JPS63168695A - 楽音信号発生装置 - Google Patents

楽音信号発生装置

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JPS63168695A
JPS63168695A JP61311285A JP31128586A JPS63168695A JP S63168695 A JPS63168695 A JP S63168695A JP 61311285 A JP61311285 A JP 61311285A JP 31128586 A JP31128586 A JP 31128586A JP S63168695 A JPS63168695 A JP S63168695A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、ディジタルフィルタ演算を利用して折返し
ノイズ等の除去や音色制御等を行う楽音信号発生装置に
関し、特に、比較的簡単なハードウェア構成で精度の良
いディジタルフィルタ演算を行うことができるようにし
た楽音信号発生装置に関する。
〔従来の技術〕
電子楽器においては、ディジタル楽音信号の音色を制御
するあるいはノイズを除去する等の目的でディジタルフ
ィルタが使用されている。例えば。
合成しようとする楽音の周波数に無関係に常に一定のサ
ンプリング周波数でサンプリングすることにより楽音信
号を合成する所謂ピッチ非同期型の楽音合成方法におい
ては、一般に楽音の周波数とサンプリング周波数とは非
整数比であり、サンプリング定理から明らかなように楽
音周波数に非調和な折返しノイズが発生するおそれがあ
り、これを除去する必要がある。このようなピッチ非同
期型の楽音信号に含まれる折返しノイズを除去するため
の方策として、折返しノイズを除去する特性のディジタ
ルフィルタに楽音信号を通すようにすることが従来考え
られている（特開昭６１−９０５１４号公報）。
〔発明が解決しようとする問題点〕
ディジタルフィルタに楽音信号を通して折返しノイズを
除去するものにおいては、フィルタの次数を十分にとっ
て精度の良いフィルタ演算を行わねばならないため、フ
ィルタの構成が複雑になるという問題点がある。例えば
、９６次フィルタなら９６次全ての演算を行わねばなら
ず、その分のフィルタ演算を保証する回路構成を採らね
ばならないからである。また、折返しノイズ除去用のデ
ィジタルフィルタに限らず、音色制御用その他の用途の
ディジタルフィルタにおいても同様であり。
従来のディジタルフィルタにおいては、所望のフィルタ
特性を実現するには全ての次数に関して演算を行わねば
ならなかった。
この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、ディジタ
ルフィルタを用いて音色制御や折返しノイズの除去を行
う場合において、簡単な構成でありながら、精度の良い
フィルタ演算を行うことができるようにした楽音信号発
生装置を提供しようとするものである。
〔問題点を解決するための手段〕
この発明に係る楽音信号発生装置は、発生すべき楽音の
音高に対応するレートで変化する整数部と小数部とから
なるアドレス信号を発生するアドレス信号発生手段と、
上記アドレス信号の整数部に応じて楽音波形サンプルデ
ータを発生する楽音波形データ発生手段と、上記アドレ
ス信号の小数部に応じてｍ次のフィルタ係数に対応する
係数データのうちｎ個（ただしｎ　＜　ｍ　）を選択し
て供給するフィルタ係数供給手段と、このｎ個の係数デ
ータと上記楽音波形データ発生手段で発生されたｎサン
プル点分の楽音波形データとを用いて、ｍ次のフィルタ
演算をｎサンプル点分の楽音波形データに関して行うデ
ィジタルフィルタ演算手段とを具えたものである。
〔作用〕
アドレス信号発生手段は、発生すべき楽音の音高に対応
するレートで変化する整数部と小数部とからなるアドレ
ス信号を発生する。いうまでもなく、アドレス信号の整
数部は小数部よりも分解能が粗い。楽音波形データ発生
手段では、このアドレス信号の整数部に応じて楽音波形
サンプルデータを発生する。従って、楽音波形データ発
生手段で準備する楽音波形サンプルデータの分解能は比
較的粗いものであっても良い。例えば、従来のピッチ同
期型の楽音信号発生装置におけるもののように波形１周
期当り６４分割程度の精度で楽音波形サンプルデータを
準備するだけであってもよい。
なお、この場合のサンプリング周波数はピッチに同期し
ていると否とを問わない。仮に、ピッチ非同期型である
とすると、ピッチ同期型数みの粗い分解能で楽音波形サ
ンプルデータを準備するだけでよいのである。
因みに、例えば、従来のピッチ非同期型の楽音信号発生
装置においては、折返しノイズの影響をできるだけ排除
するために、波形の分解能をできるだけ高め、サンプリ
ング周波数を高くすることが一般に行われる。例えば、
波形１周期当り１０００〜１６０００分割の精度で波形
データを準備することが行われており、そのため、波形
メモリにはかなりの容量が要求される。このように波形
メモリにはかなりの容量が要求されるので、１周期波形
等の比較的短い区間からなる波形をメモリに記憶し、こ
れを繰返し読み出すような楽音信号発生方式の場合はま
だしも、連続的な複数周期波形等の比較的長い区間から
なる波形をメモリに記憶し、これを読み出すような楽音
信号発生方式の場合には不向きであった。これに対して
、合成しようとする楽音の周波数にサンプリング周波数
を同期させる所謂ピッチ同期型の楽音合成方法において
は、楽音周波数（ピッチ）とサンプリング周波数が調和
するため折り返しによって生じる成分は楽音周波数と調
和し、ノイズとはならないので、波形１周期当り６４分
割程度の比較的粗い精度で波形データを準備するだけで
も問題ない。従って、連続的な複数周期波形等の比較的
長い区間からなる波形をメモリに記憶し、これを読み出
すような楽音信号発生方式の場合にも適している。
これに対して、この発明では、サンプリング周波数がピ
ッチに同期していると否とを問わず、ピッチ同期型数み
の粗い分解能で楽音波形サンプルデータを準備するだけ
でよいのである。従って、１周期波形等の比較的短い区
間からなる波形をメモリに記憶し、これを繰返し読み出
すような楽音信号発生方式の場合にも、また、連続的な
複数周期波形等の比較的長い区間からなる波形をメモリ
に記憶し、これを読み出すような楽音信号発生方式の場
合にも、この発明は適している。
フィルタ係数供給手段は、上記アドレス信号の小数部に
応じてｍ次のフィルタ係数に対応する係数データのうち
ｎ個（ただしｎ　＜　ｍ　）を選択して供給する。ディ
ジタルフィルタ演算手段では、このｎ個の係数データと
上記楽音波形データ発生手段で発生されたｎサンプル点
分の楽音波形データとを用いて１ｍ次のフィルタ演算を
ｎサンプル点分の楽音波形データに関して行う。これに
より。
アドレス４’Ｂ号の小数部の分解能を持つ精度の良い楽
音波形サンプルデータ（これは実際には楽音波形データ
発生手段では準備されていないが）に対してｍ次の精密
なフィルタ演算（実際にはｎ個分の次数に関する演算し
か行われないが）を行うのと等価のフィルタ演算を行う
ことができる。（この点に関する原理的説明は追って行
う。）これにより、■実際に楽音波形データ発生手段で
準備する楽音波形サンプルデータの分解能はアドレス信
号の整数部に対応する比較的粗いものであっても良い、
ということにより回路構成の簡単化を図ることができる
という利点、及び■実際にはｍよりも少ないｎサンプル
点分の楽音波形データに対応する限られた次数に関して
フィルタ演算を行えばよい、ということによりディジタ
ルフィルタ回路の構成の簡単化をも図ることができると
いう利点、の両方を享受しつつ、■実質的なフィルタ演
算はアドレス信号のか敷部の分解能を持つ精度の良い楽
音波形サンプルデータに対してｍ次の精密なフィルタ演
算を行ったのと等価となる、ということにより、高分解
能の楽音波形サンプルデータに対する精密なフィルタ演
算によってもたらされる種々の利点１例えば、不要なノ
イズ成分を確実にカットし、良質の楽音信号を得ること
ができるという利点、をも享受することができる。
一実施例として、フィルタ係数供給手段が、ｍ次のフィ
ルタ係数のうち１又は複数のフィルタ係数の合計に対応
するフィルタ係数グループ値を供給することが可能であ
り、上記アドレス信号の小数部に応じてｎ個（ただしｎ
　＜　ｍ　）のグループの前記フィルタ係数グループ値
を上記係数データとして選択して供給するようにしても
よい。これにより、上述の同じ利点を享受することがで
きると共に、ハード回路構成をそれほど増すこと無く。
フィルタ演算の精密さを更に増すことができる。
すなわち、複数のフィルタ係数の合計に対応するフィル
タ係数グループ値を１つのサンプル点分の楽音波形デー
タに関して演算することにより、演＃そのものは１回で
済むが、実質的には、同じ値の複数の連続するサンプル
データ（つまり０次ホールドされた複数のサンプルデー
タ）に対してフィルタ係数グループ値を構成している個
別のフィルタ係数を別々に演算したのと等価となり、そ
の分析返し成分のレベルを減衰させることができ。
楽音信号の品質向上に寄与する。
〔実施例〕
以下、添付図面を参照してこの発明の実施例を詳細に説
明しよう。
第１図はこの発明の一実施例を示す基本的ブロック図で
あって、１はアドレス信号発生手段、２は楽音波形デー
タ発生手段、３はフィルタ係数供給手段、４はディジタ
ルフィルタ演算手段、である。前述の通り、アドレス信
号発生手段１は、整数部ＩＡＤと小数部ＦＡＤとからな
るアドレス信号を発生すべき楽音の音高に対応するレー
トで発生するものであり、楽音波形データ発生手段２は
、上記アドレス信号の整数部ＩＡＤに応じて楽音波形サ
ンプルデータを発生するものであり、フィルタ係数供給
手段３は、上記アドレス信号の小数部ＦＡＤに応じてｍ
次のフィルタ係数のうちｎ個（ただしｎ＜ｍ）を選択し
て供給するものであり、ディジタルフィルタ演算手段４
は、このｎ個のフィルタ係数と上記楽音波形データ発生
手段で発生されたｎサンプル点分の楽音波形データとを
