JPH0923137A - 信号処理装置 - Google Patents
信号処理装置Info
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- JPH0923137A JPH0923137A JP19577295A JP19577295A JPH0923137A JP H0923137 A JPH0923137 A JP H0923137A JP 19577295 A JP19577295 A JP 19577295A JP 19577295 A JP19577295 A JP 19577295A JP H0923137 A JPH0923137 A JP H0923137A
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- digital
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- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10527—Audio or video recording; Data buffering arrangements
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 再量子化誤差の発生を解消して再生音声を向
上させることのできる信号処理装置を得る。 【解決手段】 CDから再生した16ビットの再生デー
タについて、オーバーサンプリング及び折返し周波数成
分の除去を行うオーバーサンプリング/LPF部4の乗
算器C1 〜C17の係数k1 〜k17を7ビットとして、そ
の出力のビット長を22ビットなるように設定し、後段
のD/Aコンバータの処理ビット長である22ビットを
越えないように構成する。
上させることのできる信号処理装置を得る。 【解決手段】 CDから再生した16ビットの再生デー
タについて、オーバーサンプリング及び折返し周波数成
分の除去を行うオーバーサンプリング/LPF部4の乗
算器C1 〜C17の係数k1 〜k17を7ビットとして、そ
の出力のビット長を22ビットなるように設定し、後段
のD/Aコンバータの処理ビット長である22ビットを
越えないように構成する。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えばデジタルデ
ータとされた音声信号等について処理を施す信号処理装
置に関する。
ータとされた音声信号等について処理を施す信号処理装
置に関する。
【0002】
【従来の技術】例えば、コンパクトディスク(CD)プ
レーヤやDAT(Digital Audio Taperecorder) などを
はじめとする各種デジタルオーディオ再生機器では、デ
ジタル信号としてディスクから読み出された音声信号を
アナログ音声信号に変換して出力する際に、仮に、その
ままデジタル音声信号をD/Aコンバータに供給してア
ナログ音声信号を得たとすると、そのアナログ音声信号
には記録メディアのサンプリング周波数に基づいて決定
される可聴帯域成分であるベースバンド成分に加えて、
いわゆる折返し周波数成分といわれるベースバンド成分
の写像成分が、サンプリング周波数の整数倍の周波数の
帯域に表れることが分かっている。
レーヤやDAT(Digital Audio Taperecorder) などを
はじめとする各種デジタルオーディオ再生機器では、デ
ジタル信号としてディスクから読み出された音声信号を
アナログ音声信号に変換して出力する際に、仮に、その
ままデジタル音声信号をD/Aコンバータに供給してア
ナログ音声信号を得たとすると、そのアナログ音声信号
には記録メディアのサンプリング周波数に基づいて決定
される可聴帯域成分であるベースバンド成分に加えて、
いわゆる折返し周波数成分といわれるベースバンド成分
の写像成分が、サンプリング周波数の整数倍の周波数の
帯域に表れることが分かっている。
【0003】このような折返し周波数成分がアナログ信
号に変換された音声信号に含まれたままであると、例え
ばアナログ音声信号を増幅するパワーアンプ部や、音声
出力がなされるスピーカなどで混変調歪みが発生する可
能性があり、適正な再生音声として出力されない。
号に変換された音声信号に含まれたままであると、例え
ばアナログ音声信号を増幅するパワーアンプ部や、音声
出力がなされるスピーカなどで混変調歪みが発生する可
能性があり、適正な再生音声として出力されない。
【0004】そこで、実際にはこのような折返し周波数
成分を除去することが行われているが、その一方法とし
て、D/Aコンバータの前段においてベースバンド帯域
のみ通過させて折返し周波数成分の帯域を遮断するよう
にされたローパスフィルタとしての帯域特性を備えたデ
ジタルフィルタを設けることが知られている。そして、
