JPS61239713A - 非同期標本化周波数変換方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、標本化周波数の異なる二つのディジタルシス
テムの間の接続を可能とする非同期標本化周波数変換方
式に関わるつ かかる標本化周波数変換４／′ｉ種々のメディアがディ
ジタル化されつつある現在、益々重要が技術となりつつ
ある。例えば最近開発されたコンパクトディスクプレー
ヤーにおいてはディジタル化されたオーディオ信号は標
本化周波数４４．１ｋＨｚの離散信号系列であるが、こ
ｒＬを標本化周波数４８　ｋ　Ｉｌｚのディジタルテー
プレコーダにティジタル録音しようとすると、内機器の
間に標本化周波数変換手段を介在させねばならない。ま
た、デイジタルオーディオテープレコーダがたとえコン
パクトディスクプレーヤーと同一の公称標本化周波数を
有する場合であっても、互いの標本化クロックの間で非
同期接続できるものであれば、システム設計上の自由度
は大幅に向上する。更に、最近普及しつつあるディジタ
ル通信ネットワークにおいても、異、なった；ネ、クト
ワ、−りを接続する際、パケットデータ９みりらず、実
時間信号に対しても非同期終端が□可°能忙゛なるｔめ
、フレキシビリティのよす１１続が実現できる。

この種の非同期標本化周波数変換方式としては、従来、
二種類の方式が知られている。第一の方式は、１９８４
年にジ墨−・オー・スミス（Ｊ、０゜８ｍ１ｔｈ）、ピ
ー拳ゴセット（Ｐ、　Ｇｏｓｓｅｔ　）により、アイ・
イー・イー・イー・コンファレンス　オンアイ・シー・
ニー・ニス・ニス・ピーレコード（Ｉ）３ＢＦｊ　Ｃｏ
ｎｆｅｒｅｎｃｅ　ｏｎ　ＩＣＡ３８Ｐ　ＲＰｃｏｒｄ
　）の１９−４−１１Ｃ記載された方式であり、第二の
方式は、同じ＜１９８４年にティー吻エーーラムスタク
ド（Ｔ、　Ａ、　Ｒａｍ５ｔａｄ）により、アイ・イー
・イー・イー・トランサクシ曽ンズ　オン　アコスティ
クス。

スピーチ　アンド　シグナル　プロセッシング（ＩＩＢ
Ｅ　Ｔｒａｍａａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ａｃｏｕｓｔｉ
ｃｓ、　８ｐｅｅｃｈ’　　　　　ａｎｄ　Ｂｉｇ。ａ
ｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）。７゜ｚ、　Ａ３８Ｆ−３
２。

Ｒ５７７に記載されｔ方式である。

（従来技術の間［） 従禿の第一および第二いずれの方法においても、入カー
ー信号系列をアナログ信号に復元して出力側の標本化周
波数にて再標本化するという云わば、直接法をその基本
原理としている。以下、図面を用いて、従来の非同期標
本化周波数変換方式を説明すると共和、その問題点につ
いて述べる。

第２図は、非同期標本化周波数変換方式を説明するため
の一般的原理図である。いま、第一および第二の互いに
相異々る標本化周波数ｆ３およびｆｓ′が与えられてい
るものとし、各々の逆数、即ち標本化周期を各々Ｔ　、
　Ｔ’とする。第２図において、入力端２０１を介して
時間連続信号ｘ　Ｄ）　ｔ−人力し、この信号を第一の
標本化周波数人で動作するサンプラー２０３にて７秒毎
に標本化して得られる第一の離散信号をｘ（ｔ）とする
と、良く知られているよう［ｘ（ｔ）は原信号Ｘ　（ｔ
）ｔ−用いて次式のように表現される。

