JP4245227B2 - デジタルマッチドフィルタ - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明はスペクトラム拡散通信方式の受信機等に用いられるデジタルマッチドフィルタに関するものである。
【0002】
【従来の技術】
情報信号に広帯域の逆拡散符号を乗じて送信し、受信信号では逆拡散して狭帯域信号に戻す、いわゆるスペクトラム直接拡散通信方式は、受信電波のキャリア・ノイズ比が悪くても情報信号を検出できるので、移動体通信システムの多元接続方式の1つである符号分割多元接続に有望である。
【0003】
スペクトラム直接拡散通信方式では、拡散された受信データを逆拡散して元に戻すために、受信データと逆拡散符号系列との同期をとる必要があり、この同期をとるための指標として、受信データと逆拡散符号系列の相関値が使われる。任意の位相での受信データの各々の信号と対応する逆拡散符号との積の和をその位相における相関値といい、受信データと逆拡散符号系列との同期がとれている位相での相関値は、任意の位相の相関値の中で最大の値をとる。そこで、相関値が最大になる位相を検出することで受信データと逆拡散符号系列を同期させることができる。各位相の相関値を求める方法の一つに、マッチドフィルタを用いる方法が知られている。
【0004】
図7に従来のデジタルマッチドフィルタの構成例を示す。この図において、1〜8はそれぞれ入力データを遅延する遅延素子であり、クロックの立ち上がりに同期して、入力データが順次シフトされるように直列に接続されている。9〜16は乗算器であり、それぞれ、遅延素子1〜8の出力とコード1〜8との乗算を行う。ここで、コードは「1」または「0」の値をとるようになされており、乗算器9〜16においてコード=0のときは遅延素子の出力が1倍され、コード=1のときは遅延素子の出力が−1倍されて出力されるように構成されている。17は加算器であり、乗算器9〜16からの出力がこの加算器17により加算されて出力データとして出力される。
【0005】
図8に示すように、クロックの立ち上がりに対応して時間領域T1、T2、T3、…を区切ると、各時間領域における遅延素子1〜8とコード1〜8の内容は図9のようになる。遅延素子1〜8には入力データD1、D2、D3、…が順次シフトされる一方、コード1〜8には逆拡散符号系列S1〜S8が固定されており、入力データと逆拡散符号系列との相関値が計算される。
【0006】
しかし、上記従来の構成では、全ての遅延素子1〜8においてクロックの立ち上がり毎に入力データをシフトするため、単位時間あたりの信号変化量が大きく、消費電力が大きくなる。図7の例では遅延素子を8個としたが、実用的には数百個程度が必要となるため、消費電力が膨大となる問題がある。
【0007】
この問題の解決策として、特開平10−173485に入力データをシフトさせない手法が提案されている。この手法に基づいて描いたデジタルマッチドフィルタの構成例を図10に示す。この図において、1〜8はそれぞれ入力データを保持する遅延素子であり、それぞれクロック1〜8の立ち上がりに同期して、入力データを保持するように並列に接続されている。
【0008】
9〜16は乗算器であり、それぞれ、遅延素子1〜8の出力とコード1〜8との乗算を行う。ここで、コードは「1」または「0」の値をとるようになされており、乗算器9〜16においてコード=0のときは遅延素子の出力が1倍され、コード=1のときは遅延素子の出力が−1倍されて出力されるように構成されている。17は加算器であり、乗算器9〜16からの出力がこの加算器17により加算されて出力データとして出力される。
【0009】
クロック1〜8は、図11に示すように、各時間領域毎にクロック1〜8のうちの一つがパルスをもつように生成され、図8のクロックの8分の1の周波数のクロックとなっている。各時間領域における遅延素子1〜8とコード1〜8の内容は図12のようになり、入力データD1、D2、D3、…は遅延素子1〜8のうち一つのみに保持される一方、コード1〜8には逆拡散符号系列S1〜S8が順次シフトされ、入力データと逆拡散符号系列との相関値が計算される。
【0010】
