JPH0923137A - 信号処理装置 - Google Patents
信号処理装置Info
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- JPH0923137A JPH0923137A JP19577295A JP19577295A JPH0923137A JP H0923137 A JPH0923137 A JP H0923137A JP 19577295 A JP19577295 A JP 19577295A JP 19577295 A JP19577295 A JP 19577295A JP H0923137 A JPH0923137 A JP H0923137A
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- digital
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-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10527—Audio or video recording; Data buffering arrangements
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 再量子化誤差の発生を解消して再生音声を向
上させることのできる信号処理装置を得る。 【解決手段】 ＣＤから再生した１６ビットの再生デー
タについて、オーバーサンプリング及び折返し周波数成
分の除去を行うオーバーサンプリング／ＬＰＦ部４の乗
算器Ｃ1 〜Ｃ17の係数ｋ1 〜ｋ17を７ビットとして、そ
の出力のビット長を２２ビットなるように設定し、後段
のＤ／Ａコンバータの処理ビット長である２２ビットを
越えないように構成する。
上させることのできる信号処理装置を得る。 【解決手段】 ＣＤから再生した１６ビットの再生デー
タについて、オーバーサンプリング及び折返し周波数成
分の除去を行うオーバーサンプリング／ＬＰＦ部４の乗
算器Ｃ1 〜Ｃ17の係数ｋ1 〜ｋ17を７ビットとして、そ
の出力のビット長を２２ビットなるように設定し、後段
のＤ／Ａコンバータの処理ビット長である２２ビットを
越えないように構成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えばデジタルデ
ータとされた音声信号等について処理を施す信号処理装
置に関する。
ータとされた音声信号等について処理を施す信号処理装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】例えば、コンパクトディスク（ＣＤ）プ
レーヤやＤＡＴ（Digital Audio Taperecorder) などを
はじめとする各種デジタルオーディオ再生機器では、デ
ジタル信号としてディスクから読み出された音声信号を
アナログ音声信号に変換して出力する際に、仮に、その
ままデジタル音声信号をＤ／Ａコンバータに供給してア
ナログ音声信号を得たとすると、そのアナログ音声信号
には記録メディアのサンプリング周波数に基づいて決定
される可聴帯域成分であるベースバンド成分に加えて、
いわゆる折返し周波数成分といわれるベースバンド成分
の写像成分が、サンプリング周波数の整数倍の周波数の
帯域に表れることが分かっている。
レーヤやＤＡＴ（Digital Audio Taperecorder) などを
はじめとする各種デジタルオーディオ再生機器では、デ
ジタル信号としてディスクから読み出された音声信号を
アナログ音声信号に変換して出力する際に、仮に、その
ままデジタル音声信号をＤ／Ａコンバータに供給してア
ナログ音声信号を得たとすると、そのアナログ音声信号
には記録メディアのサンプリング周波数に基づいて決定
される可聴帯域成分であるベースバンド成分に加えて、
いわゆる折返し周波数成分といわれるベースバンド成分
の写像成分が、サンプリング周波数の整数倍の周波数の
帯域に表れることが分かっている。
【０００３】このような折返し周波数成分がアナログ信
号に変換された音声信号に含まれたままであると、例え
ばアナログ音声信号を増幅するパワーアンプ部や、音声
出力がなされるスピーカなどで混変調歪みが発生する可
能性があり、適正な再生音声として出力されない。
号に変換された音声信号に含まれたままであると、例え
ばアナログ音声信号を増幅するパワーアンプ部や、音声
出力がなされるスピーカなどで混変調歪みが発生する可
能性があり、適正な再生音声として出力されない。
【０００４】そこで、実際にはこのような折返し周波数
成分を除去することが行われているが、その一方法とし
て、Ｄ／Ａコンバータの前段においてベースバンド帯域
のみ通過させて折返し周波数成分の帯域を遮断するよう
にされたローパスフィルタとしての帯域特性を備えたデ
ジタルフィルタを設けることが知られている。そして、
このデジタルフィルタにおいてできるかぎり折返し周波
数成分が除去されるように、フィルタの次数を多くした
り、また、係数器に対して設定する係数のビット長を多
くすることによってフィルタの特性を向上させることが
行われている。
成分を除去することが行われているが、その一方法とし
て、Ｄ／Ａコンバータの前段においてベースバンド帯域
のみ通過させて折返し周波数成分の帯域を遮断するよう
