JPS63282965A - デイジタルオ−デイオレコ−ダ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、音声信号を記録媒体にディジタル記録し、或
いは再生することのできるオーディオレコーダに係り、
更に詳しくはディタル形式を採る音声信号はそのまま記
録媒体にディジタルダビングすることのできる手段を備
えたディジタルオーディオレコーダに関する。

〔従来の技術〕

最近の家庭用Ａ　Ｖ　（Ａ　ｕｄｉｏ　　Ｖ　１ｓｕａ
ｌ）機器は、高集積回路化の技術と、ディジタル信号処
理技術の発達により、小型・軽量・高画質・高音質化が
はかられている。なかでもオーディオ機器においてはコ
ンパクトディスクプレーヤ（ＣＤプレーヤ）をはじめと
して、高音質音声が再生可能なディジタルオーディオ機
器が普及しつつある。

このような状況の中、家庭用Ｖ　Ｔ　Ｒ（Ｖ　ｉｄｅ。

ＴＢｐｅ　　Ｒｅｃｏｒｄｅｒ）においても、特開昭５
４−１２５０１４号公報に記載されているように映像信
号記録トラックの延長上に、ＰＣＭ信号に変換された時
間軸圧縮音声信号を記録する方式が実用化されている。

ところで、一般にオーディオレコーダにおいては、ディ
ジタル信号処理方式の普及にともない、音質劣化の少な
いディジタルダビング（音声信号をディジタル信号の状
態でダビングを行う方式）の要求が高まっている。ディ
ジタルダビングをする上で最も問題となることがらは、
ダビングする側のシステムのサンプリング周波数とダビ
ングされる側の入力音声信号のサンプリング周波数が異
なった場合に、この入力信号のサンプリング周波数を、
ダビングするシステムのサンプリング周波数に変換して
やる必要があることである。上記のような場合のサンプ
リング周波数の変換に関しては、１９８１年３月Ｉ　Ｅ
ＥＥ発行のＰ　ｒｏｃｅｅｄ　ｉ　ｎｇｓｏｆ　　ｔｈ
ｅ　　ＩＥＥＥ”の３００頁〜３３１頁［Ｉｎｔｅｒｐ
ｏｌａｔｉｏｎ　　ａｎｄ　　Ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ　
　ｏｆ　ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌｓ　　Ａ　　Ｔｕ
ｔｏｒｉａｌ　　Ｒｅｖｉｅｗ　Ｊに詳しく述べられて
いる。

以下、上記のサンプリング周波数の変換方式について、
サンプリング周波数ｆｓ＋のデータをサンプリング周波
数−ｆ　ｓ＋　（Ｍ、　Ｎは自然数）のデータに変換す
る場合を例にとり簡単に説明する。

まず、サンプリング周波数ｆｓｌのデータは、各サンプ
ル間に（Ｍ−１）個のゼロ値サンプルがそれぞれ挿入さ
れて、サンプリング周波数をＭ倍、即ちＭｆｓ、とされ
る。サンプリング周波数をＭｆｓ＋とされたデータは、
急峻な特性を有する低域通過濾波器（ＬＰＦ）に通すこ
とにより、高域周波数成分が除去される。このＬＰＦに
より、低域成分だけとなったデータはＮ個のサンプル毎
に１個のデータが取り出され、Ｍ／Ｎにサンプリング周
波数変換されたデータとして出力される。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかしながら、上記従来技術のサンプリング周波数変換
方式を用いたディジタルダビングでは、サンプリング周
波数ｒｓ＋のデータをサンプリング周波数−ｆｓｌに変
換する過程で、周波数がＭ倍のｆｓＩで動作するＬＰＦ
が必要となる。従って、周波数変換後のサンプリング周
波数をｆ３□とすると、上記の周波数Ｍｆｓ＋は、周波
数変換前のサンプリング周波数ｆｉｌと周波数変換後の
サンプリング周波数ｆｓｔとの最小公倍数となり、変換
前周波数ｆ３□と変換前周波数ｆｓ２が簡単な整数比と
なっていない場合には、上記ＬＰＦの動作周波数が非常
に高くなり、従って、演算量の増大、回路規模の大型化
、消費電力の増加、そして、システムの高価格化をもた
らすという欠点があった。

そこで本発明の目的は、演算量が少な（、小規模回路、
低価格であるディジタルダビングが可能な手段を備えた
ディジタルオーディオレコーダを提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的を達成するために本発明では、記録系を、オー
バーサンプル型のＡＤコンバータ（アナログ・ディジタ
ル変換器、Ａ／Ｄ変換器と記すこともある）と、ディジ
タルダビングを受ける側のディジタル入力データのサン
プリング周波数を上記ＡＤコンバータのサンプリング周
波数にまで高めるデータ補間回路と、上記ＡＤコンバー
タの出力データ及び上記データ補間回路の出力データの
何れかを選択して出力する第１のスイッチ回路と、該ス
イッチ回路の出力データのサンプリング周波数を伝送時
（記録時）のサンプリング周波数にまで低減するデータ
間引き回路とで構成し、再生系を、伝送時のサンプリン
グ周波数を上記ＡＤコンバータにおけるサンプリング周
波数と等しい周波数にまで高めるデータ補間回路と、該
データ補間回路の出力データが入力されているオーバー
サンプル型ＤＡコンバータにより構成している。

また、あるいは、上記のダビングを受けるディジタル入
力データのサンプリング周波数を高めるデータ補間回路
を、新たに第２のスイッチ回路を設けることで、上記再
生系のデータ補間回路で兼用する構成としている。

〔作用〕

上記オーバーサンプル型のＡＤコンバータは、通常のオ
ーディオ用ＡＤコンバータが音声帯域の２０ＫＩ（ｚ程
度までを確保するためにその２倍の４０ＫＨｚ程度でサ
ンプリング（標本化）を行なうのに対し、それをはるか
に上まわる２Ｍ）ｌｚ〜３Ｍ）ｌｚの標本化周波数でサ
ンプリングを行なう。

