DE2229149A1 - Verfahren zur Übertragung von Sprache - Google Patents

Description

Patentanwalt

Stuttgart

J.G. Dunn-J.R. Cowan 4-2

INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEW YORK

Verfahren zur Übertragung von Sprache

Die Anmeldung betrifft ein Verfahren zur Übertragung von Sprache, insbesondere für Schmalbandübertragungssysterae.

Die bekannte Technik für digitale Sprachübertragungssysteme kann in zwei Hauptgruppen eingeteilt werden: . -

1. die breitbandigen Systeme mit hoher Bitrate, wozu die Pulscodemodulation (PCM), eine differenzielle PCM und die Deltamodulation gehören, und

2. schmalbandige Systeme mit niedriger Bitrate, die auf der Analyse und Synthese von Sprache beruhen. Die Analyse-Synthese-Systeme können wiederum eingeteilt werden in Systeme vom Vocodertyp der Frequenzspektrumanalyse, die allgemein den Nachteil der unnatürlichen synthetischen Natur der erzeugten Sprache haben, und in Systeme mit Analyse der Wellenform, die versuchen, die Redundanz der Sprache zu unterdrücken, in dem nur solche Abtastwerte übertragen werden, die nicht aus den vorhergehenden Signalen vorhergesagt werden können. Dieses letztere System hat den Nachteil, daß eine Verzögerung in der Sprache hervorgerufen wird, die sich aus der Speicherung der Michtredundanten Abtastwerte und

7.Juni 1972

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der darauffolgenden Auslesung zum Zwecke einer gleichmäßigen Übertragungsgeschwindigkeit ergibt.

Die hoffnungsvollste Annäherung zur Digitalisierung der Sprache besteht in einer Änderung der Deltamodulation oder differenziellen BC. Bei diesen Systemen erhält man eine bessere Leistung gegenüber der üblichen PC, wenn die Signalleistung ein integriertes Spektrum ist, das bei höheren Frequenzen abfällt und dadurch eine Korrelation zwischen benachbarten Abtastwerten enthält. Eine weitere Verbesserung ist möglich, wenn die Vorhersageeinrichtung im Coder so aufgebaut werden kann, daß der größte Teil der Redundanz, die in <Jer Sprache enthalten ist, entfernt wird.

Eine Schwierigkeit, die bei der Anwendung der normalen Deltamodulation auf Sprachsignale auftritt, ist der weite dynamische Bereich der gesprochenen Sprache. Um ein angemessenes Verhältnis zwischen Signal und Quantisierungsgeräusch bei schwachen Sprachlauten zu erhalten,ist es bei bekannten Anordnungen notwendig gewesen, mit relativ hohen Bitraten zu arbeiten. Diese Schwierigkeit kann jedoch vermieden werden, in dem man die Deltamodulation an die Signalamplitude oder Signalsteigung anpaßt. Man hat schon eine Zahl von Algorithmen für kompandierte Delatamodulationssysteme öder solche mit unterschiedlicher Steigung geschaffen.

/ Wenn jedoch die Abtastrate abnimmt, reicht auch eine adaptive Kompandierung nicht mehr aus. Der Grund dafür ist, daß die Sprachsignale einen grpßen Teil von Wellenformen mit hohem Schwingungsgrad enthalten. Unter solchen Bedingungen hat ein normaler Deltamodulator seine Schrittgröße optimalisiert für ein maximales Signal zu Geräusch Verhältnis. Dieses ist ähnlich zu einem adaptierbaren kompandierfenden Deltamodulator, in dem die Schrittgröße langsam angepaßt wird, z.B. mit derselben Geschwindigkeit. Es ist klar, daß bei niedrigen Abtast-

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daten solche ein System nur eine schlechte Annäherung an die Wellenformen der Sprache erlaubt.

Andere adaptive Kompandierungssysteme arbeiten mehr nach der Art eines Momentanwertkompanders. Um ein schnelles Ansprechen zu ermöglichen arbeiten solche. Systeme jedoch nahe der Unstabilität und man erhält deshalb Überschwingungen über die wirkliche Wellenform. ■

Bei der Durchsicht des Standes der Technik wurden andere als Deltacodierungstechniken daraufhin betrachtet, ob die Bitrate der digitalisierten Sprachsignale verringert werden kann durch Mittel, die praktisch durchzuführen sind und eine relativ gute Qualität der Wiedergabe haben. Um dieses durchzuführen ist es notwendig, daß man die Redundanz, die in der Sprache enthalten ist, verwendet. Es sind zwei Klassen der Technik zur Reduzierung der Redundanz möglich:

1. Vorhersagequantisierer, wie z.B. differenzial PC, Deltamodulation und ähnliches und

2. Vocoder.

Diese beiden Techniken basieren auf den statistischen Eigenschaften' der Sprachsignale; zuerst auf den statistischen . Eigenschaften der Spracherzeugung und zweitens auf der Wahrnehmungscharakteristik des Hö^rers. Infolge dieser Abhängigkeit der Spracheigenschaften können diese Techniken nicht gleichzeitig angewendet werden für die digitale Übertragung sowohl von Sprache als auch von anderen Informationsquellen, deren Ausgangssignale im Sprachfrequenzband liegen. Die aus dem Stand der Technik bekannten Lösungen Bind nur für Sprächübertragung anwendbar. .

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Der Vorhersagequantisierer basiert auf der Vorstellung, daß das Sprachsignal in zwei Teile aufgeteilt werden kann:

1. den redundanten Teil, z.B. den Teil, der aus der bisherigen Kenntnis des Signales vorhergesagt werden kann, und

2. den nichtvorhersagbaren Teil.

Der redundante Teil braucht nicht übertragen werden, da er im Empfänger aus den bisherigen Signalen wiederhergestellt werden kann. Es ist deshalb nur notwendig, den nichtvorhersagbaren Teil zu quantisieren und zu übertragen.

Der Vocoder basiert auf einer Anordnung, die die Spracherzeugung nachbildet, z.B. ein Sprachsynthesegerät. Durch Beeinflußung der Parameter dieser Einrichtung wird ein künstliches Sprachsignal erzeugt. Bei einem Übertragungssystem braucht nur die Steuerparameterinformation gesendet zu werden, da die Syntheseanordnung für die Erzeugung beim Empfänger verwendet wird. Der Sender führt nur Analysevorgänge durch, die die Parameterdaten aus der Sprache festlegen.

Läßt man durch Sprache erregte Vocoder hier außer Betracht, so sind von vollständig synthetischen Vocodern Bitraten unter 10 Kilobit.je Sekunde erreicht worden, deren Wiedergabequalität jedoch sehr schlecht war. Einfache Vorhersagequantisierer, wie z.B. Deltamodulation können auf Bitraten bis zu 20 Kilobit je Sekunde heruntergehen, bevor ihre Qualität zu schlecht wird. Aus dem Stand der Technik haben sich zunehmend Beweise ergeben, daß der Bereich um 10 Kilobit je Sekunde einen guten Kompromiß darstellt. Systeme, die diese Bitrate erreichen können sind:

1. spracherregte Vocoder, bei denen angenommen wird, daß die Erregungsfunktion zu schwierig nachzubilden ist. Deshalb

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wird dieser Teil der Sprachsignale digitalisiert und zusammen mit anderen Parametern des Vocoders übertragen.

2. Verringerung der Redundanz unter Verwendung von linearer oder fächerförmiger Vorhersage oder durch extreme Abtastung und

J5. Vorhersagequantisierer, wie z.B. das System, das in einem Artikel von B.S.Atal und M.R.Schroeder mit dem Titel "Adaptive Predictive Coding of Speech Signals" in Bell System Technical Journal, Volume 49, Seiten I973-I986 im Oktober 1970 veröffentlicht wurde.