用いて、ｒｎ次のフィルタ演算をｎサンプル点分の楽音
波形データに関して行うものである。
なお、この例では、サンプリング周波数ｆｓは発生すべ
き楽音のピッチに無関係に一定であり（つまりピッチ非
同期型）、ディジタルフィルタ演算手段４では、折返し
ノイズを除去するためにｆｓ／２をカットオフ周波数と
するローパスフィルタ特性を実現するものとする。
この発明に従う楽音信号発生装置の原理的説明を行うた
めに、まず、前提となるディジタルフィルタ動作につい
て第２図及び第３図を参照して説明する。
第２図は一般的なサンプリング周波数変換理論に基づく
波形図の一例であり、第３図はそのスペクトルエンベロ
ープの一例を示すものである。
第２図（ａ）はサンプリング周波数ｆｓでサンプングさ
れた楽音波形サンプルデータの一例を幾つかのサンプル
点について示す図である。
この第２図（ａ）の楽音波形サンプルデータをそのサン
プリング周波数ｆｓのＭ倍の周波数（Ｍ−ｆＳ）のサン
プリングタイミングで動作するディジタルフィルタに入
力することを考える。その場合、サンプリング周波数ｆ
ｓの１周期ｔｓ＝１／ｆｓの中に周波数Ｍ−ｆｓの１周
期ｔｓ／ＭがＭ個人ることになるが、第２図（ａ）の楽
音波形サンプルデータの１サンプル時間中のＭ個のフィ
ルタ演算タイミング全てにサンプルデータを発生させず
に、ｆｓの１周期ｔｓ中のＭ個のフィルタ演算タイミン
グの内１個のタイミングでのみサンプルデータを発生し
、残りのＭ−１個のタイミングではサンプル値を４１０
１＋とする。このように、周波数Ｍ−ｆ　ｓのサンプリ
ングタイミングのうちＭ個につき１個のタイミングで第
２図（ａ）の楽音波形サンプルデータのサンプル値を発
生し、残りのＭ個につきＭ−１個のタイミングではサン
プル値を１１０　Ｉ＋としたものを第２図（ｂ）に示す
。
この第２図（ｂ）の楽音波形サンプルデータをディジタ
ルフィルタに入力し、周波数Ｍ−ｆｓのサンプリングタ
イミングに従ってフィルタ演算を行う。つまり、１サン
プリング周期がｔｓ／Ｍである各サンプル点の楽音波形
データ（但し１Ｍ個につき１個のサンプリングタイミン
グで有効なサンプル値を持ち、残りのＭ個につきＭ−１
個のタイミングではサンプル値が０”であるデータ）に
対して各次数のフィルタ係数を演算するのである。
すると、フィルタ演算出力として、第２図（ｃ）に示す
ように、Ｍ−ｆｓのサンプリングタイミングの各々に対
応して密にサンプル値が発生した楽音波形データを得る
ことができる。これは、周波数Ｍ−ｆｓの各サンプリン
グタイミングでフィルタ演算が行われ、各サンプリング
タイミング毎のフィルタ演算においては各フィルタ次数
とそれに対応するサンプル値とのたたみこみ和によって
出力信号が得られるからである。
第２図（ｃ）のように密にサンプル値が発生した楽音波
形データを所望のサンプリング周波数でサンプリングし
直すことにより、所望のサンプリング周波数に変換した
楽音波形サンプルデータを得ることができる。第２図（
ｄ）はそのように所望のサンプリング周波数でサンプリ
ングし直すことにより得られた楽音波形サンプルデータ
の一例を示す。この場合、サンプリングし直すべき所望
のサンプリング周波数がＭｆｓ／Ｎであるとすると、第
２図（ｃ）の波形データをＭ−ｆｓのサンプリングタイ
ミングのＮ回につき１回の割合でサンプリングし直せば
よい。
以上のような処理により、サンプリング周波数がｆｓの
楽音波形データを、Ｍ−ｆｓ／Ｎのサンプリング周波数
にサンプリングし直すことができる。
尚、図ではＭ＝４．Ｎ＝３として図示している。
第３図（ａ）は第２図（ａ）の波形のスペクトルエンベ
ロープの一例を示した図、第３図（ｂ）は第２図（ｂ）
の波形のスペクトルエンベロープの一例を示した図であ
り、第３図（ａ）と（ｂ）とではスペクトルエンベロー
プの形は同じだがレベルが第３図（ｂ）の方が（ａ）の
１／Ｍとなっている。
これは、たたみこみ和に含まれる実質的なサンプル値（
＃　Ｏ１１でないサンプル値）の数が本来の数の１／Ｍ
となっているからである。
第３図（ｃ）はディジタルフィルタ特性の一例を示して
おり、この場合、ｆｓ／２をカットオフ周波数とするロ
ーパスフィルタである。第３図（ｄ）は、このローパス
フィルタ特性でフィルタリングすることにより得られた
第２図（ｃ）の波形のスペクトルエンベロープを示すも
のである。この場合、サンプリング定理による折返しは
Ｍｆｓ／２の周波数を境にして起こり、これはかなり高
いので。
再サンプリングの際にノイズとはならない。第３図（ｅ
）は第２図（ｄ）の波形のスペクトルエンベロープの一
例を示した図である。なお、フィルタの出力を再サンプ
リングしただけでは前述のように信号レベルは１／Ｍに
レベルダウンしたままであるので、再サンプリングの際
に第２図（ｄ）の波形データのレベルをＭ倍することに
より、本来のレベルに戻してやるものとする。
以上では、ディジタルフィルタをサンプリング周波数変
換のために利用しており、楽音周波数を任意のピッチに
設定して楽音信号を発生することとは直接には関係して
いない。これに対して、この発明は、任意のピッチの楽
音信号を発生する場合に上述の原理に基づくディジタル
フィルタ演算を利用するようにしたものである。
すなわち１発生すべき楽音の音高に対応するレートで変
化するアドレス信号をアドレス信号発生手段１により発
生し、このアドレス信号に応じて楽音波形サンプルデー
タを発生する場合に上述の原理に基づくディジタルフィ
ルタ演算を利用するようにしている。アドレス信号は整
数部ＩＡＤと小数部ＦＡＤとからなり、楽音波形データ
発生手段２では、このアドレス信号の整数部ＩＡＤに応
じて楽音波形サンプルデータを発生する。換言すれば、
この楽音波形データ発生手段２で発生し得る楽音波形サ
ンプルデータは、アドレス信号の整数部ＩＡＤの分解能
に対応するものでしかない。
アドレス信号の整数部ＩＡＤに対応して楽音波形データ
発生手段２から発生される楽音波形サンプルデータの一
例を第４図（ａ）に示す。
アドレス信号の小数部ＦＡＤは、アドレス信号の整数部
ＩＡＤによって特定されるサンプル点における隣接サン
プル点間のより細かな位相を示している。例えば、アド
レス信号の整数部ＩＡＤと小数部ＦＡＤによって指示さ
れた現在のアドレス値が第４図（ａ）でＣＡＤで示した
位相であるとすると、整数部ＩＡＤの現在値は例えば「
３」であり、小数部ＦＡＤはＣＡＤとＩＡＤの差である
。
つまり、ＣＡＤ＝ＩＡＤ＋ＦＡＤである。
高調波歪や低調波歪及びノイズのない良質な楽音波形信
号を得るために、アドレス信号の小数部ＦＡＤの分解能
で、つまりＣＡＤの位相に対応して、楽音波形サンプル
データを求めることが望まれる。この発明では、前述の
原理に基づくディジタルフィルタ演算を利用することに
より、このことを簡単な構成で、かつサンプリングクロ
ック周波数を格別に高速化することなく、実現するよう
にしている。そのために、フィルタ係数供給手段３では
、アドレス信号の小数部ＦＡＤに応じてｍ次のフィルタ
係数に対応する係数データのうちｎ個（ただしｎ　＜　
ｍ　）を選択して供給するようにしている。
前述の第２図（ｂ）、（Ｃ）に関連する説明から明らか
なように、複数次のフィルタ係数の全てに対応して楽音
波形サンプルデータを供給するまでもなく、Ｍ個の次数
につき１回の割合で有効なサンプルデータを供給し、残
りの次数に関してはサンプルデータのサンプル値を“０
″にしてもよく、そうであっても多数法のフィルタ係数
を用いて精密なフィルタ演算を行っているので、良好な
楽音信号を得ることができる。このことに基づき、これ
と同様の考え方に基づくディジタルフィルタ演算をこの
発明では行うようにしている。ただし、前述の一般的な
サンプリング周波数変換理論に基づく処理においては、
高速のフィルタ演算タイミング（周波数Ｍ−ｆｓ）に従
って全ての次数のフィルタ係数に関して実際にフィルタ
演算を行わねばならない。何故ならば１次数とサンプル
データとの対応関係は演算タイミングの変化に伴って時
間的に変化するため、たとえサンプル値がｒｅ　ＯＩＩ
のサンプルデータと成るフィルタ係数との積が“ＯＩＩ
であることが明らかであるとしても、それがどの次数に
関して成り立つのかは不明であるからである。従って、
従来の一般的なサンプリング周波数変換理論に基づく処
理においては、第２図（ａ）のようなサンプリング周波
数ｆｓの楽音波形サンプルデータを、第２図（ｂ）のよ
うに、サンプリング周波数Ｍ−ｆｓのＭクロックにつき
１回サンプリングし且つＭクロックにつきＭ−１回のサ
ンプリングタイミングではサンプル値として“０″を挿
入することによりサンプリング周波数Ｍ−ｆＳのデータ
に変換し、これを周波数Ｍ−ｆＳで動作するディジタル
フィルタに入力し、このディジタルフィルタで設定され
ている全ての次数のフィルタ係数に関して実際にフィル
タ演算を行わねばならない。
これに対して、この発明では、サンプル値“Ｏ”のサン
プルデータとそれに対応するフィルタ係数の演算は実質
的には不要であることに着目して、そのための演算を省
略し得るようにしたことを特徴としている。これにより
、高速のフィルタ演算タイミングで演算を行うことを不
要にしつつ演算回路の簡単化をも図り、しかも十分に多
数法のフィルタ係数を用いて精密なフィルタ演算を行う
ことができるようにすることにより、回路構成の簡単化
とフィルタ演算の高精度化の両方を一挙に実現するよう
にしている。
まず、第２図（ａ）、（ｂ）の関係と同様に、第４図（
ａ）の楽音波形サンプルデータをそのサンプリング周波
数ｆｓのＭ倍の周波数（Ｍ−ｆｓ）のサンプリングタイ
ミングで動作するディジタルフィルタに入力すると仮定
して、サンプリング周波数ｆｓの１周期ｔｓ＝１／ｆｓ
の中に周波数Ｍ−ｆ　ｓの１周期ｔｓ／ＭがＭ個入るこ
とを想定し、第４図（ａ）の楽音波形サンプルデータの
１サンプル時間中のＭ個のフィルタ演算タイミング全て
にサンプルデータを発生させずに、ｆｓの１周期ｔｓ中
のＭ個のフィルタ演算タイミングの内１個のタイミング
でのみサンプルデータを発生し、残りのＭ−１個のタイ
ミングではサンプル値を“０″とすることを想定する。
