JPH0479180B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、アナログ信号をデイジタル化して記
録再生する装置に関し、特に音声PCM録再装置
に用いて最適なものである。

背景技術とその問題点 音声信号をPCM化して伝送（記録／再生）す
る装置の分野では、既存の通信システム（電話回
線やテレビジヨンシステム等）との整合性、走査
方式の異なるシステム同士（回転ヘツド方式、固
定ヘツド方式や回転デイスク方式）での整合性等
を考慮して複数のサンプリング周波数が採用され
ている。例えば電話回線を用いた伝送と整合する
システムでは32KHz又は48KHzが用いられ、回転
ヘツド形VTRを利用したPCM録音機には44.1K
Hz（又は44.056KHz）が多く用いられている。ま
たコンパクトデイスクと称されている光学式
PCMデイスクではVTR形PCM録音機と同じ
44.1KHzのサンプリングレートが用いられてい
る。

第１図は固定ヘツド形PCM録音再生機の従来
技術を示す要部ブロツク図であつて、周知のよう
に音声入力信号はアンチエリアシングのためのロ
ーパスフイルタ１で帯域制限されてから、例えば
44.1KHzのサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換器２
においてデイジタル化される。デイジタル出力
は、符号化部３において周期信号、誤り検出・訂
正符号の付加、データインタリーブなどの処理を
受けてからPCMデータとして変調部４でNRZIな
どの記録信号に変調され、更に記録アンプ・イコ
ライザ５で波形調整されてから記録ヘツド６によ
つて磁気テープ７に記録される。再生時には、再
生ヘツド８の出力は再生アンプ・イコライザ９に
よつて符号間干渉を減じるように波形補正されて
からデイジタル信号に整形され、更に復調部１０
でPCMデータに戻されると共に時間軸補正が行
われる。PCMデータは復号化部１１においてデ
インターリブ、誤り訂正などの処理を受け、Ｄ／
Ａ変換器１２によつてアナログ信号に変換され、
更に復調用ローパスフイルタ１３で高調波成分が
取除かれてから音声出力として導出される。

第１図のPCM録音再生機において、他の方式
との整合を考慮してサンプリングレートを例えば
32KHz／44.1KHz／48KHzのように切換可能にす
る場合には、これらの周波数に対応させて、入力
側（Ａ／Ｄ変換前）の帯域制限用ローパスフイル
タ１（アンチエリアシングフイルタ）や出力側
（Ｄ／Ａ変換後）の高域除去用ローパスフイルタ
１３の特性を夫々切換えなければならない。これ
らのアンチエリアシングフイルタや復調用フイル
タはサンプリング周波数の1/2以上の周波数成分
を遮断する非常に急峻な特性を備える必要があ
り、従つてサンプリングレートの変更に伴つて遮
断周波数を切換えるようにすると、回路構成が非
常に複雑で大規模なものとなつてしまう。更に、
記録／再生部においてイコライザ５，９を使用し
ている場合には、これらの周波数特性も切換えな
ければならない。

これらのアナログフイルタの特性を最小のサン
プリング周波数（例えば32KHz）に合わせて固定
することも考えられるが、この場合、高いサンプ
リング周波数（例えば48KHz）にしたときに、伝
送帯域が入力または出力側のフイルタによつて制
限されてしまうよう不都合がある。

発明の目的 本発明は上述の問題にかんがみ、サンプリング
レートを切換えるに際してのアナナログフイルタ
の特性の切換えが全く不要なデイジタル記録再生
装置を提供することを目的とする。

発明の概要 本発明では、オーバーサンプリングの手法を用
いて高調波抑圧の主たる作用をデイジタルフイル
タに担わせ、デイジタルフイルタで発生する高域
の折返し成分をアナログフイルタで抑圧するよう
にし、これらのデイジタルフイルタ及びアナログ
フイルタの和の特性でもつてサンプリング周波数
の1/2以上を抑圧するアンチエリアシング（又は
復調時の高域抑圧）が行われるようにしている。
またサンプリングレートを切換えたときに、それ
に応じてデイジタルフイルタの遮断周波数が自動
シフトすることを利用して、アナログフイルタの
特性切換えを不要にしている。