これにより、ＡＤコンバータの前段に設けられて、該コ
ンバータに入力する入力信号に含まれる標本化周波数の
１／２以上の周波数成分を遮断して折り返し雑音の発生
を防ぐＬＰＦとしては、通常のＡＤコンバータの場合は
高次の急峻な特性を有するＬＰＦが必要であるのに対し
、低次のＬＰＦを用いることで折り返し雑音を防ぐこと
ができる。また、音声信号のデイナミソクレンジを９０
ｄＢ以上確保するためには量子化ビット数が１５〜１６
ビツト必要となるが、オーバーサンプル型のＡＤコンバ
ータを用いれば、サンプリング周波数を所望のサンプリ
ング周波数である４０ＫＨｚ程度まで低減する過程で、
複数のサンプルデータの平均化処理をすることにより、
ＡＤコンバータとしては８ビット程度の量子化ビット数
で１５〜１６ビツト量子化の精度を得ることができる。

なおオーバーサンプル型ＡＤコンバータの詳細について
は、例えば１９８０年１２月Ｉ　ＥＥＥ発行の”　Ｉ　
ＥＥＲＪｏｕｒｎａｌ　　ｏｆ　　５ｏｌｉｄ　−５ｔ
ａｔｅＣｉｒｃｕｉｔｓ　、　Ｖｏｌ、　５Ｃ−１５，
ｔｌｈ　６″の１０１４頁〜１０２１頁を参照されたい
。

また、上記のダビング入力データのサンプリング周波数
を高めるデータ補間回路は、ダビング入力データのサン
プリング周波数を上記のオーバーサンプル型ＡＤコンバ
ータにおけるサンプリング周波数と同様な周波数に変換
するものであるから、それ以後の信号処理をすべて、上
記オーバーサンプル型ＡＤコンバータの出力データと同
様に処理することができ、ディジタルダビング用の新た
なデータ間引き回路等が不要となる。

そして上記第１のスイッチ回路は、上記オーバーサンプ
ル型ＡＤコンバータの出力データとサンプリング周波数
の変換されたダビング入力データを切り換えて次段のデ
ータ間引き回路へ供給することにより、通常のアナログ
音声のディジタル記録と、ディジタルダビングの記録と
を切り換えている。

上記のデータ間引き回路は、サンプリング周波数が２Ｍ
Ｈｚ〜３ＭＨ２であるデータを伝送時のサンプリング周
波数（４０Ｋ）Ｉｚ程度）にまで低減するとともに、複
数データの平均化処理を行なうことにより８ビツト量子
化のデータを１５〜１６ビツト量子化精度まで向上して
いる。

一方、再生系を構成しているデータ補間回路は、上記の
データ間引き回路で伝送時のサンプリング周波数（４０
ＫＨｚ程度）に低減されたデータをオーバーサンプル型
ＤＡコンバータにおける動作サンプリング周波数にまで
高める働きをしている。

そして、オーバーサンプル型ＡＤコンバータは、２ＭＨ
ｚ〜３ＭＨｚという高いサンプリング周波数でディジタ
ルデータをアナログ信号に変換するので、サンプリング
により生じた折り返し雑音を、必要な音声帯域に比べ充
分高い周波数帯域に持って行ける。従って、ＤＡコンバ
ータの次段に設けられ、標本化（サンプリング）によっ
て発生する不要な周波数成分の除去に用いられるＬＰＦ
は、低次のＬＰＦで対応可能となり、小型化がはかれる
。

また、上記の第２のスイッチを設けて、ダビング入力デ
ータを、上記再生系のデータ補間回路に供給し、サンプ
リング周波数の変換を行えば、ダ１　　つ ピングデータ専用の補間回路が不要となり、回路規模を
最小限におさえ一層の小型化が達成できる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。

第１図は本発明の一実施例としてのディジタルダビング
可能な手段を備えたディジタルオーディオレコーダを示
すブロック図である。

第１図において、１はアナログ音声信号の入力端子、２
はディジタル音声信号の入力端子、３は制御信号の入力
端子、４はオーバーサンプル型アナログ・ディジタル変
換回路（以下、オーバーサンプルＡ／Ｄと記す、）、５
は補間回路、６はスイッチ、７は間引き回路、８はエン
コーダ、９は記録媒体、１０はデコーダ、１１は補間回
路、１２はオーバーサンプル型ディジタル・アナログ変
換回路（以下、オーバーサンプルＤ／Ａと記す、）、そ
して、１３は再生アナログ音声信号の出力端子である。

尚、本実施例では説明を容易とするために、オーバーサ
ンプルＡ／Ｄにおけるサンプリング周波１　を 数を１８４ｆＨ（約２．９ＭＨｚ）とし、媒体への記録
再生時のサンプリング周波数を２ｆ□（約３１．５　Ｋ
）１ｚ）として説明する。なお、ｆＨは映像信号におけ
る水平同期信号周波数１５．７３４ＫＨｚである。

まず最初に、第１図において、アナログ音声信号が入力
されこれをディジタル記録する場合、即ち通常の記録再
生動作を説明した後に、ディジタル音声信号を入力され
これをそのままディジタルダビングする時の動作につい
て説明する。

第１図において、入力端子１より入力されたアナログ音
声信号は、オーバーサンプルＡ／Ｄ４に入力され、サン
プリング周波数が約２．９ＭＨｚ（正確には１８４倍の
ｆＨ）、そして量子化ビット数が８ビツトのディジタル
信号に変換される。

上記の如く変換されたディジタル音声信号は、破線位置
（Ｎ側）にあるスイッチ６を介して、間引き回路７へ供
給される。なお、上記スイッチ６は、アナログ音声信号
をディジタル記録する通常モードでは、入力端子３より
入力されるモード制御信号により、Ｎ端子側に閉じられ
ており、オーバーサンプルＡ／Ｄ４の出力を間引き回路
７へ供給するようになっている。