このように、周波数Ｍ−ｆｓのサンプリングタイミング
のうちＭ個につき１個のタイミングで第４図（ａ）の楽
音波形サンプルデータのサンプル値を発生し、残りのＭ
個につきＭ−１個のタイミングではサンプル値をＩｔ　
Ｏ”としたものを第４図（ｂ）に示す。ここで、アドレ
ス信号の小数部ＦＡＤの分割数（１を小数部ＦＡＤの最
小単位で割った数のことを示す１例えば、小数部ＦＡＤ
の最小単位が０．１ならば分割数は１０）をｄとすると
、Ｍ　＝　ｄとする。
第４図（ｂ）のような楽音波形サンプルデータに対して
ｍ次のフィルタ演算を行うことを考えると（ｍはフィル
タ特性を設定するときに定めた任意の数である）、第２
図を参照して説明したように、ｍ次のフィルタ係数全部
を使って周波数Ｍ・ｆｓのサンプリングタイミングでフ
ィルタ演算を行えば第２図（ｃ）に示されたのと同様な
精密な分解能のフィルタ出力信号が第４図（ｂ）の楽音
波形サンプルデータに関しても得られる。しかし、それ
では、前述したように、ディジタルフィルタを高速のサ
ンプリング周波数Ｍ−ｆｓで動作させねばならず、かつ
、このディジタルフィルタで設定されている全ての次数
のフィルタ係数に関して実際にフィルタ演算を行わねば
ならないので、不利であり、この発明ではそれを採用し
ない。その代わりに、この発明では、サンプル値“ＯＮ
のサンプルデータとそれに対応するフィルタ係数の演算
は実質的には不要であることに着目して、そのための演
算を省略し、かつ、フィルタ演算におけるサンプリング
周波数も格別に高速化することなく演算を行うのである
。
そのような不要な演算の省略は、この発明によれば、ア
ドレス信号を整数部ＩＡＤと小数部ＦＡＤに分割し、整
数部ＩＡＤに応じて楽音波形サンプルデータを発生する
が、ディジタルフィルタ演算のためのフィルタ係数を小
数部ＦＡＤに応じて選択して供給するようにしたことに
より、実現されるゆつまり、楽音波形サンプルデータの
発生は整数部ＩＡＤに応じた比較的粗い分解能で行うが
、ディジタルフィルタ演算は小数部ＦＡＤに応じた精密
な分解能で行うようにしたことが特徴である。
詳しくは、アドレス信号の小数部ＦＡＤに応じてフィル
タ係数を選択することにより、整数部ＩＡＤと小数部Ｆ
ＡＤによって特定されるアドレス信号の現在の位相ＣＡ
Ｄに関する細かなサンプリングタイミングにおいてあた
かもフィルタ演算が行われているかのように、整数部Ｉ
ＡＤに対応する粗いサンプリングタイミングの各サンプ
ル点の楽音波形サンプルデータに対応するフィルタ係数
の次数を決定することができるのである。換言すれば、
アドレス信号の小数部ＦＡＤに応じて、整数部ＩＡＤに
対応する各サンプル点のサンプルデータとフィルタ係数
の次数との対応関係が決定され、これにより、第４図（
ｂ）のように仮定した場合におけるサンプル値として“
０”を挿入した密なサンプリングタイミングに対応する
フィルタ係数の次数を特定することができ、その次数に
関してはあえて演算を行うまでもなく積が“０”として
処理でき、実質的な値を持つサンプルデータに関しての
み飛び飛びの次数に対応するフィルタ係数を演算すれば
よいことになる。こうして、この発明によれば、ｍ次の
フィルタ演算において、フィルタ係数供給手段３が供給
すべきフィルタ係数は、ｍ次のフィルタ係数に対応する
係数データ全部ではなく、そのうちｎ個（ただしｎ　＜
　ｍ　）をアドレス信号の小数部ＦＡＤに応じて選択し
て供給するようにすればよいのである。
ここで、想定したディジタルフィルタ演算のサンプリン
グ周波数Ｍ−ｆｓにおけるＭに関して、Ｍ＝ｄ　（小数
部ＦＡＤの分割数）であり、想定した第４図（ｂ）のサ
ンプルデータは、第４図（ａ）の楽音波形サンプルデー
タの１サンプル間隔をＭ＝ｄ分割した仮想フィルタ演算
タイミングのうち１個のタイミングでのみサンプルデー
タを発生し、残りのｄ−１個のタイミングではサンプル
値を“Ｏｎとしているものなので、第４図（ａ）の楽音
波形サンプルデータの１サンプル間隔をｄ分割した仮想
フィルタ演算タイミングのうち１回のタイミングでのみ
実質的なサンプル値を持ち、その仮想フィルタ演算タイ
ミングに関してのみ実際の演算を行えばよいことになる
。従って、上記ｎは。
ｎ　＝　ｍ　／　ｄなる関係で決定することができ、ｄ
の間隔で順次離隔したｎ個の次数をアドレス信号の小数
部ＦＡＤに応じて選択すればよい。また、想定したディ
ジタルフィルタ演算のサンプリング周波数Ｍ−ｆｓ＝ｃ
ｌｆｓのタイミングにおいて、ｄ回に１回だけ演算を行
えばよく、他のタイミングでは行う必要がない、つまり
、サンプルデータの単位遅延はサンプリング周波数Ｍ−
ｆｓ＝ｄ−ｆｓで行う必要がなく、サンプリング周波数
ｆｓで行えばよい、ということにより実質的にサンプリ
ング周波数Ｍ−ｆｓ＝ｄ−ｆｓの精度で精密なフィルタ
演算を行うにもかかわらず、実際のフィルタ演算は低速
のサンプリング周波数ｆｓで行えばよいことになる。ま
た、これに関連して、第４図（ｂ）のようなサンプルデ
ータを想定するにはしても、実際にそのようなサンプリ
ング周波数Ｍ−ｆｓ＝ｄ−ｆｓのｄクロックにつき１回
のサンプリングとｄ−１回のサンプル値１１０　Ｉ＋の
挿入を行う処理を行う必要は全くなく、サンプリング周
波数ｆｓに従ってアドレス信号の整数部ＩＡＤに応じて
発生されたサンプルデータをそのまま用いればよい。
これを更に図によって説明すると、この発明のフィルタ
演算は、第４図（ｂ）のようなサンプルデータに関して
、アドレス信号の現在の位相ＣＡＤに対応してフィルタ
演算を行うことと等価である。この場合、第４図（ｂ）
の各サンプルデータとｍ次のフィルタ係数の各次数（０
次〜ｍ−１次）との対応関係の一例を示すと、第４図（
Ｑ）のようである。第４図（ｃ）はｍ次のＦＩＲ（有限
インパルス応答）フィルタのローパスフィルタ特性のイ
ンパルス応答の一例をエンベロープによって示すもので
ある。このＦＩＲフィルタの周波数ドメインはＭ−ｆｓ
＝ｄ−ｆｓであり、ローパスフィルタ特性のカットオフ
周波数はサンプリング周波数ｆｓに関する折返しノイズ
を除去するためにｆｓ／２に設定する。このインパルス
応答において、所定の基準次数（例えば中央の次数）が
現在のアドレス信号の位相ＣＡ’Ｄに対応しているもの
とする。
フィルタ演算においては、第４図（ｂ）の各サンプルデ
ータと第４図（Ｑ）のフィルタ係数とのたたみこみが求
められる。その場合において、ｄ・ｆｓの周波数ドメイ
ンにおける第４図（ｂ）のサンプルデータのうちサンプ
ル値“０”のものに関しては演算を行わない。すなわち
、第４図（ｂ）で有効なサンプル値を持っているサンプ
ルデータとそれに対応する次数のフィルタ係数との演算
だけを行う。ｎ　＝　ｍ　／　ｄの関係から、ｍ次のた
たみこみにおいて有効なサンプル値を持っているサンプ
ルデータの数はｎである。図の例では、ｍ＝９６゜ｄ＝
１６．ｎ＝６であるものとしている。現在のアドレス信
号の位相ＣＡＤに対応して実行したフィルタ演算によっ
て得られるたたみこみ和は第４図（ｄ）において実線で
示されている。第４図（ｄ）において破線で一部示した
が、このようなたたみこみ和つまりフィルタ出力信号が
ｄ−ｆＳの周波数ドメインで、第２図（ｃ）に示すのと
同様に密に。
発生される。なお、前述と同様に、このたたみこみは実
際はｎ　＝　６個のサンプルデータに関してしか行われ
ていないので、フィルタ出力信号のレベルが本来の１／
ｄ＝１／１６に低下する。これに対処するには、フィル
タ出力信号のレベルをｄ＝１６倍してやればよい、ある
いは、フィルタ出力信号のレベルをわざわざｄ＝１６倍
するまでもなく、本来の値のｄ＝１６倍のレベルを持つ
フィルタ係数を使用して演算を行うようにしてもよい。
第４図（ｅ）は第４図（Ｑ）のインパルス応答を持つＦ
ＩＲローパスフィルタの振幅−周波数特性を例示するも
のである。カットした周波数領域の成分が一８０ｄ　Ｂ
以下に減衰されることが確かめられている。これはかな
り高精度なフィルタ特性である。第５図はそのようなＦ
ＩＲローパスフィルタの振幅−周波数特性の実測図であ
る。第６図は第５図の特性のＦＩＲローパスフィルタを
通した正弦波信号のスペクトルの実測図である。ここか
ら明らかなように、基本波以外のノイズ成分が確実に一
８０ｄ　Ｂ以下に減衰されている。
第４図（ａ）〜（ｃ）の関係を整理すると、ｍ次のフィ
ルタ係数の各次数（０次〜ｍ−１次）が小数部ＦＡＤの
分解能でアドレス信号の連続する値に対応しており、そ
こにおいて所定の基準次数（例えば中央の次数ｋ）が現
在のアドレス信号の小数部ＦＡＤの位置（つまり現在の
位相ＣＡＤの位置）に対応している。この現在のアドレ
ス信号の小数部ＦＡＤに対するｎサンプル点分の各整数
部ＩＡＤの隔たりに対応する量だけ前記基準次数から隔
たっているｎ個の次数を夫々飛び飛びに決定し。
こうして現在のアドレス信号の小数部に応じて決定され
たｎ個の次数に対応するｎ個のフィルタ係数をフィルタ
係数供給手段３により供給するのである。
アドレス信号の現在の位相ＣＡＤに対応する基準次数を
中央の次数ｋ（例えば、ｍ＝９６のとき、つまり全次数
が０次〜ｍ−１＝９５次のとき、中央の次数はに＝４７
次とする）とし、ｎ　＝＝　６とすると、「ｎサンプル
点分のアドレス信号の各整数部ＩＡＤＪとしては、現在
のアドレス信号の整数部ＩＡＤの前後のｎ　＝　６個の
サンプル点の整数部。
つまり第４図（ａ）に示すＩＡＤ−２，ＩＡＤ−１、Ｉ
ＡＤ、ＩＡＤ＋１．ＩＡＤ＋２．ＩＡＤ＋３がそれに該
当する。このｎサンプル点分の各整数部ＩＡＤ−２，Ｉ
ＡＤ−１，ＩＡＤ、ＩＡＤ＋１、ＩＡＤ＋２．ＩＡＤ＋
３の隔たりに対応する量だけ基準次数（ｋ＝４７次）か
ら隔たっているｎ　＝　６個の次数は、一般的には次の
ように飛び飛びに決定される。
ＩＡＤ−２に対応する次数：　ｋ−ＦＡＤ−２ｄＩＡＤ
−１に対応する次数：　ｋ−ＦＡＤ−ｄＩＡＤ　　に対
応する次数：　ｋ−ＦＡＤＩＡＤ＋１に対応する次数：
　ｋ−ＦＡＤ＋ｄＩＡＤ＋２に対応する次数：　ｋ−Ｆ
ＡＤ＋２ｄＩＡＤ＋３に対応する次数：に−ＦＡＤ＋３
ｄ勿論、上記は一例にすぎず、別の定義の仕方も可能で
あり、また、上記のように定義してもｋ。
ｄ、ｎの決め方によっては、上記とは別の種々の特異解