このデジタルフィルタにおいてできるかぎり折返し周波
数成分が除去されるように、フィルタの次数を多くした
り、また、係数器に対して設定する係数のビット長を多
くすることによってフィルタの特性を向上させることが
行われている。
成分を除去することが行われているが、その一方法とし
て、D/Aコンバータの前段においてベースバンド帯域
のみ通過させて折返し周波数成分の帯域を遮断するよう
にされたローパスフィルタとしての帯域特性を備えたデ
ジタルフィルタを設けることが知られている。そして、
このデジタルフィルタにおいてできるかぎり折返し周波
数成分が除去されるように、フィルタの次数を多くした
り、また、係数器に対して設定する係数のビット長を多
くすることによってフィルタの特性を向上させることが
行われている。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記デジタ
ルフィルタから出力されるデジタル音声信号のビット長
は、デジタルフィルタに入力されるデジタル音声信号の
ビット長と係数のビット長により決定される。従って、
上述のようにしてデジタルフィルタの係数のビット長を
大きくすると、デジタルフィルタから出力されるデジタ
ル音声信号のビット長もこれに応じて大きくなるが、例
えばこれによりデジタルフィルタの出力データのビット
長が後段のD/Aコンバータの処理ビット長よりも大き
くなる場合がある。このような場合、D/Aコンバータ
の入力段においては例えばデジタルフィルタの出力デー
タの下位ビットを切り捨てる等の処理を施すなどして、
デジタルフィルタの出力ビット長をD/Aコンバータの
ビット長に対応させる、いわゆる「丸め」といわれるビ
ット長のつじつまを合わせるための処理を行うようにし
ている。ところが、これにより元のデジタル音声信号デ
ータの情報が欠落する、つまり再量子化誤差が生じるこ
とになって、結果的に再生音声の音質が劣化するという
問題を抱えている。
ルフィルタから出力されるデジタル音声信号のビット長
は、デジタルフィルタに入力されるデジタル音声信号の
ビット長と係数のビット長により決定される。従って、
上述のようにしてデジタルフィルタの係数のビット長を
大きくすると、デジタルフィルタから出力されるデジタ
ル音声信号のビット長もこれに応じて大きくなるが、例
えばこれによりデジタルフィルタの出力データのビット
長が後段のD/Aコンバータの処理ビット長よりも大き
くなる場合がある。このような場合、D/Aコンバータ
の入力段においては例えばデジタルフィルタの出力デー
タの下位ビットを切り捨てる等の処理を施すなどして、
デジタルフィルタの出力ビット長をD/Aコンバータの
ビット長に対応させる、いわゆる「丸め」といわれるビ
ット長のつじつまを合わせるための処理を行うようにし
ている。ところが、これにより元のデジタル音声信号デ
ータの情報が欠落する、つまり再量子化誤差が生じるこ
とになって、結果的に再生音声の音質が劣化するという
問題を抱えている。
【0006】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た問題点を考慮して、再量子化誤差の発生をなくして、
例えばデジタルオーディオ再生装置等において再生音声
を向上させることのできる信号処理装置を得ることを目
的とする。このため、入力されたデジタル信号について
所定の周波数帯域を通過させるデジタルフィルタと、こ
のデジタルフィルタの出力をアナログ信号に変換するデ
ジタル/アナログ変換器を備えた信号処理装置におい
て、デジタルフィルタ手段の有効出力ビット長は、デジ
タル/アナログ変換器の処理ビット長以内となるように
設定することとした。そして、上記構成によればデジタ
ル/アナログ変換器の前段において「丸め」といわれる
デジタルフィルタの出力ビット長を小さくする処理を施
す必要がなくなり、再量子化誤差は発生しないようにさ
れる。
た問題点を考慮して、再量子化誤差の発生をなくして、
例えばデジタルオーディオ再生装置等において再生音声
を向上させることのできる信号処理装置を得ることを目
的とする。このため、入力されたデジタル信号について
所定の周波数帯域を通過させるデジタルフィルタと、こ
のデジタルフィルタの出力をアナログ信号に変換するデ
ジタル/アナログ変換器を備えた信号処理装置におい
て、デジタルフィルタ手段の有効出力ビット長は、デジ
タル/アナログ変換器の処理ビット長以内となるように
設定することとした。そして、上記構成によればデジタ
ル/アナログ変換器の前段において「丸め」といわれる
デジタルフィルタの出力ビット長を小さくする処理を施
す必要がなくなり、再量子化誤差は発生しないようにさ
れる。
【0007】
【発明の実施の形態】以下、本発明の信号処理装置の実
施の形態について図1〜図3を参照して説明する。先
ず、図3によりデジタルフィルタに入力されるデータの
ビット長と、デジタルフィルタより出力されるデータの
