１シンボルディレイ信号とＩ信号とを乗算してなる第１ディレイ演算信号、および、Ｉ信号の１シンボルディレイ信号とＱ信号とを乗算してなる第２ディレイ演算信号を生成する遅延乗算回路と、第１ディレイ演算信号の絶対値信号と第２ディレイ演算信号の絶対値信号とを生成し、第１絶対値信号と第２絶対値信号を差分演算してなるＩＱ差分信号を生成する差分演算部と、ＩＱ差分信号のゼロクロス点を検出してシンボルタイミング信号を生成するシンボルタイミング信号生成回路と、を備えたことを特徴としている。そして、この発明のシンボルタイミング信号再生回路は、周波数変調信号としてＧＭＳＫを用いることを特徴としている。

この構成では、ベースバンドのＩ信号と１シンボル遅延のＱ信号とを乗算して第１ディレイ演算信号を生成し、同時にベースバンドのＱ信号と１シンボル遅延のＩ信号とを乗算して第２ディレイ演算信号を生成する。これら第１、第２ディレイ演算信号はＩ信号およびＱ信号と同じ周期性で且つ位相ズレが補正された信号であるので、シンボルタイミング信号の周期を同じ周期を備える。これら第１、第２ディレイ演算信号の絶対値信号を生成して、差分演算回路で互いの信号の差分演算を行ってＩＱ差分信号を生成すると、このＩＱ差分信号は前記シンボルタイミングの周期で順次正負反転する信号となる。すなわち、このＩＱ差分信号のゼロクロス点を検出することで、ゼロクロス点毎に状態遷移する矩形波のシンボルタイミング信号が生成される。

また、この発明のシンボルタイミング信号再生回路は、ＩＱ差分信号を１／２シンボル分ディレイするＩＱ差分信号ディレイ回路を備えたことを特徴としている。

この構成では、ＩＱ差分信号を１／２シンボル分ディレイすることで、通信データのシンボルデータ検出のタイミングと、生成されるシンボルタイミング信号の状態遷移タイミングとが同期して、シンボルタイミング信号に準じて直接シンボルデータが検出される。

この発明によれば、通信データのシンボルデータ配列によることなく、シンボルデータに切り替わり周期でＨｉ状態とＬｏｗ状態とが遷移するシンボルタイミング信号を生成できるので、シンボルタイミングを確実に再生することができる。

また、この発明によれば、予めシンボルタイミング信号をシンボルデータ周期の１／２分ずらしておくことで、後段の回路でシンボルデータを読み出すタイミングを調整する必要がなくなり、シンボルデータの読み出しにシンボルタイミング信号を直接用いることができる。

本発明の実施形態に係るシンボルタイミング信号再生回路について図を参照して説明する。本実施形態では、ディジタル通信信号としてＧＭＳＫ信号を利用する受信機のシンボルタイミング信号再生回路について説明する。
図１は本実施形態のシンボルタイミング信号再生回路の概略構成を示すブロック図である。なお、図中のＳｉｇｎａｌＡ〜Ｆは図３に示すＳｉｇｎａｌＡ〜Ｆに対応する。
図２は図１に示すシンボルタイミング信号再生回路により生成されるシンボルサンプリング信号、およびシンボルタイミング信号の波形図である。また、図３は図１に示すシンボルタイミング信号再生回路の各位置での信号波形を示す波形図である。

シンボルタイミング再生回路は、ミキサ１，２，１３，１４、π／２位相回路３、ＬＰＦ４，５、差分演算器６、硬判定回路７、ＶＣＯ１０、１シンボルディレイ回路１１，１２、絶対値回路１５，１６、および、１／２シンボルディレイ回路１７を備える。

ＧＭＳＫのＲＦ受信信号を中間周波数にダウンコンバートしてなるＩＦ信号はミキサ１とミキサ２とに分配入力される。
電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０は、例えば、このＶＣＯ１０を含むコスタスループ回路（図示せず）を用いて得られる位相差情報に基づき、前記ＩＦ信号と略同じ周波数の局部発振信号を生成し、ミキサ１に出力するとともにπ／２位相回路３に出力する。π／２位相回路３は、入力された局部発振信号の位相をπ／２だけ移相（遅延）させてミキサ２に出力する。