Dieser Artikel und die darin beschriebene Technik werden nachfolgend als Artikel von, bzw. Technik nach Atal und Schroeder genannt. In diesem Artikel wird über einen Vorhersagequ-antisierer berichtet, der eine aufwendige Vorhersage—einrichtong verwendet, deren Parameter gemäß der sich mit derzeit ändernden Statistik der Eingangssprachsignale ändern.

Bei der Durchsicht des Standes der Technik wurde der Vorhersagequantisierer als günstigster Lösungsweg ausgewählt, mit dem die gewünschte relativ niedrige Bitrate, niedrige Kosten, hohe Verständlichkeit und Speichererkennung möglich sind. Im Prinzip ist dieses System dem spracherregten Vocoder sehr ähnlich. Der Vorhersagequantisierer kann jedoch mit digitaler Verarbeitung ausgerüstet werden, wodurch sich geringere Kosten und ein kleinerer und sicherer Aufbau ergibt. Die Vorhersagequantisiererannäherung wird besser als die Redundanztechnik betrachtet, weil:

1. sie wirksamer ist; die Vorhersageeinrichtung kann besser an die Sprachstatistik angepaßt werden und

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2. sie eine unmittelbare Verarbeitung hat, während bei der linearen oder fächerförmigen Vorhersage und bei extremen Abtastsystemen ein Pufferspeicher notwendig ist,, dessen Größe die Zweckmäßigkeit der Technik beschränkt.

In Übereinstimmung mit der Technik nach Atal und Sehroeder ist der Signal-Quantisierungsfehler im Ausgangssignal verbessert gegenüber dem des Quantisierers allein um das Verhältnis des Signal-Vorhersagefehlers. Wenn z.B. die Vorhersage genau ist, d.h. das Signal zu Vorhersagefehlerverhältnis 20db beträgt, dann ist der Signal-Wiederherstellungsfehler etwa 26db. Dabei ist angenommen, daß d»s Verhältnis von Eingangssignal des Quantisierers zum Quantisierungsfehler bei einem 2-Pegel-Quantisierer etwa 6db ist. Dieses Verhältnis bleibt in etwa konstant und hat für normale Signale einen Wert von 4-6db.

Um gute Resultate mit einem Vorhersagequantisierer nach der Technik von Atal und Schroeder zu erreichen, besteht das Problem darin, die Vorhersageeinrichtung so zu entwerfen, daß eine genaue Vorhersage des Ein^gangssignals ermöglicht wird. Es muß jedoch daraufhingewiesen werden, daß die Vorhersage bei der Technik nach Atal und Schroeder nicht auf den vorhergehenden Eingangssignaleh beruht, sondern auf den vorhergehenden wiederhergestellten Signalen. Das Verfahren zur Anpassung der Gewichtung entsprechend der Technik nach Atal und Schroeder besteht darin, daß zum Zwecke der Berechnung der Gewichtung angenommen wird, daß das wiederhergestellte Signal das gleiche wie das Eingangssignal ist. Wenn im Betrieb die Vorhersage gut ist, wird der Vorhersagefehler klein sein, der Fehler im wiederhergestellten Signal wird dann auch klein sein und dann ist die obengemachte Annahme gültig und die Vorhersage muß in der ersten Stelle gut gewesen sein. Wenn jedoch die Vorhersage nicht gut ist, dann weäden die Fehler groß und das wiederhergestellte Signal unterscheidet sich vom wirk-

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lichen Signal und man kann nicht erwarten, daß die Vorhersage verbessert wird. Alle beiden Situationen sind schon in der Praxis aufgetreten.

Das beim Sender wiederhergestellte Signal ist das gleiche wie das wiederhergestellte Signal am Empfänger mit der Ausnahme von aufgetretenen Übertragungsfehlern. Das Spektrum des Wieder herstellungsfehlers tendiert dahin, flach zu sein, weil dieser Fehler dergteiche ist wie der Quantisierungsfehler, der flach wird, auch wenn das Spektrum des Quantisierereingangssignales nicht flach ist.

Das Verfahren zur Anpassung der Vorhersagegewichtung besteht darin, die folgenden gleichzeitigen Gleichungen zu lösen

^wi^Rii ^{= R}i^{J ±=:1}' '"' ^m

Die Koeffizienten in diesen Gleichungen sind kurzzeitige Korrelationsfunktionen, die auf verschiedenen Wegen definiert werden können. Nachfolgend sind drei verschiedene Definitionen für die Korrelationskoeffizienten aufgeführt:

(1) R₁ = Es_nS_n-

(2) R₁ = Es_nrn-i,

(3) R₁ = Er_nP_n-1, R₁₁ = Er_n-1P_n-1

In diesen Definitionen ist E ein kurzzeitiger Mittelwert.

Die erste D finition basiert auf der Berechnung der Vorhersagegewichtung auf vorhergehenden Werten des Eingangssignales diese· Methode wird in der Technik nach Atal und Schroeder verwendet.

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Es wird dabei ein kurzzeitiger Mittelwert verwendet, der durch Speicherung eines Blockes von Eingangsdaten von 5ms Dauer und durch Bildung eines Mittelwertes aus diesem Block erhalten wird. Bei dieser Methode werden in Wirklichkeit mehr als 5ms von Daten gespeichert, da verzögerte Produkte geformt werden, bei denen die Verzögerung 10 bis 15ms sein kann, wenn eine langzeitige Vorhersage verwendet wird. Die Verzögerung in dem System beträgt jedoch nur 5ms. Dieser Block von Eingangsdaten wird dann über den Vorhersagequantisierer gegeben, wobei die berechneten Werte für die Gewichtung verwendet werden. Diese Vorhers agegewi cht ling ist ein Optimum für das 5ms Intervall, wenn das wiederhergestellte Signal identisch mit dem Eingangssignal war. Die erste Definition kann auch für einen exponentiellen zeitlichen Mittelwert verwendet werden. Man muß dann nicht mehr einen 5ms Block von Daten speichern, hat aber nur optimale Vorhersagegewichtung für die unmittelbar vorhergehenden Werte und nicht für die 5ms, für die sie gebraucht werden.

Bei der zweiten Definition für den Korrelationskoeffizienten wird ein kurzzeitiger exponentieHer zeitlicher Mittelwert angenommen, der das Resultat der Verkleinerung des kurzzeitigen quadratischen Mittelwertes des Vorhersagerestes ist. Diese Definition hat den besonderen Unterschied, daß die berechneten Gewichtungen im Sinne der Verkleinerung des mittleren quadratischen Fehlers zu der Zeit optimal sind, zu der sie berechnet wurden, wenn sie schon die ganze Zeit verwendet wurden; wenn sie jedoch verwendet wurden, ist das wiederhergestellte Signal nicht mehr das gleiche und die Werte sind nicht langer optimal.

Für die dritte Definition wird ebenfalls ein exponentieller kurzzeitiger Mittelwert angenommen. Die Hauptrechtfertigung für diese Defirition besteht, darin, daß die Gewichtungen nur aus dem wiederhergestellten Signal festgelegt werden, daß

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auch beim Empfänger verfügbar ist. Es braucht also keine Vorhersageparameterinformation zum Empfänger übertragen zu werden. Dies ist prinzipteil ähnlich den adaptiven Deltamodulatoren mit variabler Steigung, die den Quantisierungspegel aus vorhergehenden Werten des binären Signales festlegen,-das sowohl beim Sender als auch beim Empfänger verfügbar ist. Dieses Verfahren hat jedoch den Nachteil, daß die Gewichtungsberechnung nicht mehr direkten Bezug auf das Eingangssignal hat.