本発明のデイジタル記録再生装置は、記録側に
おいて、入力信号が供給される記録側アナログフ
イルタ２３と、記録側アナログフイルタに接続し
たＡ／Ｄ変換器２と、Ａ／Ｄ変換器２の出力に接
続された記録側デイジタルフイルタ２４と、記録
側デイジタルフイルタ２４の出力データを間引い
て記録媒体７に記録する記録手段３〜６とを具備
している。

また、再生側において、記録媒体７より記録デ
ータを再生する再生手段８〜１１と、再生された
データが供給され０データを間挿する再生側デイ
ジタルフイルタ２５と、再生側デイジタルフイル
タ２５の出力に接続されたＤ／Ａ変換器１２と、
Ｄ／Ａ変換器１２の出力に接続され、出力信号を
出力する再生側アナログフイルタ２６とを具備し
ている。

更にシステム内に、上記Ｄ／Ａ変換器２、上記
記録側デイジタルフイルタ２４、上記再生側デジ
タルフイルタ２５、上記Ｄ／Ａ変換器１２にサン
プリングレートfsのｙ倍（ｙ＞１）の動作クロツ
クを供給する発振器２７と、上記サンプリングレ
ートfsをfaからxfa（ｘ＞１）に切換える手段とを
具備している。

上記記録側及び再生側デイジタルフイルタ２
４，２５はfs／２から（ｙ−１／２）fsまでの帯
域を抑圧すると共に、上記記録側及び再生側アナ
ログフイルタ２３，２６はxfa／２以上のロール
オフ周波数を有し、（ｙ−１／２）faにおいて十
分な減衰量を有している。

この構成において、記録側及び再生側デイジタ
ルフイルタ２４，２５の抑圧帯域fs／２〜（ｙ−
１／２）fsは、サンプリングレートのfaからxfa
への切換えに伴つてfa／２〜（ｙ−１／２）faか
らxfa〜（ｙ−１／２）xfaに自動シフトする
（第６図Ａ，Ｂ）。

記録側及び再生側のアナログフイルタ２３，２
６のロールオフ周波数をxfa／２以上とし、（ｙ
−１／２）faにおいて十分な減衰を与えれば、サ
ンプリングレートの切換え（faとxfa）に伴つて
遮断周波数等の特性切換えを行う必要がなくな
る。またｙ倍のオーバーサンプルとデイジタルフ
イルタの使用により、アナログフイルタの減衰傾
斜がゆるやかになり、アナログフイルタ回路が簡
単となる（第６図Ｃ）。

実施例 第２図は本発明を適用した固定ヘツド形PCM
録音再生機のブロツク図であつて、第１図と対応
する部分には同一の符号が付されている。第２図
において、音声入力信号は後述の入力変換部２１
においてデイジタル信号に変換されてから、第１
図と同様に符号化部３、変調部４、記録アンプ・
イコライザ５及び記録ヘツド６を介して磁気テー
プ７に記録される。再生信号は再生ヘツド８から
再生アンプ・イコライザ９、復調部１０、復号化
部１１を通つて後述の出力変換部２２においてア
ナログ音声信号に変換され、外部に導出される。

入力変換部２１は、比較的緩やかな高域減衰特
性を有するローパスフイルタ２３、Ａ／Ｄ変換器
２及び帯域除去用デイジタルフイルタから成り、
ローパスフイルタ２３とデイジタルフイルタ２４
とが、サンプリング周波数の1/2以上の帯域を抑
圧する第１図のアンチエリアシング・ローパスフ
イルタ１の機能を担つている。また出力変換部２
２は、帯域除去用デイジタルフイルタ２５、Ｄ／
Ａ変換器１２及び比較的緩やかな高域減衰特性を
有するローパスフイルタ２６から成り、デイジタ
ルフイルタ２５とローパスフイルタ２６とが、高
調波成分を除去する第１図の復調用ローパスフイ
ルタ１３の機能を担つている。

第２図のPCM録音再生機は、サンプリング周
波数f_s（標本化レート）を例えば32KHz／44.1K
Hz／48KHzに切換えることが可能になつている。
切換指令はシステムコントローラ（図示せず）か
らマスタークロツク発振器２７に与えられ、この
発振器２７から指定されたサンプリング周波数fs
に対応した各種のタイミングクロツクが、入力変
換部２１、符号化部３、変調部４、復調部１０、
復号化部１１及び出力変換部２２などに供給され
る。またサンプリング周波数を切換えても磁気テ
ープ７の記録密度が一定となるように、即ち、気
録波長の限界を越えることが無いように、サンプ
リング周波数f_sに対応してテープ速度が切換えら
れるようになつてる。このためにマスタークロツ
ク発振器２７からf_sに応じて変醗化するクロツク
がキヤプスタンサーボ回路２８に与えられ、その
出力でもつてキヤプスタンモータ２９が制御され
て、サンプリング周波数が高くなつたときにテー
プ速度が増加するようになされている。

