JPH0612862B2

JPH0612862B2 - デイジタルフイルタ

Info

Publication number: JPH0612862B2
Application number: JP61231060A
Authority: JP
Inventors: 章臼井
Original assignee: Yamaha Corp
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 1986-09-29
Filing date: 1986-09-29
Publication date: 1994-02-16
Anticipated expiration: 2009-02-16
Also published as: JPS6384312A; US4866648A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、畳み込み演算を利用したディジタルフィル
タに関し、短い演算語長で高精度の演算を可能にしたも
のである。

〔従来の技術〕

ディジタルフィルタは、例えばＣＤ（コンパクトディス
ク）プレーヤにおいて、再生されたＰＣＭ信号をＤ／Ａ
変換する際にその前段に置かれて、Ｄ／Ａ変換の後段の
ＬＰＦの負担を軽減する等の目的に利用されている。

ディジタルフィルタは、例えば第２図にＦＩＲ（非巡
回）形を示すように、入力サンプルｘｉを遅延回路１０
−１，１０−２，……１０−２０で１サンプルずつ順次
遅延し、係数乗算器１２−１，１２−２，……１２−２
１で各遅延信号にフィルタのインパルス応答に対応する
係数Ｃ_-10，Ｃ_-9，……、Ｃ₀，……、Ｃ₁₀をそれぞれ乗
算し、アキュームレータ（加算器）１４でこれら乗算値
を全て累算するいわゆる畳み込み演算により実現され
る。

畳み込み演算の各係数は、例えば第３図に示すような理
想フィルタを実現する場合、一般式で与えられ、２進１６ビットで表わすとそれぞれ第４図
に示すような値となる。なお、理想フィルタの係数は第
３図に示すようにｔ＝０を中心に左右対称なので（第２
図の例ではＣ₁＝Ｃ_-1，Ｃ₂＝Ｃ_-2，……となる。）、第
４図では片側だけで示している。

第４図の表記は２進符号の１形式である２′ｓコンプリ
メントによるものである。２′ｓコンプリメントにおい
ては、ＭＳＢ（最上位ビット）がサインビットで、これ
が“０”のものが正の値を示し、“１”のものが負の値
を示している。また、ＭＳＢから下位に向かって符号が
はじめて１から０にまたは０から１に変化する位置（第
４図中境界部分を点線で示す。）が下位にあるものほど
係数の値が小さくなる。

現在市販されているＣＤプレーヤ用ディジタルフィルタ
ＩＣでは第４図に示すような係数をそのままの形で畳み
込み演算に用いる固定小数点演算形が一般的であった。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ディジタルフィルタの畳み込み演算に用いる係数は、第
４図からわかるように値が大きなものもあれば小さなも
のもある。このように値が異なる係数をすべて同じ語長
（第４図では１６ビット）で表わすと、小さな係数にと
っては上位ビットが使用されず、実質少ないビット数で
表わされることになり（第４図の例では、サインビット
を除いて係数Ｃ₁（インパルスレスポンスの中心に隣接
する係数）は１５ビットの有効桁を持っているのに対
し、係数Ｃ₂₀は１０ビットの有効桁しか持っていな
い。）、値が小さくなるほど係数の精度は実質的に低下
している。

また、係数を表わす語長が限られているため各係数は最
下位ビット未満の桁が丸められて（例えば切捨てられ
て）、丸め誤差を含んでいるので、畳み込み演算を行な
うと、アキュームレータによる累算によって丸め誤差が
累積されて上位ビットに繰り上がってきて増大し、精度
をさらに悪化させる。このような精度の悪化は、フィル
タの周波数特性においてリップルとして生じる。

固定係数演算形で丸め誤差が上位ビットに繰り上がって
こないようにするには、アキュームレータに正規のビッ
ト（最終的に畳み込み演算値として出力するビット）以
外にその下に畳み込み演算による累積回数に対応するビ
ット分余裕を持たせなければならない。例えば１０２４
回累算するならば、正規のビット以外にその下に１０ビ
ットの余裕を持たせなければならず、畳み込み演算値と
して最終的に取り出すビット数の割にはアキュームレー
タの語長が長くなってしまう。

この発明は、前記従来の技術における問題点を解決し
て、短い演算語長で高精度のフィルタを実現できるディ
ジタルフィルタを提供しようとするものである。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明のディジタルフィルタは、所定のフィルタ特性
を実現するインパルス応答からなる係数データを所定ビ
ット数の仮数データで表わしかつその指数の小さい順に
出力する係数データ手段と、乗算器および累算器を有
し、前記仮数データを順次対応する入力信号データに畳
み込む畳み込み手段と、前記仮数データの指数が変化す
る際前記累算器を制御して前回までの累算データを指数
変化分だけ減少方向にビットシフトするシフト制御手段
とを具備してなるものである。