Der Vorhersagequantisierer verwendet eine Vorhersageeinrichtung mit m Anzapfungen. Prinzipiell kann jede beliebige Zahl · von Anzapfungen verwendet werden. Jedoch steigen die Zahl der Korrelationskoeffizienten, die Schwierigkeiten zur Lösung der gleichzeitigen Gleichungen und die Schwierigkeit zur Sicherstellung der Filterstabilität schnell mit dem Wert von m an.

In Bezug auf die Stabilität erkennt man, daß das am Empfänger und auch am Sender verwendete Filter eine rekursive Form hat und deshalb mit falschen Gewichtungen unstabil, .sein kann.

In der Mathematik der Methode zur Berechnung der Gewichtungen gibt es nichts, das aussagt, daß das Resulat einem stabilen Filter entspricht. Es tritt vielmehr das entgegengesetzte auf; wenn das Eingangssignal die Form einer anwachsenden Sinuslinie hat, wie es beim Beginn des Sprechens geschieht, wird das berechnete Filter unstabil während dieser Zeitperiode in einem Versuch, ein Ausgangssignal mit wachsender Amplitude zu erzeugen. Ein unstabiles Filter ist befriedigend, wenn es nicht zu lange unstabil ist. Dazu ist jedoch eine Aktualisierung der Parameter bei- jedem Abtastwert notwendig. Bei der Computersimulation ist übereinstimmend festgestellt worden, daß gelegentlich Instabilitäten auftreten, die beträchtliche Störungen verursachen, wenn nicht eine Stabilitätsprüfung durchgeführt wird. Dieses wird zusätzlich zu der Aktualisierungsrate durch andere Faktoren verschlimmert, wie eine

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endliche Genauigkeit bei der Berechnung und Quantisierung der Parameter für die Übertragung.

Eine Stabilitätsüberprüfung ist so notwendig sowohl für das Vorhersagequantisierungssystem und das nachfolgend beschriebene System gemäß der Erfindung. Bei einem Filter mit zwei Anzapfungen ist die Prüfung relativ einfach . Die Prüfung besteht darin, daß festgestellt wird, ob die Gewichtungen innerhalb eines dreieckigen Bereiches in der wl-w2 Ebene liegen, die durch 3 gerade Linien begrenzt ist, wie es in der nachfolgenden Beschreibung noch ausführlicher erläutert wird. Die Stabilitätsprüfung ist komplizierter, wenn die Zahl der Anzapfungen über 2 ansteigt. *

Eine unterschiedliche Annäherung an die Stabilität besteht bei dem System darin, daß der Pegel der Vorhersage überwacht und mit dem Pegel des Eingangssignals verglichen wird. Normalerweise sollte der Pegel der Vorhersage kleiner als der des Eingangssignals sein. Wenn dieses nicht der Fall ist, nimmt ihr System an, daß irgendetwas falsch ist und läßt die Vorhersage zu diesem Zeitpunkt auf 0 gehen. Dieses ist zuftiedensteilend, so lange es nicht zu oft auftritt. Wenn diese Falsche Bedingung jedoch oft auftritt, verliert man den Vorteil, die Vorhersage an der ersten Stelle zu haben.

In dem System nach dem Artikel von Atal und Schroeder besteht die Vorhersageeinrichtung aus 2 Teilen:

1. eine langzeitige Vorhersage der Grundtonhöhenperiode und

2. eine kurzzeitige Vorhersage, die dem weitreichenden kurzzeitigen LeistungsSpektrum des Signales entspricht. Die langzeitige Vorhersage ist so angepaßt, daß sie die Vorhersageanzapfung findet, die die maximale Größe des Korrelationskoeffizienten aufweist. Die langzeitige Vorhersage-

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einrichtung verwendet also nur eine Anzapfung, wobei die Lage und Verstärung der Anzapfung variabel sind und die Tonhöhe des Sprachsignales feststellt. Die kurzzeitige Vorhersage ist die gleiche, wie sie schon oben beschrieben wurde mit der Ausnahme, daß die Gewichtungen auf dem Restwert der Langzeitvorhersage beruhen, anstatt auf der Eingangssprache. Die kurzzeitige Vorhersageeinrichtung gebraucht 8 Anzapfungen", so daß der Frequenzgang bis zu 4 Resonanzen aufweisen kann.

Es sei noch erwähnt, daß die langzeitige Vorhersage sehr viel schwieriger zu erzeugen ist, als nur die kurzzeitige Vorhersage, obwohl zu einem Zeitpunkt nur eine Anzapfung verwendet wird, ist es notwendig, etwa 100 Korrelationskoeffizienten zu berechnen und zu vergleichen. Es müssen weiterhin sowohl im Sender als auch im Empfänger die Werte von 100 vorhergehenden Abtastwerten gespeichert werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde ,ein Verfahren zur Übertragung von Sprache, insbesondere für Schmalbandübertragungssysteme zu schaffen, daö eine Verbesserung gegenüber dem in dem obengenannten Artikel von Atal und Schroeder beschriebenen System ist. Das System soll weiterhin nicht zu aufwendig sein, eine hohe Verständlichkeit und Sprecherkennung ermöglichen. Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß sendeseitig die Sprache zunächst einer PCM Codierung unterworfen wird, daß darauf aus den jeweils vorhergehenden PCM Signalen mit Hilfe von einem Rechner bestimmter Wichtungsparameter die redundante Information ermittelt wird, daß diese redundante Information vom PCM Signal abgezogen und das so entstandene Restsignal mit Deltamodulation übertragen wird, daß die Wichtungsparameter codiert als weiteres Signal im Zeitmultiplex mit dem Restsignal übertragen werden und das empfangsseitig aus diesen beiden Signalen der ursprüngliche PCM Wert wieder hergestellt und aus diesem in bekannter Weise die

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Sprache wiedergewonnen wird. Weitere erfindungsgemäße Merkmale sindcifen Unteransprüchen zu entnehmen.

Die Erfindung wird nun anhand der in den beiliegenden Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert: Es zeigen:

Fig.l ein Blockschaltbild des Schmalbanddigitalsprachübertragungssystems gemäß der Erfindung;

Fig.2 ein Blockschaltbild für eine vereinfachte Ausführung für das Sendefilter und das Empfangsfilter in Fig.l;

Fig.5 eine Kurve zur Erläuterung der Arbeitsweise der Sende- und Empfangsfilter nach Fig.2, die die Beziehung zwischen den Gewichten wl und w2 der Empfangsfilter nach Fig.2 und der Zentrierung, Frequenz und Bandbreite der einzelnen Resonanzen des Empfangsfilters nach Fig.2 darstellen;

Fig.4A und 4B, zusammengesetzt gemäß Fig.4c ein allgemeines Blockschaltbild einer Ausführungsform des Schmalbanddigitalsprachübertragungssystems gemäß der Erfindung;

Fig.5 eine Erläuterung der in den Fig.6 bis 16 verwendeten logischen Symbole und integrierten Stromkreise;

Fig.6A und Fig.6B,zusammengesetzt Fig.6C, die logische Schaltung des Zeitkreises nach Fig.A;

Fig.7A bis 7H, zusammengesetzt gemäß Fig.71, die logische Schaltung des Festwert-Befehlsspeichers nach Fig.4A;

Fig.8A bis 8J, zusammengestellt gemäß Fig.8K, eine Ausfüllung der logischen Schaltung der arithmetischen Steuereinheit, der Sprachquelle, des Tiefpaßfilters, des Abtast- und Speicherkreises, des Analog-Digital-