更に、マスタークロツク発振器２７から入力変
換部２１及び出力変換部２２のデイジタルフイル
タ２４，２５、Ａ／Ｄ、Ｄ／Ａ変換器２，１２の
夫々には、後述のオーバーサンプリングのための
f_sのｙ倍のクロツクyf_sが供給されている。ｙは例
えば２、４……などの固定の整数倍数である。

第２図のシステムにおいて、サンプリング周波
数f_sを切換えた場合、入力変換部２１及び出力変
換部２２のデイジタルフイルタ２４，２５に与え
るクロツクyf_sがf_sに応じて変わることにより、フ
イルタ特性（遮断周波数f_c）がf_sに対応して自動
的に変化する。このため入力側及び出力側のアナ
ログのローパスフイルタ２３，２６の特性をf_sに
応じて切換える必要はなく、これらは或る固定の
比較的緩い高域減衰特性を持つフイルタでよい。
即ち、サンプリング周波数に対応して発振器２７
の発振周波数を切換えるだけで、システムのハー
ドウエアを変更する（切換える）必要は全く無
い。

なお本発明の好ましい実施例によれば、第２図
に示すように再生アンプ・イコライザ９は再生ア
ンプ１３、Ａ／Ｄ変換器３２及びデイジタルイコ
ライザ３３から構成されている。伝送（記録再
生）による歪を伴つたデイジタルの再生信号は再
生アンプ３１からＡ／Ｄ変換器３２に与えられ、
量子化される。記録フオーマツトにもよるが、例
えば20トラツクのマルチヤンネルヘツドを用いて
2Mビツト／secの伝送を行つている場合、１トラ
ツク当りの伝送レートは100Kビツト／secであ
り、従つて再生信号の帯域では０〜約100KHzで
あるから、Ａ／Ｄ変換器３２におけるサンプリン
グ周波数は約200KHzである。また量子化レベル
は７〜８ビツトである。Ａ／Ｄ変換器３２の出力
はデイジタルイコライザ３３によつて符号間干渉
を減じるように波形等化される。このイコライザ
３３は例えば非巡回形デイジタルフイルタで構成
することができる。

Ａ／Ｄ変換器３２及びデイジタルイコライザ３
３に与えるクロツクはマスタークロツク発振器２
７から与えられる。従つてシステムのサンプリン
グ周波数f_sが切換えられたとき、Ａ／Ｄ変換器３
２及びデイジタルイコライザ３３に与えられるク
ロツクもf_sに対応してシフトされ、サンプリング
周波数及びフイルタ特性が自動的に切換えられ
る。このためイコライザをアナログフイルタで構
成する第１図の場合のようにハードウエアを切換
える必要は無くなる。

次に第２図の入力変換部２１及び出力変換部２
２についてより詳細に説明する。

第３図は出力変換部２２における各部の周波数
スペクトラムを示すグラフであつて、デイジタル
フイルタ２５には第３図Ａに示すようなサンプリ
ング周波数f_sのデータが与えられる。第３図Ａの
a₀は伝送されたアナログ情報と同じ周波数帯域の
スペクトラムであり、a₁、a₂……は標本化により
追加されたスペクトラム分布であつて、f_s、2f_s、
3f_s……で折返したような分布となつている。デ
イジタルフイルタも同様な折返し形の特性を有
し、従つて、デイジタルフイルタでもつて原信号
のスペクトルa₀のみを残して他のスペクトルa₁、
a₂……を抑圧することは原理的に不可能であつ
て、a₀のみを抽出するには、第１図で説明したよ
うに急峻な減衰特性のアナログのローパスフイル
タ１３がＤ／Ａ変換器の後に必要となる。