＾ ｘ（ｔ）　＝Σｘ（ｋＴ）δ（ｔ−ｋＴ）　　　　　　
　（ＩＩｋ−噌 友だし、δ（１）はいわゆるディラックのデルタ関数で
あって、単位インパルスを表わしている。非同期周波数
変換の目的は、□こうして得られ次第−の離散信号ｘ　
（ｔ）に対しである信号部３１を施すことにより、前記
第一の標本化周波数と異々る第二の標Δ 本化周波数々を有する第二の離散信号ｙ（ｔ）を生成式 することＫある。ここで、所望の離散信号ｙ　（ｆ）は
原信号を用いて △ ｙ（ｔｌ＝　Σｘ（ｋＴ’）δ（ｔ　−ｋＴ’）　　　
　（２）ｋ＝−ぬ と表わさｎるから、ｘ（ｔ）からｙ　（ｔ）を得るＫは
、第２図和傘すように１サンプラー２０３の出方であ八 るｘ　（ｔ）を信号再生器２０５に供給して連続信号ｘ
（ｔ）を再現し、その出力を第二の標本化周波数ｇで動
作するサンシラー２０４に入力して新たｉ離散信号を得
ればよい。

ここで、（１１式の逆変換、即ち、Ｘ（ｔ）Ｋ基＜ｘ（
ｔ）へ の再現は、良く知られるように、ｘ（ｔ）を片側帯域／
、／２を有する理想ローパスフィルターにｉｆことＫよ
って実現される。即ち、ｘ（ｔ）の周波数スペクト２ム
Ｘ（１）Ｆｉ原信号ｘ（１１の周波数スペクトラムｘ（
／１を用いて 八　　　　　　’　　　”　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　＋３）Ｘ　（１）　＝　−、
、Ｊ　Ｘ（／−に／）と表わされるから、（３）式中の
に＝００項のみを理想ローパスフィルタＨ（／１にて贈
り出すことにより原信号ｔ（ｔｌが再現されると七にな
る。ただしＨ（１）は次式で与えられる。

いま、理想ローパスフィルターＨ（ｆｌのインパルス応
答をｈ　（＊）とすれば、原信号ｘ　（ｔ）は、標本値
（Ｘ（ｋＴ））を用いて ｘ（ｔｌ＝−コ（ｋＴ）ｈ（ｔ−ｋＴ）　　　　（５１
と表わされる。従って、ｔ＝ｍＴ’におけるｘ　（ｔ）
の標本値ｘ（ｍＴ’）ｉｊ、 ｘ　（ｍＴ’）　＝＝Ｘ−；（ｋＴ）ｈ　（ｍｉ’−ｋ
Ｔ　）　　（６）忙て与えられる。（６）式より、標本
化周波数への標本値系列Ｘ（ｋＴ）から標本化周波数ｆ
ｓ′の標本値系列ｘ（ｍ′Ｉｖ）ｉ得る忙は、ｘ（ｋＴ
）とｈ（ｍＴ’−ｋＴ）との畳み込み演算を実行すれば
よいことが判る。この演算は（６）式から明らかなよう
に無限級数演算となるが、通常、ｔが充分大きい時にＲ
ｈ　（ｔ）が充分減衰することを利用して、これを有限
級数で近似する。即ち、近似範囲をｌｔｌ＜Ａとすれば
、 て、（６）式は次のよう忙近供される。

ｘ（ｍＴ’）：Σｘ（ｋＴ）ｈ（ｍＴ’−ｋＴ　）　　
　　（７）ｋ≦工□ ここで、τとＴ′との間に次式の如き整数関係が成立つ
ものとしよう。

Ｔ’　＝　−Ｔ この時、 と々ろから、（７）式の演算を行々うのに、ｌｔｌ＜Ａ
なる範囲の全てのｔに対してｈ（ｔｌＱ記憶しておく必
９はなく、Ｔ／Ｎ毎の有限個の離散値ｈ（／Ｔ／Ｎ）さ
え判っていればよい。

これに対し、ＴとＴ′との間に整数関係が成立た彦い時
、即ち、二つの標本化周波数が互いに非同期の時は、全
てのｔに対するｈ（ｔ）１＆：記憶する必要があり、無
限のメモリーを要する。