間引き回路７は入力信号のサンプリング周波数を１８４
　ｆＨから８ｆＨにまで下げる働きをするものであり、
その過程で複数の８ビツトデータの平均化処理により、
ビット精度を向上し１６ビツトの量子化精度にする。

上記間引き回路７により、サンプリング周波数を８　ｆ
Ｈ（１２５，８７２ＫＨｚ）に低減された１６ビツト精
度のディジタル音声データはエンコーダ８へ供給される
。そしてエンコーダ８において、該ディジタル音声デー
タは、サンプリング周波数が２ｆ、Ｉ、量子化ビット数
が８ビツトとされた後、記録媒体９ヘデイジタル記録さ
れる。

次に再生系について説明する。第１図において、記録媒
体９より再生されたサンプリング周波数２ｆＨ１量子化
ビツト数８ビツトの再生データはデコーダ１０へ供給さ
れ、そこで記録系のエンコーダ８と逆の処理、即ち、グ
イナミソクレンジの伸張及びサンプリング周波数の８ｆ
Ｈ化が行なわれる。

デコーダ１０からのサンプリング周波数８ｆＨ。

量子化ビット数１６ビツトの再生データは、データ補間
回路１１により１８４ｆ、（約２．９ＭＨｚ）のサンプ
リング周波数データに変換されオーバーサンプルＤ／Ａ
１２へ供給される。そしてオーバーサンプルＤ／Ａ１２
により１８４ｆＨの周波数でサンプルホールドされアナ
ログ信号に変換された後、出力端子１３より出力される
。

以上で通常の記録再生時の動作説明を一応終え、次にデ
ィジタル入力音声信号をディジタル形式のままディジタ
ルダビングで記録する場合について説明する。尚、本実
施例では、ディジタルダビング時の入力データのサンプ
リング周波数は、現在ディジタルオーディオ機器におい
て最も普及している４４．１ＫＨｚとする。

第１図において、入力端子２より入力されたサンプリン
グ周波数４４．１ＫＨｚ、量子化ビット数１６ビツトの
ディジタル音声データは、補間回路５に供給され、サン
プリング周波数１８４ｆＨ，量子化ビット数８ビットの
データに変換される。

このようにして補間回路５において、周波数変換された
ダビングデータが入力されているスイッチ回路６は、入
力端子３を介して供給されるモード制御信号に従いディ
ジタルダビング記録時はＤ入力端子側（実線位置）に閉
じている。

上記スイッチ回路６を介して供給されるサンプリング周
波数が１８４　ｆＨのダビングデータは引き続き間引き
回路７へ入力され、以上光に説明したアナログ音声信号
が入力された場合と同様の信号処理がほどこされた後、
記録媒体９へ記録される。

以上説明したように本実施例によればＡＤコンバータの
前段あるいはＤＡコンバータの次段に設ける折り返し雑
音防止用のアナログＬＰＦが低次の簡単な構成のもので
よく、また、ディジタルダビング機能には不可欠なサン
プリング周波数の変換回路を構成する間引き回路を新た
に設ける必要がないので回路の小型化が実現できシステ
ムの低価格化゛がはかれる。

しかも、オーバーサンプリング方式を採用しているので
、ダビング入力データのサンプリング周波数変換に際し
て、データ数に過不足が生じても、これによる音質劣化
を聴感上問題のないレベルまで抑圧することができる。

第２図は第１図におけるオーバーサンプル型Ａ／Ｄ変換
器４の詳細を示す回路図である。

第２図において、１はアナログ音声信号の入力端子、１
０３はサンプリング周波数が１８４ｆＨ。

量子化ピント数が８ピントのディジタル音声データの出
力端子、１０４はサンプリング用の１８４ｆＨクロツク
の入力端子、１０５はアナログの減算回路、１０６はア
ナログの積分回路、１０７はコンパレータ、１０８は基
準電圧源、１０９はディジタル積分器、１１０は局部Ｄ
Ａコンバータである。このオーバーサンプルＡ／Ｄ４は
デルターシクマ（Δ−Σ）変調方式のＡＤコンバータで
ある。

以下信号の流れを説明する。入力端子１より入力された
アナログ音声信号は、減算回路１０５により直前のＡＤ
変換データを局部ＤＡコンバータ１１０にてＤＡ変換し
たアナログ信号が差し引かれる。この差信号はアナログ
積分回路１０６にて平滑、直流化されてコンパレータ１
０７へ供給される。

上記コンパレータ１０７は、アナログ積分回路１０６の
出力レベルと基準電圧１０８とを比較し、そしてアナロ
グ積分回路１０６の出力レベルが高い場合は“ハイ”を
低い場合は“ロウ”をディジクル積分回路１０９へ出力
する。

ディジタル積分回路１０９は例えば第３図に示すように
、８ビツトのディジタル加算器１１２と８ビツトのラッ
チ回路１１３で構成されている。

第３図に示すディジタル積分器１０９では、ディジタル
加算器１１２において入力端子１１１より供給されるコ
ンパレータ１０７の出力が“ハイ”の場合は“＋１”を
、“ロウ”の場合は“−１”をラッチ回路１１３の８ピ
ント出力データに加算する。そして、加算回路１１２の
８ビツト出力データは、上記ラッチ回路１１３へ供給す
ると共に、出力端子１０３より第１図に示したスイッチ
回路６のＮ入力端子に供給される。

上記のディジタル加算器１１２、ラッチ回路１１３及び
局部ＤＡコンバータ１１０は第２図及び第３図に示した
入力端子１０４より供給される周波数が１８４ｆＨのク
ロックで動作し、従って上記オーバーサンプルＡ／Ｄ４
はサンプリング周波数１８４ｆＨ，量子化ビット数８ビ
ツトのＡＤ変換データが得られる。