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Umsetzers und des Deltacoders nach Fig.4A;

Pig.9A bis 9E, zusammengesetzt gemäß Fig.9F> das logische Diagramm einer Ausführungsform der arithmetischen Einheit nach Fig.4A;

Pig.1OA und 1OB, zusammengesetzt gemäß Fig.IOC, das logische Diagramm einer Ausführungsmöglichkeit für den Speicher mit wahlfreiem Zugriff gemäß Fig.4A;

Fig.HA bis HC, zusammengesetzt gemäß Fig.HD, die logische Schaltung gemäß einer Ausführungsmöglichkeit des Parametercoders und des Umsetzers von 9 Bit auf 8 Bit gemäß Fig.4A;

Fig.l2A und 12B, zusammengesetzt g§mäß Fig.l2C, die logische Schaltung einer Ausführungsmöglichkeit des Multiplexers nach Fig.4A;

Fig.lj5A bis 1^H, zusammengesetzt gemäß Fig.lj5I, die logische Schaltung einer Ausführung des Demultiplexers, des Rahmenk3?eises, des Deltadecoders, des Parameterdecoders und des Umsetzers von 8 Bit auf 9 Bit gemäß Fig.4 B;

Fig.l4A und l4B, zusammengesetzt gemäß Fig.l4c, die logische Schaltung einer Ausführung des Rechners für die beltamodulationsschrittgröße nach Fig.4B;

Fig.l5A bis 15c, zusammengesetzt gemäß Fig.l5D, die logische Schaltung einer Ausführung der arithmetischen Steuereinheit nach Fig.4B und

Fig.l6A bis IOD, zusammengesetzt gemäß Fig.l6E, die logische Schaltung einer Ausführung der arithmetischen Einheit, des Digitalanalogumwerters, des Tiefpaßfilters und des Verbrauchers gemäß Fig.4B.

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In Pig.l ist ein vereinfachtes Blockschaltbild eines schmalbandigen digitalen Sprachübertragungssystems für 9 600 Bit je Sekunde dargestellt. Der Sender des Systems nach Fig.l enthält eine Sprachquelle 1, z.B. ein Mikrofon, die mit dem Eingang eines Analog-Digital-Umwerters 2 verbunden ist, der die Sprache in einem gegebenen Takt abtastet und die Amplitude der Abtastwerte in entsprechende Binärwerte umwandelt. Der Ausgang des Umwerters 2 ist mit einem Sendefilter J und einem Filterparameterrechner 4 verbunden, der auf die binäre Darstellung der Sprachabtastwerte anspricht, um die zeitlich veränderbare Übertragungsfunktion des Filters anzupassen oder zu regeln. Der von dem Rechner 4 berechnete Bewertungsparameter, der redundante Teil der Sprache, wird zusammen mit dem deltamodulierten Ausgangssignal des Deltacoders 6 an den Multiplexer'5 angelegt. Der Deltacoder 6 wandelt das Ausgangssignal des Filters 3, den restlichen Teil der Sprache, in Deltamodulation um. Weiterhin ist Taktgeber 7 vorgesehen, der die Arbeit des Umwerters 2, des Rechners 4 und des ZeitvJeLfachmultiplexer ^steue-.'t.

Das codierte Ausgangssignal des Multiplexers 5 wird dann über einen Übertragungsweg 8, der z.B. eine Telefonleitung oder eine drahtlose Strecke sein kai;.:.._}zum Empfänger übertragen. Der- Empfänger des Systems nach Fig.l enthält einen Zeitvielfaehdemultiplexer 9, der das empfangene Zeitmultiplexsignal erhält und von einem Taktgeber 10 gesteuert wird, dessen Taktsignale von den codierten Eingangsdaten abgeleitet werden, um die notwendige Synchronisation zwischen Sender und Empfänger zu erreichen, um die Deltamodulation von den Eingangsdaten für das Anlegen an den Deltamodulationsdecoder 11 herauszuziehen und um die Codegruppen, die die vom Rechner 4 berechneten Gewichtungsparameter darstellen, aus den Eingangsdaten herauszuziehen_yum äie an das Empfangsfilter 12 anzulegen. Das Filter 12 wird entsprechend der Gewiehtung angepaßt oder geregelt, so daß am Ausgang des Filters 12 die binäre Darstellung jedes der Abtastwerte wiederhergestellt ist, wie sie von dem

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Umwerter 2 im Sender geliefert wurde. Das Ausgangssignal" des Filters 12 wird an einen Digital-Analog-Umwerter 13 angelegt, um die Sprache in analoger Form an den Verbräucherkreis, z.B. einen Kopfhörer anzulegen. Der Taktgeber 10 liefert auch entsprechende Taktsignale für die Betätigung des Umwerters 13 und Taktsignale für das Demultiplexen der Daten auf dem Übertragungsweg.

Das Prinzip der Arbeitsweise des Systems nach Fig.l basiert auf dem üblichen Modell der Erzeugung der menschlichen Sprache. Bei diesem Modell wird ein Erregungssignal an ein Filter, wie z.B. Filter 12 angelegt, das eine zeitliche- variierende Übertragungsfunktion hat und die Wirkung der Spracherzeugung darstellt. Das Sendefilter 3 hat die Aufgabe,das Erregungssignal passend wiederherzustellen, das leichter mit einem Deltacoder, wie z.B. Coder 6, mit niedriger Datengeschwindigkeit digitalisiert werden kann als die Sprache am Ausgang der Spracherzeugung. Die Wirkung der Spracherzeugung wird im Empfänger durch das Empfangsfilter 12 wiederhergestellt, das eine Übertragungsfunktion hat, die der Spracherzeugung angepaßt ist.

Die Art des Erregungssignales sowie die Übertragungsfunktion der Spracherzeugung ändern sich in Abhängigkeit von den verschiedenen erzeugten Lauten. Bei Stimmhaften Lauten, z.B. Konsonanten, ist das Erregungssignal ein Impulszug, der dem akustischen Signal entspricht, das durch die Stimmbandschwin gingen erzeugt wird. Der Impulszug ist annähernd periodisch mit einer Wiederholungsfrequenz, die zwischen 60 und 400Hz liegt. Diese periodische Anregung hat ein Linienspektrum, bei dem ffnienabstand gleich der Wiederholungsfrequenz oder der Höhe des Grundtones ist. Die Wellenform jedes Impulses ist annähernd dreieckig, wodurch sich die breite Form des Linienspektrums ergibt, das bei höher^e$requenzen abfällt.

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Die Übertragungsfunktion der Spracherzeugung fur diese Laute eine Anzahl von schwachgedämpften Polen, oder in anderen Worten eine Anzahl von relativ schmalbandigen Resonanzen. Bei Erregung durch ein Eingangssignal erzeugen diese Resonanzen ein Ansteigen der gedämpften Schwingungen in dem Ausgangssignal. Die Wiedergabe der Spracherzeugung hat auch ein Linienspektrum, da sie durch ein periodisches Eingangssignal erregt wird, aber die breite spektrale Form folgt jetzt den Resonanzen der übertragungsfunktion.