この欠点を解消する方法として、先に述べｔ従来の第一
の方式では、ｍＴ’−ｋＴを充分大きな整数Ｎを用いて
次のように表わす。

ただしｎは整数であり、αはＯ≦αく１々る実数である
。この時、αＴ／Ｎ［微小量となるから、ｈ（ｍＴ’−
ｋＴ）′ｇＩ：求めるのく１例えば、ま几は、 々どと近似できる。（９）式の近似を０次近似とよび、
α１式の近似ｆｃ１次近似とよぶ。一般にに個の離散点
を用いた近似法ＦｉＫ次のラグランジー補間法として知
られている。（９）式、（１１式から判がるよう忙、従
来の第一の方式によれば、ｈ（＊）の値としてｌｔｌ〈
Ａの範囲にてＴ／Ｎ毎の離散値を用いればよく、その個
数は有限となる。しかしながら、この方式においては１
９）式、四穴の近似に伴う信号歪を発生し、この歪を充
分抑圧しようとすると、Ｎとして非常に大きな値を用い
る必要がある。具体的数値例として、たとえば信号対歪
比、即ち、ＳＤ比を８０ｄＢ確保したいものとすると、
０次近似の場合でＭ＝６５００．１次近似の場合でＮ＝
５０を要す。

いま、（方式の級数の項数を７０とすると、演算に要す
るｈ　（ｔｌの標本値の個数は、０次近似の場合４５５
０００．１次近似の場合３５００と々す、いずれだして
も多大なメモリーを必要とする。本ちろん、より高次の
近似を用いればこうした所要メモリーを低減させること
ができるが、その反面、高次近似のための演算が複雑化
し得策とけ云えかい。

次に、従来の第二の方式について説明する。第二の方式
においては、入力標本値系列ｘ（ｋＴ％標本化周波数を
一旦Ｎ倍に変換して高速の標本値系列ｘ（ｋＴ／Ｎ）を
求めておく。この標本化層波数変換過程は整数倍の変換
であるから、よく知られるように、サンプル値補間ディ
ジタルフィルターにて達成される。しかる後に、 ただし、ｎは整数であり、αは０≦αく１々る実数、と
して、求めるべき標本値ｘ（ｍＴ’）をまｔは 彦どで近似する。Ｉ式、α２式の近似は、前記同様各々
θ次近似、１次近似である。この第２の方式は前記のｍ
ｌの方式と異がうたものに見える。ところが、Ｑｎ　、
　（１３式の右辺に（５）式を代入すると、各々 および と々す、結局、第１の方式における（９）式、Ｑ（１式
の近但を用い友ものと同等に々る。従って、第２の方式
においても先に述べた欠点、即ち、厖大なメモリーを費
する点は解消されない。

（発明の目的） 本発明は、従来の非同期標本化周波数変換方式における
前記のごとき欠点を解消せんとするもの膏　　　　　　
であって、簡単なマルチレートイｇ号処理手法の導入に
より、前記Ｔ／Ｎで表わされた所要時間分解能を著しく
緩和する非同期標本化周波数変換方式が提供される。

（発明の構成） 即ち、本発明によれば、標本化周波数人ヘルツの入力離
散信号系列をサンプル値補間ディジタルフィルターに通
して標本化周波数Ｎｆｓ′Ｓヘルツ（友だしＮＦｉ２以
上の正整数）の第１の高速離散信号系列に変換し、該第
１の高速離散信号系列から予め定められた数値補間手段
により標本化周波数Ｍｆｓ′ヘルツ（ただしＭＦｉ＋Ｎ
ｆｓ′、−Ｍｆｓ′ｌが略々ｆｓに等しくなるような正
整数）の第２の高速離散信号系列を得、該第２の高速離
散信号系列をサンプル値間引きディジタルフィルターに
通すことにより標本化周波数式′の所望の出力離散信号
系列を得ることを特徴とする非同期標本化周波数変換方
式が得られる。