が生じることがある０例えば、同じ条件下でもに＝４６
とした場合は、現在のアドレス信号の整数部ＩＡＤの３
サンプル点前のＩＡＤ−３に対応する次数をに−ＦＡＤ
−３ｄなる定義のもとに決定しなければならない場合も
ある。
フィルタ係数供給手段３では、上記のようなテーブルを
具える、あるいは上記のような式を実行する演算回路を
具えるなりして、現在のアドレス４３号の小数部ＦＡＤ
に応じてｎ個の次数を決定し、決定したｎ個の次数に対
応する係数データを夫々供給する。
このフィルタ係数供給手段３とディジタルフィルタ演算
手段４の内部構成の一例を幾分詳しく示すと、第７図の
ようである。フィルタ係数供給手段３は、ｍ次のフィル
タ係数（０次〜ｍ−１次）を発生するフィルタ係数発生
手段３ｄと、このｍ次のフィルタ係数のうちｎ個を上記
アドレス信号の小数部ＦＡＤの値に応じて選択する選択
手段３ｂとを具えている。選択手段３ｂは、例えば、上
述のテーブルを具えており、アドレス信号の小数部ＦＡ
Ｄの値に応じて、ｎサンプル点分の各整数部ＩＡＤ−２
，ＩＡＤ−１，ＩＡＤ、ＩＡＤ＋１゜ＩＡＤ＋２．ＩＡ
Ｄ＋３に対応する次数に−ＦＡＤ−２ｄ、に−ＦＡＤ−
ｄ、に−ＦＡＤ、に−ＦＡＤ＋ｄ、に−ＦＡＤ＋２ｄ、
に−ＦＡＤ＋３ｄをこのテーブルにより決定し、この飛
び飛びの各次数に対応するフィルタ係数ｈ　（ｉ−２ｄ
）　、ｈ　（ｘ−ｄ）　ｚｈ　（ｉ）　、　ｈ　（ｉ＋
ｃｉ）　、　ｈ　（ｉ＋２ｄ）　、　ｈ　（ｉ＋３ｄ）
を選択し出力する。
第７図では、ディジタルフィルタ演算手段４はＦＩＲフ
ィルタ構成からなり、楽音波形データ発生手段２からア
ドレス信号の整数部ＩＡＤに応じて発生される楽音波形
データをサンプリング周波数ｆｓのクロックパルスφ（
ｆｓ）によって遅延する遅延手段４ａを具えている。こ
の遅延手段４ａは、ｎサンプル点分の各整数部ＩＡＤ−
２，ＩＡＤ−１、ＩＡＤ、ＩＡＤ＋１．ＩＡＤ＋２．Ｉ
ＡＤ＋３に対応するサンプルデータＸ　（Ｉ　１−２）
　、　Ｘ　（Ｉｉ−１）ｔ　Ｘ（Ｉｉ）、　Ｘ（Ｉｉ＋
１）、　Ｘ（Ｉｉ＋２）、　Ｘ（Ｉｉ＋３）を供給する
。これらのサンプルデータＸ（Ｉｉ−２）。
Ｘ（Ｉｉ−１）、　Ｘ（Ｉｉ）、　Ｘ（Ｉｉ＋１）、　
Ｘ（Ｉｉ＋２）、　Ｘ（Ｉ　ｉ＋３）が乗算器４ｂｌ〜
４ｂ６に入力され、選択手段３ｂから与えられるフィル
タ係数ｈ　（ｉ−２ｄ）　。
ｈ　（ｉ−ｄ）　、　ｈ　（ｉ）　、　ｈ　（ｉ＋ｄ）
　、　ｈ　（ｉ＋２ｄ）　、　ｈ　（ｉ＋３ｄ）と乗算
される。乗算器４ｂｌ〜４ｂ６の出力は加算器４ｃで加
算され、この加算出力がＦＩＲフィルタ出力として出力
される。なお、現サンプル点として取扱うサンプルデー
タＸ（Ｉｉ）が遅延手段４ａで遅延されているため１選
択手段３ｂから与えるフィルタ係数ｈ　（ｉ−２ｄ）〜
ｈ　（ｉ＋３ｄ）をこれに応じて適宜遅延して乗算器４
ｂｌ〜４ｂ６に与えるようにするとよい。
ここで、上述した第４図（ａ）〜（Ｃ）の関係を別の表
現で整理すると、アドレス信号における小数部の分割数
ｄ　（上記の数例ではｄ＝１６）に応じてｎ　＝　ｍ　
／　ｄなる関係でｎ（上記の数例ではｎ＝６）を決定し
、決定すべきｎ個のフィルタ係数はｄの間隔で順次離隔
したｎ個の次数に夫々対応するものからなり、現在のア
ドレス信号の小数部ＦＡＤの値に応じて前記ｎ個の次数
を夫々決定し。
こうして現在のアドレス信号の小数部ＦＡＤに応じて決
定されたｎ個の次数に対応するｎ個のフィルタ係数をフ
ィルタ係数供給手段３により供給するのである。
こうして、この発明によれば１ｍ次フィルタのたたみこ
み演算において、本来なら全次数ｍの係数データにつき
演算を行わねばならないところを、ｎ＝ｍ／ｄ個の係数
データに関してのみ演算を行えばよく、演算規模を１／
ｄに縮小することができる。しかも、実際の演算におけ
るサンプリング周波数はｆｓでありながら、ｄ−ｆｓの
高分解能でディジタルフィルタ演算を行ったのと等価の
結果が得られる。
次に、回路構成規模をあまり拡大すること無くフィルタ
演算の精度を向上することについて説明する。ｍ次分の
フィルタ係数を用いてそのｑ倍の次数つまりｑ”ｍ次の
フィルタ演算を行うには、ｍ次分のフィルタ係数の隣接
するものの間で夫々分解能ｑの補間を行い、これにより
ｑ”ｍ次分のフィルタ係数を密に発生させるようにすれ
ばよい。
このようなｑ倍の補間により、ディジタルフィルタ演算
における等測的なサンプリング周波数はｑ−ｄ−ｆｓと
いう高分解能となり、フィルタ次数はｑ”ｍ次となるの
で、フィルタ演算の精度をかなり向上させることができ
る。
次に、この発明のより具体的な実施例について第８図を
参照して説明する。
第８図の実施例では、アドレス信号の小数部ＦＡＤの分
割数をｄ＝１６とし、フィルタの次数をｍ＝９６とし、
ｎ＝６となるようにしている。そして。
更に１ｍ次のフィルタ係数の隣接するものの間で夫々分
解能ｑ＝４の補間を行い、これによりｑ・ｍ次＝３８４
次分のフィルタ係数を密に発生させるようにしている。
従って、アドレス信号の小数部ＦＡＤは、基本的には分
割数ｃｌ＝１６＝２’に対応する４ビツトのデータから
なり、これに更に下位２ビツトを付加して分解能ｑ＝４
の補間ステップを指示するようにしている。従って、こ
の実施例の場合、アドレス信号の小数部ＦＡＤは６ビツ
トのデータからなる。また、サンプリング周波数はｆｓ
＝５０ｋＨｚに固定されており、ピッチ非同期で楽音信
号を発生するようになっている。また、この実施例では
ディジタルフィルタは前述と同様に折返しノイズを除去
するためのローパスフィルタ特性のＦＩＲフィルタとし
て構成されている。
鍵盤１０は発生すべき楽音の音高を指定するための複数
の鍵を具えている。鍵盤１０で押圧された鍵はキーアサ
イナ１１において検出され、押圧鍵に対応する楽音を発
生すべきことが複数の楽音発生チャンネルの何れかに割
当てられる。楽音発生チャンネル数は一例として８であ
り、各チャンネルは共通の楽音発生手段を時分割共用す
ることにより確立されるようになっている。キーアサイ
ナ１１は、各チャンネルに割当てた鍵のキーコードＫＣ
とキーオン信号ＫＯＮ及びキーオンパルスＫＯＮＰをチ
ャンネルタイミングに対応して時分割的に出力する。
アドレス信号発生回路１２はキーアサイナ１１からのキ
ーコードＫＣとキーオンパルスＫＯＮＰを受けて、各チ
ャンネルに割当てられた鍵の音高に対応するレートで変
化するアドレス信号を各チャンネルタイミングに対応し
て時分割的に発生する。このアドレス信号は、前述の通
り整数部ＩＡＤと小数部ＦＡＤとからなっている。整数
部ＩＡＤは９例えば、１８ビツトのデータからなり、楽
音波形メモリ１３に準備された複数周期から成る楽音波
形の連続的なサンプル点を指定するものであり、小数部
ＦＡＤは前述の通り６ビツトのデータである。−例とし
て、楽音波形メモリ１３は、アタック部の複数周期波形
のデータと持続部の複数周期波形のデータとを記憶して
いるとすると、アドレス信号発生回路１２では、キーオ
ンパルスＫＯＮＰをトリガとしてアタック部の複数周期
波形データを１回読み出し、続いて持続部の複数周期波
形データを繰返し読み出すように、アドレス信号を発生
する。なお、アドレス信号発生回路１２におけるアドレ
ス信号発生方式は１周波数ナンバを繰返し演算する方式
や可変分周方式、あるいはノートクロックをカウントす
る方式など、どのような方式を用いてもよい。
鍵盤１０に関連してタッチ検出装置１４が設けられてお
り、押圧鍵のタッチを検出する。
楽音波形メモリ１３は、−例として、前述のように複数
周期波形のサンプルデータを記憶しており、そのような
波形サンプルデータを音色選択回路１５で選択可能な音
色に対応して複数組記憶している。また、音高に応じた
音色のキースケーリング制御あるいは鍵タッチに応じた
音色の制御のために、更に複数組の波形サンプルデータ
を記憶していてもよい、そのために、音色選択コードＴ
Ｃ，キーコードＫＣ，タッチデータＴＤが楽音波形メモ
リ１３に入力されており、これらに応じて読み出すべき
波形が選択され、これがアドレス信号の整数部ＩＡＤに
応じて読み出される。
アドレス信号発生回路１２から発生されたアドレス信号
の整数部ＩＡＤのデータは楽音波形メモリ１３の位相ア
ドレス入力に加わるが、これは直接加わるのではなく、
演算器（引算器１６．加算器１７）を経由して加わる。
この演算器１６，１７は、ディジタルフィルタにおける
サンプルデータ遅延手段（第７図の４８に該当するもの
）と等測的な働きをなすものである。すなわち、この実
施例では、楽音波形メモリ１３から発生したサンプルデ
ータを実際に遅延することによりｎ（＝６）サンプル点
分の各整数部ＩＡＤ−２，ＩＡＤ−１゜ＩＡＤ、ＩＡＤ
＋１．ＩＡＤ＋２．ＩＡＤ＋３に対応するサンプルデー
タを得ているのではなく、アドレス信号の整数部ＩＡＤ
のデータに対して演算器１６．１７で時分割的に−２，
−１，０，＋１、＋２．＋３を加算することによりｎ（
＝６）サンプル点分の各整数部ＩＡＤ−２，ＩＡＤ−１
゜ＩＡＤ、ＩＡＤ＋１．ＩＡＤ＋２．ＩＡＤ＋３のアド
レスデータを時分割的に発生し、これに応じてメモリ１
３を読み出すことによりこれらｎ　（＝６）サンプル点
分の各整数部ＩＡＤ−２，ＩＡＤ−１，ＩＡＤ、ＩＡＤ
＋１．ＩＡＤ＋２．ＩＡＤ＋３に対応するサンプルデー
タを得ているのである。
そのための演算タイミングについて詳しく示すと、第９
図のようであり、ＣＡＣはサンプリング周波数ｆｓ＝５
０ｋＨｚの周期で発生する計算サイクルパルスを示し、
この１周期を８分割して８チヤンネルの時分割タイミン
グＣＨＩ〜ＣＨ８が形成され、各チャンネルの時分割タ
イムスロットを夫々６分割して６次分のフィルタ演算タ
イムスロットが形成される。フィルタ演算タイムスロッ
トの１周期はマスタクロックパルスＭＣの１周期であり
、このマスタクロックパルスＭＣをモジュロ６のカウン
タでカウントすることにより１チヤンネルタイムスロツ
ト内の６個のフィルタ演算タイムスロット０，１，２，
３，４，５を区別するスロットカウントデータ５ＬＣＴ
Ｒが得られる。ＳＭＣはフィルタ演算サイクルパルスで
あり、１周期が１チヤンネルタイムスロツトに同期して
いる。
計算サイクルパルスＣＡＣが５０ｋＨｚであるとすると