Durch das Schwingverhalten kann die Wiedergabe der Spracherzeugung mit niedriger Geschwindigkeit nicht genau codiert werden. Die Erregungsfunktion ändert sich jedoch relativ langsam und kann mit einem 6 bis 8 Kilobit je Sekunde Deltacoder genau codiert werden, wenn er für eine Codierung verfügbar 1st. Der 9 600 Kilobit pro Sekunde Sender gemäß der vorliegenden Erfindung stellt eine annähernde Erregungsfunktion her, in dem er das kurzzeitige Spektrum der Wiedergabe der Spracherzeugung mißt. Dieses entspricht der Meßung des breiten

dj e durch
Spektrums der Wiedergabe, die Spracherzeugungsübertragungsfunktion festgelegt ist. Die Resonanzen werden dann unterdrückt, in dem man das Signal über das Sendefilter 3 mit einer umgekehrten Übertragungsfunktion leitet.

Andere Sprachlaute, wie z.B. die Reibelaute, unterscheiden sich davon. Das Erregungssignal ist jetzt ein breitbandiges Rauschen und die Übertragungsfunktion der Spracherzeugung enthält im allgemeinen sowohl Nulldurchgänge als auch Pole. Die Übertragungsfunktion formt das Spektrum dieses Geräusches, das dann wiederum annähernd durch eine kurze Spektralmeßung festgestellt werden kann. Knapp hinter dem Sendefilter 3 ist das annähernde Erregungssignal geräuschähnlich mit einem flachen Spektrum.. Ein solches Signal kann durch einen Deltacoder für niedrige Datengeschwindigkeiten nicht mit großer Genauigkeit codiert werden. Da es sich jedoch um ein Geräusch·-

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signal handelt, ist eine große Genauigkeit nicht notwendig. Obwohl das Ausgangssignal am Ausgang des Deltadecoders im Empfänger nur eine Annäherung an das Ausgangssignal des Sendefilters 3 ist, bleibt es doch geräuschähnlich mit einem flachen Spektrum. Wenn dieses Spektrum dann im Empfangsfilter wieder geformt wird, hat es für den Hörer den gleichen Ton wie das Originalsignal.

Die Grundsprachlaute haben eine Datier zwischen 50 und mehreren 100 Millisekunden. Bei einer Abtastung mit 6-8kHz entspricht dieses lOOen und sogar 1 OOOen von Abtastwerten, bei denen das Spektrum nahezu konstant ist. Bei einem Übergang von einem Sprachlaut auf einen anderen kann jedoch der Wechsel im Spektrum sehr plötzlich auftreten. Bei dem Sprachübertragungssystem gemäß der vorliegenden Erfindung werden die spektralen Meßungen und die entsprechenden Nachregelungen der Parameter vom Sende- und Empfangsfilter alle 5 Millisekunden durchgeführt.

Der Aufbau eines Sendefilters 5 und eines Empfangsfilters 12 ist in Fig.2 dargestellt. Im Sendefilter 3 werden die Binärwerte der 2 vorhergehenden Abtastungen des Eingangssignales im Register 15 gespeichert. Das Ausgangssignal vom Filter 3 ist die Differenz zwischen dem vorliegenden Abtastwert und der gewichteten Summe·-der vorhergehenden Abtastwerte. Zu diesem Zweck werden die Gewichte der 2 vorhergehenden Abtastwerte, die im Register 16 gespeichert sind, in der Additionsstufe 17 summiert und das Ausgangssignal der Additionsstufe 17 und der vorliegende Abtastwert werden in der Subtraktionsschaltung 18 abgezogen. Diese Gewichte wl und w2 sind die Filterparameter, die zusätzlich zu dem deltacodierten Filterausgangssignal am Ausgang des Coders 6 zum Empfänger übertragen werden müssen.

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Das Sendefilter ist nicht rekursiv, d.h., daß das Filterausgangssignal von den augenblicklichen und den vorhergehenden ' Eingangsabtastwerten abhängt, aber nicht von einem der vorhergehenden Ausgangsabtastwerte. Wie schon oben erläutert, werden bei der Technik nach Atal und Schroeder die vorhergehenden Ausgangsabtastwerte dazu verwendet, daß Sendefilter zu steuern.

Das 'Empfangsfilter 12 ist invers zum Sendefilter 3· Um dieses zu erreichen, ist die dargestellte Rekursiv-oder Rückkopplungsform notwendig. Das Empfangsfilter 12 enthält das Register für die wiederhergestellten, unmittelbar vorausgehenden Abtastwerte, das Register 20 zur Speicherung der Gewichtungsparameter für diese vorhergehenden Abtastwerte, die Addierstufe 21, die die gewichtete Summe der vorhergehenden Abtastwerte liefert und die Addierstufe 22 zur Addierung des Ausgangssignales der Addierstufe 21 zum Ausgangssignal des Deltadecoders" 11. Im Idealfall sollte die Wiedergabe des Empfangsfilters 12 sehr nahe dem kurzzeitigen Spektrum der Originalsprache sein. Es ist jedoch auf eine Wiedergabe mit nur einen einzelnen Resonanz beschränkt, da es nur zwei Parameter hat. Diese Beziehung zwischen der Mittenfrequenz und der Bandbreite dieser Resonanz und den Gewichten wl und w2 ist in Fig.3 dargestellt. Das Sendefilter 3 ist für jedes Paar von Gewichten stabil, während das Empfangsfilter 12 infolge seiner Rückkopplungsausbildung nur stabil ist, wenn die Gewichte innerhalb des Dreieckes 23 liegen.

Wenn w2 negativer ist als -wl /4, dann erzeugt der Filter 12 eine Resonanz mit einer Mittenfrequenz und Bandbreite, wie sie in Fig.3 dargestellt ist. Die Bandbreite wird umso geringer, je mehr sich w2 dem Wert -1 nähert. In diesem Fall ist das Filter 12 so lange stabil, wie w2 positiver als -1 ist. Wenn w2 positiver als -1/4 ist, entspricht die Wiedergabe einer Hintereinanderschaltung von 2 Tiefpaßfiltern und 2 Hochpaß-

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filtern oder einem Tiefpaßfilter und einem Hochpaßfilter.

Es wurde schon oben erwähnt, daß das Sendefilter 3 und das Empfangsfilter 12 zueinander invers sind. Wenn das Empfangsfilter z.B. eine bestimmte Frequenz um lOdb verstärkt, so dämpft das Sendefilter 3 diese.Frequenz um lOdb. Aufwendigere Filter können mehrere Resonanzen aufweisen. So kann z.B. ein Filter mit 4 Anzapfungen 2.Resonanzen haben, ein solches mit 6 Anzapfungen 3 Resonanzen usw. Durch Versuche hat sich jedoch gezeigt, daß die meisten Sprachtöne gut.durch ein einzige Resonanz angenähert werden können und daß man durch aufwendigere Filter nur geringe Vorteile erhält.

Das Verfahren zur Einstellung der Filterparameter auf das Eingangssignal ist notwendigerweise das gleiche, wie es schon in dem oben erwähnten Artikel von Atal und Schrbeder beschrieben ist. Anstelle das kurzzeitige Spektrum zu messenjwird eine kurzzeitige Korrelationsfunktion aus den Eingangsabtastwerten berechnet. Die beste Anpassung der Filterwiedergabe auf das Eingangsspektrum erhält man, in dem man den quadratischen Mittelwert des Ausgangssignales des Sendefilters in Bezug auf jedes der Gewichte verkleinert. Man erhält dann ein paar von gleichzeitigen Gleichungen, die für die opti- · malen Gewichte gelöst werden können. Die Gleichungen für die optimalen Gewichte enthalten mehrere kurzzeitige Korrelationskoeffizienten, wie es in der nachfolgenden Tabelle I dargestellt ist.