にされたローパスフィルタとしての帯域特性を備えたデ
ジタルフィルタを設けることが知られている。そして、
このデジタルフィルタにおいてできるかぎり折返し周波
数成分が除去されるように、フィルタの次数を多くした
り、また、係数器に対して設定する係数のビット長を多
くすることによってフィルタの特性を向上させることが
行われている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記デジタ
ルフィルタから出力されるデジタル音声信号のビット長
は、デジタルフィルタに入力されるデジタル音声信号の
ビット長と係数のビット長により決定される。従って、
上述のようにしてデジタルフィルタの係数のビット長を
大きくすると、デジタルフィルタから出力されるデジタ
ル音声信号のビット長もこれに応じて大きくなるが、例
えばこれによりデジタルフィルタの出力データのビット
長が後段のＤ／Ａコンバータの処理ビット長よりも大き
くなる場合がある。このような場合、Ｄ／Ａコンバータ
の入力段においては例えばデジタルフィルタの出力デー
タの下位ビットを切り捨てる等の処理を施すなどして、
デジタルフィルタの出力ビット長をＤ／Ａコンバータの
ビット長に対応させる、いわゆる「丸め」といわれるビ
ット長のつじつまを合わせるための処理を行うようにし
ている。ところが、これにより元のデジタル音声信号デ
ータの情報が欠落する、つまり再量子化誤差が生じるこ
とになって、結果的に再生音声の音質が劣化するという
問題を抱えている。
ルフィルタから出力されるデジタル音声信号のビット長
は、デジタルフィルタに入力されるデジタル音声信号の
ビット長と係数のビット長により決定される。従って、
上述のようにしてデジタルフィルタの係数のビット長を
大きくすると、デジタルフィルタから出力されるデジタ
ル音声信号のビット長もこれに応じて大きくなるが、例
えばこれによりデジタルフィルタの出力データのビット
長が後段のＤ／Ａコンバータの処理ビット長よりも大き
くなる場合がある。このような場合、Ｄ／Ａコンバータ
の入力段においては例えばデジタルフィルタの出力デー
タの下位ビットを切り捨てる等の処理を施すなどして、
デジタルフィルタの出力ビット長をＤ／Ａコンバータの
ビット長に対応させる、いわゆる「丸め」といわれるビ
ット長のつじつまを合わせるための処理を行うようにし
ている。ところが、これにより元のデジタル音声信号デ
ータの情報が欠落する、つまり再量子化誤差が生じるこ
とになって、結果的に再生音声の音質が劣化するという
問題を抱えている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た問題点を考慮して、再量子化誤差の発生をなくして、
例えばデジタルオーディオ再生装置等において再生音声
を向上させることのできる信号処理装置を得ることを目
的とする。このため、入力されたデジタル信号について
所定の周波数帯域を通過させるデジタルフィルタと、こ
のデジタルフィルタの出力をアナログ信号に変換するデ
ジタル／アナログ変換器を備えた信号処理装置におい
て、デジタルフィルタ手段の有効出力ビット長は、デジ
タル／アナログ変換器の処理ビット長以内となるように
設定することとした。そして、上記構成によればデジタ
ル／アナログ変換器の前段において「丸め」といわれる
デジタルフィルタの出力ビット長を小さくする処理を施
す必要がなくなり、再量子化誤差は発生しないようにさ
れる。
た問題点を考慮して、再量子化誤差の発生をなくして、
例えばデジタルオーディオ再生装置等において再生音声
を向上させることのできる信号処理装置を得ることを目
的とする。このため、入力されたデジタル信号について
所定の周波数帯域を通過させるデジタルフィルタと、こ
のデジタルフィルタの出力をアナログ信号に変換するデ
ジタル／アナログ変換器を備えた信号処理装置におい
て、デジタルフィルタ手段の有効出力ビット長は、デジ
タル／アナログ変換器の処理ビット長以内となるように
設定することとした。そして、上記構成によればデジタ
ル／アナログ変換器の前段において「丸め」といわれる
デジタルフィルタの出力ビット長を小さくする処理を施
す必要がなくなり、再量子化誤差は発生しないようにさ
れる。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の信号処理装置の実
施の形態について図１〜図３を参照して説明する。先
ず、図３によりデジタルフィルタに入力されるデータの
ビット長と、デジタルフィルタより出力されるデータの
出力ビット長の関係について説明する。図３（ａ）には
一般的な非巡回型によるデジタルフィルタが示されてお
り、この場合には、２段の遅延回路Ｄa ，Ｄb と係数器
Ｃa ，Ｃb ，Ｃc 、及び加算器Ａにより構成される２次
のデジタルフィルタとされている。また、信号と係数は
２の補数形式とされ、係数の負の最大値が−１となるよ
うな結果の位取り位置とされている。例えば、この図に
示すデジタルフィルタに入力される入力データｘINのビ
ット長がｍビットとされ、係数器Ｃa ，Ｃb ，Ｃc にお
いて設定される係数ｋa ，ｋb ，ｋc がそれぞれｎビッ
トであるとすれば、最終的に各係数器Ｃa ，Ｃb ，Ｃ c
の乗算出力ｙ0 ，ｙ1 ，ｙ2 を加算器Ａにより加算して
得られるデジタルフィルタの出力データｙOUT の有効ビ