〔作用〕

この発明の前記解決手段によれば、係数を指数と仮数に
分けて、仮数データを入力データに畳み込んでいる。そ
して、指数付与は、乗算値の累算の際前の係数との指数
の変化分だけ、今まで累算値をビットシフトすることに
より与えている。また、累算を指数の小さなものから行
なうことにより、ビットシフトが減少方向に行なわれる
ようにしている。

この発明では、このような演算を差分指数形浮動小数点
演算と称している。ここで「差分指数形」とは、指数情
報として指数値そのものを持つ代わりに、指数の変化分
（差分）の情報を持つことを指している。なお、係数
の指数とは、係数の桁を表わす情報をいい、仮数とは係
数から指数を除した値の情報（すなわち有効桁の数値を
含む情報）をいい、係数＝仮数×（２の指数乗）とな
る。例えば、係数が０００１１１（サインビットを除
く）で表わされる場合、頭の３ビットを指数とすれば、
１１１が仮数となる。また、頭の２ビットを指数とすれ
ば、０１１１が仮数となる。また、頭の１ビットを指数
とすれば、００１１１が仮数となる。

この発明の前記解決手段によれば、係数を仮数と指数に
分けて、仮数のみを用いて畳み込み演算（浮動小数点演
算）を行なうので、畳み込み演算に際して係数データを
表わすのに用意された語長に対して、全ビットを仮数デ
ータを表わすのに用いることができ、係数の大小にかか
わらず同一の精度で係数を表わすことができる。したが
って、係数を表わすビット数が比較的少なくても係数自
体の誤差は少なくなり乗算器の演算語長を短くすること
ができる。

また、差分指数形でない通常の浮動小数点演算を用いた
場合には、乗算後に指数値（差分ではない）を付与して
アキュームレータで加算することになる。この場合乗算
の係数は差分指数形と同様に短くすることができ、乗算
器の演算語長は短くなるが、乗算出力に指数値そのもの
を付与するので、アキュームレータの語長は固定小数点
演算形と同様に長くなってしまう。この発明のように、
差分指数形の浮動小数点演算にして乗算出力に指数の差
分だけ与えるとともに、指数の小さな係数から累算して
いくことによりアキュームレータの語長を短くすること
ができる。

また、指数情報にしても差分情報だけでよいので、指数
値の情報をそのまま持つよりも指数情報の語長を短くで
きる。すなわち、例えば２_-15，２_-14という指数があっ
た場合従来のごとく−１５，−１４という形で指数情報
を持つものに比べ、−１５−（−１４）＝−１すなわち
後者に１ビットという指数情報を持たせれば済むように
なり、指数情報を表わすためのビット数を極めて少なく
することができる。しかも、指数の小さい順に演算を行
なうので、シフト方向は同一方向（減少方向）となり、
シフト方向に関する情報は不要となる。

なお、指数情報を発生させる方法としては、例えば次の
方法が考えられる。

予め高精度で求めた係数をもとに仮数情報と指数情
報に分けてＲＯＭに入れておく方法高精度係数自体をＲＯＭに持ち、演算過程で、仮数
データと指数データを随時発生し、これに基づいて処理
していく方法周期的に指数が変化するように仮数と指数に分け
て、単に演算回数をカウントしてビットシフトする方法
（実施例で示す方法）。これは指数情報をハードウェア
で代替することに相当する。

さらに、この発明によれば、差分指数形浮動小数点演算
と、累算を指数の小さなものから行なっていくことによ
り、丸め誤差の累積を防止する効果と、微小なデータで
も生かすことができる効果を得ている。

すなわち、畳み込み演算で丸め誤差が累積されても指数
付与のための減少方法へのビットシフトにより、丸め誤
差の累算値も減少方向にビットシフトされていくので、
丸め誤差の増大を防止することができる。したがって、
従来装置のように丸め誤差が上位ビットまで繰り上らな
いように下位に余分なビットを用意する必要がなくな
り、アキュームレータの演算語長をさらに短くすること
ができる。

また、なるデータＡ，Ｂ（Ａ＞Ｂ）があって、１９ビットアキ
ュームレータでデータＡにデータＢを１０２４回足して
いく演算をする場合、指数の大きい（係数の値が大きい）データ
Ａから累算していくと、最初に１９ビットアキュームレ
ータにデータＡがセットされてしまい、以後データＢを
累算していっても、常に誤差（アキュームレータ有効下
位ビットのさらに１０ビット下）ということで切捨てら
れてしまう。データＢを１０２４回累算しても結果は常
にＡのままであり、微小なデータＢは無視されてしま
う。