第４図は第１図における間引き回路７の具体例を示す回
路図である。

第４図に示した間引き回路７は、開開の１６に示す非巡
回型ディジタルフィルタを３個直列に接続した構成とな
っている。１個の非巡回型ディジタルフィルタ１６は、
遅延時間τ。が１／１８４ｒＨ（オーバーサンプルＡ／
Ｄ４におけるサンプリング周期）である２２個の遅延回
路１７−１〜１７−２□と、各遅延回路の出力及び初段
の遅延回路１７−Ｉの入力を加算する加算回路１８によ
り構成されている。上記加算回路１８の出力は係数回路
１９により１／２３にされ、次段の同一構成の非巡回型
ディジタルフィルタへ供給される。

従って、第４図に示した間引き回路７では、入力端子１
４より入力されるサンプリング周波数が１８４ｆｏのデ
ィジタル音声信号を、２３データずつ平均化処理するこ
とになる。この平均化処理型間引き回路の周波数伝達関
数Ｈ（ｆ）は（ただし　ｆｓ　＝　１８４ｆ＋＋　＝１
／τ。である。）・・・・・・（１） となり、この特性は第６図に示すものとなる。

従って第４図に示した間引き回路７の出力端子１５より
出力される平均化データを２３個のデータに対して１デ
ータの割合で取り出していけば１８４ｆＨサンプリング
、８ビツトのデータを８ｆ。

サンプリング、１６ビツトのデータとして得るこ・　　
とができる。なお、上記の間引きにより、サンプリング
周波数が低下し、折り返し雑音を生じるが、本実施例の
必要音声帯域である１５ＫＨｚ帯域内に折り返ってきて
問題となる成分は周波数帯域が８ｎｆＨ±１５ＫＨｚ（
ただしｎは自然数）の成分であり、この成分は第６図に
示しであるように充分に減衰されており問題とならない
。

尚、上記の第４図に示した間引き回路７では、必要音声
帯域である１５Ｋ）ｌｚ以下の帯域でも少しだけ減衰さ
れるが、この必要帯域内の減衰は、第１図に示した次段
のエンコーダ８により補正している。

また本実施例では、間引き回路７を構成する非巡回型デ
ィジタルフィルタのタップ係数をすべて１としているの
で、第４図の１段の非巡回型ディジタルフィルタ１６は
第５図の破線３１で囲まれた巡回型ディジタルフィルタ
を用いることができ、この場合は加算回路２７を加算回
路１８に比べて大幅に簡単化できる。

第５図に示した巡回型ディジタルフィルタは遅延時間が
２３倍のτ。（２３／１８４ｆ、）とτ。

（１／１８４　ｆ、　）である２つの遅延回路２６及び
２８と加算回路２７とで構成されており、その伝達関数
Ｈ（ｆ）は であり、第４図に示した非巡回型ディジタルフィルタ１
段の特性に等しい。

第７図は第１図におけるエンコーダ８の具体例を示すブ
ロック図である。エンコーダ８は第７図に示すように、
ディジタルロウバスフィルタ（以下Ｄ−ＬＰＦと記す、
）３３．間引き回路３４及び３６、そしてダイナミック
レンジの圧縮回路３４より構成されている。

Ｄ−ＬＰＦ３３は例えば第８図に示すような２次の巡回
型ディジタルフィルタを複数個直列に接続することによ
り、記録時の最終的なサンプリング周波数である２倍の
ｆ＋＋　（３１，４６８Ｋ）Ｉｚ）の場合に折り返し雑
音が問題とならないように１５ＫＨｚ以上の信号成分を
充分に減衰する特性としている。また、先の間引き回路
７において減衰された１５ＫＨｚ以下の必要帯域内信号
を補正する特性としている。

第８図において、４７は２次の巡回型ディジタルフィル
タを表わしており、３８〜４２は係数回路、４３及び４
４は加算回路、そして４５．４６は１　／　８　ｆ　Ｈ
の遅延時間を有する遅延回路である。

尚第８図において４８〜５１は、係数回路における係数
値は異なるものの２次の巡回型ディジタルフィルタ４７
と同一構成となっている。

上記Ｄ−ＬＰＦ３３により１５ＫＨｚ以上の周波数成分
を充分に減衰されたサンプリング周波数が８ｆ）ｌのデ
ィジタルデータは間引き回路３４へ供給される。間引き
回路３４では８ｆＨの周波数で入力されるデータを１個
おきに取り出すことにより、サンプリング周波数を１／
２、即ち４ｆ＋＋とする。そして、サンプリング周波数
が４ｆｏとなった１６ビツト量子化のディジタル音声デ
ータはダイナミックレンジの圧縮回路３５へ供給される
。

ダイナミックレンジの圧縮回路３５は、例えば第９図に
示すように、除算器５４と、振幅検波回路５５で構成さ
れており、その動作は、入力信号をｅｌとし、出力信号
をｅｏとすると ｅｏ　　＝ｅ　＝　　／　ｅ　ｏ　　　　　　　　　　
　　　　　　・・・・・・（３）即ち　　ｅｏ”＝ｅｉ
　　　　　　　　　　　・・・・・・（４）であり、両
辺の対数を取ると ２　ｌｏｇ　ｅｏ　＝ｊ２ｏｇ　ｅｉ　　　　　　　　
・・・・・・（５）となる。

従って圧縮回路３５の入出力特性は第１２図の（１）に
示すようになり、ダイナミックレンジを１／２に圧縮す
ることになる。このダイナミックレンジの圧縮により１
６ビツト量子化の場合のダイナミックレンジ９６ｄＢは
４８ｄＢに圧縮され、従って１６ビツト量子化のデータ
を８ビン）！子化データに変換しても同等のダイナミッ
クレンジを実現できる。これにより、第１図に示した記
録媒体９、例えば磁気テープなどを用いた場合の記録に
際しては８ビツトデータで良く、記録情報量を少なくす
ることができ、記録時間の長時間化がはかれる。