ット長は、ｍ＋ｎ−１ビットとなることが知られてい
る。つまり、デジタルフィルタに入力されるデータ信号
のビット長と、デジタルフィルタの係数器の係数のビッ
ト長によって、デジタルフィルタの出力データの有効ビ
ット長が決定されることになる。
施の形態について図１〜図３を参照して説明する。先
ず、図３によりデジタルフィルタに入力されるデータの
ビット長と、デジタルフィルタより出力されるデータの
出力ビット長の関係について説明する。図３（ａ）には
一般的な非巡回型によるデジタルフィルタが示されてお
り、この場合には、２段の遅延回路Ｄa ，Ｄb と係数器
Ｃa ，Ｃb ，Ｃc 、及び加算器Ａにより構成される２次
のデジタルフィルタとされている。また、信号と係数は
２の補数形式とされ、係数の負の最大値が−１となるよ
うな結果の位取り位置とされている。例えば、この図に
示すデジタルフィルタに入力される入力データｘINのビ
ット長がｍビットとされ、係数器Ｃa ，Ｃb ，Ｃc にお
いて設定される係数ｋa ，ｋb ，ｋc がそれぞれｎビッ
トであるとすれば、最終的に各係数器Ｃa ，Ｃb ，Ｃ c
の乗算出力ｙ0 ，ｙ1 ，ｙ2 を加算器Ａにより加算して
得られるデジタルフィルタの出力データｙOUT の有効ビ
ット長は、ｍ＋ｎ−１ビットとなることが知られてい
る。つまり、デジタルフィルタに入力されるデータ信号
のビット長と、デジタルフィルタの係数器の係数のビッ
ト長によって、デジタルフィルタの出力データの有効ビ
ット長が決定されることになる。
【０００８】具体的には、例えば図３（ｂ）に示すよう
に入力データｘINのビット長が６ビットとされ、係数器
Ｃa ，Ｃb ，Ｃc の係数ｋn （この図では係数ｋa ，ｋ
b ，ｋc を一括して係数ｋn として示す）が３ビットで
あるとすると、その乗算出力ｙn （乗算出力ｙ0 ，ｙ
1 ，ｙ2 を一括してｙn として示す）は８ビットのビッ
ト長を有するデータとなる。そして、各ビットのビット
長である乗算出力ｙ0 ，ｙ1 ，ｙ2 を加算して得られる
出力データｙOUT であるが、この場合、和演算によって
下位桁に数値は拡張しないことから、図３（ｃ）に示す
ように乗算出力と同じ８ビットの有効ビット長を有する
ことになる。つまりこの場合の出力データｙOUT のビッ
ト数は、 ｍ＋ｎ−１＝６＋３−１＝８ のようにして算出することができる。
に入力データｘINのビット長が６ビットとされ、係数器
Ｃa ，Ｃb ，Ｃc の係数ｋn （この図では係数ｋa ，ｋ
b ，ｋc を一括して係数ｋn として示す）が３ビットで
あるとすると、その乗算出力ｙn （乗算出力ｙ0 ，ｙ
1 ，ｙ2 を一括してｙn として示す）は８ビットのビッ
ト長を有するデータとなる。そして、各ビットのビット
長である乗算出力ｙ0 ，ｙ1 ，ｙ2 を加算して得られる
出力データｙOUT であるが、この場合、和演算によって
下位桁に数値は拡張しないことから、図３（ｃ）に示す
ように乗算出力と同じ８ビットの有効ビット長を有する
ことになる。つまりこの場合の出力データｙOUT のビッ
ト数は、 ｍ＋ｎ−１＝６＋３−１＝８ のようにして算出することができる。
【０００９】図１は本実施の形態の信号処理装置を備え
た再生装置の構成を概略的に示すブロック図とされ、こ
の場合、再生装置としてＣＤプレーヤに対して本実施の
形態の信号処理装置を適用したものとして説明する。こ
の図においてディスク１は、図示しないスピンドルモー
タによって回転駆動され、ピックアップ２により記録デ
ータが読み出される。ディスク１から読み出されたデー
タは再生データ処理部３において、ＥＦＭデコード、誤
り訂正などの所要の処理が施されたデジタルオーディオ
信号として、オーバーサンプリング／ＬＰＦ（ローパス
フィルタ）部４に供給される。本実施の形態の場合、再
生データ処理部３から出力されるデジタルオーディオ信
号としては、ＣＤのフォーマットに基づいてビット長は
１６ビットとされ、サンプリング周波数ｆｓ＝４４．１
ＫＨｚに対応するものとされる。
た再生装置の構成を概略的に示すブロック図とされ、こ
の場合、再生装置としてＣＤプレーヤに対して本実施の
形態の信号処理装置を適用したものとして説明する。こ
の図においてディスク１は、図示しないスピンドルモー
タによって回転駆動され、ピックアップ２により記録デ
ータが読み出される。ディスク１から読み出されたデー
タは再生データ処理部３において、ＥＦＭデコード、誤
り訂正などの所要の処理が施されたデジタルオーディオ
信号として、オーバーサンプリング／ＬＰＦ（ローパス
フィルタ）部４に供給される。本実施の形態の場合、再
生データ処理部３から出力されるデジタルオーディオ信
号としては、ＣＤのフォーマットに基づいてビット長は
１６ビットとされ、サンプリング周波数ｆｓ＝４４．１
ＫＨｚに対応するものとされる。
【００１０】オーバーサンプリング／ＬＰＦ部４は、例
えば後述するように非巡回型のデジタルフィルタにより
構成され、先ず、入力されたデジタルオーディオ信号に
ついてオーバーサンプリングを行うと共に、ローパスフ
ィルタの作用によってデジタルオーディオ信号から折返
し周波数成分を除去して、ＣＤのフォーマットに基づく
２０ＫＨｚ以下の原信号成分を抜き出すための処理が行
われる。
えば後述するように非巡回型のデジタルフィルタにより
構成され、先ず、入力されたデジタルオーディオ信号に