、フィルタ演算サイクルパルスＳＭＣは４００ｋＨｚ、
マスタクロックパルスＭＣは２．４ＭＨｚである。上述
の各パルス及びカウントデータはマスタクロック発生器
２２及びタイミング信号発生回路２３から発生される。
引算器１６では、現在のアドレス信号の整数部ＩＡＤの
２サンプル点前のサンプル点の整数部の値ＩＡＤ−２を
求めるために、ＩＡＤから２を引算するものである。こ
うして求められたデータＩＡＤ−２は加算器１７に入力
され、スロットカウントデータ５ＬＣＴＲが加算される
。このスロットカウントデータ５ＬＣＴＲは、第９図に
示すように、１チヤンネルタイムスロツト内で０，１゜
２．３，４，５と変化するものであるから、１チヤンネ
ルタイムスロツト内の６個のフィルタ演算タイムスロッ
ト０，１，２，３，４，５に対応して、６サンプル点分
の各整数部ＩＡＤ−２，ＩＡＤ−１，ＩＡＤ、ＩＡＤ＋
１．ＩＡＤ＋２．ＩＡＤ＋３のアドレスデータが加算器
１７がら時分割的に発生される。これに応じて、メモリ
１３がらこれら６サンプル点分の各整数部ＩＡＤ−２，
ＩＡＤ−１，ＩＡＤ、ＩＡＤ＋ｌ、ＩＡＤ＋２．ＩＡＤ
＋３に対応するサンプルデータが時分割的に読み出され
る。
メモリ１３から読み出されたサンプルデータはフィルタ
係数乗算用の乗算器１８に入力される。
フィルタ係数はアドレス信号の小数部ＦＡＤに応じてフ
ィルタ係数供給回路２４から後述するように供給される
０乗算器１８の出力はアキュムレータ１９に入力され、
たたみこみ和が求められる。
このアキュムレータ１９はマスタクロックパルスＭＣの
タイミングで（つまりスロットカウントデータ５ＬＣＴ
Ｒの各ステップ毎に）アキュムレートを行い、フィルタ
演算サイクルパルスＳＭＣのタイミングでクリアされる
。アキュムレート値をクリアする直前に、今回の演算で
求めたたたみこみ和がラッチ回路２０にラッチされる。
これらの引算器１６．加算器１７９乗算器１８．アキュ
ムレータ１９．ラッチ回路２ｏの部分がＦＩＲ型のディ
ジタルフィルタ演算回路２１に相当する。
フィルタ係数供給回路２４は、ｍ＝９６次のフィルタ係
数（０次〜９５次）を夫々記憶したフィルタ係数メモリ
２５．２６と、この９６次のフィルタ係数のうちｎ＝６
個をアドレス信号の小数部ＦＡＤの値に応じて選択する
ための選択手段２７と、補間回路２８とを具えている。
２系列のフィルタ係数メモリ２５．２６は全く同じもの
であり。
補間回路２８における補間のために隣接する２つのフィ
ルタ係数を並列的に読み出すために２系列のフィルタ係
数メモリ２５．２６が設けられている。このフィルタ係
数メモリ２５．２６に記憶するフィルタ係数のインパル
ス応答は例えば前出の第４図（ｏ）に示すようなもので
あり、これによって実現されるフィルタ特性は例えば前
出の第４図（ｅ）または第５図に示すようなローパスフ
ィルタ特性であり、サンプリング周波数ｆｓ＝５０ｋＨ
ｚの半分のｆ　ｓ／　２−２５　ｋＨｚをカットオフ周
波数としている。
選択手段２７は、アドレス信号の小数部ＦＡＤの値に応
じて、ｎ＝６サンプル点分の各整数部工ＡＤ−２，ＩＡ
Ｄ−１，ＩＡＤ、ＩＡＤ＋１．ＩＡＤ＋２．ＩＡＤ＋３
に対応する次数に−ＦＡＤ−２ｄ、に−ＦＡＤ−ｄ、に
−ＦＡＤ、に−ＦＡＤ＋ｄ、に−ＦＡＤ＋２ｄ、に−Ｆ
ＡＤ＋３ｄを決定し、決定した次数をアドレス信号とし
てフィルタ係数メモリ２５．２６からフィルタ係数ｈ（
ｉ−２ｄ）、　ｈ（ｉ−ｄ）、　ｈ（ｉ）、　ｈ（ｉ＋
ｄ）、　ｈ（ｉ＋２ｄ）、　ｈ（ｉ＋３ｄ）を選択的に
読み出すものであり、この決定を演算によって行うため
に引算器２９２乗算器３０、加算器３１を具えている。
引算器２９にアドレス信号の小数部ＦＡＤの上位４ビツ
トデータを入力し、“１５−ＦＡＤ”の引算を行う。乗
算器３０にはスロットカウントデータＳ　ＬＣＴＲを入
力し、’１６ＸｓＬｃＴＲ”の乗算を行う。引算器２９
と乗算器３０の出力を加算器３１で加算し、上述の次数
に−ＦＡＤ−２ｄ、に−ＦＡＤ−ｄ、に−ＦＡＤ、に−
ＦＡＤ＋ｄ、に−ＦＡＤ＋２ｄ、に−ＦＡＤ＋３ｄを指
示するデータを出力する。スロットカウントデータＳＬ
Ｃ：ＴＲの各位Ｏ〜５に対応する加算器３１の出力つま
り決定した次数は次の通りである。下記表には夫々に対
応する６サンプル点分の各整数部の値ＩＡＤ−２，ＩＡ
Ｄ−１，ＩＡＤ、ＩＡＤ＋１、ＩＡＤ＋２．ＩＡＤ＋３
も示されている。
第１表 に＝４７．ｄ＝１６とすれば、上述のように定義した各
次数に−ＦＡＤ−２ｄ、に−ＦＡＤ−ｄ。
ｋ−ＦＡＤ、に−ＦＡＤ＋ｄ、に−ＦＡＤ＋２ｄ。
ｋ−ＦＡＤ＋３ｄが上記表のようになることが理解され
よう。従って、選択手段２７における演算回路構成は、
一般的には、“ｋ−ＦＡＤ＋　（ＳＬＣＴＲ−２）Ｘｄ
”＝“４７−ＦＡＤ＋　（ＳＬＣＴＲ−２）Ｘ１６”な
る演算式を実行するように構成すればよい。
加算器３１の出力はそのままフィルタ係数メモリ２５に
入力される一方で、加算器３２で１加算されてフィルタ
係数メモリ２６に入力される。こうして、隣接する次数
の２つのフィルタ係数データがフィルタ係数メモリ２５
．２６から読み出される。この２つのフィルタ係数デー
タは補間回路２８に入力され、アドレス信号の小数部Ｆ
ＡＤの下位２ビツトデータに応じて４ステツプの補間特
性（例えば直線補間特性）で補間される。こうしてメモ
リ２５．２６には実際にはｍ＝９６次分のフィルタ係数
しか記憶されていないが、補間により、ｑ−ｍ＝４Ｘ９
６＝３８４次分のフィルタ係数を密に準位しているのと
等価である。補間回路２８の出力は前記乗算器１．８に
入力される。なお、４倍の補間により、補間回路２８か
らスロットカウントデータ５ＬＣＴＲの各タイミングに
対応して出力されるフィルタ係数の次数は実質的には下
記表のように変更されている。
第２表 なお、第１表ではＦＡＤはモジュロ１６（ｄ＝１６）で
あるが、第２表ではＦＡＤはモジュロ６４（ｄ＝６４）
である。
ラッチ回路２０から出力されたフィルタ演算出力信号は
乗算器３３に与えられ、エンベロープ発生器３４から与
えられる振幅エンベロープ信号が乗算される。エンベロ
ープ発生器３４は、キーコードＫＣ，音色選択コードＴ
Ｃ，タッチデータＴＤに応じて制御されたエンベロープ
波形信号をキーオン信号ＫＯＮに基づき発生する。乗算
器３３の出力はアキュムレータ３５に入力され、全チャ
ンネルのサンプルデータの合計が求められる。このアキ
ュムレータ３５はフィルタ演算サイクルパルスＳＭＣの
タイミングで（つまり各チャンネルタイミング毎に）ア
キュムレートを行い、計算サイクルパルスＣＡＣのタイ
ミングでクリアされる。
アキュムレート値をクリアする直前に、今回求めた全チ
ャンネルのサンプルデータの合計がラッチ回路３６にラ
ッチされる。
ラッチ回路３６から出力される楽音信号のサンプリング
周波数はｆｓ＝５０ｋＨｚであり、ディジタルフィルタ
演算回路２１におけるｆｓ／２＝２５ｋＨｚをカットオ
フ周波数とするローパスフィルタ特性のフィルタリング
によって折返しノイズが確実に除去されている。ラッチ
回路３６の出力信号はディジタル／アナログ変換器３７
でアナログ信号に変換され、サウンドシステム３８に至
る。
また、ラッチ回路３６の出力信号は、例えばリバーブ、
エコーその他の楽音効果を付与するためのディジタル効
果回路３９に入力され、楽音効果が付与された後、ディ
ジタル／アナログ変換器３７でアナログ信号に変換され
、サウンドシステム３８に与えられる。
なお、前述のようにフィルタ出力信号のレベルが本来の
１／ｄ＝１／１６に低下することへの対処は、フィルタ
係数メモリ２５．２６に記憶するフィルタ係数のレベル
を予め１６倍にしておくか、補間回路２８から乗算器１
８に与えられる係数データを４ビツト上位にシフトして
やればよい。
次に、第８図の構成に比べて回路植成規模をそれほど拡
張することなく、フィルタ演算の精度を向上させる実施
例について説明する。
第８図の実施例においては、第４図（ａ）に示すような
サンプリング周波数ｆｓ＝５０ｋＨｚの楽音波形サンプ
ルデータを、見掛は上ｄ−ｆｓ＝１６Ｘ５０＝８００ｋ
　Ｈｚのドメインのサンプリング周波数とするために、
第４図（ｂ）に示すようにｄ−ｆ　５＝８００ｋＨｚの
クロックのｄ回につきｄ−１回の割合でサンプル値ｉｔ
　Ｏ”を挿入したものとみなして処理し。
サンプル値″１０″に対応する次数に関してはフィルタ
演算を省略している。これに対して、以下述べる第１１
図の実施例では、第４図（ａ）に示すようなサンプリン
グ周波数ｆｓ＝５０ｋＨｚの楽音波形サンプルデータを
、第１０図（ａ）に示すようなｄ−ｆ　５＝８００ｋＨ
ｚのドメインで０次ホールドした状態のデータであると
解釈し、サンプリング周波数ｄ−ｆ　５＝８００ｋＨｚ
の全サンプル点で有効な値を持つサンプルデータに対し
て前記実施例と同様に簡略化されたフィルタ演算を施す
のである。
第１０図（ｂ）は第４図（ｃ）と同様のｍ＝９６次のロ
ーパスフィルタ特性のインパルス応答を例示するもので
ある。前述と同様に現在のアドレス信号の位相ＣＡＤを
所定の基準次数ｋ（例えば中間の４７次）に対応させて
、第１０図（ａ）のサンプルデータと第１０図（ｂ）の
インパルス応答のたたみこみ和を求める。このたたみこ
み和は。
一般的には。
と表わされる。ここで、Ｘ（ωｓ′）は現在のアドレス
信号の位相ＣＡＤに対応するたたみこみ和、ｈ（９５−
ｉ）はフィルタ係数、Ｗ（ｉ）はｄ−ｆｓ＝８００ｋＨ
ｚのドメインのサンプル値つまり第１０図（ａ）の各サ
ンプル点のサンプルデータである。
第１０図（ａ）に示す波形のスペクトルエンベロープは
第１０図（ｃ）のようである。不要な高調波成分が減衰
しており、都合が良い。従って、上記式に従って得られ
るフィルタ出力信号においても不要な折返し成分が十分
に減衰したものとなる。
ところで、上記のような一般式では９６回の積和が必要
であるが、第１０図（ａ）の波形サンプルデータにおい
ては同じ振幅がｄ＝１６回続いているので、これを−ま
とめにして演算を行えば、積和の回数を７回に減らすこ
とができ、第８図の実施例の６回とあまり変わらない演
算規模に縮小することができる。つまり、第１０図（ａ
）を参照すると、アドレス信号の整数部ＩＡＤ−２とＩ