これに対し、この発明のように指数の小さい（係数の値
が小さい）データＢから累算していくと、最初にデータ
Ｂの値を演算しているため、アキュームレータ（浮動演
算）はデータＢの１０２４回の累算により、データＢと
しては最下位の２９ビット目にあった“１”が１０ビッ
ト上に動き、１９ビットアキュームレータの最下位に表
われる。つまりとなって、これは最後に加算されるデータＡに対しても
有効となり、結果はとなって、微小なデータＢが生かされることになる。

このようにして、この発明では丸め誤差の累積を防止し
つつ微小なデータも生かすということができる。

〔実施例〕

この発明をＣＤプレーヤの信号処理に適用した一実施例
を第１図に示す。

この実施例では、直線位相の２２５次（1/2ｆｓ(fs:入
力信号のサンプリング周波数）において）と４１次（1/
4ｆｓにおいて）のＦＩＲフィルタを２段縦続に接続す
ることにより、４倍オーバサンプリングのディジタルフ
ィルタを構成し、通過帯域リップル±０．０００１dB以
内、阻止帯域減衰量１００dB以下を実現している。ま
た、直線位相であるため群遅延は一定となる。

また、直線位相のためインパルスレスポンスの係数が左
右対称となる点に着目して、先に加算してから乗算する
手法を採用し、乗算回数を減少させている。これによ
り、ＣＤの１データあたり、１段目のフィルタ（１次オ
ーバサンプリングフィルタ）、２段目のフィルタ（２次
オーバサンプリングフィルタ）合わせて９６回（１次５
６回で１つの１次補間データ、２枚２０回×２で２つの
２次補間データを作成）、左チャンネル、右チャンネル
で１９２回（入力データとしては、片チャンネル１１２
データ、両チャンネルで２２４データ）の乗加算を８．
６４ＭHzという高速で演算している。そして、最終出力
には、入力１データあたり４データ（入力データ１、１
次補間データ１、２次補間データ２）を１８ビットにて
出力している。もともと１６ビットのＣＤのデータを１
８ビットにして出力することにより、後段のＤ／Ａ変換
器でハイビット信号処理（小振幅時にディジタル信号を
２ビットシフトアップし、アナログで1/4にアッテネー
トすることにより、Ｄ／Ａ変換後の誤差を1/4にする）
を可能にしている。

この実施例における４倍オーバサンプリングの処理方法
は、畳み込み演算に１組の乗算器とアキュームレータを
用い、これを左右各チャンネルについて時分割的に利用
して、１次２倍オーバサンプリングと２次２倍オーバサ
ンプリングを行なっている。すなわち、左右チャンネル
について１個ずつ新しいデータが入力されると、はじめ
に１次２倍オーバサンプリングにより、左右各チャンネ
ルの入力データについて交互に畳み込み演算がなされ
て、左右各チャンネルの入力データの中間のタイミング
に１つずつ１次補間データが作成される。１次補間デー
タが作成されると、次に２次２倍オーバサンプリングに
より、入力データと入力データの中間のタイミングに作
成された１次補間データについて左右チャンネル交互に
畳み込み演算がなされて、１次補間データの両側の位置
で入力データと１次補間データの中間のタイミングに２
次補間データが左右チャンネル２個ずつ作成される。こ
のようにして、第５図に示すように、入力データ１個、
１次補間データ１個、２次補間データ２個の合計４個の
データが入力信号の１サンプリング周期ｆｓの間に得ら
れて、1/4ｆｓの周期で順次に出力されて、４倍オーバ
サンプリング出力が得られる。

畳み込み演算処理は、この発明に基づいて指数の小さな
係数から順に係数の仮数データを用いて乗算が行なわ
れ、指数が変化した分だけ累算値を減少方向へビットシ
フトして指数付けを行なっている。

また、この実施例では、ＣＤ用ディジタルフィルタの係
数がうまい具合に単調減少となっており、ほぼ４個ごと
に有効桁の最上位ビットが１ビット下がっている点に着
目し、係数を４個ずつ同じ指数になるように仮数を設定
し、４回の演算ごとに１ビットずつシフトダウンするよ
うにして、指数情報をハードウェアで代替することによ
り、浮動小数点演算でありながら係数ＲＯＭに指数部を
不要としている。

以下、第１図の実施例について説明する。

第１図のディジタルフィルタでは、前述のように直線位
相ＦＩＲフィルタを構成している。直線位相ＦＩＲフィ
ルタは、第６図に原理図を示すように、入力サンプルｘ
ｉを遅延回路１６−１，１６−２，……で１サンプルず
つ順次遅延し、入力信号および各遅延信号に係数乗算器
１８−１，１８−２，……で係数Ｃｉ（ｉ＝０，１，
２，……）を乗算し、各乗算結果をアキュームレータ２
０で累算することにより実現される。係数は、直線位相
の場合Ｃｏを中心に左右対称となる。