上記のダイナミックレンジの圧縮回路３５により８ビツ
ト量子化データとされたディジタル音声データは４ｆ、
ｌの周波数で次段の間引き回路３６へ供給される。間引
き回路３６では、４ｆｏの周波数で入力されるデータを
１個おきに取り出すことにより、サンプリング周波数を
１／２、即ち２ｆＨとする。

なお、上記の間引き回路３４及び３６においてサンプリ
ング周波数を８　ｆＨ（１２５，９ＫＨｚ）から４　ｆ
Ｈ（６２，９ＫＨｚ）及び４ｆ、から２　ｆＨ（３１，
５ＫＨｚ）へと低減しているが、このサンプリング周波
数の低減による折り返し雑音は、すでに上記のＤ−ＬＰ
Ｆ３３にて１５ＫＨｚ以上の周波数成分を充分に減衰し
ているので、ここでは問題とならない。

第１０図は第１図におけるデコーダ１０の詳細を示すブ
ロック図である。該デコーダ１０は、第１０図に示すよ
うに、補間回路５８及び６０．ダイナミックレンジの伸
張回路５９．そしてＤ−ＬＰＦ６１により構成されてい
る。

第１０図において、入力端子５７より人力された再生デ
ータ（サンプリング周波数２ｆＨ，量子化ビット数８ビ
ツト）は、補間回路５８で各サンプル間に１個ずつデー
タが挿入（補間）される。

この挿入データの値は、直前のサンプル値、あるいは前
後のサンプルの平均値としている。この補間によりサン
プリング周波数を４ｆＨとされた再生データは、ダイナ
ミックレンジの伸張回路５９へ供給され、元のダイナミ
ックレンジに伸張され、１６ビツト量子化データとされ
る。

なお、上記のダイナミックレンジの伸張回路５９は、例
えば第１１図に示すように振幅検波回路６４と乗算器６
５で構成されている。そしてその動作は、入力信号を８
１とし、出力信号をｅ。とすると、 ｅｏ＝ｅｉ　　　　　　　　　　　　　　　・・・・・
・（６）となり、両辺の対数をとると １！ｏｇ　ｅｏ−２ｌｏｇ　ｅｉ　　　　　　　　・・
・・・・（７）となる。従って伸張回路５９の入出力特
性は第１２図の（２）に示すようになり、ダイナミック
レンジを２倍に伸張することになる。

上記の伸張回路５９によりダイナミックレンジを元にも
どされた再生データは補間回路６０において、補間回路
５８と同様の処理（前置補間あるいは平均値補間）が成
され、サンプリング周波数を４ｆＨから８ｆＨに変換さ
れる。上記補間回路６０より出力されたサンプリング周
波数８ｆ、。

量子化ビット数１６ビツトの再生データはＤ−ＬＰＦ６
１へ供給され、ここで、先の補間処理により生じた１５
ＫＨｚ以上の周波数成分を充分に減衰される。

このＤ−ＬＰＦ６１は第７図のＩ）−ＬＰＦ３３と同様
に、第８図に示した２次の巡回型ディジタルフィルタを
複数個直列接続して構成している。

次に第１図における補間回路１１は第４図に示したデー
タ間引き回路７と同様な構成で実現しておりデータ補間
回路として働く場合は、第４図において、入力端子１４
からデコーダ１０の出力データが８ｆＨの周波数で供給
され、それぞれτ。

（１／１８４　ｆ、　）ずつ遅延したデータ２３個を加
算し、順次１８４　ｆ、の周波数で出力端子１５から出
力される。

この場合の上記補間回路１１の周波数伝達関数Ｈ（ｆ）
は （ただし　ｆ　５−１８４　ｆ　Ｈ＝２８９５．０５６
ＫＨｚ）・・・・・・（８） であり、先の間引き回路７と同様の特性（第６図に示し
た特性）となる。

従って、上記補間回路１１は８ｆＨの周波数で入力され
るデータを５ｎｆｌＩ±１５ＫＨｚ成分、即ち折り返し
成分を除去し、１５ＫＨｚ以下の周波数成分だけを有す
るサンプリング周波数が１８４ｆＨのデータに変換する
。

第１３図は第１図における補間回路５の具体例を示すブ
ロック図である。第１３図において、２はサンプリング
周波数４４．１ＫＨｚのダビング入力データの入力端子
、６８．６９及び７０はダビング入力データに同期した
４４．ＩＫＨｚ、２２０．５ＫＨｚ（４４，１ＫＨｚＸ
　５）及び２８６６．５　ＫＨｚ（４４，Ｉ　ＫＨｚＸ
６５）のクロック入力端子、７１は周波数が１８４ｆＨ
（２８９５，１ＫＨｚ）のクロックの入力端子、７２は
サンプリング周波数変換ダビング入力データの出力端子
、７３はラッチ回路、７４はＤ−ＬＰＦ、７５は補間回
路、７６はラッチ回路である。

第１３図において、入力端子２より入力されたダビング
入力データはラッチ回路７３でラッチされ、Ｄ−ＬＰＦ
７４へ供給される。Ｄ−ＬＰＦ７４は、入力端子６９よ
り入力される２２０．５ＫＨｚ（４４，１ＫＨｚＸ　５
）のクロックで動作し、ダビング入力データの周波数帯
域を１５ＫＨｚ以下に制限する。上記Ｄ−ＬＰＦ７４の
入力データ及び出力データの周波数成分を第１４図の（
１）及び（２）に示す。