上記構成では、逆拡散符号系列のシフトが必要となるが、特定の遅延素子に入力データが保持されるため、入力データのシフトを必要としない。一般に、逆拡散符号系列は1ビットであり、入力データは数ビットであるため、単位時間当たりの信号変化量が小さくなり、消費電力を抑えることができる。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の構成では、どの遅延素子に入力データを保持するかを特定するため逆拡散符号の数と同数の異なるクロックが必要となる。このため実用上クロックの本数が数百本と多くなるため、クロック生成回路が大きくなり、クロックの配線領域が大きくなる問題がある。また、全ての遅延素子に入力データが入力されるため、入力線の負荷容量が大きくなり消費電力が増加するという問題もある。
【0012】
本発明は、上記従来の問題を解決するもので、単位時間当たりの信号変化量を小さくするとともに、クロックの本数の増加を抑えることが可能で、入力線の負荷容量の増加を抑えることが可能なデジタルマッチドフィルタを提供することを目的とする。
【0013】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明のデジタルマッチドフィルタは、入力データを保持するとともにクロックの立ち上がりに同期して前記入力データをシフトする複数の遅延素子から構成された、前記入力データを分割して遅延させる複数の遅延系列と、前記遅延素子の各出力と所定の長さの符号列がシフトされるコードとの相関値をそれぞれ計算する複数の乗算器と、前記複数の乗算器の出力を加算して出力データとする加算器とを有するデジタルマッチドフィルタであって、前記複数の遅延系列における各遅延系列は、同一のクロックが入力される直列接続された複数の遅延素子から構成され、前記複数の遅延系列における各遅延系列のクロックは、それぞれ位相の異なる同一周波数のクロックであり、前記所定の長さの符号列は、複数の前記コード毎に回転状にシフトされることを特徴とするものである。
【0014】
また、上記目的を達成するために、本発明のデジタルマッチドフィルタは、入力データを保持するとともにクロックの立ち上がりに同期して前記入力データをシフトする複数の遅延素子から構成された、前記入力データを分割して遅延させる複数の遅延系列と、前記遅延素子の各出力と所定の長さの符号列がシフトされるコードとの相関値をそれぞれ計算する複数の乗算器と、前記複数の乗算器の出力を加算して出力データとする加算器とを有するデジタルマッチドフィルタであって、前記複数の遅延系列のうちの第1段目の遅延系列は、直列接続された複数の遅延素子から構成されるとともに、前記複数の遅延系列のうちの第2段目以降の遅延系列は、直列接続された複数の遅延素子と、前記直列接続された複数の遅延素子のうちの最後尾の遅延素子からの出力若しくは入力データを選択信号に基づいて選択するとともに直列接続された複数の前記遅延素子のうちの最初の遅延素子に入力する選択回路とから構成され、前記複数の遅延系列において、各遅延系列における第2番目以降の遅延素子のクロックは、第1段目の遅延系列の第1番目の遅延素子のクロックと同一であり、第2段目以降の遅延系列における第1番目の遅延素子のクロックは、第1段目の遅延系列のクロックとは異なり、前記所定の長さの符号列は、複数の前記コード毎に、複数回の順次シフトと1回の戻しシフトとが交互になるようにシフトされることを特徴とするものである。ここで、第2番目以降の各遅延系列での第1番目の遅延素子のクロックは、それぞれ異なっていてもよい。
【0015】
また、本発明のデジタルマッチドフィルタにおいて、前記所定の長さの符号列は、複数の逆拡散符号からなる逆拡散符号系列であって、前記コードには、前記逆拡散符号がシフトされる構成であってもよい。また、前記複数の遅延系列は4つの遅延系列からなり、各遅延系列は2つの遅延素子を有する構成としてもよい。
【0016】
以下に本発明の作用を記載する。本発明のデジタルマッチドフィルタは、入力データを分割して遅延させる複数の遅延系列を有するので、逆拡散符号の数より少なく、入力データが変化する周波数より低い周波数のクロックで入力データをシフトさせることができ、入力線の負荷容量の増加を抑えることができる。
【0017】
また、本発明のデジタルマッチドフィルタでは、前記複数の遅延系列における各遅延系列のクロックが、位相の異なる同一周波数のクロックとなっているので、逆拡散符号系列のシフトを容易にできる。