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J.G.Dunn-J.R.Cowan 4-2 Tabelle I

cL ο S-W₁ s χι η 1 · n-2

D = Ed² η

wähle Wk. um D zu verkleinern:

<^E VlVk) "l ⁺ <^{E s}n-2Vk>^W2 = ^ESn Vk ' ^k " lege fest ^rii = ^Esn-i ^sn-i ' ^ri - ^Esn^sn-i

dann gilt

T_nW₁ + r₁₂w₂ . V₁ ^ri2^Wl ^{+ r}22^W2 ^{= r}2* ^{dabei lst} r₂₁ = V₁₂

2 den - r_nr₂₂-r₁₂

erhält man

^wl ^{= r}l^r22 "^r2^r12 den

^W2 ^{= r}2^rll"^rl^r12

Der kurzzeitige Mittelwert ist gekennzeichnet durch den linearen Operator E. Die Gleichungen für wJ und w_g enthalten die Koeffiaienten ^Γι»^γ2»^γιι*^γιρ ¹^^{10 r}22* ^{Wenn das} Eingangssignal ein ständiger Zufallsvorgang wäre und E der gesamte Durchschnitt, so würde r^ die übliche Kovarianzfunktion sein und man hätte ein Vereinfachung durch r₂₂ = T₁₁ und r,₂ = r^,. Bei einem sich

209853/1047 -A

J.G.Dunn-J.R.Cowan 4-2

mit der Zeit änderndem Signal, z.B. bei Sprache sind solche Vereinfachungen jedoch nicht zulässig.

Der zeitliche Mittelwert kann auf verschiedene Weise gewählt werden. Bei der Technik nach Ätal und Schroeder wird der Mittelwert aus einem endlichen (5ms) Block von in einem Speicher aufgenommenen Daten verwendet. Die auf diese Weise errechnete Gewichtung ist ein Optimum für die Zeitperiode, während der dieser Datenbloek durch die Sende- und Empfangsfilter läuft. Bei der vorliegenden Erfindung ist der nachfolgende exponentiell zeitliche Mittelwert gewählt:

^yn = ^exn ⁺ ^-^e> ^yn-l

Diese Technik hat den Vorteil, daß es nicht notwendig ist, Daten zu speichern, mit Ausnahme der zwei vorhergehenden Eingangsabtastwerte, die im Sendefilter gespeichert werden. Die nach dem exponentiellen Mittelwert berechneten Gewichte sind optimal in dem Sinn, daß D einen minimalen Wert zu der Zeit bekommt, zu der diese Gewichte berechnet sind, wenn diese Gewichte schon immer verwendet wurden. Die Technik nach der vorliegenden Erfindung beruht auf der Tatsache, daß die optimalen Gewichte sich nur sehr langsam mit der Zeit ändern, so daß dann, wenn Gewichte berechnet werden, diese für den nächsten zeitlichen Mittelwert von 5 Millisekunden verwendet werden, anstelle sie mit vergangenen Daten zu verwenden. Wie in den obenstehenden Gleichungen angegeben ist, sind die Daten, aus denen der Mittelwert gebildet werden soll_fgleich χ und die auf den neuesten Stand gebrachte Gleichung entspricht y_n· Die Zeitkonstante der Gleichung ist durch die positive Konstante e festgelegt. Wenn e eine ganzzahlige Potenz von 1/2 ist, ist die Ausführung besonders einfach. Wenn z.B. e = 2"*^ ist,.wird y_n-1 von S_n abgezogen, das Resultat wird dann um

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- 22 J.G.Dunn-J.R.Cowan 4-2 ***** -»w

5 Stellen nach rechts verschoben und das so erhaltene Resultat zu Y_n-1 addiert und man erhält y .

Jeder der Koeffizienten wird auf diese Weise berechnet, z.B. T₁ (neu) = es_n S_n^₁ + (1-e) r_± (alt)
T₁₁ (neu) = es^ S_n-1 + (1-e) r_±1 (alt)

Es müssen jedoch nur F₁^₂ "¹^ ^ril ^so berechnet werden, da sich ergibt, daß

i
(neu) = T₁₁ (alt)

Die Rechenvorgänge, die von dem erfindungsgemäßen System bei jedem Abtastwert durchgeführt werden müssen, sind in der Tabelle II zusammengefaßt und diejenigen, die nur alle 5ms durchgeführt werden müssen, sind in der Tabelle III zusammengefaßt.

Tabelle II

I.Sender Rechenvorgänge

A. Korrelation auf den neuesten Stand bringen

r12	= ri	1	S0	- wlsi W2	-
r22	= ri	(sosi - ri	8O		) + V1
rl =	e6	(S0S2 - V2		) + V2
r2		Sendefilter
	dO =	S2
si -

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. 2229U9

J.G.Dunn-J.R.Cowan 4-2 -

Coderpegel auf 'den neuesten Stand bringen

_qn+l _{= q}n _{+ 2}-4_qn _Wenn B_Q ⁿ = B_Q ⁿ~², wobei B_Q = Δ-mod Aus-

gangsdaten.

D. Deltacodierung

^wo ^{= e}3 ^(so "^ao -^wo^{} +w}o b_Q = 1, wenn w_Q ^¹ 0

** Q, wenn w_Q< 0 a_Q = q, wenn b_Q = 1 = -q, wenn b_Q =

II. Empfänger-Rechenvorgänge

a_Q = q', wenn b^ = = -q', wenn b'_Q =

y₀ = a₀ + W₁ 'Y₁ + W₂ »y₂

^y2 ~
Y₁ =

Tabelle III

Sender-Rechenvorgänge A. /'■Gewichtberechnung den = T₁₁V₂₂ - T₁₂T₁₂

W₁ = ^r₁ r₂₂ - v₂ r₁₂)/den w₂ = (V₁₁ V₂ - r^r

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	G.Dunn-J.R.	Cowan	W2 <1	4-	- 24 -	2	neuesten Stand bringen
J.		Stabilitätsprobe	2>-
B.	W2 >- 1
	U1 = W1 +
	U2 = W1 -w	1
	Coderpegel	auf den
C.

q = Q₁

II. Empfänger-Rechenvorgänge A.Stabilitätsprobe

U₁' = W₁' + W₂' < 1
U₂ = wj - w₂'> -1

In diesen Tabellen ist ez- = 2" und entsprechend einer Zeitkonstanten von annähernd 5ms. Mit e-, = 2 -^ erhält man eine Zeitkonstante von annähernd Ims. Das gesendete binäre Signal ist mit bn bezeichnet, während sein entsprechender decodierter Wert mit dem richtigen Pegel q mit an bezeichnet ist. Der Strichindex bei den Werten, die im Empfänger gebraucht werden gibt an, daß diese Werte von dem fernen Sender empfangen wurden und nicht von der örtlichen Anordnung. In den Pig.4A und 4b, die gemäß Pig.4C zusammenzusetzen sind, ist eine Ausführung des schmalbandigen digitalen Sprachübertragungssystemes gemäß der Erfindung dargestellt. Verbindungen zwischen den verschiedenen Hö.cken sind mit umrandeten Nummern gekennzeichnet. Eine Leitung mit nur einer umrandeten Nummer bedeutet eine einzelne Leitung, während ein breiter Pfeil, in dem mehrere umrandete Kümmern eingeschrieben sind, eine Mehrzahl von Leitungen andeutet. Die umrandeten Ziffern entsprechen den mit der gleichen Ziffer versehenen Leitung in den logischen Schalplänen der Figuren 6 bis 16.. Der in Fig.4A dargestellte Sender

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ist über eine Leitung A mit dem in Fig.4B dargestellten Empfänger verbunden.