そこで、第１図の実施例の１次オーバサンプリングフィ
ルタでは、第７図に示すように、同じ係数を乗算するサ
ンプルどうしを加算器２２−１，２２−２，……で先に
加算しておいてから、係数乗算器１８−１，１８−２，
……で係数（仮数）を乗算して乗算結果を加算器２４で
累算するようにしている。これにより、乗算回数を約半
分にすることができ、効率的に演算を行なうことができ
る。

なお、２次オーバサンプリングフィルタは、１次オーバ
サンプリングフィルタとは別のフィルタ特性を有し、１
次オーバサンプリングフィルタと同様に各遅延データご
とに係数（仮数）を乗算している。

第１図において、入力端子３０にはＣＤから再生された
１６ビットシリアルデータが左右チャンネル交互に入力
される。入力されたシリアルデータは、シリアル／パラ
レル変換回路３２でパラレル信号に変換される。パラレ
ル信号に変換されたデータは、左チャンネルのものがラ
ッチ回路３４にラッチされ、右チャンネルのものがラッ
チ回路３６にラッチされて左右チャンネルごとのデータ
に振り分けられる。

ここで、ラッチ回路３４，３６はタイミング合せのため
に設けたものである。すなわち、後段のＲＡＭ３８，４
４は、読出しと書込みを同時にできないので、書込みや
読出しを畳み込み演算のステップ中の支障のない時点で
任意に行なえるように一旦保持している。

ラッチ回路３４にラッチされた左チャンネルのデータ
は、５６ワードの容量を有するＲＡＭ３８に順次入力さ
れ、それぞれ５６サンプル遅延後に順次吐き出される。
ＲＡＭ３８から吐き出された左チャンネルのデータは、
ラッチ回路３９（ラッチ回路３４と同様にタイミング合
せのためのもの）を介してさらに５６ワードの容量を有
するＲＡＭ４０に順次入力され、それぞれ５６サンプル
遅延後順次消去される。このようにして、ＲＡＭ３８，
４０には左チャンネルの最新の１１２個のデータが保持
される。

ＲＡＭをＲＡＭ３８，４０の２ブロツクに分けたのは、
直線位相フィルタにおける係数の対称性を利用して第７
図に示すような乗算回数を減らした畳み込み演算を行な
うため、共通の係数が掛けられる２つのデータを別々の
ＲＡＭ３８，４０に記憶して、それらを同時に取り出せ
るようにするためである。すなわち、ＲＡＭ３８，４０
は、前記第７図の直線位相ＦＩＲフィルタの原理図にお
ける遅延回路Ａ，Ｂにそれぞれ相当する。

ＲＡＭ３８，４０からは、共通の係数が掛けられるデー
タが２個ずつ対になって順次読み出され、セレクタ４２
の端子Ａ１，Ｂ１にそれぞれ供給される。

ラッチ回路３６にラッチされた右チャンネルのデータ
は、５６ワードの容量を有するＲＡＭ４４に順次入力さ
れ、それぞれ５６サンプル遅延後に順次吐き出される。
ＲＡＭ４４から吐き出された右チャンネルのデータは、
ラッチ回路４５（ラッチ回路３６と同様にタイミング合
せのためのもの）を介してさらに５６ワードの容量を有
するＲＡＭ４６に順次入力され、それぞれ５６サンプル
遅延後順次消去される。このようにして、ＲＡＭ４４，
４６には右チャンネルの最新の１１２個のデータが保持
される。

ＲＡＭ４４，４６もＲＡＭ３８，４０と同様に、前記第
７図の直線位相ＦＩＲフィルタの原理図における遅延回
路Ａ，Ｂにそれぞれ相当する。

ＲＡＭ４４，４６からは、共通の係数が掛けられるデー
タが２個ずつ対になって順次読み出され、セレクタ４２
の端子Ａ２，Ｂ２にそれぞれ供給される。

なお、遅延回路４８は、左チャンネルの信号と右チャン
ネルの信号を時分割的に処理するためのタイミング合わ
せ用である。

セレクタ２は、時分割で畳み込み演算をするため、端子
Ａ１，Ｂ１に入力された左チャンネルの信号と、端子Ａ
２，Ｂ２に入力された右チャンネルの信号を交互に選択
して出力する。フルアダー５０は第７図の原理図におけ
る乗算前の加算器２２−１，２２−２，……に相当し、
セレクタ４２の端子Ａ１，Ｂ１に入力された左チャンネ
ルのデータどうし、端子Ａ２，Ｂ２に入力された右チャ
ンネルのデータどうしを交互に加算する。

フルアダー５０の出力はセレクタ５２に入力される。セ
レクタ５２は１次オーバサンプリングと２次オーバサン
プリングに使用するデータを選択するものである。１次
オーバサンプリングのときは、フルアダー５０の出力
（Ａ１＋Ｂ１またはＡ２＋Ｂ２）を選択する。２次オー
バサンプリングのときは、フルアダー５０の出力（Ｂ１
またはＢ２、すなわち加算データでなく、ＲＡＭ４０ま
たは４６に保持されている中の１つのデータ）と後述す
るＲＡＭ７２または７６からの１次オーバサンプリング
で作成された１つの１次補間データを選択する。