出力ビット長の関係について説明する。図3(a)には
一般的な非巡回型によるデジタルフィルタが示されてお
り、この場合には、2段の遅延回路Da ,Db と係数器
Ca ,Cb ,Cc 、及び加算器Aにより構成される2次
のデジタルフィルタとされている。また、信号と係数は
2の補数形式とされ、係数の負の最大値が−1となるよ
うな結果の位取り位置とされている。例えば、この図に
示すデジタルフィルタに入力される入力データxINのビ
ット長がmビットとされ、係数器Ca ,Cb ,Cc にお
いて設定される係数ka ,kb ,kc がそれぞれnビッ
トであるとすれば、最終的に各係数器Ca ,Cb ,C c
の乗算出力y0 ,y1 ,y2 を加算器Aにより加算して
得られるデジタルフィルタの出力データyOUT の有効ビ
ット長は、m+n−1ビットとなることが知られてい
る。つまり、デジタルフィルタに入力されるデータ信号
のビット長と、デジタルフィルタの係数器の係数のビッ
ト長によって、デジタルフィルタの出力データの有効ビ
ット長が決定されることになる。
施の形態について図1〜図3を参照して説明する。先
ず、図3によりデジタルフィルタに入力されるデータの
ビット長と、デジタルフィルタより出力されるデータの
出力ビット長の関係について説明する。図3(a)には
一般的な非巡回型によるデジタルフィルタが示されてお
り、この場合には、2段の遅延回路Da ,Db と係数器
Ca ,Cb ,Cc 、及び加算器Aにより構成される2次
のデジタルフィルタとされている。また、信号と係数は
2の補数形式とされ、係数の負の最大値が−1となるよ
うな結果の位取り位置とされている。例えば、この図に
示すデジタルフィルタに入力される入力データxINのビ
ット長がmビットとされ、係数器Ca ,Cb ,Cc にお
いて設定される係数ka ,kb ,kc がそれぞれnビッ
トであるとすれば、最終的に各係数器Ca ,Cb ,C c
の乗算出力y0 ,y1 ,y2 を加算器Aにより加算して
得られるデジタルフィルタの出力データyOUT の有効ビ
ット長は、m+n−1ビットとなることが知られてい
る。つまり、デジタルフィルタに入力されるデータ信号
のビット長と、デジタルフィルタの係数器の係数のビッ
ト長によって、デジタルフィルタの出力データの有効ビ
ット長が決定されることになる。
【0008】具体的には、例えば図3(b)に示すよう
に入力データxINのビット長が6ビットとされ、係数器
Ca ,Cb ,Cc の係数kn (この図では係数ka ,k
b ,kc を一括して係数kn として示す)が3ビットで
あるとすると、その乗算出力yn (乗算出力y0 ,y
1 ,y2 を一括してyn として示す)は8ビットのビッ
ト長を有するデータとなる。そして、各ビットのビット
長である乗算出力y0 ,y1 ,y2 を加算して得られる
出力データyOUT であるが、この場合、和演算によって
下位桁に数値は拡張しないことから、図3(c)に示す
ように乗算出力と同じ8ビットの有効ビット長を有する
ことになる。つまりこの場合の出力データyOUT のビッ
ト数は、 m+n−1=6+3−1=8 のようにして算出することができる。
に入力データxINのビット長が6ビットとされ、係数器
Ca ,Cb ,Cc の係数kn (この図では係数ka ,k
b ,kc を一括して係数kn として示す)が3ビットで
あるとすると、その乗算出力yn (乗算出力y0 ,y
1 ,y2 を一括してyn として示す)は8ビットのビッ
ト長を有するデータとなる。そして、各ビットのビット
長である乗算出力y0 ,y1 ,y2 を加算して得られる
出力データyOUT であるが、この場合、和演算によって
下位桁に数値は拡張しないことから、図3(c)に示す
ように乗算出力と同じ8ビットの有効ビット長を有する
ことになる。つまりこの場合の出力データyOUT のビッ
ト数は、 m+n−1=6+3−1=8 のようにして算出することができる。
【0009】図1は本実施の形態の信号処理装置を備え
た再生装置の構成を概略的に示すブロック図とされ、こ
の場合、再生装置としてCDプレーヤに対して本実施の
形態の信号処理装置を適用したものとして説明する。こ
の図においてディスク1は、図示しないスピンドルモー
タによって回転駆動され、ピックアップ2により記録デ
ータが読み出される。ディスク1から読み出されたデー
タは再生データ処理部3において、EFMデコード、誤
り訂正などの所要の処理が施されたデジタルオーディオ
信号として、オーバーサンプリング/LPF(ローパス
フィルタ)部4に供給される。本実施の形態の場合、再
生データ処理部3から出力されるデジタルオーディオ信
号としては、CDのフォーマットに基づいてビット長は
16ビットとされ、サンプリング周波数fs=44.1
KHzに対応するものとされる。
た再生装置の構成を概略的に示すブロック図とされ、こ