そこでデイジタルフイルタ２５においては、ま
ずデータのサンプリングレートをyf_sにシフトす
るオーバーサンプリング処理が行われる。ｙを例
えば２とした場合、これは１サンプリングデータ
おきにデータ０を間挿する作業であつて、これに
よりサンプリングレートは第３図Ｂのように2f_s
にシフトされる。なおデータ０は無効な（定義さ
れていない）データであつて、このオーバーサン
プリングによつて伝送信号のスペクトル分布が変
化することはなく、第３図Ａと同じスペクトル分
布a₀、a₁、……が保存されている。

次にデイジタルフイルタ２５においては、第３
図Ｂの斜線部分を抑圧するフイルタリング処理が
行われる。そのハードウエアは例えば第４図に示
すような非巡回形のデイジタルフイルタであつて
よく、入力データのサンプリング周期に等しい遅
延量を有する遅延器３４−１，３４−２，３４−
３……と、各遅延出力に係数k₁，k₂，k₃……を掛
ける乗算器３５−１，３５−２，３５−３……
と、各乗算出力を加算する加算器３６とでもつて
構成することができる。遅延器３４−１，３４−
２……はシフトレジスタ、RAM等で構成され、
その動作クロツクはf_sのｙ倍（この例では2f_s）で
あつて、既述のようにマスタークロツク発振器２
７からf_s（32KHz／44.1KHz／48KHz）に対応して
供給される。

このデイジタルフイルタ２５によつて第３図Ｂ
の斜線部の領域が抑圧され、第３図Ｃの実線で示
すスペクトラム分布の信号が抽出される。フイル
タの減衰特性はf_sに対して対称形に現われ、元信
号のスペクトルa₀に対応する折返し成分が2f_sの
下側波帯に残ることになる。フイルタ出力はＤ／
Ａ変換器１２に供給され、クロツク発振器２７か
ら与えられるクロツクyf_s（2f_s）に基いて2f_sのレ
ートでＤ／Ａ変換が行われる。Ｄ／Ａ変換器１２
の出力は第３図Ｄの特性のローパスフイルタ２６
に供給されて、第３図Ｅに示す必要なスペクトル
帯域a₀が抽出されると共に、高調波成分が抑圧さ
れる。

ローパスフイルタ２６は第３図Ｄに示すよう
に、元信号の帯域の上限f_s／２以上にロールオフ
周波数を有し、元信号の折返し分が残つている
2f_s−f_s／２以上の帯域で十分な減衰量が得られる
ような減衰傾斜の緩いものでよい。従つて必常に
簡単な構成のアナログフイルタでもつて必要な特
性を得ることができる。

第２図の入力変換部２１では、上述の出力変換
部２２とは全く逆の信号操作が行われる。即ち、
音声入力信号は第３図Ｄと同様な緩やかな減衰特
性のローパスフイル２３で帯域制限された後、マ
スタークロツク発振器２７から与えられるyf_s
（2f_s）のクロツクにより2f_sのサンプリングレート
でＡ／Ｄ変換器２においてデイジタル信号に変換
される。Ａ／Ｄ変換器２に入力されるアナログ信
号の帯域は第３図Ｄに示すローパスフイルタ２３
の特性と一致するが、サンプリング周波数が2f_s
であるので、サンプリングによつて付加される
2f_sに関する下側波帯（折返し分）は入力音声信
号の帯域の上限f_s／２以下まで延びることはな
く、従つて元音声信号に対する折返し雑音の妨害
は無い。

Ａ／Ｄ変換出力は第４図と同様な構成及び特性
のデイジタルフイルタ２４においてフイルタリン
グ処理され、第３図Ｃに示すようなスペクトラム
分布の信号が得られる。即ちf_s／２〜2f_s−f_s／２
の帯域が抑圧される。フイルタリング処理された
信号は、f_sのレートで後段の回路に導出される。
即ち、デイジタルフイルタ２４の出力段において
１つおきのデータが間引かれて出力される。この
間引き処理（ダウンサンプリング）によつてサン
プリング周波数は2f_sからf_sにシフトダウンされ、
また2f_sに付随したスペクトル成分も第３図Ａの
ようにf_sの回りに移行される。

この結果、第３図Ａに示すようなスペクトル分
布のデイジタル信号が得られる。この信号スペク
トルは、第１図においてアンチエリアシングのロ
ーパスフイルタ１でf_s／２以上を十分に抑圧して
からＡ／Ｄ変換器２でf_sのレートでＡ／Ｄ変換し
た場合のスペクトルと全く同一である。