乗算器５４は、畳み込み演算における乗算を行なうもの
で、１次オーバサンプリングと２次オーバサンプリング
について時分割時に、さらに１次、２次の各オーバサン
プリングにおいて左右各チャンネルについて時分割的に
用いられる。

係数ＲＯＭ５８は、１次オーバサンプリングの係数と２
次オーバサンプリングの係数（それぞれ左右チャンネル
共通）を仮数の形で記憶している。

１次オーバサンプリングは２２５次の係数を用いてい
る。ここで、ゼロデータの乗算は不要であり、入力デー
タは１次オーバサンプリング出力からでなく、ＲＡＭ４
０，４６に保持されている入力データを出力線６８から
直接出力する。また、通過帯域がのローパスフィルタは係数が１個置きにゼロとなるので
記憶する係数としては１個置きの１１２個の係数だけあ
ればよい。さらには、前述のように直線位相なので、２
個ずつ共通の係数があるからその半分の５６個の係数を
１次オーバサンプリングの係数（仮数）として係数ＲＯ
Ｍ５８は記憶している。

この５６個の係数について仮数化する前のデータ（Ｃ１
〜Ｃ５６）の一例を第８Ａ図と第８Ｂ図に示す。これ
は、２′ｓコンプリメンタル２進符号で各データを４６
ビットで表わしたもので、最上位ビットがサインビッ
ト、最上位ビットからはじめて符号が変化する位置（実
線で示す。）が後にあるものほど値が小さい。有効桁を
見てみると、係数の値が最も大きいデータＣ１がサイン
ビットを除いて４５ビットあるのに対し、係数の値が最
も小さいデータＣ５６では２７ビットしかなく、１８ビ
ットもの差がある。

第８Ａ図、第８Ｂ図の係数データＣ１〜Ｃ５６に基づい
て、この発明で利用する仮数データＮ１〜Ｎ５６を作成
する場合、ＣＤ用ディジタルフィルタの係数は単調減少
特性を有するので、このまま順序を入れ代えなくても、
指数の大きさの順に並べられ仮数データを作ることがで
きる。

第８Ａ図、第８Ｂ図の係数データＣ１〜Ｃ５６に基づい
て作成した仮数データＮ１〜Ｎ５６の一例を第９図に示
す。仮数データＮ１〜Ｎ５６は最上位ビットがサインビ
ットで全１８ビットで構成されるデータである。これ
は、４個ごとに指数が１ビットずつ変化していくように
したものである。係数データＣ１〜Ｃ５６において指数
と係数に区切った位置を第８Ａ図、第８Ｂ図に点線で示
す。このように、４個ごとに指数を１ビットずつ変化し
ていくと、このデータでは仮数データＮ１〜Ｎ５６の有
効桁をほぼ一定にすることができる。すなわち、最も大
きい仮数データＮ１の有効桁は１７ビットであるのに対
し、最も小さい仮数データＮ５６の有効桁は１３ビット
となり、その差は４ビットだけになる。したがって、小
さな係数でも高い精度どなる（最も小さい仮数データＮ
５６はもとの係数データＣ５６でいえば、最上位ビット
から３２ビットまでの情報を含んでいる。）第１図の係数ＲＯＭ５８では、第９図の仮数データＮ１
〜Ｎ５６を指数の小さなものから順に（Ｎ５６，Ｎ５
５，Ｎ５４，……，Ｎ２，Ｎ１）読み出す。読み出され
た各仮数データＮ５６〜Ｎ１は、セレクタ５２から対応
して出力される入力データと乗算器５４において乗算さ
れる。すなわち、仮数データＮ５６はＲＡＭ３８，４０
（ＲＡＭ４４，４６）に保持された最も古い入力データ
と最も新しい入力データの加算値に乗算される。また、
次の仮数データＮ５５は２番目に古い入力データと２番
目に新しい入力データの加算値に乗算される。このよう
にして５６組の乗算が順次実行される。なお、仮数デー
タＮ５６〜Ｎ１は左右両チャンネルの入力データに共通
して用いらるので、１つの仮数データが係数ＲＯＭ５８
から読み出されている間に左チャンネルの入力データと
の乗算と右チャンネルの入力データとの乗算が時分割的
に行なわれる、このようにして、乗算器５４は、係数Ｒ
ＯＭ５８から仮数データＮ５６が読み出されるごとに左
右各チャンネルの対応する入力データと１回ずつ乗算を
行なう。これにより、乗算器５４からは左右両チャンネ
ルの乗算値が交互に５６個ずつ出力される。