尚、Ｄ−ＬＰＦ７４は例えば、先の第８図に示した巡回
型ディジタルフィルタの遅延回路４５゜４６の遅延時間
を１　／　２２０．５　Ｋ　Ｈｚにすることで実現でき
る。

帯域制限されたダビング入力データは、補間回路７５へ
供給され、サンプリング周波数を２８６６．５ＫＨ７（
４４，ＩＫＨｚＸ６５）に高められ、ラッチ回路７６へ
供給される。上記補間回路７５は、先の第４図に示した
ディジタルフィルタにおいて、遅延回路の遅延時間を１
／２８６６．５ＫＨｚにし、１段の非巡回型ディジタル
フィルタのタップ数を１３とし、そして係数回路の係数
を１／１３とした構成となっている。

従って、この補間回路７５の周波数伝達関数Ｈ（ｆ）は （ただしｆ　、＝４４．１ＫＨｚｘ６５＝２８６６．５
ＫＨｚである。）・・・・・・（９） となり、（５ｎＸ４４．１±１５）ＫＨｚ（ｎは１２以
下の自然数）の周波数成分を減衰する特性となる。

これにより、補間回路７５の出力データは、Ｄ−ＬＰ、
Ｆ７４の出力データから、（５ｎ　Ｘ　４４．’１±１
５）ＫＨｚの周波数成分を除去されたデータとなり、サ
ンプリング周波数が２８６６．５ＫＨｚである第１４図
の（３）に示すような周波数成分を有するデータとなる
。そして、この補間回路７５の出カデータはラッチ回路
７６で、周波数が１８４・ｆ。

（２８９５，１ＫＨｚ）のクロックによりラッチされ第
１図に示すスイッチ回路６のＤ入力端子に供給される。

なお、上記ラッチ回路７３においては、入力データの周
波数とラッチクロック周波数が１％弱異なり、データ数
の過不足を生じるが、これによる影響は、第１図に示し
た間引き回路７による平均化処理の過程で分散され問題
となるレベル以下に抑圧される。

次に他の実施例について、第１５図を用いて説明する。

第１５図は本発明の他の実施例としてのディジタルダビ
ング可能な手段を備えたディジタルオーディオレコーダ
のブロック図である。なお、第１５図において、第１図
におけるのと同一符号を付したブロックは第１図で説明
した同一符号ブロックと同じ働きをするものである。

第１５図に示した本実施例が、第１図に示した先の実施
例と最も異なる点は、ディジタルダビング時に、ダビン
グ入力データのサンプリング周波数変換に用いる補間回
路を、再生系のオーバーサンプルＤ／Ａ用の補間回路で
兼用するようにしたことである。以下、ディジタルダビ
ング時の動作について説明する。

第１５図において、入力端子２より入力されたダビング
入力データは、Ｄ−ＬＰＦ７４に入力され、先の第１３
図の所で述べたようにサンプリング周波数を４４．１Ｋ
Ｈｚから２２０．５ＫＨｚ　（４４，１ＫＨｚＸ５）に
変換され、第１４図の（２）に示す周波数成分を有する
データとされる。

このＤ−ＬＰＦ７４の出力データは、ディジタルダビン
グ時にはＤ入力端子側に閉じているスイッチ回路７７を
介して補間回路７８へ供給される。

補間回路７８は、２２０．５ＫＨｚの周波数で供給され
るダビングデータをサンプリング周波数が１３倍の２８
６６．５ＫＨｚに変換してラッチ回路７６へ供給する。

上記補間回路７８の具体的な動作を第１６図を用いて説
明する。第１６図は、補間回路７８の具体的ｉ成例を示
すブロック図である。

Ｚ 第１６図において、７９はダビングデータあるいは再生
データの入力端子、８０は再生時に用いる１８４ｆＨの
クロックの入力端子、８１はダビング時に用いる２８６
６．５ＫＨｚ　（４４，１ＫＨｚＸ６５）のクロックの
入力端子、８２はサンプリング周波数を変換されたデー
タの出力端子、８３〜８５は巡回型ディジタルフィルタ
、８６〜８８は遅延回路、８９は加算回路、９０〜９２
はスイッチ回路、９３．９４は係数回路である。

なお上記の遅延回路８６．８７及び８８の遅延時間は、
各遅延回路に入力されるクロックの周期を基準とし、そ
れぞれ１３クロック周期、１０クロック周期、及び１ク
ロック周期としている。

また上記スイッチ回路９０．９１．及び９２はすべて入
力端子３を介して供給されるモード制御信号に従い、デ
ィジタルダビング時はＤ入力端子側に閉じられ、通常の
記録再生時はＮ入力端子側へ閉じられる。

また上記係数回路９３及び９４の係数値はそれぞれ１／
２３及び１／１３である。そして、図中には記していな
いが、巡回型ディジタルフィルタ８４及び８５は、巡回
型ディジクルフィルタ８３と同様の構成となっている。

第１６図において、ディジタルダビング時は上記のよう
に各スイッチ回路９０〜９２はＤ入力端子側に閉じられ
る。従って、遅延回路８６及び８８へは２８６６．５Ｋ
Ｈｚ　（４４，ＩＫＨｚＸ６５）のクロックが供給され
、また、加算回路８９へは遅延回路８６の出力データが
供給される。そして、スイッチ回路９１は、１／１３の
値を有する係数回路９４の出力データを次段の巡回型デ
ィジタルフィルタ８４へと供給する。

従って、ディジタルダビング時の第１６図に示した補間
回路７８の周波数伝達関数Ｈ（ｆ）は（ただしｆ　１Ｉ
＝４４．１ＫＨｚＸ６５＝２８６６．５ＫＨｚである。

）・・・・・・（１０） となり、先の実施例における第１３図に示した補間回路
７５の周波数伝達間数（前記式（９））と同様になる。

上記のようにサンプリング周波数を２８６６．５ＫＨｚ
に変換されたダビングデータは、第１５図のラッチ回路
７６において１８４ｆｎのクロックでラッチされ、スイ
ッチ６のＤ入力端子へ供給され、以下、先の実施例と同
様の処理の後、記録媒体９に記録される。