【0018】
または、本発明のデジタルマッチドフィルタでは、前記複数の遅延系列のうちの第1段目の遅延系列が直列接続された複数の遅延素子から構成されるとともに、前記複数の遅延系列のうちの第2段目以降の遅延系列は、直列接続された複数の遅延素子と、前記直列接続された複数の遅延素子のうちの最後尾の遅延素子からの出力若しくは入力データを選択信号に基づいて選択するとともに直列接続された複数の前記遅延素子のうちの最初の遅延素子に入力する選択回路とから構成され、前記複数の遅延系列において、各遅延系列における第2番目以降の遅延素子のクロックは、第1段目の遅延系列の第1番目の遅延素子のクロックと同一であり第2段目以降の遅延系列における第1番目の遅延素子のクロックは、第1段目の遅延系列のクロックとは異なり、前記所定の長さの符号列は、複数の前記コード毎に、複数回の順次シフトと1回の戻しシフトとが交互になるようにシフトされる構造になっているので、クロックの配線が容易になり、また、遅延素子の数を増やさずに済む。
【0019】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について説明する。図1は本発明の第1の実施形態におけるデジタルマッチドフィルタのブロック図である。この図において、1〜8はそれぞれ入力データを保持する遅延素子であり、遅延素子1と5、2と6、3と7、4と8がそれぞれの遅延系列を形成している。各遅延系列では、それぞれクロック1〜4の立ち上がりに同期して、入力データをシフトするように遅延素子1と5、2と6、3と7、4と8が直列に接続されている。
【0020】
9〜16は乗算器であり、それぞれ、遅延素子1〜8の出力とコード1〜8との乗算を行う。ここで、コードは「1」または「0」の値をとるようになされており、乗算器9〜16においてコード=0のときは遅延素子の出力が1倍され、コード=1のときは遅延素子の出力が−1倍されて出力されるように構成されている。17は加算器であり、乗算器9〜16からの出力がこの加算器17により加算されて出力データとして出力される。
【0021】
クロック1〜4は、図2に示すように、各時間領域毎にクロック1〜4のうちの一つがパルスをもつように生成され、図8のクロックの4分の1の周波数のクロックとなっている。各時間領域における遅延素子1〜8とコード1〜8の内容は図3のようになる。遅延素子1と5には入力データD1、D5、D9、…が順次シフトされ、遅延素子2と6には入力データD2、D6、D10、…が順次シフトされ、遅延素子3と7には入力データD3、D7、D11、…が順次シフトされ、遅延素子4と8には入力データD4、D8、D12、…が順次シフトされる一方、コード1〜4には逆拡散符号系列S1〜S4が順次シフトされ、コード5〜8には逆拡散符号系列S5〜S8が順次シフトされ、入力データと逆拡散符号系列との相関値が計算される。
【0022】
上記構成では、入力データを分割して遅延させる4つの遅延系列を設けたので、逆拡散符号の数8個より少ない4本のクロックで入力データをシフトさせることができる。本実施形態では逆拡散符号を8個としたが、数百個に増やしても遅延系列の数は4つのままで各遅延系列を構成する遅延素子数を増やすだけでよく、クロックの本数を増やす必要がない。
【0023】
また、それぞれのクロックは入力データが変化する周波数の4分の1の周波数となっているので、単位時間当たりの信号変化量が小さくなり、消費電力を抑えることができる。
【0024】
また、入力データが入力される遅延素子の数は4個なので、入力線の負荷容量を抑えることができる。
【0025】
また、各遅延系列のクロックは、4つの位相の異なる同一周波数のクロックとなっているので、コード4個毎に逆拡散符号系列を回転状にシフトすれば良く、逆拡散符号の数が増えても容易に制御できる。
【0026】
図4は本発明の第2の実施形態のデジタルマッチドフィルタのブロック図である。この図において、1〜8はそれぞれ入力データを保持する遅延素子であり、遅延素子1と5、2と6、3と7、4と8がそれぞれの遅延系列を形成している。各遅延系列の第2番目以降の遅延素子、すなわち遅延素子5、6、7、8と遅延素子1は、クロック1の立ち上がりに同期してデータをシフトするように、遅延素子2、3、4はそれぞれクロック2、3、4の立ち上がりに同期して入力データをシフトするように、遅延素子1と5、2と6、3と7、4と8が直列に接続されている。