従つて出力変換部２２と同様に入力変換部２１
のローパスフイルタ２３も減衰傾斜の緩い簡単な
アナログフイルタで構成でき、また急峻な特性の
フイルタを用いなくてよいから、高域信号につい
ての位相回転が少なく、高品質の信号伝送を行う
ことができる。

以上の構成及び動作特性を有する入力変換部２
１及び出力変換部２２を備える第２図のシステム
において、サンプリング周波数f_sを切換えた場
合、デイジタルフイルタ２４，２５に与えられる
クロツクyf_sが変化してその遮断周波数が変化し、
システムの周波数特性は切換えられた新らしいサ
ンプリング周波数に自動的に適応するようにな
る。

このことを第４図のようなＮ個の乗算係数を持
つＮ−１段の非巡回形（FIR）フイルタを用いた
場合について考察すると、まずデイジタルフイル
タ２４，２５に必要な周波数特性をＦ（ω）とし
たとき、そのインパルス応答は、 ｆ（ｔ）＝１／2π∫^∞ _-∞e^j〓^tＦ（ω）dω ……(1) となる。周波数特性Ｆ（ω）として第５図に示す
理想ローパスフイルタを考えると、そのインパル
ス応答は、 ｆ（ｔ）＝１／2π∫〓_0-〓₀e^j〓^tdω ＝１／π∫〓₀₀cosωtdω＝sinω₀t／πt ……(2) となる。第２式を離散時間の関数として書直す
と、 ｇ（kT）＝sin2πf_ckT／πkT ……(3) となる。但し、ｔ＝kT（Ｔ＝１／f_s、ｋは整数）、
ω₀＝2πf_cは（f_cは遮断周波数）とする。なおf_sは
オーバーサンプリングの場合yf_sである。

デイジタルフイルタの単位サンプル応答をｈ
（ｎ）（ｎ＝１〜Ｎ）とし、これに対応するアナロ
グフイルタのインパルス応答をh_a（ｔ）とする。
この両者の応答特性をゲインも含めて等しくする
には、 ｈ（ｎ）＝Th_a（nT） ……(4) にすればよい。なお、h_aをＴ倍するのは相方の関
数の単位面積で比較するためのノーマライズのた
めである。第３式と第４式とを対応させることに
より、第４図のデイジタルフイルタの各乗算係数
k_o（ｎ＝１〜Ｎ、Ｎは奇数）は、次のように定ま
る。

k_o＝2f_c／f_s sin2π（ｎ−Ｎ＋１／２）f_c／f_s／2
π（ｎ−Ｎ＋１／２）f_c／f_s……(5) なお第５式においては、Ｔ＝１／f_sとし、また
デイジタルフイルタのインパルス応答関数が１〜
Ｎの離散点についてＮ＋１／２の点（中点）に関し て対称形を示すことから、ｎ−Ｎ＋１／２を第３式 のｋに対応させている。離散変数ｎが中点
Ｎ＋１／２に等しいとき、第５式のsinx／ｘの項は１と なる。

第５式に示すように、デイジタルフイルタの乗
算係数k_oを固定すれば、f_c／f_sは一定となり、従
つて、サンプリング周波数f_sを変更したとき、こ
れに追従（比例）して遮断周波数f_cが変化するこ
とになる。例えばf_sが32KHzから48KHz（1.5倍）
に切換えられたとき、f_cも1.5倍シフトアツプする
ことになる。なお第５式におけるf_sは、第２図の
システムへの応用においてはオーバーサンプリン
グの周波数yf_sに相当する。

第６図はサンプリング周波数を切換えたときの
第２図のデイジタルフイルタ２４または２５のフ
イルタ特性の変化を示すスペクトラム図である。
システムのサンプリング周波数f_sがf_a（１倍）から
xf_a（ｘ倍、ｘ＞１）の範囲で可変され、またデイ
ジタルフイルタ２４，２５においてはｙ倍の周波
数yf_sでオーバーサンプリングを行うとすると、f_s
＝f_aのときには、デイジタルフイルタの抑圧帯域
は第６図Ａに示すようにf_a／２から（ｙ−1/2）
f_aまでの範囲である。次にf_s＝xf_aにシフトアツプ
すると、デイジタルフイルタの抑圧帯域は第６図
Ｂに示すようにxf_a／２から（ｙ−1/2）xf_aまで
の範囲となる。つまり抑圧帯域の低域側の遮断周
波数f_cはf_sの変化に応じてf_a／２からxf_a／２に移
動する。