ついてオーバーサンプリングを行うと共に、ローパスフ
ィルタの作用によってデジタルオーディオ信号から折返
し周波数成分を除去して、ＣＤのフォーマットに基づく
２０ＫＨｚ以下の原信号成分を抜き出すための処理が行
われる。
【００１１】ところでオーバーサンプリングとは、よく
知られているように、デジタルオーディオ信号の再生に
あたり、もとのデジタルオーディオ信号のサンプリング
周波数を所定倍することにより、折返し周波数成分の下
限とベースバンド成分の周波数の上限の幅を拡大するも
のである。これにより、例えば次の段階でローパスフィ
ルタによってデジタルオーディオ信号から折返し周波数
成分を除去する際に、ベースバンド成分に対してフラッ
トな群遅延特性と緩やかな遮断特性を有する比較的次数
の少ないローパスフィルタを用いて、有効に原信号成分
を抽出することが可能となる。そして、本実施の形態で
は、２倍のオーバーサンプリングが行われるものとさ
れ、この場合には原信号の上限帯域が２０ＫＨｚである
のに対して、折返し周波数成分の帯域は８８．２ＫＨｚ
±２０ＫＨｚとなり、その下限は６８．２ＫＨｚとなっ
て、実際には６８．２−２０＝４８．２ＫＨｚの幅が得
られることになる。
知られているように、デジタルオーディオ信号の再生に
あたり、もとのデジタルオーディオ信号のサンプリング
周波数を所定倍することにより、折返し周波数成分の下
限とベースバンド成分の周波数の上限の幅を拡大するも
のである。これにより、例えば次の段階でローパスフィ
ルタによってデジタルオーディオ信号から折返し周波数
成分を除去する際に、ベースバンド成分に対してフラッ
トな群遅延特性と緩やかな遮断特性を有する比較的次数
の少ないローパスフィルタを用いて、有効に原信号成分
を抽出することが可能となる。そして、本実施の形態で
は、２倍のオーバーサンプリングが行われるものとさ
れ、この場合には原信号の上限帯域が２０ＫＨｚである
のに対して、折返し周波数成分の帯域は８８．２ＫＨｚ
±２０ＫＨｚとなり、その下限は６８．２ＫＨｚとなっ
て、実際には６８．２−２０＝４８．２ＫＨｚの幅が得
られることになる。
【００１２】したがって、本実施の形態のオーバーサン
プリング／ＬＰＦ部４から出力されるデジタルオーディ
オ信号としては、上述のように２０ＫＨｚ以下の原信号
帯域とされると共に、サンプリング周波数は２ｆｓ＝８
８．２ＫＨｚに引き上げられることとなる。また、後述
するようにオーバーサンプリング／ＬＰＦ部４で設定さ
れる係数器のビット長に基づいて、２２ビットの有効ビ
ット長を有して出力されることになる。
プリング／ＬＰＦ部４から出力されるデジタルオーディ
オ信号としては、上述のように２０ＫＨｚ以下の原信号
帯域とされると共に、サンプリング周波数は２ｆｓ＝８
８．２ＫＨｚに引き上げられることとなる。また、後述
するようにオーバーサンプリング／ＬＰＦ部４で設定さ
れる係数器のビット長に基づいて、２２ビットの有効ビ
ット長を有して出力されることになる。
【００１３】Ｄ／Ａコンバータ５は、上記オーバーサン
プリング／ＬＰＦ部４から出力されたデジタルオーディ
オ信号をアナログオーディオ信号に変換して出力するも
のとされ、その処理ビット数としては２２ビットとされ
ている。また、Ｄ／Ａコンバータ５の変換速度は８８．
２ＫＨｚのサンプリング周波数に対応するようにされ
る。
プリング／ＬＰＦ部４から出力されたデジタルオーディ
オ信号をアナログオーディオ信号に変換して出力するも
のとされ、その処理ビット数としては２２ビットとされ
ている。また、Ｄ／Ａコンバータ５の変換速度は８８．
２ＫＨｚのサンプリング周波数に対応するようにされ
る。
【００１４】このように、本実施の形態ではＤ／Ａコン
バータ５に２２ビットのものを用いたとすると、オーバ
ーサンプリング／ＬＰＦ部４から出力されるデジタルオ
ーディオ信号の有効ビット長が、２２ビット以内となる
ようにされる。つまり、オーバーサンプリング／ＬＰＦ
部４からＤ／Ａコンバータ５に入力される信号の有効ビ
ット長が、Ｄ／Ａコンバータ５の処理ビット数を越えな
いようにされる。これによって、例えば従来のように折
返し周波数成分を除去するデジタルフィルタから出力さ
れるオーディオデータのビット長が後段のＤ／Ａコンバ
ータの処理ビット数を越えた場合に、何らかの「丸め」
のための処理を行う必要はなくなり、量子化誤差は発生
しないことになる。従って、本実施の形態においてＤ／
Ａコンバータ５から出力されるアナログオーディオ信号
としては、上記量子化誤差に起因する劣化は解消され、
それだけ音質の向上された再生音声を得ることが可能と
なる。
バータ５に２２ビットのものを用いたとすると、オーバ
ーサンプリング／ＬＰＦ部４から出力されるデジタルオ
ーディオ信号の有効ビット長が、２２ビット以内となる
ようにされる。つまり、オーバーサンプリング／ＬＰＦ
部４からＤ／Ａコンバータ５に入力される信号の有効ビ
ット長が、Ｄ／Ａコンバータ５の処理ビット数を越えな
いようにされる。これによって、例えば従来のように折
返し周波数成分を除去するデジタルフィルタから出力さ
れるオーディオデータのビット長が後段のＤ／Ａコンバ
ータの処理ビット数を越えた場合に、何らかの「丸め」
のための処理を行う必要はなくなり、量子化誤差は発生
しないことになる。従って、本実施の形態においてＤ／
Ａコンバータ５から出力されるアナログオーディオ信号