（発明の原理） 本発明の原理およびその特徴的効果は離散信号系列のス
ペクトラム解析により容易に理解される。

ここでＦｉまず従来法における信号歪を解析し、その後
、この解析に関連しｔ形で本発明による非同期標本化周
波数方式の原理を説明する。

前記従来技術の問題の項で説明しｔごとく、従来公知の
！１０方式、第２の方式はいずれも同等の方式であって
、そのＪｊＫ理は、原信号ｘ（ｔ）を近偏するのｔｌず
充分な分解能を有する離散的々標本値系列ｘ　（ｋ　Ｔ
／Ｎ　）を求めておき、各標本値の間の値については０
次近似、１次近似などを用いて補間するものであう几。

いま、この補間関数をｕ　（ｔ）と表わすことくしよう
。ｕ　（ｔ）Ｆｉ、０次近儲、１次近似に対して次式で
与えられる。

・０次近似の時 ・１次近似の時 信号系列ｙ（ｔｌの標本値ｙ　（ｋＴ’）Ｆｉ次式で与
えられる。

ｙ（ｋＴ’）　−Σｘ（ｍ−）ｕ（ｋＴ’−ｍ　−）ｍ
＝−ｏｏ　　Ｎ　　　　　　　　Ｎ 従って出力離散信号系列ｙ　（ｔｌａ 八 ｙ　（ｔ）＝　Σｙ（ｋ’ｒ’）Ｊ（ｔ　−ｋＴ’）＠
−＝−。

となる。ここで；（１）のスペクト２ムを９（Ａとする
と、（１３式より、 ＾ Ｙ（１）＝−；ｇ４Ｘ（／−ｋＮ４−ｍ／’）Ｕ（／−
ｍ／、’）　　　　（１４）となる。但し、ｕ　（＊）
Ｈｕ　（ｔ）のフーリエ変換である。周波数ｆかげ１〈
ル々の範囲では０式は更に 令（イ）＝−！ＬＸ刀Ｕ（ハ １゛Ｔ′ ＋　ｗ４ＬＸ（／　ｋＮｆｓ′、−ｍ４’）Ｕ（／−ｍ
／、’）　（Ｉｓと変形され、第１項の所望信号分と第
２頌の歪成分とに分解される。従って、所望信号電力Ｓ
と歪電力りは と表わされる。但し、Ｊｍは下記の積分区間を表わして
いる。

ＪｒＩ、＝　Ｃｍｆ、’−ｆ２　、　ｍｆｓ’＋人／２
）ここで、簡単のため％　／Ｓとｆｓ′とが略々等しい
ものとし、Ｖ＋＜ｆ、：／２の範囲にてＩＸ（ｔ）ｌ”
＝１と仮定すると、帯電力ＤＦｉ、 １　　　　　　で与えら″−机但し・１には下記″積分
区間を表わしている。

Ｉｋ＝（ｋＮ人−ｆ、ン２　、　ｋＮ７’、　＋ｆ；／
２〕いま、人と人とが略々等しいものとしているから、
Ｔｋと畑　との重なゆ、即ち、ＩｋΔＪ、ＴＩは、Ｉｋ
ＡＪｍ＝　ＩｋＱｌ となる。よって、１８式は、 と簡略化される。一方、所望信号の電力Ｓは、同様の仮
定の下で、 と々るから、 を代入することにより、以下の不等式を得る。

従って、例えば、こうしｔ従来法において、歪率−８０
ｄＢ　ｔ−得ようとすると、０次近似の場合Ｎを６５０
０以上に、１次近似の場合Ｎを５０以上に設定せねは彦
らない。なおここでは人とｆｓ′け略々等しいものと仮
定しているので（Ｔ７’Ｔ）二１とみなしｔｏ こうしｔ従来法の欠点は（１９式における標本化イメー
ジが全てげｌ＜ｆｓ’／２の帯域内に折返されて来るこ
とに起因している。即ち、ａ１式に見られるように、標
本化イメージの存在区間Ｉｋが全て積分区間となって（
４）式の帯電力に寄与している。