ＡＤ−１の間で同じ波形サンプルデータがｄ＝１６回続
いており、これを−まとめにして１回の係数乗算で済ま
すことができ、ＩＡＤ−１とＩＡＤの間も同様、ＩＡＤ
とＩＡＤ＋１の間も同様、ＩＡＤ＋１とＩＡＤ＋２の間
も同様、ＩＡＤ＋２とＩＡＤ＋３の間も同様、である、
そして、ＩＡＤ−３とＩＡＩ）−２の間ではｄ＝１６よ
りも少ない回数だけ同じ波形サンプルデータが続いてお
り、これを−まとめにして１回の係数乗算で済ますこと
ができ、また、ＩＡＤ＋３とＩＡＤ＋４の間も同様、で
ある。従って、合計７回の積和で上記式と等価のただみ
こみを行うことができる。
そのために、第１１図の実施例では、同じ波形サンプル
データに対応する最大ｄ＝１６個の次数のフィルタ係数
を予め合計しておき、これを１個のフィルタ係数データ
として取扱って、１回の係数演算で積和を求めるように
している。例えば、Ｗ・ｈｏ＋Ｗ−ｈｌ＋Ｗ−ｈ２＋Ｗ
−ｈ３＋Ｗ−ｈ４＋Ｗ−ｈ５＋Ｗ−ｈ６の計算を７回の
乗算で行う代わりに、ｋｌＯ＋　ｈ　１　＋　ｈ　２　
＋　ｈ　３　＋　ｈ　４　＋　ｈ　５＋ｈ６の合計値を
予め準備しておき、Ｗ・　（ｈ。
＋ｈｌ＋ｈ２＋ｈ３＋ｈ４＋ｈ５＋ｈ６）という１回の
乗算で積和を求めるのである。
第１１図において、第８図の実施例と同一の部分は同一
符号を付している。変更箇所は、第８図の引算器１６．
マスタクロツタ発生器２２．タイミング信号発生回路２
３．フィルタ係数メモリ２５．２６に対応する引算器１
６０．マスタクロック発生器２２０．タイミング信号発
生回路２３０゜フィルタ係数メモリ２５０，２６０の部
分である。
前述のように、この実施例では１サンプル点のフィルタ
演算において７回の積和演算を行うため、１チヤンネル
タイムスロツト内のフィルタ演算タイムスロットは７個
必要であり、演算タイミングは第１２図のように変更さ
れる。
第１２図において、計算サイクルパルスＣＡＣは前述と
同様にサンプリング周波数ｆｓ＝５０ｋＨ２の周期で発
生し、この１周期を８分割して８チヤンネルの時分割タ
イミングＣＨＩ〜ＣＨ８が形成されることも前述と同様
であるが、各チャンネルの時分割タイムスロットは夫々
７分割されて７個のフィルタ演算タイムスロットが形成
される。
スロットカウントデータ５ＬＣＴＲは、この実施例にお
いては１チヤンネルタイムスロツト内の７個のフィルタ
演算タイムスロット０，１，２，３゜４．５，６を区別
するように変更される。マスタクロックパルスＭＣをモ
ジュロ７のカウンタでカウントすることにより１チヤン
ネルタイムスロツト内の７個のフィルタ演算タイムスロ
ットＯ〜６を区別するスロットカウントデータ５ＬＣＴ
Ｒが得られる。従って、マスタクロックパルスＭＣの周
波数は２．８ＭＨｚに変更される。これに従ってマスタ
クロツタ発生器２２０及びタイミング信号発生回路２３
０の構成が変更されている。
また、１回のフィルタ演算で７サンプル点分のアドレス
信号の整数部に対応するサンプルデータに関して演算を
行うので、現アドレス信号の整数部ＩＡＤの３サンプル
点前の整数部ＩＡＤ−３に対応するサンプルデータが余
分に必要となってくる。そこで、第８図の引算器１６に
対応する第１１図の引算器１６０では、８１アドレス信
号の整数部ＩＡＤから３を引算して“Ｉ　Ａ　Ｄ　−３
”を求めるように変更されている。
フィルタ係数メモリ２５０，２６０は、ｍ＝９６次のフ
ィルタ係数のうち１又は複数のフィルタ係数の合計に対
応するフィルタ係数グループ値を予め記憶しており、前
述と同様に両メモリ２５０゜２６０は同じ記憶内容であ
る。メモリ２５０，２６０に予め記憶しておくフィルタ
係数グループ値は、第３表に示すように、全次数に関す
るｄ＝１６個毎の次数のフィルタ係数を合計したもの（
これは８１組あり、−例としてアドレス１６〜９６に記
憶されている）と、第１０図（ｂ）のインパルス応答の
左端のためのｄ＝１６個未満のフィルタ係数を合計した
もの（これは１５組あり、−例としてアドレス１〜１５
に記憶されている）と、同インパルス応答の右端のため
の６２１６個未満のフィルタ係数を合計したもの（これ
も１５組あり、−例としてアドレス９７〜１１１に記憶
されている）、の１１１組からなる。なお、アドレスＯ
には“０″を記憶しておくが、これはアドレスデータを
発生する選択手段２７を第８図と同一構成に−したため
に生じた設計上の事項であるにすぎない。
なお、基準とする中間次数（４７次）のデータは４７〜
６２次のフィルタ係数の合計値であり、これはアドレス
６３に記憶されているものとする。
第３表 この構成において、スロットカウントデータ５ＬＣＴＲ
の各位０〜６に対応して選択手段２７の加算器３１から
出力されるデータは、次数そのものを表わしているので
はなく、前記第３表に示すようなフィルタ係数メモリ２
５０，２６０のアドレスを表わしている。アドレス信号
の小数部ＦＡＤに応じてスロットカウントデータ５ＬＣ
ＴＲの各位０〜６に対応して選択手段２７の加算器３１
から出力される係数メモリアドレスデータの値は下記第
４表の通りである。下記表には夫々に対応する７サンプ
ル点分の各整数部ＩＡＤ−３，ＩＡＤ−２，ＩＡＤ−１
，ＩＡＤ、ＩＡＤ＋１．ＩＡＤ＋２．ＩＡＤ＋３も示さ
れている。
この場合のメモリ読み出しの考え方は、前述の実施例と
同様に、基準とする中間次数（４７次）に対応するアド
レス６３に記憶した係数データ（４７〜６２次のフィル
タ係数の合計値）を現在のアドレス信号の小数部ＦＡＤ
に対応させ、この現在のアドレス信号の小数部ＦＡＤに
対する７サンプル点分の各整数部ＩＡＤ−３，ＩＡＤ−
２゜ＩＡＤ−１，ＩＡＤ、　　ＩＡＤ＋１．　　ＩＡＤ
＋２゜ＩＡＤ＋３の隔たりに対応する量だけ前記基準の
アドレス６３から隔たっている７個の係数メモリアドレ
スを夫々飛び飛びに決定し、こうして決定した７個の係
数メモリアドレスから７組のフィルタ係数グループ値デ
ータを夫々読み出すようにするのである。また、前述と
同様に、隣接するアドレスのフィルタ係数グループ値デ
ータが両メモリ２５（Ｌ　２６０から並列に読み出され
、補間が行われるようにもなっている。
第４表 第３表と第４表を参照すると、例えば、アドレス信号の
小数部ＦＡＤが「６」ならば、５ＬＣＴＲが０のとき係
数メモリアドレスが９であり、０〜８次のフィルタ係数
の合計データがフィルタ係数メモリ２５０から読み出さ
れ、５ＬＣＴＲが１のときはアドレスが２５で９〜２４
次のフィルタ係数の合計データが、ＳＬＣ：ＴＲが２の
ときはアドレスが４１で２５〜４０次のフィルタ係数の
合計データが、５ＬＣＴＲが３のときはアドレスが５７
で４１〜５６次のフィルタ係数の合計データが、５ＬＣ
ＴＲが４のときはアドレスが７３で５７〜７２次のフィ
ルタ係数の合計データが、５ＬＣＴＲが５のときはアド
レスが８９で７３〜８８次のフィルタ係数の合計データ
が、５ＬＣＴＲが６のときはアドレスが１０５で８９〜
９５次のフィルタ係数の合計データが、夫々読み出され
る。
このように７組のフィルタ係数グループ値によって０〜
９５次の全フィルタ係数がカバーされている。
以上の通り、第１１図の実施例によれば、第１０図（ａ
）に示すようなｄ−ｆ　ｓ　＝８００ｋＨｚのドメイン
で０次ホールドした状態のサンプルデータに対するｍ＝
９６次の全てのフィルタ係数の積和を求める演算を、実
際にはたった７回だけの演算で遂行することができる。
従って、簡単な構成でありながら、折返し成分を十分に
減衰させたスペルクトル構成の波形データを用いて、精
度の良いフィルタ演算を行うことができる。
なお、第８図、第１１図の実施例では、ディジタルフィ
ルタ演算回路２１において、サンプルデータを遅延する
手段として遅延回路を実際に設けるかわりに楽音波形メ
モリ１３のアドレスを制御する演算器を設けているが、
これは第７図のように遅延回路を実際に設けるようにし
てもよい。
また、楽音波形サンプルデータ発生手段として、複数周
期波形を記憶した楽音波形メモリ１３を用いているが、
これに限らず、単に１周期波形を記憶した楽音波形メモ
リ、あるいは周波数変調演算によって楽音波形サンプル
データを発生する方式、あるいは振幅変調演算によって
楽音波形サンプルデータを発生する方式、あるいはアド
レスデータをデータ変換して楽音波形サンプルデータを
発生する方式など、どのような方式のものを用いても良
い。
また、上記実施例では、各チャンネルの楽音発生及びフ
ィルタ演算を時分割処理方式によって行っているが、こ
れは並列処理であってもよい。また、複音発生方式に限
らず、単音発生方式であってもよい。
また、第８図、第１１図の実施例において、音色選択コ
ードＴＣ，キーコードＫＣ，タッチデータＴＤに応じた
波形を楽音波形メモリ１３で選択するには、これらのデ
ータＴＣ，ＫＣ，ＴＤを楽音波形メモリ１３に入力せず
に、アドレス信号発生回路１２に入力し、アドレス信号
の上位ビットによって選択できるように該アドレス信号
発生回路１２を構成してもよい。
なお、第４図（ｃ）あるいは第１０図（ｂ）のように中
間の次数を中心にして対称形をなしたインパルス応答の
場合、フィルタ係数を今次数分メモリに記憶しておく必
要はなく、半分だけ記憶しておき、対称位置にある同じ
値のフィルタ係数を異なる次数間で共用するようにして
もよい。
また、フィルタ係数メモリ２５．２６または２５０．２
６０を１個にし、補間用の２つの隣接する係数データを
時分割で読み出すようにしてもよい。その場合、マスタ
クロックパルスＭＣの周波数を２倍にして、１つのフィ
ルタ演算タイムスロット内に補間用の２つの時分割タイ
ムスロットを形成する。
第８図、第１１図の実施例では、フィルタ係数メモリか
ら読み出したフィルタ係数を４ステツプで補間している
が、補間ステップ数はこれに限らない。また、補間を行
わなくてもよい。
また、フィルタ演算形式は、上述のＦＩＲ型に限らず、
ＩＩＲ（無限インパルス応答）型やその他の形式であっ
てもよい。
また、この発明で使用するディジタルフィルタの用途は
、上記実施例のような折返しノイズ除去の用途に限らず
、音色制御等その他の用途であってもよい。その場合、
音色選択コードＴＣ、キーコードＫＣ、タッチデータＴ
Ｄ等に応じてフィルタ特性を選択するようにする。つま