ミキサ１は、入力されたＩＦ信号をＶＣＯ１０からの局部発振信号で直交変調することでベースバンドのＩ信号を生成して、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４に出力する。ＬＰＦ４はＩ信号に含まれる不要な高調波成分を除去してミキサ１３に出力するとともに１シンボルディレイ回路１１に出力する（図３（ａ）のＳｉｇｎａｌＡ）。

また、ミキサ２は、入力されたＩＦ信号を、π／２位相制御された局部発振信号で直交変調することでベースバンドのＱ信号を生成して、ローパルフィルタ（ＬＰＦ）５に出力する。ＬＰＦ５はＱ信号に含まれる不要な高調波成分を除去してミキサ１４に出力するとともに１シンボルディレイ回路１２に出力する（図３（ｂ）のＳｉｇｎａｌＢ）。

ここで、これらミキサ１，２、π／２位相回路３，ＶＣＯ１０、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４，５からなる回路が本発明の「ベースバンド信号復調回路」に相当する。

１シンボルディレイ回路１１は、入力されたＩ信号を１シンボルデータの時間だけ遅延させてミキサ１４に出力する。一方、１シンボルディレイ回路１２は、入力されたＱ信号を１シンボルデータの時間だけ遅延させてミキサ１３に出力する。

ミキサ１３はＬＰＦ４を介して入力されるＩ信号（図３（ａ）のＳｉｇｎａｌＡ）と、１シンボルディレイ回路１２を介して入力される１シンボルディレイＱ信号（図３（ｂ）のＳｉｇｎａｌＢの１シンボル遅延信号）とを乗算して、第１ディレイ乗算信号（図３（ｃ）のＳｉｇｎａｌＣ）を生成する。
一方、ミキサ１４はＬＰＦ５を介して入力されるＱ信号（図３（ｂ）のＳｉｇｎａｌＢ）と、１シンボルディレイ回路１１を介して入力される１シンボルディレイＩ信号（図３（ａ）のＳｉｇｎａｌＡの１シンボル遅延信号）とを乗算して、第２ディレイ乗算信号（図３（ｃ）のＳｉｇｎａｌＤ）を生成する。

このように、第１ディレイ乗算信号はＩ信号と１シンボル遅延のＱ信号との合成により生成され、第２ディレイ乗算信号はＱ信号と１シンボル遅延のＩ信号との合成により生成されるので、これら第１ディレイ乗算信号、第２ディレイ乗算信号はＩ信号、Ｑ信号のそれぞれのシンボルデータ配列（［０，１］の並び）に関係なく、所定周期（シンボルタイミング周期）でゼロクロスする（図３（ｃ）、（ｄ）のＳｉｇｎａｌＣ，Ｄ参照）。すなわち、第１ディレイ乗算信号と第２ディレイ乗算信号とはシンボルタイミング周期に対応した周期の信号となる。

絶対値回路１５はミキサ１３から入力される第１ディレイ乗算信号（図３（ｃ）のＳｉｇｎａｌＣ）を絶対値演算して第１絶対値信号（図３（ｅ）のＳｉｇｎａｌＥ）を合成器６に出力する。
一方、絶対値回路１６はミキサ１４から入力される第２ディレイ乗算信号（図３（ｄ）のＳｉｇｎａｌＤ）を絶対値演算して第２絶対値信号（図３（ｆ）のＳｉｇｎａｌＦ）を合成器６に出力する。

合成器６は、第１絶対値信号（図３（ｅ）のＳｉｇｎａｌＥ）と、第２絶対値信号（図３（ｆ）のＳｉｇｎａｌＦ）とを差分演算して、シンボルサンプリング信号（図２（ａ）参照。）を生成する。