これに対し、本発明による非同期標本化周波数変換方式
においては、前記の離散的な標本値系列ｘ（ｋＴ／Ｎ邊
１ら直接ｙ（ｋτ′）を補間する代わりに、一旦、高速
−６９８本値系列ｙ（ｋＴ７Ｍ）を補間する。但し、Ｍ
は２以上の整数であって、｜Ｎｆｓ′−Ｍ／’ｌが略々
人に等しくなるべく選ばれるものとする。この時、０９
式第２項に相当する歪成分は、 となるが、これらのうち、ｌ／ｌ　＜入／２の帯域内に
落込んで来る成分が号終的に残留歪として寄与するもの
であって、帯域外成分については、ｙ（ｋＴ７Ｍ　）　
ｆ標本化周波数Ｉで動作する低域通過ディジタルフィル
ターにて除去される。よって、本発明における帯電力り
は、区間Ｊｒｎを、ｒｍ＝（ｍＭ／、’−／；／２　、
　ｍＭ、／Ｓ’＋／：／２）と定義し直すことにより、 と表わされる。但し、Ｌｋは、ＮとＭとの最小公倍数Ｐ
を用いて、 Ｌｋ＝（ｋＰ／、　／、７２　　、　ｋＰｇ＋ｆ、７２
〕で与えられる。特に、ＮとＭとが互いに素の時は、Ｐ
＝ＮＭ　　と力るから、本発明による非同期標本化周波
数変換方式を用いた場合の歪率の上限は従来法の１３　
、　Ｑ３式においてＮをＰで置き換えることｌＣより１
ｎられる。従って、例えば、本発明において歪率−８０
ｄＢを得るには、Ｏ次週イリの場合、Ｎ＝８１、Ｍ＝８
０とすればよく、１次遅４Ｅの場合Ｎ−８，Ｍ＝７とす
ればよい。このよう罠１本発明を用いる々らば、入力標
本値系列に対する所要分解能上昇係数Ｎを、従来法に比
し、如のオーダーに低減できることになる。第６図！／
ｃけ所要歪率Ｄ／Ｓと所要分解能上昇係数Ｍとの関係を
示している。図中破線で示すものが従来方式を用い友時
の関係であり、実線で示すものが本発明に々る非同期標
本化周波数変換方式を用いた時の関係である。

（実施例） 本発明による非同期標本化周波数変換方式の一般的実施
例を第１図に示す。即ち、第１図において、入力端１０
１を介して入力された標本化周波数４ヘルツの第１の離
散系列はサンプル値補間ディジタルフィルターにて標本
化周波数Ｎｆｓヘルツの第１の高速離散信号系列に変換
される。こうし、　　　　　　　？１ｔＬ７！ｊ＊”ｌ
ｌｌ軸列“１“■１３０に入力され、出力側標本化周波
数ｆｓ′のＭ倍、即ち、Ｍｆ＠’ヘルツの第２の高速離
散信号系列に変換される。更に、この第２の高速離散信
号系列けｔン−ｔル値間引きディジタルフィルター１４
０に供給され、Ｉ／Ｉ　＜／Ｓ／２以外の帯域外歪成分
が抑圧された後、その出力をＭサンプルに１個ずつを９
出し、出力端１０２に、標本化周波数ｇヘルツの第２の
離散系列を出力する。尚、＠１図中、参照番号１１１お
よびｘ１２１ｔｆ、ヘルツの入力側クロックおよびｆｓ
′ヘルツの出力側クロックが入力される端子を各々表わ
しており、サンプル値補間ディジタルフィルター１２０
は入力側クロックにて動作し、サンプル値間引きディジ
タルフィルター１４０は出力側クロックにて動作する。

また、数値補間部１３０Ｆ１入力側クロックと出力側ク
ロックとの相対的位相差に応じてサンプル値補間動作を
行なうものであって、その補間アルゴリズムの代表的な
ものは前記のとと〈０次近似又は１次近似である。