の場合、再生装置としてCDプレーヤに対して本実施の
形態の信号処理装置を適用したものとして説明する。こ
の図においてディスク1は、図示しないスピンドルモー
タによって回転駆動され、ピックアップ2により記録デ
ータが読み出される。ディスク1から読み出されたデー
タは再生データ処理部3において、EFMデコード、誤
り訂正などの所要の処理が施されたデジタルオーディオ
信号として、オーバーサンプリング/LPF(ローパス
フィルタ)部4に供給される。本実施の形態の場合、再
生データ処理部3から出力されるデジタルオーディオ信
号としては、CDのフォーマットに基づいてビット長は
16ビットとされ、サンプリング周波数fs=44.1
KHzに対応するものとされる。
【0010】オーバーサンプリング/LPF部4は、例
えば後述するように非巡回型のデジタルフィルタにより
構成され、先ず、入力されたデジタルオーディオ信号に
ついてオーバーサンプリングを行うと共に、ローパスフ
ィルタの作用によってデジタルオーディオ信号から折返
し周波数成分を除去して、CDのフォーマットに基づく
20KHz以下の原信号成分を抜き出すための処理が行
われる。
えば後述するように非巡回型のデジタルフィルタにより
構成され、先ず、入力されたデジタルオーディオ信号に
ついてオーバーサンプリングを行うと共に、ローパスフ
ィルタの作用によってデジタルオーディオ信号から折返
し周波数成分を除去して、CDのフォーマットに基づく
20KHz以下の原信号成分を抜き出すための処理が行
われる。
【0011】ところでオーバーサンプリングとは、よく
知られているように、デジタルオーディオ信号の再生に
あたり、もとのデジタルオーディオ信号のサンプリング
周波数を所定倍することにより、折返し周波数成分の下
限とベースバンド成分の周波数の上限の幅を拡大するも
のである。これにより、例えば次の段階でローパスフィ
ルタによってデジタルオーディオ信号から折返し周波数
成分を除去する際に、ベースバンド成分に対してフラッ
トな群遅延特性と緩やかな遮断特性を有する比較的次数
の少ないローパスフィルタを用いて、有効に原信号成分
を抽出することが可能となる。そして、本実施の形態で
は、2倍のオーバーサンプリングが行われるものとさ
れ、この場合には原信号の上限帯域が20KHzである
のに対して、折返し周波数成分の帯域は88.2KHz
±20KHzとなり、その下限は68.2KHzとなっ
て、実際には68.2−20=48.2KHzの幅が得
られることになる。
知られているように、デジタルオーディオ信号の再生に
あたり、もとのデジタルオーディオ信号のサンプリング
周波数を所定倍することにより、折返し周波数成分の下
限とベースバンド成分の周波数の上限の幅を拡大するも
のである。これにより、例えば次の段階でローパスフィ
ルタによってデジタルオーディオ信号から折返し周波数
成分を除去する際に、ベースバンド成分に対してフラッ
トな群遅延特性と緩やかな遮断特性を有する比較的次数
の少ないローパスフィルタを用いて、有効に原信号成分
を抽出することが可能となる。そして、本実施の形態で
は、2倍のオーバーサンプリングが行われるものとさ
れ、この場合には原信号の上限帯域が20KHzである
のに対して、折返し周波数成分の帯域は88.2KHz
±20KHzとなり、その下限は68.2KHzとなっ
て、実際には68.2−20=48.2KHzの幅が得
られることになる。
【0012】したがって、本実施の形態のオーバーサン
プリング/LPF部4から出力されるデジタルオーディ
オ信号としては、上述のように20KHz以下の原信号
帯域とされると共に、サンプリング周波数は2fs=8
8.2KHzに引き上げられることとなる。また、後述
するようにオーバーサンプリング/LPF部4で設定さ
れる係数器のビット長に基づいて、22ビットの有効ビ
ット長を有して出力されることになる。
プリング/LPF部4から出力されるデジタルオーディ
オ信号としては、上述のように20KHz以下の原信号
帯域とされると共に、サンプリング周波数は2fs=8
8.2KHzに引き上げられることとなる。また、後述
するようにオーバーサンプリング/LPF部4で設定さ
れる係数器のビット長に基づいて、22ビットの有効ビ
ット長を有して出力されることになる。
【0013】D/Aコンバータ5は、上記オーバーサン
プリング/LPF部4から出力されたデジタルオーディ
オ信号をアナログオーディオ信号に変換して出力するも
のとされ、その処理ビット数としては22ビットとされ
ている。また、D/Aコンバータ5の変換速度は88.
2KHzのサンプリング周波数に対応するようにされ
る。
プリング/LPF部4から出力されたデジタルオーディ
オ信号をアナログオーディオ信号に変換して出力するも
のとされ、その処理ビット数としては22ビットとされ
ている。また、D/Aコンバータ5の変換速度は88.