り、フィルタ係数メモリに複数のフィルタ特性に対応す
るフィルタ係数データを夫々記憶しておき、音色選択コ
ードＴＣ，キーコードＫＣ，タッチデータＴＤ等に応じ
て所望の音色を実現するフィルタ係数データの組を選択
し、これをアドレス信号の小数部に応じて読み出すよう
にするのである。
また、キーコードＫＣに応じた音色のキースケーリング
制御やタッチデータＴＤに応じた音色制御の際に、メモ
リに予め記憶しておくフィルタ係数データの数を少なく
しておき、このフィルタ係数データをキーコードＫＣや
タッチデータＴＤに応じて補間することによりフィルタ
係数を密に発生するようにしてもよい。
また、この発明に係る楽音信号発生装置を複数系列設け
、各系列で発生する楽音信号をキーコードＫＣやタッチ
データＴＤに応じて補間合成するようにしてもよい。
上記実施例では、サンプリング周波数が楽音信号のピッ
チに無関係に常に一定であるピッチ非同期方式によって
楽音波形サンプルデータを発生しているが、サンプリン
グ周波数が楽音信号のピッチに同期するピッチ同期方式
によって楽音波形サンプルデータを発生する場合におい
てもこの発明を適用することができる。
また、楽音波形メモリに記憶した波形サンプルデータを
全て読み出さずに、高音域では例えば２回に１回あるい
は４回に１回というように間引いて読み出すようにアド
レス信号を制御するようにしてもよい。
〔発明の効果〕
以上の通り、この発明によれば１発生すべき楽音の音高
に対応して変化するアドレス信号の整数部に応じて楽音
波形サンプルデータを発生し、このアドレス信号の小数
部に応じてｍ次のフィルタ係数に対応する係数データの
うちｎ個（ただしｎ＜　ｍ　）を選択し、このｎ個の係
数データとアドレス信号の整数部に対応して発生された
ｎサンプル点分の楽音波形データとを用いて、ｍ次のフ
ィルタ演算をｎサンプル点分の楽音波形データに関して
行うようにしたので、■実際に楽音波形データ発生手段
で準備する楽音波形サンプルデータの分解能はアドレス
信号の整数部に対応する比較的粗いものであっても良い
、ということにより回路構成の簡単化を図ることができ
るという利点、及び■実際にはｍよりも少ないｎサンプ
ル点分の楽音波形データに対応する限られた次数に関し
てフィルタ演算を行えばよい、ということによりディジ
タルフィルタ回路の構成の簡単化をも図ることができる
という利点、の両方を享受できると共に、■実質的なフ
ィルタ演算はアドレス信号の小数部の分解能を持つ精度
の良い楽音波形サンプルデータに対してｍ次の精密なフ
ィルタ演算を行ったのと等価となる５ということにより
、高分解能の楽音波形サンプルデータに対する精密なフ
ィルタ演算によってもたらされる種々の効果１例えば、
不要なノイズ成分を確実にカットし、良質の楽音信号を
得ることができるという利点、をも享受することができ
る、という優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明に係る楽音信号発生装置の一実施例の
基本的な構成を示すブロック図、第２図は一般的なサン
プリング周波数変換理論に基づく各段階の波形サンプル
データの一例を示す波形図。 第３図は第２図の各波形サンプルデータのスペクトルエ
ンベロープの一例を示す図、 第４図はこの発明におけるディジタルフィルタ演算動作
を原理的に説明するための図、第５図はこの発明に従っ
て実現したＦＩＲローパスフィルタの振幅−周波数特性
の一例を実８１１１　して示す図、 第６図は第５図の特性のローパスフィルタを通した正弦
波信号のスペクトルを示す実５１ｇ図、第７図は第１図
におけるフィルタ係数供給手段及びディジタルフィルタ
演算手段の一例を示すブロック図、 第８図はこの発明に係る楽音信号発生装置のより具体的
な実施例を示すブロック図、 第９図は第８図の実施例における演算その他動作のタイ
ミング関係を示すタイミングチャー１−１第１０図はこ
の発明の別の実施例におけるディジタルフィルタ演算動
作を説明するための図。 第１１図は第１０図に関連するこの発明の別の実施例を
示すブロック図、 第１２図は第１１図の実施例における演算その他動作の
タイミング関係を示すタイミングチャート、である。 １・・・アドレス信号発生手段、２・・・楽音波形サン
プルデータ発生手段、３・・・フィルタ係数供給手段。 ４・・・ディジタルフィルタ演算手段、３ａ・・・フィ
ルタ係数発生手段、３ｂ、２７・・・選択手段、４ａ・
・・遅延手段、４ｂｌ〜４ｂ６・・・乗算器、４ｃ・・
・加算器、１２・・・アドレス信号発生回路、１３・・
・楽音波形メモリ、２１・・・ディジタルフィルタ演算
回路。 ２４・・・フィルタ係数供給回路、２５，２６．２５Ｑ
、２６０・・・フィルタ係数メモリ。

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）発生すべき楽音の音高に対応するレートで変化す
    る整数部と小数部とからなるアドレス信号を発生するア
    ドレス信号発生手段と、 上記アドレス信号の整数部に応じて楽音波形サンプルデ
    ータを発生する楽音波形データ発生手段と、 上記アドレス信号の小数部に応じてｍ次のフィルタ係数
    に対応する係数データのうちｎ個（ただしｎ＜ｍ）を選
    択して供給するフィルタ係数供給手段と、 このｎ個の係数データと上記楽音波形データ発生手段で
    発生されたｎサンプル点分の楽音波形データとを用いて
    、ｍ次のフィルタ演算をｎサンプル点分の楽音波形デー
    タに関して行うディジタルフィルタ演算手段と を具えた楽音信号発生装置。
  2. （２）前記フィルタ係数供給手段は、ｍ次のフィルタ係
    数を発生するフィルタ係数発生手段と、このｍ次のフィ
    ルタ係数のうちｎ個を上記アドレス信号の小数部の値に
    応じて選択する選択手段とを具えるものである特許請求
    の範囲第１項記載の楽音信号発生装置。
  3. （３）ｍ次のフィルタ係数の各次数が小数部の分解能で
    前記アドレス信号の連続する値に対応しており、そこに
    おいて所定の基準次数が現在のアドレス信号の小数部に
    対応し、この現在のアドレス信号の小数部に対するｎサ
    ンプル点分の各整数部の隔たりに対応する量だけ前記基
    準次数から隔たっているｎ個の次数を夫々飛び飛びに決
    定し、こうして現在のアドレス信号の小数部に応じて決
    定されたｎ個の次数に対応するｎ個のフィルタ係数を前
    記フィルタ係数供給手段が供給する特許請求の範囲第１
    項又は第２項記載の楽音信号発生装置。
  4. （４）前記アドレス信号における小数部の分割数ｄに応
    じてｎ＝ｍ／ｄなる関係でｎを決定し、前記ｎ個のフィ
    ルタ係数はｄの間隔で順次離隔したｎ個の次数に夫々対
    応するものからなり、現在のアドレス信号の小数部の値
    に応じて前記ｎ個の次数を夫々決定し、こうして現在の
    アドレス信号の小数部に応じて決定されたｎ個の次数に
    対応するｎ個のフィルタ係数を前記フィルタ係数供給手
    段が供給する特許請求の範囲第１項又は第２項記載の楽
    音信号発生装置。
  5. （５）前記ｍ次のフィルタ係数に対応する係数データは
    、ｍ次のフィルタ係数のうち１又は複数のフィルタ係数
    の合計に対応するフィルタ係数グループ値であり、前記
    フィルタ係数供給手段は、前記アドレス信号の小数部に
    応じてｎ個（ただしｎ＜ｍ）のグループの前記フィルタ
    係数グループ値を選択して供給するものである特許請求
    の範囲第１項記載の楽音信号発生装置。
  6. （６）前記フィルタ係数供給手段は、複数のグループに
    対応する前記フィルタ係数グループ値を発生するフィル
    タ係数発生手段と、この複数のグループに対応する前記
    フィルタ係数グループ値のうちｎグループのフィルタ係
    数グループ値を上記アドレス信号の小数部の値に応じて
    選択する選択手段とを具えるものである特許請求の範囲
    第５項記載の楽音信号発生装置。
  7. （７）ｍ次のフィルタ係数の各次数が小数部の分解能で
    前記アドレス信号の連続する値に対応しており、そこに
    おいて所定の基準次数が現在のアドレス信号の小数部に
    対応し、この現在のアドレス信号の小数部に対するｎサ
    ンプル点分の各整数部の隔たりに対応する量だけ前記基
    準次数から隔たっているｎ個の次数を夫々飛び飛びに決
    定し、こうして決定された各サンプル点に対応する次数
    毎に各サンプル点間に存在する次数のフィルタ係数を合
    計してｎグループのフィルタ係数グループ値を求め、こ
    うして現在のアドレス信号の小数部に応じて決定された
    ｎグループのフィルタ係数グループ値を前記フィルタ係
    数供給手段が供給する特許請求の範囲第５項記載の楽音
    信号発生装置。
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Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0285895A (ja) * 1988-09-22 1990-03-27 Casio Comput Co Ltd 電子楽器の楽音波形合成装置
JPH03221997A (ja) * 1990-01-29 1991-09-30 Kawai Musical Instr Mfg Co Ltd 電子楽器
US5194681A (en) * 1989-09-22 1993-03-16 Yamaha Corporation Musical tone generating apparatus
JPH05165480A (ja) * 1991-12-13 1993-07-02 Yamaha Corp 波形発生装置
US5553011A (en) * 1989-11-30 1996-09-03 Yamaha Corporation Waveform generating apparatus for musical instrument