としては、上記量子化誤差に起因する劣化は解消され、
それだけ音質の向上された再生音声を得ることが可能と
なる。
【００１５】図３により説明したように、デジタルフィ
ルタの出力の有効ビット長は入力データの有するビット
長と、デジタルフィルタの係数器の係数のビット長によ
り決定されるが、本実施の形態の場合、オーバーサンプ
リング／ＬＰＦ部４に入力される信号のビット長は、Ｃ
Ｄのフォーマットに基づいて１６ビットで固定されてい
ることから、オーバーサンプリング／ＬＰＦ部４の出力
のビット長は、当該オーバーサンプリング／ＬＰＦ部４
の係数器の係数により決定されることになる。そこで、
図２に本実施の形態のオーバーサンプリング／ＬＰＦ部
４の具体的構成例について示す。
ルタの出力の有効ビット長は入力データの有するビット
長と、デジタルフィルタの係数器の係数のビット長によ
り決定されるが、本実施の形態の場合、オーバーサンプ
リング／ＬＰＦ部４に入力される信号のビット長は、Ｃ
Ｄのフォーマットに基づいて１６ビットで固定されてい
ることから、オーバーサンプリング／ＬＰＦ部４の出力
のビット長は、当該オーバーサンプリング／ＬＰＦ部４
の係数器の係数により決定されることになる。そこで、
図２に本実施の形態のオーバーサンプリング／ＬＰＦ部
４の具体的構成例について示す。
【００１６】図２に示すオーバーサンプリング／ＬＰＦ
部４は、図のように非巡回型のデジタルフィルタが用い
られ、以降説明するようにオーバーサンプリング処理と
折返し周波数成分を除去するローパスフィルタとしての
機能を兼用するようにされている。この図に示すデジタ
ルフィルタは２の補数形式により演算が行われるものと
され、遅延回路Ｄ1 〜Ｄ8 を備えていることから分かる
ように８次とされている。これら遅延回路Ｄ1 〜Ｄ8 は
図の下部に記すようにそれぞれ遅延時間ＴS としてＴS
＝１／ｆｓ（＝１／４４．１ＫＨｚ）が設定されてい
る。また、本実施の形態のオーバーサンプリング／ＬＰ
Ｆ部４では、１８個の係数器Ｃ0 〜Ｃ17が設けられ、そ
れぞれ係数ｋ0 〜ｋ17が設定されている。これら係数ｋ
0 〜ｋ17は、例えば係数の負の最大値が−１となるよう
な位取り位置となるようにされ、また、入力データから
２０ＫＨｚ以下の原信号成分のみを抽出して、折返し周
波数成分は除去することのできるローパスフィルタとし
ての特性が得られるようにそれぞれ適正な値が設定され
るものである。また、ｋ0 〜ｋ17の係数のデータのビッ
ト長としては、図の下部に記すようにそれぞれ７ビット
が設定されている。そして、係数器Ｃ0 〜Ｃ17のうち偶
数の番号が付された８個の係数器Ｃ0 、Ｃ2 、Ｃ4 、Ｃ
6 、Ｃ8 、Ｃ10、Ｃ12、Ｃ14、Ｃ16は、それぞれ入力デ
ータｘ［ｎ］及び遅延回路Ｄ1 〜Ｄ8 の遅延出力を乗算
し、その乗算出力を加算器Ａ1 に供給するように設けら
れ、奇数番号が付された８個の係数器Ｃ1 、Ｃ3 、Ｃ
5 、Ｃ7 、Ｃ9 、Ｃ11、Ｃ13、Ｃ15、Ｃ17は、それぞれ
入力データｘ［ｎ］及び遅延回路Ｄ1 〜Ｄ8 の遅延出力
について乗算して加算器Ａ2 に供給するように設けられ
ている。
部４は、図のように非巡回型のデジタルフィルタが用い
られ、以降説明するようにオーバーサンプリング処理と
折返し周波数成分を除去するローパスフィルタとしての
機能を兼用するようにされている。この図に示すデジタ
ルフィルタは２の補数形式により演算が行われるものと
され、遅延回路Ｄ1 〜Ｄ8 を備えていることから分かる
ように８次とされている。これら遅延回路Ｄ1 〜Ｄ8 は
図の下部に記すようにそれぞれ遅延時間ＴS としてＴS
＝１／ｆｓ（＝１／４４．１ＫＨｚ）が設定されてい
る。また、本実施の形態のオーバーサンプリング／ＬＰ
Ｆ部４では、１８個の係数器Ｃ0 〜Ｃ17が設けられ、そ
れぞれ係数ｋ0 〜ｋ17が設定されている。これら係数ｋ
0 〜ｋ17は、例えば係数の負の最大値が−１となるよう
な位取り位置となるようにされ、また、入力データから
２０ＫＨｚ以下の原信号成分のみを抽出して、折返し周
波数成分は除去することのできるローパスフィルタとし
ての特性が得られるようにそれぞれ適正な値が設定され
るものである。また、ｋ0 〜ｋ17の係数のデータのビッ
ト長としては、図の下部に記すようにそれぞれ７ビット
が設定されている。そして、係数器Ｃ0 〜Ｃ17のうち偶
数の番号が付された８個の係数器Ｃ0 、Ｃ2 、Ｃ4 、Ｃ
6 、Ｃ8 、Ｃ10、Ｃ12、Ｃ14、Ｃ16は、それぞれ入力デ
ータｘ［ｎ］及び遅延回路Ｄ1 〜Ｄ8 の遅延出力を乗算
し、その乗算出力を加算器Ａ1 に供給するように設けら
れ、奇数番号が付された８個の係数器Ｃ1 、Ｃ3 、Ｃ
5 、Ｃ7 、Ｃ9 、Ｃ11、Ｃ13、Ｃ15、Ｃ17は、それぞれ
入力データｘ［ｎ］及び遅延回路Ｄ1 〜Ｄ8 の遅延出力
について乗算して加算器Ａ2 に供給するように設けられ
ている。
【００１７】本実施の形態の場合、この図に示す入力デ
ータｘ［ｎ］は、図１により説明したように再生データ
処理部３から出力されるデジタルオーディオ信号であ
り、１６ビットのビット長を有し、サンプリング周波数
ｆｓ＝４４．１ＫＨｚとされている。そして、この入力
データｘ［ｎ］は、上記遅延回路Ｄ1 〜Ｄ8 に供給され
ると共に、係数器Ｃ0 〜Ｃ17において７ビットの係数ｋ