2KHzのサンプリング周波数に対応するようにされ
る。
【0014】このように、本実施の形態ではD/Aコン
バータ5に22ビットのものを用いたとすると、オーバ
ーサンプリング/LPF部4から出力されるデジタルオ
ーディオ信号の有効ビット長が、22ビット以内となる
ようにされる。つまり、オーバーサンプリング/LPF
部4からD/Aコンバータ5に入力される信号の有効ビ
ット長が、D/Aコンバータ5の処理ビット数を越えな
いようにされる。これによって、例えば従来のように折
返し周波数成分を除去するデジタルフィルタから出力さ
れるオーディオデータのビット長が後段のD/Aコンバ
ータの処理ビット数を越えた場合に、何らかの「丸め」
のための処理を行う必要はなくなり、量子化誤差は発生
しないことになる。従って、本実施の形態においてD/
Aコンバータ5から出力されるアナログオーディオ信号
としては、上記量子化誤差に起因する劣化は解消され、
それだけ音質の向上された再生音声を得ることが可能と
なる。
バータ5に22ビットのものを用いたとすると、オーバ
ーサンプリング/LPF部4から出力されるデジタルオ
ーディオ信号の有効ビット長が、22ビット以内となる
ようにされる。つまり、オーバーサンプリング/LPF
部4からD/Aコンバータ5に入力される信号の有効ビ
ット長が、D/Aコンバータ5の処理ビット数を越えな
いようにされる。これによって、例えば従来のように折
返し周波数成分を除去するデジタルフィルタから出力さ
れるオーディオデータのビット長が後段のD/Aコンバ
ータの処理ビット数を越えた場合に、何らかの「丸め」
のための処理を行う必要はなくなり、量子化誤差は発生
しないことになる。従って、本実施の形態においてD/
Aコンバータ5から出力されるアナログオーディオ信号
としては、上記量子化誤差に起因する劣化は解消され、
それだけ音質の向上された再生音声を得ることが可能と
なる。
【0015】図3により説明したように、デジタルフィ
ルタの出力の有効ビット長は入力データの有するビット
長と、デジタルフィルタの係数器の係数のビット長によ
り決定されるが、本実施の形態の場合、オーバーサンプ
リング/LPF部4に入力される信号のビット長は、C
Dのフォーマットに基づいて16ビットで固定されてい
ることから、オーバーサンプリング/LPF部4の出力
のビット長は、当該オーバーサンプリング/LPF部4
の係数器の係数により決定されることになる。そこで、
図2に本実施の形態のオーバーサンプリング/LPF部
4の具体的構成例について示す。
ルタの出力の有効ビット長は入力データの有するビット
長と、デジタルフィルタの係数器の係数のビット長によ
り決定されるが、本実施の形態の場合、オーバーサンプ
リング/LPF部4に入力される信号のビット長は、C
Dのフォーマットに基づいて16ビットで固定されてい
ることから、オーバーサンプリング/LPF部4の出力
のビット長は、当該オーバーサンプリング/LPF部4
の係数器の係数により決定されることになる。そこで、
図2に本実施の形態のオーバーサンプリング/LPF部
4の具体的構成例について示す。
【0016】図2に示すオーバーサンプリング/LPF
部4は、図のように非巡回型のデジタルフィルタが用い
られ、以降説明するようにオーバーサンプリング処理と
折返し周波数成分を除去するローパスフィルタとしての
機能を兼用するようにされている。この図に示すデジタ
ルフィルタは2の補数形式により演算が行われるものと
され、遅延回路D1 〜D8 を備えていることから分かる
ように8次とされている。これら遅延回路D1 〜D8 は
図の下部に記すようにそれぞれ遅延時間TS としてTS
=1/fs(=1/44.1KHz)が設定されてい
る。また、本実施の形態のオーバーサンプリング/LP
F部4では、18個の係数器C0 〜C17が設けられ、そ
れぞれ係数k0 〜k17が設定されている。これら係数k
0 〜k17は、例えば係数の負の最大値が−1となるよう
な位取り位置となるようにされ、また、入力データから
20KHz以下の原信号成分のみを抽出して、折返し周
波数成分は除去することのできるローパスフィルタとし
ての特性が得られるようにそれぞれ適正な値が設定され
るものである。また、k0 〜k17の係数のデータのビッ
ト長としては、図の下部に記すようにそれぞれ7ビット
が設定されている。そして、係数器C0 〜C17のうち偶
数の番号が付された8個の係数器C0 、C2 、C4 、C
6 、C8 、C10、C12、C14、C16は、それぞれ入力デ
ータx[n]及び遅延回路D1 〜D8 の遅延出力を乗算
し、その乗算出力を加算器A1 に供給するように設けら
れ、奇数番号が付された8個の係数器C1 、C3 、C
5 、C7 、C9 、C11、C13、C15、C17は、それぞれ
入力データx[n]及び遅延回路D1 〜D8 の遅延出力
について乗算して加算器A2 に供給するように設けられ
ている。
部4は、図のように非巡回型のデジタルフィルタが用い
られ、以降説明するようにオーバーサンプリング処理と
折返し周波数成分を除去するローパスフィルタとしての
機能を兼用するようにされている。この図に示すデジタ
ルフィルタは2の補数形式により演算が行われるものと
され、遅延回路D1 〜D8 を備えていることから分かる
ように8次とされている。これら遅延回路D1 〜D8 は