このことからアナログのローパスフイルタ２３
又は２６に要求される特性を決定することができ
る。即ち、デイジタルフイルタの通過帯域が最も
広くなつている第６図Ｂの０〜xf_a／２の帯域に
おいて、アナログフイルタは第６図Ｃのように
0dB（減衰なし）でフラツトな特性を持たなけれ
ばならない。またサンプリング周波数f_sが最も低
くて（＝f_a）、デイジタルフイルタで抑圧できな
い側波帯成分が第６図Ａのように最も低域側に近
ずく状態において、アナログフイルタは第６図Ｃ
のように周波数（ｙ−1/2）f_a（側波帯の下限）に
おいて十分な減衰量−AdBを持たなければなら
ない。ただしＡは必要な減衰量で通常は70〜
90dBである。

従つてアナログフイルタの転移幅は、 （ｙ−1/2）f_a／xf_a／２＝2y−１／ｘ ……(6) となり、この転移領域での減衰傾斜は、 −Ａ／log₂（2y−１／ｘ）〔dB／OCT〕 ……(7) となる。例えば、f_sが32KHz／44.1KHz／48KHzの
ように切換えられる場合、ｘ＝1.5であり、従つ
て２倍のオーバーサンプリングを行えば（ｙ＝
２）、−Ａ〔dB／OCT〕の減衰特性のフイルタで
よい。またｙ＝４であれば減衰特性は−Ａ／2.2
〔dB／OCT〕となる。つまりデイジタルフイル
タにおける乗算、加算の演算速度に制限がなけれ
ば、ｙが大になるほどローパスフイルタ２３，２
６の減衰傾斜はより緩やかになる。

なお上述の説明では、第２図の出力変換部２２
のＤ／Ａ変換器１２の出力にデグリツチヤーが介
在している場合を想定しているが、Ｄ／Ａ変換器
１２の出力のPAM（パルス振巾変調）波をデグリ
ツジせずに階段状の波形とした場合には、アパー
チヤ効果により測波帯レベルが低下するので、ロ
ーパスフイルタ２６の減衰傾斜はより緩いもので
もよいことになる。

アパーチヤ効果は、サンプリング周波数f_sのと
き、 Ｈ(f)＝sin（2πf／2f_s）／2πf／2f_s ……(8) なる周波数特性を示し、ｙ倍のオーバーサンプリ
ング時には、yf_sをf_sに代入して、 Ｈ(f)＝sinπf／yf_s／πf／yf_s ……(9) なる周波数特性を持つ。従つてアナログフイルタ
に要求される条件は、 ｆ＝xf_a／２で0dB ｆ＝（ｙ−1/2）f_aで −（Ａ＋20log｜sinπ（ｙ−１／２）f_a／yf_a／π（
ｙ−１／２）f_a／yf_a｜）dB となる。このため減衰傾斜が −｛（Ａ＋20log｜sinｙ−１／２／ｙπ／ｙ−１／２
／ｙπ｜）／log₂
（2y−１／ｘ）｝ 〔dB／OCT〕 のフイルタでよいことになる。例えば、 ｘ＝1.5、ｙ＝２では−（Ａ−10.45）〔dB／
OCT〕 ｘ＝1.5、ｙ＝４では−（Ａ−17.12）／2.2
〔dB／OCT〕 の固定アナログフイルタでもつてf_sの変化に対応
させることができる。

なお上述の実施例の説明では、オーバーサンプ
リングの倍率ｙを２、４……等の整数としたが、
第７図のスペクトラム図に示すようにオーバーサ
ンプリングとダウンサンプリングとを組み合わせ
ることにより、任意の有理数Ｍ／Ｎ倍のフイルタ
リング処理が可能である。即ち、第７図Ａに示す
サンプリングレートf_sのデータについて、隣接デ
ータ間にＭ−１個の０をつめる操作を行えば、第
７図Ｂのように見かけ上のサンプリングレートが
Mf_sにシフトされる。次に第７図Ｂの不要な帯域
をデイジタルフイルタで抑圧すれば第７図Ｃの帯
域が抽出される。このデータに対してＮ個に１個
の割合で出力する間引き処理（ダウンサンプリン
グ）を行えば、第７図Ｄのようにサンプリングレ
ートをＭ／Ｎf_sにシフトダウンしたデータが得られ る。アナログフイルタには第７図Ｄの高調波成分
を抑圧するようなフイルタ特性が与えられること
になる。