JP2013182243A (ja) * 2012-03-05 2013-09-12 Casio Comput Co Ltd 楽音発生装置およびプログラム

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3943797B4 (de) * 1988-11-19 2004-11-18 Sony Computer Entertainment Inc. Vorrichtung zum Verarbeiten von Quelltondaten
US5086475A (en) * 1988-11-19 1992-02-04 Sony Corporation Apparatus for generating, recording or reproducing sound source data
DE3938311C2 (de) * 1988-11-19 2002-03-28 Sony Computer Entertainment Inc Vorrichtung zum Erzeugen von Quelltondaten
DE69018687T2 (de) * 1989-04-21 1996-01-25 Yamaha Corp Musiksynthesizer.
JP2623942B2 (ja) * 1990-09-05 1997-06-25 ヤマハ株式会社 楽音信号発生装置
US5416264A (en) * 1992-07-27 1995-05-16 Yamaha Corporation Waveform-forming device having memory storing non-compressed/compressed waveform samples
FR2973186A1 (fr) 2011-03-22 2012-09-28 Sagemcom Broadband Sas Procede et dispositif de configuration sur la base de regles de gestion

Citations (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS519348A (ja) * 1974-07-11 1976-01-26 Nippon Musical Instruments Mfg
JPS5240012A (en) * 1975-09-24 1977-03-28 Western Electric Co Signal processor for converting digital sampling frequency
JPS5465020A (en) * 1977-11-01 1979-05-25 Nippon Gakki Seizo Kk Waveform generator of electronic musical instruments
JPS55161296A (en) * 1979-06-01 1980-12-15 Kawai Musical Instr Mfg Co Noise reducer in dda converter
JPS5619099A (en) * 1979-07-19 1981-02-23 Kawai Musical Instr Mfg Co Musical tone frequency generator for electronic musical instrument
JPS572114A (en) * 1980-06-05 1982-01-07 Casio Comput Co Ltd Digital filter device
JPS572115A (en) * 1980-06-05 1982-01-07 Casio Comput Co Ltd Digital filter device
JPS572116A (en) * 1980-06-05 1982-01-07 Casio Comput Co Ltd Digital filter device
JPS5898793A (ja) * 1981-12-08 1983-06-11 パイオニア株式会社 音声合成装置
JPS5952911A (ja) * 1982-09-20 1984-03-27 Nec Corp トランスバ−サル・フイルタ
JPS61239713A (ja) * 1985-04-17 1986-10-25 Nec Corp 非同期標本化周波数変換方式
JPS61286899A (ja) * 1985-06-14 1986-12-17 赤井電機株式会社 電子楽器
JPS62115194A (ja) * 1985-11-14 1987-05-26 ロ−ランド株式会社 電子楽器の波形発生装置
JPH0631989A (ja) * 1992-07-16 1994-02-08 Olympus Optical Co Ltd ページプリンタの印字制御方法

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4036096A (en) * 1974-07-11 1977-07-19 Nippon Gakki Seizo Kabushiki Kaisha Musical tone waveshape generator

Patent Citations (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS519348A (ja) * 1974-07-11 1976-01-26 Nippon Musical Instruments Mfg
JPS5240012A (en) * 1975-09-24 1977-03-28 Western Electric Co Signal processor for converting digital sampling frequency
JPS5465020A (en) * 1977-11-01 1979-05-25 Nippon Gakki Seizo Kk Waveform generator of electronic musical instruments
JPS55161296A (en) * 1979-06-01 1980-12-15 Kawai Musical Instr Mfg Co Noise reducer in dda converter
JPS5619099A (en) * 1979-07-19 1981-02-23 Kawai Musical Instr Mfg Co Musical tone frequency generator for electronic musical instrument
JPS572114A (en) * 1980-06-05 1982-01-07 Casio Comput Co Ltd Digital filter device
JPS572115A (en) * 1980-06-05 1982-01-07 Casio Comput Co Ltd Digital filter device
JPS572116A (en) * 1980-06-05 1982-01-07 Casio Comput Co Ltd Digital filter device
JPS5898793A (ja) * 1981-12-08 1983-06-11 パイオニア株式会社 音声合成装置
JPS5952911A (ja) * 1982-09-20 1984-03-27 Nec Corp トランスバ−サル・フイルタ
JPS61239713A (ja) * 1985-04-17 1986-10-25 Nec Corp 非同期標本化周波数変換方式
JPS61286899A (ja) * 1985-06-14 1986-12-17 赤井電機株式会社 電子楽器
JPS62115194A (ja) * 1985-11-14 1987-05-26 ロ−ランド株式会社 電子楽器の波形発生装置
JPH0631989A (ja) * 1992-07-16 1994-02-08 Olympus Optical Co Ltd ページプリンタの印字制御方法

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0285895A (ja) * 1988-09-22 1990-03-27 Casio Comput Co Ltd 電子楽器の楽音波形合成装置
US5194681A (en) * 1989-09-22 1993-03-16 Yamaha Corporation Musical tone generating apparatus
US5553011A (en) * 1989-11-30 1996-09-03 Yamaha Corporation Waveform generating apparatus for musical instrument
JPH03221997A (ja) * 1990-01-29 1991-09-30 Kawai Musical Instr Mfg Co Ltd 電子楽器
JPH05165480A (ja) * 1991-12-13 1993-07-02 Yamaha Corp 波形発生装置
JP2013182243A (ja) * 2012-03-05 2013-09-12 Casio Comput Co Ltd 楽音発生装置およびプログラム

Also Published As

Publication number Publication date
DE3785654D1 (de) 1993-06-03
SG6495G (en) 1995-06-16
HK168695A (en) 1995-11-10
EP0273447B1 (en) 1993-04-28
EP0273447A3 (en) 1990-03-07
JPH0754432B2 (ja) 1995-06-07
DE3785654T2 (de) 1993-10-07
EP0273447A2 (en) 1988-07-06

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