【0027】
遅延素子2、3、4には、選択信号が「1」の時、それぞれ遅延素子6、7、8の出力が入力され、選択信号が「0」の時、入力データが入力されるように、選択回路18、19、20が設けられている。9〜16は乗算器であり、それぞれ、遅延素子1〜8の出力とコード1〜8との乗算を行う。ここで、コードは「1」または「0」の値をとるようになされており、乗算器9〜16においてコード=0のときは遅延素子の出力が1倍され、コード=1のときは遅延素子の出力が−1倍されて出力されるように構成されている。17は加算器であり、乗算器9〜16からの出力がこの加算器17により加算されて出力データとして出力される。
【0028】
クロック1〜4は、図5に示すよう生成され、選択信号はクロック1の立ち上がり時には「1」となり、それ以外には「0」となるように生成され、クロック1は図8のクロックの4分の1の周波数のクロックとなっている。各時間領域における遅延素子1〜8とコード1〜8の内容は図6のようになる。遅延素子1と5には入力データD1、D5、D9、…が順次シフトされ、遅延素子2と6には入力データD2、D6、D10、…が適時シフトされ、遅延素子3と7には入力データD3、D7、D11、…が適時シフトされ、遅延素子4と8には入力データD4、D8、D12、…が適時シフトされる一方、コード1〜8には逆拡散符号系列S1〜S8が3回の順次シフトと1回の戻しシフトが交互になるようにシフトされ、入力データと逆拡散符号系列との相関値が計算される。
【0029】
3回の順次シフトと1回の戻しシフトについて具体的に説明する。まず時間T1ではコード1〜8はS1、S8、S7、S6、S5、S4、S3、S2である。時間T2ではコード1〜8は1回順次シフトされ、S2、S1、S8、S7、S6、S5、S4、S3となる。時間T3ではコード1〜8は1回順次シフトされ、S3、S2、S1、S8、S7、S6、S5、S4となる。時間T4ではコード1〜8は1回順次シフトされ、S4、S3、S2、S1、S8、S7、S6、S5となる。時間T5ではコード1〜8は戻しシフトされて時間T1のときと同じS1、S8、S7、S6、S5、S4、S3、S2となる。その後は3回の順次シフトと1回の戻しシフトが繰り返される。
【0030】
上記構成では、入力データを分割して遅延させる4つの遅延系列を設けたので、逆拡散符号系列8個より少ない4本のクロックで入力データをシフトさせることができる。本実施形態では逆拡散符号を8個としたが、数百個に増やしても各遅延系列を構成する遅延素子数を増やすだけよく、クロックの本数を増やす必要がない。
【0031】
また、遅延素子2、3、4以外の遅延素子を駆動するクロック1は入力データが変化する周波数の4分の1の周波数となっているので、単位時間当たりの信号変化量が小さくなり、消費電力を抑えることができる。
【0032】
また、入力データが入力される遅延素子の数は1個、選択回路は3個なので、入力線の負荷容量を抑えることができる。
【0033】
また、遅延素子2、3、4以外の遅延素子を駆動するクロックは1本でよいので、クロックの配線を容易にできる。
【0034】
また、各遅延系列において、第1番目の遅延素子2〜4に最終の遅延素子6〜8の出力を入力する構造になっているので、遅延素子の数を増やさずに済む。なお本実施形態では遅延系列を4つとしたが、これ以外の数に分割しても良い。
【0035】
【発明の効果】
以上のように本発明に係るデジタルマッチドフィルタによれば、入力データを分割して遅延させる複数の遅延系列を有するので、入力データが変化する周波数より低い周波数のクロックで入力データをシフトさせることができ、単位時間当たりの信号変化量を抑えて消費電力を小さくすることができるとともに、逆拡散符号が増えてもクロックの本数の増加を抑えることができる。また、入力線の負荷容量の増加を抑えることができる。
【0036】
また、位相の異なる同一周波数のクロックを用いることにより、逆拡散符号系列のシフトを容易にできる。
【0037】
各遅延系列における第2番目以降の遅延素子に対応するクロックを同一とすることにより、クロックの配線を容易にできる。