このように、シンボルタイミング周期と同じ周期の第１、第２ディレイ演算信号の絶対値信号を生成し、これら絶対値信号の一方をそのままで他方を反転し、さらに、正負それぞれの絶対値信号を差分することで、生成される信号（シンボルサンプリング信号）は前記シンボルタイミング周期と同じ周期で、且つ正負状態における振幅が同じであり、さらに振幅の絶対値が所定値以上である波形の信号となる。すなわち、この信号のゼロクロス点を検出することで、シンボルタイミングの周期を検出できる。また、この絶対値信号の差分信号は振幅の絶対値が確実に所定値以上となり、且つシンボルタイミング周期に応じた周期で現れる振幅の最大値が一定であるので、前述のＩ信号と１シンボルディレイＱ信号との乗算信号（図３のＳｉｇｎａｌＣ）や、Ｑ信号と１シンボルディレイＩ信号との乗算信号（図３のＳｉｇｎａｌＤ）と比較して信号自身やゼロクロス点の検出が容易になる。

１／２シンボルディレイ回路１７は、入力されるシンボルサンプリング信号を、シンボルデータの時間（シンボルタイミング周期）の１／２周期分だけ遅延させて硬判定回路７に出力する。
硬判定回路７は、入力されたシンボルサンプリング信号を硬判定、すなわち、シンボルサンプリング信号の振幅ｕが０以上（ｕ≧０）ならばＨｉ状態を表す「１」を出力し、振幅ｕが０より低い（ｕ＜０）のならばＬｏｗ状態を表す「０」を出力することでシンボルタイミング信号を生成する。

このように検出されたシンボルタイミング信号は、１／２シンボルディレイ回路１７を介しているので、状態遷移のタイミングが受信信号に含まれるシンボルに切り替わるタイミングに一致する。そして、このシンボルタイミング信号は同期検波復調回路２０に入力され、同期検波復調回路２０はミキサ１３から入力される第１ディレイ乗算信号とミキサ１４から入力される第２ディレイ乗算信号とを入力し、シンボルタイミング信号に準じて同期検波を行い、通信データを復調する。

以上のような構成および信号処理を行うことにより、シンボルデータの配列状態、すなわち、［０，１］の並びに影響されることなく、確実にシンボルタイミング信号を生成することができる。

本実施形態のシンボルタイミング信号再生回路の概略構成を示すブロック図 図１に示すシンボルタイミング信号再生回路により生成されるシンボルサンプリング信号、およびシンボルタイミング信号の波形図 図１に示すシンボルタイミング信号再生回路の各位置での信号波形を示す波形図 従来のＧＭＳＫ信号のシンボルタイミング信号再生回路の概略構成を示すブロック図 図４に示すシンボルタイミング信号再生回路により生成されるシンボルサンプリング信号とシンボルタイミング信号とを示した図

符号の説明

１，２，１３，１４，１０１，１０２，１０６−ミキサ
３，１０３−π／２位相回路
４，５，１０４，１０５−ＬＰＦ
６−合成器
７，１０７−硬判定回路
１０，１１０−ＶＣＯ
１１，１２−１シンボルディレイ回路
１５，１６−絶対値回路
１７−１／２シンボルディレイ回路
２０−同期検波回路

Claims (3)

1. 受信した周波数変調信号のシンボルタイミングを検出してシンボルタイミング信号を再生するシンボルタイミング再生回路において、
   前記周波数変調信号のＩＦ信号から、それぞれにベースバンドのＩ信号とＱ信号とを復調するベースバンド信号復調回路と、
   前記Ｑ信号の１シンボルディレイ信号と前記Ｉ信号とを乗算してなる第１ディレイ演算信号、および、前記Ｉ信号の１シンボルディレイ信号と前記Ｑ信号とを乗算してなる第２ディレイ演算信号を生成する遅延乗算回路と、
   前記第１ディレイ演算信号の第１絶対値信号と前記第２ディレイ演算信号の第２絶対値信号とを生成し、前記第１絶対値信号と前記第２絶対値信号を差分演算してなるＩＱ差分信号を生成する差分演算部と、
   前記ＩＱ差分信号のゼロクロス点を検出してシンボルタイミング信号を生成するシンボルタイミング信号生成回路と、を備えたことを特徴とするシンボルタイミング再生回路。
2. 前記ＩＱ差分信号を１／２シンボル分ディレイするＩＱ差分信号ディレイ回路を備えた請求項１に記載のシンボルタイミング再生回路。
3. 前記周波数変調信号はＧＭＳＫである請求項１または請求項２に記載のシンボルタイミング再生回路。

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