0 〜ｋ17により乗算されることになるが、これにより図
３にて説明したように各係数器Ｃ0 〜Ｃ17の乗算出力と
しては、 ｍ＋ｎ−１＝１６＋７−１＝２２ （ｍ：入力データの
ビット長、ｎ：係数器の係数のビット長） で表されるように、２の補数形式の２２ビットのデータ
とされることになる。そして、これら２２ビットの各係
数器Ｃ0 〜Ｃ17の乗算出力が上述のようにして加算器Ａ
1 又は加算器Ａ2 に供給されて加算され、加算器Ａ1 の
加算出力ｙ［ｎ］［０］と、加算器Ａ2 の加算出力ｙ
［ｎ］［１］が得られる。これら加算出力ｙ［ｎ］
［０］及びｙ［ｎ］［１］は、２２ビットのデータの和
演算とされるため、そのビット長としては図３で説明し
たように２２ビットとされることになり、また、この加
算出力ｙ［ｎ］［０］及びｙ［ｎ］［１］では、折返し
周波数成分が除去されて原信号成分が抽出されてデジタ
ルオーディオ信号に対応するデータとされている。
ータｘ［ｎ］は、図１により説明したように再生データ
処理部３から出力されるデジタルオーディオ信号であ
り、１６ビットのビット長を有し、サンプリング周波数
ｆｓ＝４４．１ＫＨｚとされている。そして、この入力
データｘ［ｎ］は、上記遅延回路Ｄ1 〜Ｄ8 に供給され
ると共に、係数器Ｃ0 〜Ｃ17において７ビットの係数ｋ
0 〜ｋ17により乗算されることになるが、これにより図
３にて説明したように各係数器Ｃ0 〜Ｃ17の乗算出力と
しては、 ｍ＋ｎ−１＝１６＋７−１＝２２ （ｍ：入力データの
ビット長、ｎ：係数器の係数のビット長） で表されるように、２の補数形式の２２ビットのデータ
とされることになる。そして、これら２２ビットの各係
数器Ｃ0 〜Ｃ17の乗算出力が上述のようにして加算器Ａ
1 又は加算器Ａ2 に供給されて加算され、加算器Ａ1 の
加算出力ｙ［ｎ］［０］と、加算器Ａ2 の加算出力ｙ
［ｎ］［１］が得られる。これら加算出力ｙ［ｎ］
［０］及びｙ［ｎ］［１］は、２２ビットのデータの和
演算とされるため、そのビット長としては図３で説明し
たように２２ビットとされることになり、また、この加
算出力ｙ［ｎ］［０］及びｙ［ｎ］［１］では、折返し
周波数成分が除去されて原信号成分が抽出されてデジタ
ルオーディオ信号に対応するデータとされている。
【００１８】なお、加算出力ｙ［ｎ］［０］及びｙ
［ｎ］［１］は、それぞれ ｙ［ｎ］［０］＝ｋ0 ・ｘ［ｎ］＋ｋ2 ・ｘ［ｎ−１］＋ｋ4 ・ｘ［ｎ−２ ］＋ｋ6 ・ｘ［ｎ−３］＋・・・・・・＋ｋ16・ｘ［ｎ−８］ ｙ［ｎ］［１］＝ｋ1 ・ｘ［ｎ］＋ｋ3 ・ｘ［ｎ−１］＋ｋ5 ・ｘ［ｎ−２ ］＋ｋ7 ・ｘ［ｎ−３］＋・・・・・・＋ｋ17・ｘ［ｎ−８］ で表される。そして、加算出力ｙ［ｎ］［０］、ｙ
［ｎ］［１］はそれぞれスイッチＳＷの端子Ｔ1 と端子
Ｔ2 に供給される。
［ｎ］［１］は、それぞれ ｙ［ｎ］［０］＝ｋ0 ・ｘ［ｎ］＋ｋ2 ・ｘ［ｎ−１］＋ｋ4 ・ｘ［ｎ−２ ］＋ｋ6 ・ｘ［ｎ−３］＋・・・・・・＋ｋ16・ｘ［ｎ−８］ ｙ［ｎ］［１］＝ｋ1 ・ｘ［ｎ］＋ｋ3 ・ｘ［ｎ−１］＋ｋ5 ・ｘ［ｎ−２ ］＋ｋ7 ・ｘ［ｎ−３］＋・・・・・・＋ｋ17・ｘ［ｎ−８］ で表される。そして、加算出力ｙ［ｎ］［０］、ｙ
［ｎ］［１］はそれぞれスイッチＳＷの端子Ｔ1 と端子
Ｔ2 に供給される。
【００１９】スイッチＳＷは端子Ｔ3 が端子Ｔ1 、Ｔ2
に対して交互に切換わるようにされる。端子Ｔ3 はオー
バーサンプリング／ＬＰＦ部４の出力であり、図１に示
したＤ／Ａコンバータの入力に対して接続されているも
のとされる。このスイッチＳＷの切換え制御は、外部よ
り供給される切換信号によって周波数２ｆｓ（＝８８．
２ＫＨｚ）の周期で偶数サンプル時刻には端子Ｔ1 側が
選択され、奇数サンプル時刻には端子Ｔ2 側が選択され
るように行われる。これにより、スイッチＳＷの端子Ｔ
3 から供給される出力データとしては、周波数２ｆｓ＝
８８．２ＫＨｚの周期により、加算出力ｙ［ｎ］
［０］、ｙ［ｎ］［１］が交互に得られることになる。
に対して交互に切換わるようにされる。端子Ｔ3 はオー
バーサンプリング／ＬＰＦ部４の出力であり、図１に示
したＤ／Ａコンバータの入力に対して接続されているも
のとされる。このスイッチＳＷの切換え制御は、外部よ
り供給される切換信号によって周波数２ｆｓ（＝８８．
２ＫＨｚ）の周期で偶数サンプル時刻には端子Ｔ1 側が
選択され、奇数サンプル時刻には端子Ｔ2 側が選択され
るように行われる。これにより、スイッチＳＷの端子Ｔ
3 から供給される出力データとしては、周波数２ｆｓ＝
８８．２ＫＨｚの周期により、加算出力ｙ［ｎ］
［０］、ｙ［ｎ］［１］が交互に得られることになる。
【００２０】つまり、本実施の形態のオーバーサンプリ
ング／ＬＰＦ部４では、サンプリング周波数４４．１Ｋ
Ｈｚとされ１６ビットのビット長を有する入力データｘ
［ｎ］について２倍のオーバーサンプリングを行って、
等価的に元の２倍のサンプリング周波数２ｆｓ＝８８．
２ＫＨｚとすると共に、ローパスフィルタの作用により
折返し周波数成分を除去して原信号が抽出された２２ビ
ットのデータを得るようにされている。そして、このよ
うなサンプリング周波数８８．２ＫＨｚ、２２ビットの
原信号が抽出されたデータがＤ／Ａコンバータ５にデジ
タルオーディオ信号として供給され、これによって前述
のように再量子化誤差のない音声信号を得ることが可能