乗算器５４の演算語長は２′ｓコンプリメントで表わさ
れる１９ビット（入力データ）と１８ビット（仮数デー
タ）の乗算であるから３６ビットとなるが、各乗算デー
タのうち上位２３ビットを乗算結果として出力する。

アキュームレータ６０は左右各チャンネルについて５６
個ずつの乗算データを順次入力し、左右チャンネルごと
に累算していく。すなわち、アキュームレータ６０は、
出力を遅延回路６２で２データ分遅延して入力側に帰還
し、乗算器５４から出力される新たな乗算データに加算
して累算を行なう。遅延回路６２で２データ分遅延する
のは、乗算器５４から左右チャンネルの乗算データが交
互に出力されるためで、これにより、左チャンネルの乗
算データは左チャンネルの乗算データどうし累算され、
右チャンネルの乗算データは右チャンネルの乗算データ
どうし累算されていく。

なお、この累算を行なう際、指数データが変化するごと
に（指数データが変化する位置を第９図中右側に＜で示
す。）累算データをビットシフト回路６４で１ビットず
つ（仮数データを作成する際１ビットずつ指数を変化さ
せていったためで、仮数データ作成のし方によっては１
ビットずつとは限らない。）減少方向に（下位方向に）
ビットシフトしていく。これにより、相対的な指数付け
がなされ、指数が小さな乗算データは順次小さな値にな
っていき、差分指数形浮動小数点演算が実現される。

仮数データを作成する際４個の係数ごとに１ビットずつ
指数を変化させていったので、このビットシフトも左右
各チャンネル４回の累算ごとに行なわれる。そこで、こ
の実施例では、１／４カウンタ６６で累算回数をカウン
トし、左右各チャンネル４回累算するごとに累算データ
を１ビットずつシフトダウンするようにしている。これ
により、係数ＲＯＭ５８には指数データが不要となり、
係数ＲＯＭ５８の容量を小さくすることができる。

以上のようにして、アキュームレータ６０において左右
各チャンネルについて５６回ずつ累算を行なうと、左右
各チャンネルの最終累算データが得られる。これがＲＡ
Ｍ３８，４０（ＲＡＭ４４，４６）に保持された中央部
分のデータの１次補間データである。

ここで、以上の畳み込み演算における各部の語長の関係
を第１０図に示す。乗算器５４の演算値は前述のよう
に、３６ビットの語長を有し、そのうち上位の２３ビッ
トがアキュームレータ６０に入力される。すなわち丸め
誤差を含む下位１３ビットが乗算誤差として扱われる。

アキュームレータ６０の演算値は累算によって繰り上が
っていくが、左右各チャンネル４回の累算ごとに累算デ
ータを減少方向にビットシフトしていくので、３ビット
以上は繰り上がらない。したがって、乗算器５４の出力
ビットに対し、その上位に２ビット以上のヘッドマージ
ンを設ければ、累算データはアキュームレータ６０の語
長からははみ出さない。この実施例ではこのヘッドマー
ジンを３ビット設けている。これにより、アキュームレ
ータ６０の語長は２６ビットとなる。５６回累算する間
に１４回ビットシフトするので、２６＋１４＝４０すな
わち４０ビットのアキュームレータと同様の精度で累算
が行なわれることになる。

乗算データの丸め誤差はアキュームレータ６０により累
積されていくが、左右各チャンネル４回の累算ごとに行
なわれるビットシフトにより、丸め誤差の累算値もシフ
トダウンされ下位３ビット以上には増大しない。したが
って、累算誤差マージンを３ビット以上設ければ、丸め
誤差は補間データには現われない。この実施例では累算
誤差マージンを４ビット設けて、それより上位の１９ビ
ットを補間データとして利用するようにしている。

以上のようにして、ＲＡＭ３８，４４に新しいデータが
入力されるごとに、１次補間データが得られる。この１
次補間データはオーバフロープロテクタ６５で１９ビッ
トのオーバフロープロテクトをかけられる。

オーバフロープロテクタ６５は第１次補間データのオー
バフロープロテクタであり、＋６dB以上は値を最大値と
して固定するものである。すなわち、２′ｓコンプリメ
ントでは正の最大値を超えると負の値となってしまい動
作に支障を生じるので、これを防止するものである。

なお、このディジタルフィルタでは最終的に１８ビット
でデータを出力するのに対し、それより１ビット高い１
９ビットでオーバフロープロテクトをかけているのは、
次の２次２倍オーバサンプリングでより多いビット演算
をさせて、２次２倍オーバサンプリングの精度を高める
ためである。

オーバフロープロテクタ６５から出力される一次補間デ
ータは、２次２倍オーバサンプリングのため、ラッチ回
路７０，７４で左右各チャンネルごとに振り分けられて
ＲＡＭ７２，７６に順次送り込まれていく。