Zur Durchführung aller notwendigen Punktionen im System ist die Transmitterlogik als SpezialComputer aufgebaut. Eine arithmetische Allzweckeinheit 25 führt alle notwendigen Rechen-Vorgänge nacheinander durch. In einem Speicher 26 mit wahlfreiem Zugriff werden Parameter, Datenabtastwerte und die Zwischen- und Endresultate der Rechnungen gespeichert.

Ein 10 Bit-Analog-Digitalumsetzer 27 wird als Eingangsschnittstelleneinrichtung für das Eingeben der Sprachdateaiabtastwerte in den Sender mit einer Wiederholungsfrequenz von 8kHz verwendet. An die Sprachquelle 29 ist ein 3,5kHz Tiefpaßfilter 28 angeschlossen, das Störungen durch höhere Frequenzanteile verhindern soll. Vor dem Umwerter 27 liegt ein Abtast- und Speicherkreis J>0, der die abgetastete Spannung auf einem konstanten Wert hält, während die Umwandlung stattfindet.

Das Rechenwerk, das gesteuert wird von der arithmetischen Steuereinheit 31, dem Taktgeber 32 und dem Pestwertspeicher 33* führt Additionen, Subtraktionen, Multiplikationen, Divisionen und Verschiebungen vor und überträgt auch Daten zwischen dem Speicher 26 und anderen Registern. Die Recheneinheit 25 arbeitet mit einem Takt von 9*984MHz und es wird eine bitparallele, wortserielle Zweierkomplementarithmetik verwendet.

Der Speicher 26 mit wahlfreiem Zugriff ist ein integrierter Kreis mit 16 Worten und 16 Bit je Wort. Er ist aufgebaut aus 4 Einheiten mit je 16 Worten zu 4 Bit. Die Lese- oder Schreibzeit ist typenbedingt 50ns. Der Speicher 26 speichert die letzten 3 Sprachabtastwerte (s_Q, s., S₂), die Korrelationskoeffizienten Cr₁₁, r₂₂*^ri* ^ri2* ^r2^^die digitalen Filtergewichtungen (W₁-, W₂), das Deltamodulationsdifferenzausgangssignal (s„) die DeltacoderschrittgrÖße (q) und hat zwei Speicherplätze (T, und Tp) zur Zwischenspeicherung von Zwischenre-

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sultaten von Rechnungen der Recheneinheit 25.

In dem Festwertspeicher 33 ist das Befehlsprogramm gespeichert, mit dem das Rechenwerk 25 alle notwendigen Rechenvorgänge durchführt. Die ersten 4 Bit jedes Befehles legen die Art des durchzuführenden Vorganges fest, z,B. addiere, multipliziere, speichere, usw., und die letzten 4 Bit geben die Adresse des Operanden in dem Speicher 26 mit wahlfreiem Zugriff an. In der nachfolgenden Tabelle IV- sind die durchzuführenden Vorgänge zusammengestellt.

Tabelle IV

Eingangs-Sprachabtastwerte s/ = si? d~

ⁿ d-¹

Korrelationskoeffizienten r^¹ = r^ + (S₁S₁ -r^)

n+1 η / _ n\ ₀-6

^{r + (SS r}}

n+1 η / _ n\ ^r01 ^{= r}01 ^{+ (S}O^S1 "^r01^}

n+1 η

^r02 ^{= r}02

„ η ,-1 = r_n d

r ⁿ⁺¹- r ⁿ d"^{1 r}12 - ^roi ^d

Piltergewicht W₁ = i^? _Ol^r22"^r12^rO2

^rll^r22"^r12^r12

^W2 ^{= r}ll^r02"^r01^r12 ^rll^r22-^r12^rl2

Differenz (Pilterausgang) Aⁿ =^sO"^wl^Sl "^W2^S2

Coderpegel qⁿ⁺¹ = qⁿ + 2~⁴qⁿ wenn Bq"¹=

wobei B₀= ^-Modulations-Ausgangsdaten andererseits qⁿ⁺¹ = qⁿ -2~⁶

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- 27 J. G. Dunn-J. R. Cowan 4-2

Die arithmetische Steuereinheit 51 erzeugt die Taktsignale, die zur Steuerung der Arbeitsvorgänge des Rechenwerkes 25, des Speichers 26 mit wahlfreiem Zugriff, andere" Register und andere logische Kreise notwendig sind, so daß die Befehle aus dem.Festwertspeicher durchgeführt werden können. Die Steuereinheit 31 ist aus standar "isierten integrierten Kreisen mit üblicher Logik und mit Zählern ausgerüstet. Zusätzliche Festwertspeicher können diese Logik enthalten und dadurch den Aufbau vereinfachen. Für jeden Rechenvorgang sind mindestens 5 Taktimpulse erlaubt. Bei einem 9,984MHz Takt entspricht dies 300ns. Diese Zeit wird benötigt, um die ungünstigsten Ausbreitungsverzögerungen in der Senderlogik zu berücksichtigen. Bei Multiplikationen und Divisionen darf jede Addition oder Subtraktion 2 Taktimpulse (200ns) andauern und für jede Verschiebung steht 1 Taktimpuls (100ns) zur Verfugung.

Die digitalen.. Filtergewichte w. und Wp werden als 5 Bit-bzw. 4 Bit-Worte berechnet. Bei der Codierung tritt jedoch eine Redundanz auf und bevor die Gewichtungsparameter zum Ausgang des Gewichtungsparametercoders und 9 Bit zu 8 Bit Umwerters übertragen werden, wird die Redundanz eliminiert, in dem der 9 Bit-Code für w, und w„ durch einen 8 Bit-Code ersetzt wird. Der in Fig.4B dargestellte Empfänger expandiert die 8 Bit wieder auf die ursprünglichen 9 Bit-Darstellung von W₁ und Wp. Der Umwerter J>K stellt die Wertkombinationen für w- und Wp fest, die in dem Rekursivfilter des Empfängers nach Fig.4B Unstabilitäten erzeugen können. Der Bereich der Werte für W₁ ist normalerweise -2 <ζ" w, <ζ 2 und für w^ ist der Bereich -l«^*Wp^l. Bedingungen für Instabilitäten treten auf wenn /w,/+Wp ^ 1 oder wenn W₂^ -1. Der Bewertungsparameterumwerter y\ stellt die Bedingung /W₁/ +W₂ = +1 und reduzierte/um 0,125. Wenn W₁ + Wp^>. 1 ist, stellt er W₁=Wp=O ein. Er begrenzt auch den Wert von Wp auf

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Da sowohl das vom Deltacoder 35 codierte Differenzsignal als auch die codierten Darstellungen der Gewichte w. und Wp über den gleichen Kanal übertragen werden müssen, werden sie in dem Multiplexer 36 zusammengefaßt und vor der Aussendung wird ein Rahmensynchronisationssignal hinzugefügt. Jeder Rahmen dauert 5ms und enthält 40 Deltacoderbits und 8 FiIterparameterbits. In dem Multiplexer J56 wird ein 8 Bit-Schieberegister verwendet, um die Deltacoderbits zu speichern, während die Gewichte übertragen werden. Rahmensynchronisierungsbitswerden nicht wirklich eingefügt, sondern man verwendet die Charakteristik des 8 Bit-GewichtungsparametercodeSjUm ein erkennbares Rahmensynchronisiersignal vorzusehen. Dieses Charakteristikum besteht darin, daß /w,/ +Wp Φ +1. Die in dem Umwerter 34 erzeugten Gewichtungsparametercode stellen sicher, daß diese Bedingung (/w,/+w₂ ^ +1.)' nicht auftritt. Die Zufallsnatur der Deltacodersignale stellt sicher, daß eine Synchronisation nur auf die 8 Bit des Gewichtungsparameters erfolgen kann.