なお、通常の再生時における第１６図に示した補間回路
７８の動作は、スイッチ回路９０〜９２がＮ入力端子側
に閉じるので、その周波数伝達関数Ｈ（ｆ）が （ただし　ｆ　ｓ　＝　１８４　ｆ　Ｈ＝２８９５．０
５６ＫＨｚ）・・・・・・（１１） となり、再生データのサンプリング周波数を８ｆＨから
１８４ｆ＋＋に変換する。

以上説明したように、本実施例によれば、ダビング入力
データ用サンプリング周波数変換回路を構成する補間回
路及び間引き回路を通常の記録再生時に用いる補間回路
及び間引き回路と兼用できるので回路の小型、低価格化
が実現できる。

なお、上記実施例においては、ダビング入力データのサ
ンプリング周波数が、４４．１ＫＨｚの場合について説
明してきたが、ダビング入力データのサンプリング周波
数としては、これ以外にも例えば衛星放送におけるＰＣ
Ｍ音声データの４８ＫＨｚあるいは３２ＫＨｚなど種々
の周波数がある。

以下ダビング入力データのサンプリング周波数が４４．
１　Ｋ　）！ｚだけでなく４８Ｋ）ｌｚあるいは３２Ｋ
Ｈｚのように異なった場合のディジタルダビングについ
て説明する。尚、ダビング入力データのサンプ、リング
周波数はｆｓＤと記す。

まず、サンプリング周波数がｆｓＤであるダビング入力
データを最終的に１８４ｆＨサンプリング周波数に変換
する場合、先に述べたように第１３図に示したＤ−ＬＰ
Ｆ１４でサンプリング周波数を５倍に、そしてさらに補
間回路７８により１３倍に、合計６５倍のｆｓＤとする
。

この場合、ダビング入力データに同期する５ｆ３゜ｂ 及び６５ｆｓｏのクロックが必要となる。上記５ｆｓＤ
および６５ｆｓｎのクロックは第１７図に示すような位
相同期回路（Ｐ　Ｌ　Ｌ）により発生することができる
。

第１７図は、ダビング時に必要なりロックを発生するク
ロック発生回路のブロック図であり、８１及び９６は６
５ｆｓｎ及び５ｆ５．のクロックの出力端子、９５はダ
ビング入力データに同期した周波数がｆｓＤのクロック
の入力端子である。そして９７は、位相検波回路９８．
ＬＰＦ９９．電圧制御発振器（ＶＣＯ）１００及び分周
回路１０１より構成されるＰＬＬであり、１０２は分周
回路である。

尚、上記分周回路１０１及び１０２の分周率はそれぞれ
１１５６及び１／１３である。

第１７図（７）ＰＬＬ９７では、ＶＣＯｌｏｏ（７）出
力信号を分周回路１０１で１／６５に分周した信号が、
入力端子９５を介して供給されるダビング入力データに
同期したｆｓＤのクロックに同期するので、上記ＶＣＯ
１００の出力信号は、ダビング入力データに同期した６
５ｆｓｎのクロックとなる。

また、上記６５ｆｓｎのクロックは分周回路１０２より
１／１３に分周され５ｆｓｎのクロックとされる。

上記の如く発生された５ｆｓｎのクロックは、第１５図
のＤ−ＬＰＦ７４に供給され、６５ｆｓｎのクロックは
第１５図の補間回路７８に供給される。

従って１）−ＬＰＦ７４ではダビング入力データのサン
プリング周波数がｆｓＤから５ｆ、Ｄに変換され、また
、さらに補間回路７８ではサンプリング周波数が５ｆｓ
。から６５ｆｓｎに変換される。