となる。
ング／ＬＰＦ部４では、サンプリング周波数４４．１Ｋ
Ｈｚとされ１６ビットのビット長を有する入力データｘ
［ｎ］について２倍のオーバーサンプリングを行って、
等価的に元の２倍のサンプリング周波数２ｆｓ＝８８．
２ＫＨｚとすると共に、ローパスフィルタの作用により
折返し周波数成分を除去して原信号が抽出された２２ビ
ットのデータを得るようにされている。そして、このよ
うなサンプリング周波数８８．２ＫＨｚ、２２ビットの
原信号が抽出されたデータがＤ／Ａコンバータ５にデジ
タルオーディオ信号として供給され、これによって前述
のように再量子化誤差のない音声信号を得ることが可能
となる。
【００２１】なお、上記実施の形態では係数器Ｃ0 〜Ｃ
17の係数ｋ0 〜ｋ17のビット長は、それぞれ７ビットと
されているが、結果的にオーバーサンプリング／ＬＰＦ
部４の出力データのビット長が後段のＤ／Ａコンバータ
５の処理ビット長を越えなければよく、例えば本実施の
形態の場合ならば、適切に折返し周波数成分が除去でき
るのであれば７ビットよりも小さな係数のビット長が設
定されても構わない。また、上記実施の形態においては
Ｄ／Ａコンバータ５の前段のデジタルフィルタの回路ブ
ロックが、折返し周波数成分を除去するローパスフィル
タとオーバーサンプリングの機能を兼用するオーバーサ
ンプリング／ＬＰＦ部４とされているが、この回路ブロ
ックが単に折返し周波数成分を除去するローパスフィル
タとして機能するデジタルフィルタとされていても本発
明が適用可能とされ、上記実施の形態と同様にデジタル
フィルタの出力のビット長が後段のＤ／Ａコンバータの
処理ビット長を越えないようにされれば、量子化誤差は
生じないようにされる。更に、本発明は上記実施の形態
に示したＣＤプレーヤをはじめＤＡＴ等のデジタルオー
ディオ機器などへの適用に限定されるものではなく、各
種デジタルデータを再生する場合に用いる信号処理装置
として適用が可能とされる。
17の係数ｋ0 〜ｋ17のビット長は、それぞれ７ビットと
されているが、結果的にオーバーサンプリング／ＬＰＦ
部４の出力データのビット長が後段のＤ／Ａコンバータ
５の処理ビット長を越えなければよく、例えば本実施の
形態の場合ならば、適切に折返し周波数成分が除去でき
るのであれば７ビットよりも小さな係数のビット長が設
定されても構わない。また、上記実施の形態においては
Ｄ／Ａコンバータ５の前段のデジタルフィルタの回路ブ
ロックが、折返し周波数成分を除去するローパスフィル
タとオーバーサンプリングの機能を兼用するオーバーサ
ンプリング／ＬＰＦ部４とされているが、この回路ブロ
ックが単に折返し周波数成分を除去するローパスフィル
タとして機能するデジタルフィルタとされていても本発
明が適用可能とされ、上記実施の形態と同様にデジタル
フィルタの出力のビット長が後段のＤ／Ａコンバータの
処理ビット長を越えないようにされれば、量子化誤差は
生じないようにされる。更に、本発明は上記実施の形態
に示したＣＤプレーヤをはじめＤＡＴ等のデジタルオー
ディオ機器などへの適用に限定されるものではなく、各
種デジタルデータを再生する場合に用いる信号処理装置
として適用が可能とされる。
【００２２】
【発明の効果】以上説明したように本発明の信号処理装
置は、再生データの折返し周波数成分を除去して原信号
成分を抽出するデジタルフィルタの出力のビット長が、
後段に接続されるＤ／Ａコンバータの処理ビット長を越
えないように構成することで、再量子化誤差を無くすこ
とが可能となるという効果を有し、例えばデジタルオー
ディオ機器に適用した場合には、それだけ音質の向上さ
れた再生音声を得ることができることになる。
置は、再生データの折返し周波数成分を除去して原信号
成分を抽出するデジタルフィルタの出力のビット長が、
後段に接続されるＤ／Ａコンバータの処理ビット長を越
えないように構成することで、再量子化誤差を無くすこ
とが可能となるという効果を有し、例えばデジタルオー
ディオ機器に適用した場合には、それだけ音質の向上さ
れた再生音声を得ることができることになる。
【図１】本発明の実施の形態が適用されるＣＤプレーヤ
の構成を概略的に示すブロック図である。
の構成を概略的に示すブロック図である。
【図２】本実施の形態の信号処理装置を構成するデジタ
ルフィルタの一例を示す回路図である。
ルフィルタの一例を示す回路図である。
【図３】非巡回型デジタルフィルタにおける出力のビッ
ト長を説明する説明図である。
ト長を説明する説明図である。
４ オーバーサンプリング／ＬＰＦ部 ５ Ｄ／Ａコンバータ Ｄ1 〜Ｄ8 遅延回路 Ｃ0 〜Ｃ17 係数器 Ａ1 、Ａ2 加算器 ＳＷ スイッチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 豊田 崇 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソニ ー株式会社内
Claims (2)
- 【請求項１】 入力されたデジタル信号について所定の
周波数帯域を通過させるデジタルフィルタ手段と、 上記デジタルフィルタ手段の出力をアナログ信号に変換
するデジタル／アナログ変換手段を備えた信号処理装置
において、 上記デジタルフィルタ手段の有効出力ビット長は、上記
デジタル／アナログ変換手段の処理ビット長以内となる