２次２倍オーバサンプリングは、４１次の係数（左右両
チャンネル共通）を用いている（２次２倍オーバサンプ
リングはこの程度の次数で十分である）。また、この場
合もゼロデータの乗算は不要であり、入力データはＲＡ
Ｍ４０，４６に保持されている入力データを出力線６８
から直接出力し、１次補間データは、ＲＡＭ７２，７６
に保持されている１次補間データを出力線７１から直接
出力する。そして、この４１次の係数も１個置きにゼロ
となるから実際には１個置きの２０個の係数だけあれば
よい。この２０個の２次２倍サンプリング用の係数は仮
数の形で係数ＲＯＭ５８に保持されている。この２０個
の仮数データには入力データと１次補間データの交互の
データが乗算されるので、入力データと１次補間データ
は左右各チャンネル１０個ずつあればよい。したがって
ＲＡＭ７２，７６は左右各チャンネル１０個ずつ最新の
１次補間データを保持する。

また、２次２倍オーバサンプリングに用いられる入力デ
ータは、ＲＡＭ７２，７６に保持された各１次補間デー
タの中間の位置のデータであり、それはＲＡＭ４０，４
６に保持されている最新の１０個のデータである。

２次２倍オーバサンプリングにおいては、係数ＲＯＭ５
８に保持された２０個の２次２倍オーバサンプリング用
仮数データが指数の小さなものから順に読み出される。
そして、これに合わせてＲＡＭ４０，４６またはＲＡＭ
７２，７６から対応する入力データまたは１次補間デー
タが読み出され、入力データについてはセレクタ４２、
フルアダー５０（加算は行なわれず通過するのみ）、セ
レクタ５２を介して、また１次補間データについてはセ
レクタ５６，５２を介してそれぞれ乗算器５４に入力さ
れ、左右チャンネル交互に乗算が行なわれる。なお、遅
延回路７８は前記遅延回路４８と同じ働きをするもの
で、同一クロック動作を可能とするための時刻合せ用で
ある。また、セレクタ５６は前記セレクタ４２と同様に
左右各チャンネルのデータを時分割的に出力するための
ものである。また、セレクタ５２は入力データと１次補
間データの一方を選択する働きをする。

乗算器５４で２次２倍オーバサンプリング用の左右各２
０回ずつの乗算が行なわれると、その乗算値はアキュー
ムレータ６０と２データ分の遅延回路６２を巡回して累
算されていく。この累算の際、指数の変化分だけ累算デ
ータはビットシフト回路６４で減少方向にビットシフト
されて相対的な指数付けが行なわれる。左右各２０個ず
つの乗算値が全部累算されると、その最終累算値が２次
補間データとして得られる。１サンプリング周期間に２
次補間データは２個入るので、もう１個の２次補間デー
タを同様の演算により作成する。この場合、この２次補
間データは２次２倍オーバサンプリング用係数データを
前回より１個分ずらして入力データ、１次補間データに
乗算し、累算することにより得られる。

このようにして得られた左右各チャンネル２個ずつの２
次補間データはオーバフロープロテクタ及びセレクタ８
２（＋０dBの最終プロテクトを行なうもの）を介してレ
ジスタ８４に一旦保持される。また、これら２個の２次
補間データの中間の位置の左右各チャンネルの１次補間
データ（ＲＡＭ７２，７６の各中央部分に保持されたデ
ータ）がＲＡＭ７２，７６から読み出されて、信号線７
１、オーバフロープロテクタ及びセレクタ８２を介して
レジスタ８４に一旦保持される。また、２次補間データ
の一方に隣接する位置の左右各チャンネルの入力データ
（ＲＡＭ４０，４６に保持されている。）が信号線６
８、オーバフロープロテクタ及びセレクタ８２を介して
レジスタ８４に一旦保持される。

このようにして、レジスタ８４には入力データ１個、こ
の入力データに隣接する１次補間データ１個、この１次
補間データの両側にそれぞれ隣接する２次補間データ２
個の合計４個のデータが左右各チャンネルについて（合
計８個）保持される。そして、レジスタ８４からは、保
持されたデータが入力データ、一方の２次補間データ、
１次補間データ、他方の２次補間データの順に1/4ｆｓ
の間隔で出力される。なお左右チャンネルのデータは時
分割出力されるので間に他方のチャンネルのデータが同
様の順序で出力される。

レジスタ８４から出力される４倍オーバサンプリングさ
れたデータは、パラレル／シリアル変換回路８６でシリ
アルデータに変換されて出力端子９０から出力され、Ｄ
／Ａ変換器に送り込まれる。

なお、タイミング制御回路９２は、このフィジタルコィ
ルタの各部のタイミングを取るためのものである。

以上のように、第１図のディジタルフィルタでは、デー
タが入力されるごとに１次２倍オーバサンプリング１回
と、２次２倍オーバサンプリング２回が実行されて４倍
オーバサンプリングデータが出力される。