なおこの場合にも１８４　ｒ、と６５　ｆ　ｓｏ周波数
が異なるので、第１５図のラッチ回路７６において、デ
ータ数の過不足が生じるが、音声帯域に比べ充分に高い
サンプリング周波数で変換しているので間引き回路７に
より、上記影響のほとんどを音声帯域以外に持って行く
ことができ問題となるレベル以下に抑圧できる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、ディジタルダビング機能を実　Ｑ 現する場合に、サンプリング周波数変換回路として、新
たに大規模な間引き回路及び補間回路を設ける必要が無
いので、システムを小型化、低価格化するのに効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例としてのディジタルオーディ
オレコーダを示すブロック図、第２図はオーバーサンプ
ル型ＡＤコンバータの一構成例を示すブロック図、第３
図はディジタル積分器の一構成例を示すブロック図、第
４図及び第５図はそれぞれ間引き回路を構成するディジ
タルフィルタの一例を示すブロック図、第６図は上記間
引き回路の周波数特性を示す特性図、第７図はエンコー
ダの一例を示すブロック図、第８図は巡回型ディジタル
ロウパスフィルタの一例を示すブロック図、第９図はダ
イナミックレンジ圧縮回路の基本構成を示すブロック図
、第１０図はデコーダの一例を示すブロック図、第１１
図はダイナミックレンジの伸張回路の基本構成を示すブ
ロック図、第１２図はダイナミックレンジの圧縮特性及
び伸張特性を示す特性図、第１３図はディジタルダビン
グ用補間回路の一例を示すブロック図、第１４図は周波
数特性を示す特性図、第１５図は本発明の他の実施例を
示すブロック図、第１６図は補間回路の一例を示すブロ
ック図、第１７図はクロック発生回路の一例を示すブロ
ック図、である。 符号の説明 ４・・・オーバーサンプル型ＡＤ変換器、５・・・補間
回路、６・・・スイッチ、７・・・間引き回路、８・・
・エンコーダ、９・・・デコーダ、１１・・・補間回路
、１２・・・オーバーサンプル型ＤＡ変換器、１７，２
０，２３．２６．２８・・・遅延回路、１８．’２１，
２４゜２７・・・加算回路、１９，２２，２５．２９・
・・係数回路、１６・・・非巡回型ディジタルフィルタ
、３１゜４７〜５１・・・巡回型ディジタルフィルタ、
３３・・・ディジタルロウパスフィルタ、３４．３６・
・・間引き回路、３５・・・ダイナミックレンジ圧縮回
路、５４・・・除算器、５５・・・振幅検波回路、５８
．６０・・・補間回路、５９・・・ダイナミックレンジ
の伸張回路、６１・・・ディジタルロウパスフィルタ、
６４・・・振幅４　υ 検波回路、６５・・・乗算器、７４・・・ディジタルロ
ウパスフィルタ、７５・・・補間回路、７６・・・ラッ
チ回路、７７・・・スイッチ回路、７８・・・補間回路
、８３゜８４．８５・・・巡回型ディジタルフィルタ、
８６゜８７．８８・・・遅延回路、８９・・・加算回路
、９０゜９１．９２・・・スイッチ回路、９３．９４・
・・係数回路、９７・・・位相同期回路、１０５・・・
アナログ減算回路、１０６・・・アナログ積分回路、１
０７・・・コンパレータ、１０９・・・ディジタル積分
器、１１０・・・局部ＤＡ変換器、１１２・・・加算器
、１１３・・・ラッチ回路 代理人　弁理士　並　木　昭　夫 第４凶 １１間−６３−２８２９６５　（１３）第６図 ♂ 一４０ ≦ −１０１６３２！４６６４８０９６１１２１２９１４４
１６８１７６Ｙ　％Ｊ　ｓＪ＆−１−一％／％７　　％
／ゞ゛°′°“９“−−一“−１Ｉ　　　　　　　　　
　　周浅数（ｆＨ）１ヒ 一一一一一 ″　　　　　−”−”−−−ｍ−−−−”Ｔ１、８ｆＨ
＊１５にＨ２１６ｆＨ＝１５にＨｚ第１０図 第１２図 入力しヘル（ｄＢ） 第１３図 ５・ 第１４図 （４４，ＩＸ’：））Ｋ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、或る周波数帯域のアナログ音声信号を入力されてＡ
   ／Ｄ変換するとき、変換後のティジタル信号からもとの
   アナログ信号を復元するのに最低限必要なサンプリング
   周波数（前記アナログ音声信号の周波数帯域の２倍の周
   波数）に比べ、充分高いサンプリング周波数で前記入力
   アナログ音声信号をサンプリングしてディジタル信号に
   変換するオーバーサンプル型Ａ／Ｄ変換器と、 前記オーバーサンプル型Ａ／Ｄ変換器からのディジタル
   信号を入力されそのサンプリング周波数を前記アナログ
   音声信号の周波数帯域の２倍から３倍程度の周波数に低
   減して出力する間引き回路と、 を記録系にもち、該間引き回路からの出力信号を記録媒
   体にディジタル記録するようにすると共に、 ディジタル音声信号入力端子と、該入力端子から入力さ
   れたディジタル音声信号を入力されそのサンプリング周
   波数を前記オーバーサンプル型Ａ／Ｄ変換器におけるサ
   ンプリング周波数にまで変換して出力する補間回路と、
   前記オーバーサンプル型Ａ／Ｄ変換器から前記間引き回
   路に至る信号路の途中に位置し、前記オーバーサンプル
   型Ａ／Ｄ変換器の出力か前記補間回路の出力の何れか一
   方を選択して前記間引き回路に供給するスイッチ回路と
   、を具備したことを特徴とするディジタルオーディオレ
   コーダ。 ２、或る周波数帯域のアナログ音声信号を入力されてＡ
   ／Ｄ変換するとき、変換後のディジタル信号からもとの
   アナログ信号を復元するのに最低限必要なサンプリング
   周波数（前記アナログ音声信号の周波数帯域の２倍の周
   波数）に比べ、充分高いサンプリング周波数で前記入力
   アナログ音声信号をサンプリングしてディジタル信号に
   変換するオーバーサンプル型Ａ／Ｄ変換器と、 前記オーバーサンプル型Ａ／Ｄ変換器からのディジタル
   信号を入力されそのサンプリング周波数を前記アナログ
   音声信号の周波数帯域の２倍から３倍程度の周波数に低
   減して出力する間引き回路と、 を記録系にもち、該間引き回路からの出力信号を記録媒
   体にディジタル記録するようにすると共に、 前記記録媒体からの再生ディジタル信号を入力されその
   サンプリング周波数を前記オーバーサンプル型Ａ／Ｄ変
   換器のそれと同じサンプリング周波数にまで変換して出
   力する補間回路と、前記オーバーサンプル型Ａ／Ｄ変換
   器のサンプリング周波数と同じサンプリング周波数をも
   ち、前記補間回路からの出力を入力されて該サンプリン
   グ周波数でサンプリングしアナログ信号に変換するオー
   バーサンプル型Ｄ／Ａ変換器と、 を再生系にもち、前記オーバーサンプル型Ｄ／Ａ変換器
   から再生アナログ音声信号を出力するようにすると共に
   、 ディジタル音声信号入力端子と、前記記録媒体からの再
   生ディジタル信号を前記補間回路に入力する信号路の途
   中に位置し、前記記録媒体からの再生ディジタル信号か
   前記ディジタル音声信号入力端子から入力されたディジ
   タル音声信号の何れか一方を選択して前記補間回路に供
   給する第１のスイッチ回路と、前記補間回路の出力をラ
   ッチするラッチ回路と、前記オーバーサンプル型Ａ／Ｄ
   変換器から前記間引き回路に至る信号路の途中に位置し
   、前記オーバーサンプル型Ａ／Ｄ変換器の出力か前記ラ
   ッチ回路の出力の何れか一方を選択して前記間引き回路
   に供給する第２のスイッチ回路と、を具備したことを特
   徴とするディジタルオーディオレコーダ。