＊３図は本発明による非同期標本化周波数変換方式の具
体的カー実施例を示したものであって、　　　　　　　
。

参照番号３０１，３０２は各々信号入力端および　　　
　　　−信号出力端である。端子３０３　、．３１１４
は各々周　　　　　　１、波数式ヘルツの入力側クロッ
クおよび周波数式へルツの出力側クロックの入力される
入力端であり、参照番号３２０は周波数Ｎ逓倍器、参照
番号３４０は周波数Ｍ逓倍器を表わしている。レジスタ
３０５と乗算器３０６，３０７，３０８および加算器３
０９Ｆｉ有限応答形デイジタルフイルタ一部ヲ構成して
おり、サンプル値補間ディジタルフィルターとして用い
られる。同様に、レジスタ３１５と乗算器３１６，３１
７，３１８および加算器３１９本有限応答形ディジタル
フィルターであって、サンプル値間引きディジタルフィ
ルターとして用いられる。参照番号３１０はＮｆｓ′、
ヘルツのクロックで動作するレジスタであって、参照番
号３３０はＮｆｓ′、ヘルツのクロックとＭｆ１ヘルツ
のクロックとの相対位相関係に応じてレジスタ３１０の
出力を選定し、サンプル値間の補間を行々う数値補間部
である。

さて、第３図に示した本発明の具体的一実施例の動作を
、第４図、第５図を用いて説明しよう。

第４図（ａｌは入力端３０１に入力される標本化周波数
人ヘルツの第１の離散信号系列であり、その周波数スペ
クトラムは、良く知られるように、第５図（ａ）の如く
へヘルツの周期構造を有するものと々る。この第１の離
散信号系列に対し、第４図（ａｌに示すように１サンプ
ル区間の間に３個の零点（図中Ｘ）を補関し、こｔｌを
仮想的に標本化周波数４７、ヘルツの高速離散系列と見
なして、レジスタ３０５に入力する。レジスタ３０５、
乗算器３０６゜３０７．３０８、加算器３０９は先にも
述べ友ようにサンプル値補間ディジタルフィルターを構
成する。即ち、このフィルターの伝達特性Ｆｉ４／ｓヘ
ルツの周期性を有し、Ｖ＋＜１３’／２　　を通過帯域
とするローパス特性と々うている。よって、加算器３０
９の出力として得られる信号は第４図（ｂｌに示すよう
に標本化周波数４７．ヘルツの第１の高速離散信号系列
となり、そのスペクトラムｔ−ｊｆｇＳ図（ｂ）忙示す
ように４／、ヘルツの周期性を有するものと々る。こう
して得られた第１の高速離散信号系列は４人ヘルツのク
ロックにてレジスタ３１０に逐次入力される。ここで、
簡単の几め、数値補間部３３０では前記のθ次遅Φが行
なわれるものとする。即ち、数値補間部では、前記第１
の高速離散信号系列をもとにして積木化周波数３１．′
ヘルツの第２の高速離散信号系列を生成する訳であるが
、第４図（ｃ）Ｋ示すように、例えばサンプル値４２０
はレジスタ３１０に入力されｔ最も新しいサンプル値４
１０で代用され、サンプル値４２１ｔｌ！サンプル値４
１１で、サンプル値４２２はサンプル値４１２で各々代
用される。こうして第４図（ｃ）に示すように、標本化
周波数３１ヘルツの第２の高速離散信号系列が得られる
ことになるが、この信号変換過程は、等測的に、第４図
（ｂ）の第１の高速離散信号系列を破線で示す如く０次
ホールドしｔ後、３ｆｓ′ヘルツのクロックで再標本化
し友ことに相当する。第５図（ｂ）には０次ホールドし
た時の残留標本化イメージを斜線にて示しである。第５
図（ｃｌは第４図（ｃｌに示される第２の高速離散信号
系列のス’　　　　　＜／　）−、Ａｔ、ｔｉ＝ワＬ、
７ｔ４０−ｃア−ｐ、ｃ、４／、！：３／、’との差が
略々ｆ、に等しいが故に、最も大きな残留標本化イメー
ジ５０１が第５図（ｃ）中５０２，５０３に示されるよ
うに、所望信号の帯域の外に分布することに々る。従っ
て、こうして得られｔ第２の高速離散信号系列を、レジ
ス・り３１５、乗算器３１６．３１７，３１８および加
算器３１９にて成る低域通過形ディジタルフィルターに
通せば、ｊｌ！４図（ｄ）に示すような平滑化された出
力が得られ、そのスペクトラムは第５図（ｄ）Ｋ示すよ
うに帯域外歪の抑圧されｔものと々る。更に、出力端３
０２Ｋｔｆ、第４図（ｄ）Ｋ示しｔサンプル値系列が３
個に１個申り出されて出力され、１！４図（ｅ）Ｋ示す
ように所望の標本化周波数ｎヘルツの第２の離散信号系
列が得られることに々る。尚、この第２の離散信号系列
のスペクトラムは第５図（ｅ）に示すものとなり、５０
１で示される残留サンプリングイメージに起因する歪を
含まない変換出力が得られる。