図の下部に記すようにそれぞれ遅延時間TS としてTS
=1/fs(=1/44.1KHz)が設定されてい
る。また、本実施の形態のオーバーサンプリング/LP
F部4では、18個の係数器C0 〜C17が設けられ、そ
れぞれ係数k0 〜k17が設定されている。これら係数k
0 〜k17は、例えば係数の負の最大値が−1となるよう
な位取り位置となるようにされ、また、入力データから
20KHz以下の原信号成分のみを抽出して、折返し周
波数成分は除去することのできるローパスフィルタとし
ての特性が得られるようにそれぞれ適正な値が設定され
るものである。また、k0 〜k17の係数のデータのビッ
ト長としては、図の下部に記すようにそれぞれ7ビット
が設定されている。そして、係数器C0 〜C17のうち偶
数の番号が付された8個の係数器C0 、C2 、C4 、C
6 、C8 、C10、C12、C14、C16は、それぞれ入力デ
ータx[n]及び遅延回路D1 〜D8 の遅延出力を乗算
し、その乗算出力を加算器A1 に供給するように設けら
れ、奇数番号が付された8個の係数器C1 、C3 、C
5 、C7 、C9 、C11、C13、C15、C17は、それぞれ
入力データx[n]及び遅延回路D1 〜D8 の遅延出力
について乗算して加算器A2 に供給するように設けられ
ている。
【0017】本実施の形態の場合、この図に示す入力デ
ータx[n]は、図1により説明したように再生データ
処理部3から出力されるデジタルオーディオ信号であ
り、16ビットのビット長を有し、サンプリング周波数
fs=44.1KHzとされている。そして、この入力
データx[n]は、上記遅延回路D1 〜D8 に供給され
ると共に、係数器C0 〜C17において7ビットの係数k
0 〜k17により乗算されることになるが、これにより図
3にて説明したように各係数器C0 〜C17の乗算出力と
しては、 m+n−1=16+7−1=22 (m:入力データの
ビット長、n:係数器の係数のビット長) で表されるように、2の補数形式の22ビットのデータ
とされることになる。そして、これら22ビットの各係
数器C0 〜C17の乗算出力が上述のようにして加算器A
1 又は加算器A2 に供給されて加算され、加算器A1 の
加算出力y[n][0]と、加算器A2 の加算出力y
[n][1]が得られる。これら加算出力y[n]
[0]及びy[n][1]は、22ビットのデータの和
演算とされるため、そのビット長としては図3で説明し
たように22ビットとされることになり、また、この加
算出力y[n][0]及びy[n][1]では、折返し
周波数成分が除去されて原信号成分が抽出されてデジタ
ルオーディオ信号に対応するデータとされている。
ータx[n]は、図1により説明したように再生データ
処理部3から出力されるデジタルオーディオ信号であ
り、16ビットのビット長を有し、サンプリング周波数
fs=44.1KHzとされている。そして、この入力
データx[n]は、上記遅延回路D1 〜D8 に供給され
ると共に、係数器C0 〜C17において7ビットの係数k
0 〜k17により乗算されることになるが、これにより図
3にて説明したように各係数器C0 〜C17の乗算出力と
しては、 m+n−1=16+7−1=22 (m:入力データの
ビット長、n:係数器の係数のビット長) で表されるように、2の補数形式の22ビットのデータ
とされることになる。そして、これら22ビットの各係
数器C0 〜C17の乗算出力が上述のようにして加算器A
1 又は加算器A2 に供給されて加算され、加算器A1 の
加算出力y[n][0]と、加算器A2 の加算出力y
[n][1]が得られる。これら加算出力y[n]
[0]及びy[n][1]は、22ビットのデータの和
演算とされるため、そのビット長としては図3で説明し
たように22ビットとされることになり、また、この加
算出力y[n][0]及びy[n][1]では、折返し
周波数成分が除去されて原信号成分が抽出されてデジタ
ルオーディオ信号に対応するデータとされている。
【0018】なお、加算出力y[n][0]及びy
[n][1]は、それぞれ y[n][0]=k0 ・x[n]+k2 ・x[n−1]+k4 ・x[n−2 ]+k6 ・x[n−3]+・・・・・・+k16・x[n−8] y[n][1]=k1 ・x[n]+k3 ・x[n−1]+k5 ・x[n−2 ]+k7 ・x[n−3]+・・・・・・+k17・x[n−8] で表される。そして、加算出力y[n][0]、y
[n][1]はそれぞれスイッチSWの端子T1 と端子
T2 に供給される。
[n][1]は、それぞれ y[n][0]=k0 ・x[n]+k2 ・x[n−1]+k4 ・x[n−2 ]+k6 ・x[n−3]+・・・・・・+k16・x[n−8] y[n][1]=k1 ・x[n]+k3 ・x[n−1]+k5 ・x[n−2 ]+k7 ・x[n−3]+・・・・・・+k17・x[n−8] で表される。そして、加算出力y[n][0]、y
[n][1]はそれぞれスイッチSWの端子T1 と端子
T2 に供給される。
【0019】スイッチSWは端子T3 が端子T1 、T2
に対して交互に切換わるようにされる。端子T3 はオー
バーサンプリング/LPF部4の出力であり、図1に示
したD/Aコンバータの入力に対して接続されているも
のとされる。このスイッチSWの切換え制御は、外部よ
り供給される切換信号によって周波数2fs(=88.