なお第２図のシステムにおいては、サンプリン
グ周波数f_sが切換えられても、伝送フオーマツト
でのデータ１ワードのビツト数を夫々一定にして
信号処理が行われている。例えばf_sが44.1KHz及
び48KHzにおいての１ワードのビツト数を16ビツ
トとしたとき、f_sが32KHzに変更された場合に
は、必要ビツト数は12ビツトで足りるが、16ビツ
トのデータ語長の下位の使用されていないビツト
に０データをつめることにより、各f_sにおいて同
等なデータ処理が行われることになる。

以上本発明を実施例に基いて説明したが、本発
明の技術思想の範囲内で種々変更が可能であつ
て、例えば本発明を回転ヘツド形PCM録音再生
機やデイスク形PCM録音再生機に適用すること
も可能である。

発明の効果 本発明は上述の如く、Ａ／ＤまたはＤ／Ａ変換
の際の高域抑圧（制限）フイルタをアナログフイ
ルタとデイジタルフイルタとでもつて構成し、サ
ンプリング周波数が切換えられたとき、それに追
従してデイジタルフイルタの遮断周波数が自動的
にシフトすることを利用して、アナログフイルタ
の特性の切換えを不要にしたものである。従つて
本発明によれば、デイジタル記録再生装置の構成
をより簡単にして、高品質の信号処理を行うこと
が可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の固定ヘツド形PCM論音再生機
の要部ブロツク図、第２図は本発明の実施例を示
す固定ヘツド形PCM録音再生器の要部ブロツク
図、第３図は第２図の出力変換部２２における各
部の周波数スペクトラム図、第４図は第２図のデ
イジタルフイルタの一例を示すブロツク図、第５
図は理想ローパスフイルタの周波数特性図、第６
図はサンプリング周波数を切換えたときの第２図
のデイジタルフイルタ２４，２５のフイルタ特性
の変化を示す周波数スペクトラム図、第７図は
Ｍ／Ｎ倍のオーバーサンプリングの手順を説明す
るための周波数スペクトラム図である。 なお図面に用いられている符号において、２…
Ａ／Ｄ変換器、６…記録ヘツド、７…磁気テー
プ、８…再生ヘツド、１２…Ｄ／Ａ変換器、２１
…入力変換部、２２…出力変換部、２３…ローパ
スフイルタ、２４，２５…デイジタルフイルタ、
２６…ローパスフイルタ、２７…マスタークロツ
ク発振器、２８…キヤプスタンサーボ回路、２９
…キヤプスタンモータである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力信号が供給される記録側アナログフイル
   タと、記録側アナログフイルタに接続したＡ／Ｄ
   変換器と、Ａ／Ｄ変換器の出力に接続された記録
   側デイジタルフイルタと、記録側デイジタルフイ
   ルタの出力データを間引いて記録媒体に記録する
   記録手段と、記録媒体により記録データを再生す
   る再生手段と、再生されたデータが供給され０デ
   ータを間挿する再生側デイジタルフイルタと、再
   生側デイジタルフイルタの出力に接続されたＤ／
   Ａ変換器と、Ｄ／Ａ変換器の出力に接続され、出
   力信号を出力する再生側アナログフイルタと、上
   記Ａ／Ｄ変換器、上記記録側デイジタルフイル
   タ、上記再生側デイジタルフイルタ、上記Ｄ／Ａ
   変換器にサンプリングレートfsのｙ倍（ｙ＞１）
   の動作クロツクを供給する発振器と、上記サンプ
   リングレートfsをfaからxfa（ｘ＞１）に切換える
   手段とを具備し、 上記記録側及び再生側デイジタルフイルタは
   fs／２から（ｙ−１／２）fsまでの帯域を抑圧す
   ると共に、上記記録側及び再生側アナログフイル
   タはxfa／２以上のロールオフ周波数を有し、
   （ｙ−１／２）faにおいて十分な減衰量を有する
   ことを特徴とするデイジタル信号記録再生装置。