第１図のディジタルフィルタにおける１次２倍オーバサ
ンプリングフィルタ、２次２倍オーバサンプリングフィ
ルタと各周波数特性を第１１図、第１２図にそれぞれ示
す。また、両者による４倍オーバサンプリングの総合周
波数特性を第１３図に、同通過帯域リップル特性を第１
４図にそれぞれ示す。これによれば、通過帯域リップル
±０．０００１dB以内、阻止帯域減衰量１００dB以下を
実現している。また、直線位相であるため群遅延は一定
である。

なお、前記実施例では、この発明をＣＤプレーヤにおけ
るＤ／Ａ変換前の４倍オーバサンプリングのディジタル
ローパスフィルタに適用して、２′ｓコンプリメント２
進符号のフィルタリングを行なう場合について示した
が、ＣＤプレーヤ以外の機器に適用することもできる。
また、ローパスフィルタに限らず、バンドパスフィルタ
やハイパスフィルタ等にも適用できる。また、オーバサ
ンプリングを行なわない場合や２′ｓコンプリメント２
進符号以外で表わされているデータについても適用でき
る。

また、前記実施例では単調減少傾向を示す係数を用いた
ので、係数の配列は並べ代える必要はなかったが、設定
しようとするフィルタ特性に応じて、指数が小さな順に
並ぶように配列を並び代えて畳み込みを行なうようにす
る。当然入力データ選択も係数並び代えに対応させて行
なうことになる。また、一度にシフトするビット数は前
記実施例ではすべて１ビットずつとしたが、２ビット以
上に設定することも可能である。

また、前記実施例では指数情報をハードウェアで置き換
えたが、前述のようにＲＯＭ等に持ったり、あるいは畳
み込みのつど演算により指数情報を算出して与えること
も可能である。

〔発明の効果〕

以上説明したように、この発明によれば、次の効果が得
られる。

浮動小数点演算を用いたので、係数データをその大
小にかかわらず高精度データとして用いることができ
る。これにより、係数（仮数）語長を短くでき、乗算語
長も短くすることができる。

浮動小数点演算を差分指数形として、指数の変化分
だけ累算データをビットシフトするようにしたので、ア
キュームレータの語長を短くすることができる。また、
指数情報は変化分の情報を持てばよいので、指数情報の
語長を短くすることができる。

差分指数形浮動小数点演算を指数の小さなものから
行なうようにしたので、アキュームレータの語長が短く
ても、丸め誤差の累積を防止することができ、また微小
な有効データを生かすこともできる。

以上から、短い語長でも高精度のフィルタが実現さ
れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明をＣＤプレーヤにおけるＤ／Ａ変換
前のディジタルフィルタに適用した一実施例を示すブロ
ック図である。第２図は、畳み込み演算がよるディジタルフィルタの原
理を示す回路図である。第３図は、理想フィルタのインパルス応答を示す図であ
る。第４図は、従来のＣＤプレーヤ用ディジタルフィルタに
用いていた固定小数点演算用の係数の一例を示す図であ
る。第５図は、４倍オーバサンプリングの説明図である。第６図は、直線位相特性を有するディジタルフィルタの
原理を示す回路図である。第７図は、第６図の演算を簡略化した回路図である。第８Ａ図、第８Ｂ図は、ＣＤプレーヤ用ディジタルフィ
ルタにおける１次２倍オーバサンプリング用係数データ
を示す図である。第９図は、第１図の実施例において差分指数形浮動小数
点演算による１次２倍オーバサンプリングに用いられる
仮数データを示す図で、第８Ａ図、第８Ｂ図のデータに
基づいて作成したデータである。第１０図は、第１図における畳み込み演算での各部の語
長の関係を示す図である。第１１図は、第１図における１次２倍オーバサンプリン
グフィルタの周波数特性図である。第１２図は、第１図における２次２倍オーバサンプリン
グフィルタの周波数特性図である。第１３図は、第１図のディジタルフィルタにおける１
次、２次オーバサンプリングによる総合周波数特性を示
す図である。第１４図は、第１図のディジタルフィルタにおける通過
帯域リップル特性を示す図である。５４……乗算器、５８……係数ＲＯＭ、６０……アキュ
ームレータ、６４……ビットシフト回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】所定のフィルタ特性を実現するインパルス
応答からなる係数データを所定ビット数の仮数データで
表わしかつその指数の小さい順に出力する係数データ手
段と、乗算器および累算器を有し、前記仮数データを順次対応
する入力信号データを畳み込む畳み込み手段と、前記仮数データの指数が変化する際前記累算器を制御し
て前回までの累算データを指数変化分だけ減少方向にビ
ットシフトするシフト制御手段とを具備してなるディジタルフィルタ。