2KHz)の周期で偶数サンプル時刻には端子T1 側が
選択され、奇数サンプル時刻には端子T2 側が選択され
るように行われる。これにより、スイッチSWの端子T
3 から供給される出力データとしては、周波数2fs=
88.2KHzの周期により、加算出力y[n]
[0]、y[n][1]が交互に得られることになる。
に対して交互に切換わるようにされる。端子T3 はオー
バーサンプリング/LPF部4の出力であり、図1に示
したD/Aコンバータの入力に対して接続されているも
のとされる。このスイッチSWの切換え制御は、外部よ
り供給される切換信号によって周波数2fs(=88.
2KHz)の周期で偶数サンプル時刻には端子T1 側が
選択され、奇数サンプル時刻には端子T2 側が選択され
るように行われる。これにより、スイッチSWの端子T
3 から供給される出力データとしては、周波数2fs=
88.2KHzの周期により、加算出力y[n]
[0]、y[n][1]が交互に得られることになる。
【0020】つまり、本実施の形態のオーバーサンプリ
ング/LPF部4では、サンプリング周波数44.1K
Hzとされ16ビットのビット長を有する入力データx
[n]について2倍のオーバーサンプリングを行って、
等価的に元の2倍のサンプリング周波数2fs=88.
2KHzとすると共に、ローパスフィルタの作用により
折返し周波数成分を除去して原信号が抽出された22ビ
ットのデータを得るようにされている。そして、このよ
うなサンプリング周波数88.2KHz、22ビットの
原信号が抽出されたデータがD/Aコンバータ5にデジ
タルオーディオ信号として供給され、これによって前述
のように再量子化誤差のない音声信号を得ることが可能
となる。
ング/LPF部4では、サンプリング周波数44.1K
Hzとされ16ビットのビット長を有する入力データx
[n]について2倍のオーバーサンプリングを行って、
等価的に元の2倍のサンプリング周波数2fs=88.
2KHzとすると共に、ローパスフィルタの作用により
折返し周波数成分を除去して原信号が抽出された22ビ
ットのデータを得るようにされている。そして、このよ
うなサンプリング周波数88.2KHz、22ビットの
原信号が抽出されたデータがD/Aコンバータ5にデジ
タルオーディオ信号として供給され、これによって前述
のように再量子化誤差のない音声信号を得ることが可能
となる。
【0021】なお、上記実施の形態では係数器C0 〜C
17の係数k0 〜k17のビット長は、それぞれ7ビットと
されているが、結果的にオーバーサンプリング/LPF
部4の出力データのビット長が後段のD/Aコンバータ
5の処理ビット長を越えなければよく、例えば本実施の
形態の場合ならば、適切に折返し周波数成分が除去でき
るのであれば7ビットよりも小さな係数のビット長が設
定されても構わない。また、上記実施の形態においては
D/Aコンバータ5の前段のデジタルフィルタの回路ブ
ロックが、折返し周波数成分を除去するローパスフィル
タとオーバーサンプリングの機能を兼用するオーバーサ
ンプリング/LPF部4とされているが、この回路ブロ
ックが単に折返し周波数成分を除去するローパスフィル
タとして機能するデジタルフィルタとされていても本発
明が適用可能とされ、上記実施の形態と同様にデジタル
フィルタの出力のビット長が後段のD/Aコンバータの
処理ビット長を越えないようにされれば、量子化誤差は
生じないようにされる。更に、本発明は上記実施の形態
に示したCDプレーヤをはじめDAT等のデジタルオー
ディオ機器などへの適用に限定されるものではなく、各
種デジタルデータを再生する場合に用いる信号処理装置
として適用が可能とされる。
17の係数k0 〜k17のビット長は、それぞれ7ビットと
されているが、結果的にオーバーサンプリング/LPF
部4の出力データのビット長が後段のD/Aコンバータ
5の処理ビット長を越えなければよく、例えば本実施の
形態の場合ならば、適切に折返し周波数成分が除去でき
るのであれば7ビットよりも小さな係数のビット長が設
定されても構わない。また、上記実施の形態においては
D/Aコンバータ5の前段のデジタルフィルタの回路ブ
ロックが、折返し周波数成分を除去するローパスフィル
タとオーバーサンプリングの機能を兼用するオーバーサ
ンプリング/LPF部4とされているが、この回路ブロ
ックが単に折返し周波数成分を除去するローパスフィル
タとして機能するデジタルフィルタとされていても本発
明が適用可能とされ、上記実施の形態と同様にデジタル
フィルタの出力のビット長が後段のD/Aコンバータの
処理ビット長を越えないようにされれば、量子化誤差は
生じないようにされる。更に、本発明は上記実施の形態
に示したCDプレーヤをはじめDAT等のデジタルオー
ディオ機器などへの適用に限定されるものではなく、各
種デジタルデータを再生する場合に用いる信号処理装置
として適用が可能とされる。
【0022】
【発明の効果】以上説明したように本発明の信号処理装
置は、再生データの折返し周波数成分を除去して原信号
成分を抽出するデジタルフィルタの出力のビット長が、
後段に接続されるD/Aコンバータの処理ビット長を越
えないように構成することで、再量子化誤差を無くすこ
とが可能となるという効果を有し、例えばデジタルオー
ディオ機器に適用した場合には、それだけ音質の向上さ
れた再生音声を得ることができることになる。
置は、再生データの折返し周波数成分を除去して原信号
成分を抽出するデジタルフィルタの出力のビット長が、
後段に接続されるD/Aコンバータの処理ビット長を越
えないように構成することで、再量子化誤差を無くすこ
とが可能となるという効果を有し、例えばデジタルオー
ディオ機器に適用した場合には、それだけ音質の向上さ
れた再生音声を得ることができることになる。
【図1】本発明の実施の形態が適用されるCDプレーヤ
の構成を概略的に示すブロック図である。
の構成を概略的に示すブロック図である。
【図2】本実施の形態の信号処理装置を構成するデジタ
ルフィルタの一例を示す回路図である。
ルフィルタの一例を示す回路図である。
【図3】非巡回型デジタルフィルタにおける出力のビッ
ト長を説明する説明図である。
ト長を説明する説明図である。