【0038】
また、第1番目の遅延素子に最終の遅延素子の出力を入力する構造になっているので、遅延素子の数を増やさずに済む。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明のデジタルマッチドフィルタの第1の実施形態のブロック図である。
【図2】本発明のデジタルマッチドフィルタの第1の実施形態のクロックを示す図である。
【図3】本発明のデジタルマッチドフィルタの第1の実施形態の動作を示す図である。
【図4】本発明のデジタルマッチドフィルタの第2の実施形態のブロック図である。
【図5】本発明のデジタルマッチドフィルタの第2の実施形態のクロックを示す図である。
【図6】本発明のデジタルマッチドフィルタの第2の実施形態の動作を示す図である。
【図7】従来例のデジタルマッチドフィルタのブロック図である。
【図8】従来例のデジタルマッチドフィルタのクロックを示す図である。
【図9】従来例のデジタルマッチドフィルタの動作を示す図である。
【図10】従来例の他のデジタルマッチドフィルタのブロック図である。
【図11】従来例の他のデジタルマッチドフィルタのクロックを示す図である。
【図12】従来例の他のデジタルマッチドフィルタの動作を示す図である。
【符号の説明】
1〜8 遅延素子
9〜16 乗算器
17 加算器
18〜20 選択回路
Claims (5)
- 入力データを保持するとともにクロックの立ち上がりに同期して前記入力データをシフトする複数の遅延素子から構成された、前記入力データを分割して遅延させる複数の遅延系列と、
前記遅延素子の各出力と所定の長さの符号列がシフトされるコードとの相関値をそれぞれ計算する複数の乗算器と、
前記複数の乗算器の出力を加算して出力データとする加算器とを有するデジタルマッチドフィルタであって、
前記複数の遅延系列における各遅延系列は、同一のクロックが入力される直列接続された複数の遅延素子から構成され、
前記複数の遅延系列における各遅延系列のクロックは、それぞれ位相の異なる同一周波数のクロックであり、
前記所定の長さの符号列は、複数の前記コード毎に回転状にシフトされることを特徴とするデジタルマッチドフィルタ。 - 入力データを保持するとともにクロックの立ち上がりに同期して前記入力データをシフトする複数の遅延素子から構成された、前記入力データを分割して遅延させる複数の遅延系列と、
前記遅延素子の各出力と所定の長さの符号列がシフトされるコードとの相関値をそれぞれ計算する複数の乗算器と、
前記複数の乗算器の出力を加算して出力データとする加算器とを有するデジタルマッチドフィルタであって、
前記複数の遅延系列のうちの第1段目の遅延系列は、直列接続された複数の遅延素子から構成されるとともに、
前記複数の遅延系列のうちの第2段目以降の遅延系列は、直列接続された複数の遅延素子と、前記直列接続された複数の遅延素子のうちの最後尾の遅延素子からの出力若しくは入力データを選択信号に基づいて選択するとともに直列接続された複数の前記遅延素子のうちの最初の遅延素子に入力する選択回路とから構成され、
前記複数の遅延系列において、各遅延系列における第2番目以降の遅延素子のクロックは、第1段目の遅延系列の第1番目の遅延素子のクロックと同一であり、
第2段目以降の遅延系列における第1番目の遅延素子のクロックは、第1段目の遅延系列のクロックとは異なり、
前記所定の長さの符号列は、複数の前記コード毎に、複数回の順次シフトと1回の戻しシフトとが交互になるようにシフトされることを特徴とするデジタルマッチドフィルタ。 - 前記複数の遅延系列において、第2段目以降の各遅延系列での第1番目の遅延素子のクロックは、それぞれ異なるクロックであることを特徴とする請求項2に記載のデジタルマッチドフィルタ。
- 前記所定の長さの符号列は、複数の逆拡散符号からなる逆拡散符号系列であって、
前記コードには、前記逆拡散符号がシフトされることを特徴とする請求項1〜請求項3のいずれかに記載のデジタルマッチドフィルタ。 - 前記複数の遅延系列は4つの遅延系列からなり、
各遅延系列は2つの遅延素子を有することを特徴とする請求項1〜請求項4のいずれかに記載のデジタルマッチドフィルタ。
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