ように設定されていることを特徴とする信号処理装置。 - 【請求項２】 上記デジタルフィルタ手段は、入力され
たデジタル信号のサンプリング周波数を所定倍に変換す
るサンプリング周波数変換手段を備えて構成されている
ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19577295A JPH0923137A (ja) | 1995-07-10 | 1995-07-10 | 信号処理装置 |
| SG1996010190A SG63657A1 (en) | 1995-07-10 | 1996-07-01 | Signal processing device |
| EP96304882A EP0753849A3 (en) | 1995-07-10 | 1996-07-02 | Signal processing device |
| KR1019960026792A KR970008155A (ko) | 1995-07-03 | 1996-07-03 | 전자 기기 |
| KR1019960026992A KR970008053A (ko) | 1995-07-10 | 1996-07-04 | 신호처리장치 |
| CN 96108663 CN1149217A (zh) | 1995-07-10 | 1996-07-10 | 信号处理设备 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19577295A JPH0923137A (ja) | 1995-07-10 | 1995-07-10 | 信号処理装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0923137A true JPH0923137A (ja) | 1997-01-21 |
Family
ID=16346715
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19577295A Withdrawn JPH0923137A (ja) | 1995-07-03 | 1995-07-10 | 信号処理装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0753849A3 (ja) |
| JP (1) | JPH0923137A (ja) |
| CN (1) | CN1149217A (ja) |
| SG (1) | SG63657A1 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103093782B (zh) * | 2013-02-19 | 2016-01-06 | 上海东方传媒集团有限公司 | 一种dat缺失音频的数据识别和替换方法 |
| CN103198849B (zh) * | 2013-02-19 | 2015-08-19 | 上海东方传媒集团有限公司 | 一种用于dat转录音频的音频修复方法及其系统 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59174018A (ja) * | 1983-03-23 | 1984-10-02 | Nippon Gakki Seizo Kk | デイジタル−アナログ変換回路 |
| JPH0612862B2 (ja) * | 1986-09-29 | 1994-02-16 | ヤマハ株式会社 | デイジタルフイルタ |
| US4782324A (en) * | 1987-05-06 | 1988-11-01 | Genrad, Inc. | Digital signal synthesizer |
| JP2565179B2 (ja) * | 1987-09-29 | 1996-12-18 | ソニー株式会社 | デジタル信号処理回路 |
| US5075880A (en) * | 1988-11-08 | 1991-12-24 | Wadia Digital Corporation | Method and apparatus for time domain interpolation of digital audio signals |
-
1995
- 1995-07-10 JP JP19577295A patent/JPH0923137A/ja not_active Withdrawn
-
1996
- 1996-07-01 SG SG1996010190A patent/SG63657A1/en unknown
- 1996-07-02 EP EP96304882A patent/EP0753849A3/en not_active Withdrawn
- 1996-07-10 CN CN 96108663 patent/CN1149217A/zh active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1149217A (zh) | 1997-05-07 |
| EP0753849A3 (en) | 1999-04-07 |
| SG63657A1 (en) | 1999-03-30 |
| EP0753849A2 (en) | 1997-01-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20021001 |