4 オーバーサンプリング/LPF部 5 D/Aコンバータ D1 〜D8 遅延回路 C0 〜C17 係数器 A1 、A2 加算器 SW スイッチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 豊田 崇 東京都品川区北品川6丁目7番35号 ソニ ー株式会社内
Claims (2)
- 【請求項1】 入力されたデジタル信号について所定の
周波数帯域を通過させるデジタルフィルタ手段と、 上記デジタルフィルタ手段の出力をアナログ信号に変換
するデジタル/アナログ変換手段を備えた信号処理装置
において、 上記デジタルフィルタ手段の有効出力ビット長は、上記
デジタル/アナログ変換手段の処理ビット長以内となる
ように設定されていることを特徴とする信号処理装置。 - 【請求項2】 上記デジタルフィルタ手段は、入力され
たデジタル信号のサンプリング周波数を所定倍に変換す
るサンプリング周波数変換手段を備えて構成されている
ことを特徴とする請求項1に記載の信号処理装置。
Priority Applications (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP19577295A JPH0923137A (ja) | 1995-07-10 | 1995-07-10 | 信号処理装置 |
SG1996010190A SG63657A1 (en) | 1995-07-10 | 1996-07-01 | Signal processing device |
EP96304882A EP0753849A3 (en) | 1995-07-10 | 1996-07-02 | Signal processing device |
KR1019960026792A KR970008155A (ko) | 1995-07-03 | 1996-07-03 | 전자 기기 |
KR1019960026992A KR970008053A (ko) | 1995-07-10 | 1996-07-04 | 신호처리장치 |
CN 96108663 CN1149217A (zh) | 1995-07-10 | 1996-07-10 | 信号处理设备 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP19577295A JPH0923137A (ja) | 1995-07-10 | 1995-07-10 | 信号処理装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0923137A true JPH0923137A (ja) | 1997-01-21 |
Family
ID=16346715
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP19577295A Withdrawn JPH0923137A (ja) | 1995-07-03 | 1995-07-10 | 信号処理装置 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP0753849A3 (ja) |
JP (1) | JPH0923137A (ja) |
CN (1) | CN1149217A (ja) |
SG (1) | SG63657A1 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103093782B (zh) * | 2013-02-19 | 2016-01-06 | 上海东方传媒集团有限公司 | 一种dat缺失音频的数据识别和替换方法 |
CN103198849B (zh) * | 2013-02-19 | 2015-08-19 | 上海东方传媒集团有限公司 | 一种用于dat转录音频的音频修复方法及其系统 |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS59174018A (ja) * | 1983-03-23 | 1984-10-02 | Nippon Gakki Seizo Kk | デイジタル−アナログ変換回路 |
JPH0612862B2 (ja) * | 1986-09-29 | 1994-02-16 | ヤマハ株式会社 | デイジタルフイルタ |
US4782324A (en) * | 1987-05-06 | 1988-11-01 | Genrad, Inc. | Digital signal synthesizer |
JP2565179B2 (ja) * | 1987-09-29 | 1996-12-18 | ソニー株式会社 | デジタル信号処理回路 |
US5075880A (en) * | 1988-11-08 | 1991-12-24 | Wadia Digital Corporation | Method and apparatus for time domain interpolation of digital audio signals |
-
1995
- 1995-07-10 JP JP19577295A patent/JPH0923137A/ja not_active Withdrawn
-
1996
- 1996-07-01 SG SG1996010190A patent/SG63657A1/en unknown
- 1996-07-02 EP EP96304882A patent/EP0753849A3/en not_active Withdrawn
- 1996-07-10 CN CN 96108663 patent/CN1149217A/zh active Pending
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN1149217A (zh) | 1997-05-07 |
EP0753849A3 (en) | 1999-04-07 |
SG63657A1 (en) | 1999-03-30 |
EP0753849A2 (en) | 1997-01-15 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20021001 |