（発明の効果） 以上説明しｔように、本発明によれば、入力離散信号系
列の時間分解能を著しく上昇せしめる必要の無い簡易力
非同期標本化周波数変換方式が得られる几め、例えば、
ディジタルオーディオ信号、電話音声信号に対する標本
化周波数変換を既存の素子技術でＬＳＩ化することが可
能となり、ディジタル機器接続、ディジタルネットワー
ク接続を容易力らしめる。また、将来、素子技術が更に
向上すれば、ディジタル画像信号に対する標本化周波数
変換も可能となり、画像にとって品質劣化要因となるデ
ィジタル多中継クロックジッタを抑圧することもできる
。

尚、本発明の説明においては、便宜上、ｆＳとｆシとが
略々等しいものとしたが、一般にＩＮｆｓ′−Ｍｆ、：
１＝、４’ｎる関係さえ成立していれば本発明の原理が
そのまま適用できることは云うまでもない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一般的原理図を示す図、第２図は非同
期標本化周波数変換過程の一般的原理図、第３図は本発
明の一実施例を示すブロック図、第４図は本発明におけ
る信号変換過程を示す図、第５図はこれに対応したスペ
クトラムの変化の様子を示した図、第６図は本発明の効
果を示す図である。 図において、 １２０・・・サンプル値補間ディジタルフィルター、１
３０・・・数値補間部、１４０・・・サンプル値間引き
ディジタルフィルター、３０５，３１０，３１５・・・
レジスタ、３０６，３０７，３０８，３１６゜３１７．
３１８・・・乗算器、３０９，３１９・・・加算器、３
２０．３４０・・・周波数逓倍回路、３３０・・・数値
補間演算部をそれぞれ示す。 代理人止士内　原　（°晋　　゛ （１、 第２図 ａ） 第４図 ｌｖ６　　図 所要歪率（ｄＢ）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 標本化周波数人ヘルツの第１の離散信号系列を入力とし
   標本化周波数ｆ＿ｓ′ヘルツの第２の離散信号系列に変
   換する非同期標本化周波数変換方式において、前記第１
   の離散信号系列をサンプル値補間ディジタルフィルター
   に通して標本化周波数Ｎｆ＿ｓ′ヘルツ（ただしＮは２
   以上の正整数）の第１の高速離散信号系列に変換し、該
   第１の高速離散信号系列から予め定められた数値補間手
   段により前記第２の標本化周波数ｆ＿ｓ′ヘルツのＭ倍
   （ただしＭは｜Ｎｆ＿ｓ′−Ｍｆ＿ｓ′｜が略々ｆ＿ｓ
   に等しくなるような２以上の正整数）の標本化周波数Ｍ
   ｆ＿ｓ′ヘルツを有する第２の高速離散信号系列を得、
   該第２の高速離散信号系列をサンプル値間引きディジタ
   ルフィルターに通すことにより前記第２の離散信号系列
   を得ることを特徴とする非同期標本化周波数変換方式。