In dem in Fig.4B dargestellten Empfänger sind nicht so viele Rechenvorgänge durchzuführen und deswegen ist die öomputerähnliche Organisation des Senders nicht notwendig. Die arithmetischen Punktionen werden in dem Rechenwerk 37 ausgeführt, das nur eine einfache logische Steuerung benötigt, ohne daß Speicher mit wahlfreiem Zugriff ohne Pestwertspeicher notwendig sind. Das Rechenwerk wird von der arithmetischen Steuereinheit 38 und dem Deltamodulationsschrittgrößenrechner 39 gesteuert. Während jedem Abtastintervall (125ms) muß der Empfänger die in der nachfolgenden Tabelle V angegebenen Berechnungen durchführen.

Tabelle V Coder-Pegel . qⁿ⁺¹ = qⁿ +2"⁴ qⁿ wenn B^"¹ = Bq"²

sonst qⁿ⁺¹=qⁿ -2"⁶ qⁿ

B_ sind die empfangenen Delta-Modulationsdaten

■ V-209853/1047

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Empfangsfilter y_Q = B^ qⁿ + W₁Y₁ +

y₂ = Y₁ d

Der Empfänger empfängt die Eingangsdaten im Vielfach über die mit A bzw. einer eingerahmten 1 versehene Leitung. Dieses Eingangssignal wird an die Einrichtung 40 angelegt, welche den Demultiplexer, den Rahmenkreis, den Deltamodulator, den Parameterdecoder und einen Umwerter von 8 auf 9 Bit enthält. In dieser Einrichtung 40 stellt der Empfänger das Taktsignal aus den empfangenen Deltacoderdatensignalen über eine digitale phasenstarre Schleife wieder her. Die Zustandsänderungen bei den empfangenen Datensignalen werden zeitlich mit den -Übergängen eines örtlichen Takts verglichen, der von einem Oszillator und einem binären Teiler abgeleitet wird. Der Binärteiler wird durch einen Phasenvergleichskreis geändert, um den Takt in die richtige Phasenbeziehung zu den Daten zu bringen, so daß die Daten in der richtigen Zeitlage verarbeitet werden können. Der Empfänger erhält die Rahmensynchronisation durch die Annahme, daß eine Folge von 8 Bits ein Gewicht ungsparametercode ist, und stellt das Fehlen der Bedingung /W₁Aw₂ = +1 fest. Diese Annahme ist nur dann gültig, wenn die Bedingung über eine lange Zeitperiode fehlt. Hat man jedoch /W₁ZfW₂ = +1, dann wird der örtlich erzeugte Rahmen um ein Bit gegenüber den empfangenen Daten verschoben und es wird eine andere 8 Bitfolge geprüft, ob sie der Gewichtungsparametercode ist und ob die Rahmensynchronisation erreicht ist.

Bei richtiger Rahmensynchronisation werden im Demultiplexer der Einrichtung 40 die codierten Gewichtungsparameter W₁ und w₂ von den Deltacoderdatenbits getrennt. Der 8 Bitcode für W₁ und W₂ wird dann wieder auf die ursprünglichen 9 Bit erweitert (5 Bit für W₁ und 4 Bit für W₂). Dieses geschieht in den Gewichtungsparameterdecoder und dem Umwertekreis, die in

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Einrichtung 40 enthalten sind. Die Deltacoderdatenbits werden an eii?¹^ Bitschieberegisterspeicher angelegt, der als Datenglättungskreis dient. Dieser Kreis stellt den ursprünglichen 8k Bitdatenstrom wieder her. Die Daten werden an die Logik im Rechner 39 angelegt, der die Schrittgröße des Deltacoders berechnet.

Die Berechnungen für das Empfangsfilter werden im Rechenwerk 37 und seiner Steuerlogik im Steuerkreis 38 durchgeführt. Das .Rechenwerk 37 führt die folgenden Rechenvorgänge durch.

2 Addtionen

1 Subtraktion

2 Multiplikationen _t 10 Verschiebungen.

Die Rechenvorgänge im Rechenwerk 37 werden mit einem Takt von 1,5312MHz durchgeführt und es wird eine bitparallele, wortserielle Zweierkomplementarithmetik verwendet. Das Ausgangssignal des Rechenwerkes 37 ist ein 10 Bitwort, das den wiederhergestellten Sprachabtastwert darstellt, und daß an den 10 Bit-Digital-Analog-Umsetzer 41 angelegt wird. Das Ausgangssignal des Umwerter 41 wird über ein 3*5kHz Tiefpaßfilter 42 geleitet, um die Sprachabtastwerte in die ursprüngliche Sprache ζurückzuverwandeln, die dann an den Verbraucher 43 angelegt wird. ' \

Nähere Einzelheiten des oben anhand der Pig.4A und 4B beschriebenen Systemes werden nachfolgend für ein System mit einem 9,6kHz Sprachcodiersystem geschrieben. Die logischen Schaltpläne für den Sender gemäß Plg.4A sind in den Fig.6 bis 12 und die logischen SchaltplSne für den Empfänger nach Pig.4B sind in den Pig.13 bis 16 dargestellt.

Alle Vorgänge erfolgen digital unter Verwendung von TTL (Transistor-Transistor-Logik) integrierten Kreisen mit Aus-

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nähme der Schnittstelle zwischen analoger und digitaler Darstellung der Sprache in den Umwertern 27 und 42. Pur diese Schnittstelle am Eingang des Senders und am Ausgang des Empfängers werden handelsübliche Analog-Digital bzw. Digital-Analog-Umwerter verwendet.

Wie sich aus Fig.4A und den logischen Schaltpliteen Fig.6 bis 12 ergibt, ist der Sender aufwendiger als der in Fig.4B und den entsprechenden logischen Schaltplänen in Fig.13 bis 16 dargestellten Empfänger. Dies beruht darauf, daß der Sender mehr Berechnungen ausführen muß, wie es in der oben angegebenen Tabelle IV beschrieben ist.

In den größeren Blöcken der logischen Schaltpiäne in den Fig. 6 bis 16 ist in jedem dieser Blöcke eine Mehrzahl von Ziffern und Buchstaben ('angegeben). Die Anfangsbuchstaben kennzeichnen den Hersteller und die darauffolgenden Buchstaben und Ziffern den speziellen integrierten Stromkreis der bei der Ausführung verwendet wurde. Der Code für den ' Namen des Herstellers und die Handbücher oder Kataloge, die zur Auswahl der verschiedenen integrierten Stromkreise herangezogen wurden, sind folgende

A. Texas Instruments, Inc. ist im logischen Schaltplan gekennzeichnet durch die vorangesetzten Buchstaben SN

a. Katalog CC201 vom 1. August I969

b. Katalog CC30I vom 15.März 1970

B. Signetics Corp*·, ist gekennzeichnet durch den vorangesetzten Buchstaben N

a. "MSI Specification Handbook, Series 8OOO Designer Choice Logic", DCL Yolume II, September 1969

b. "DCL Specification Handbook", Volume I Logic Elements von 1969.

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C. Varadyne Systems, eine Division von Varadyne Inc. früher als DATEL bekannt ist durch die vorangesetzten Buchstaben DATEL gekennzeichnet.

a.Digital-to-Analog Converter - Bulletin Nr. 52157.O1OK,

vom 15.August 1970.
b.Analog-to-Digital Converter - Bulletin Nr. 72157OIOK vom 15.August 1970.

D. National Semiconductors Corp. ist gekennzeichnet durch die vorangesetzten Buchstaben DM.

a, Bulletin DM757O-Schieberegister vom Juni 1969.

b. Bulletin DM857O-Schieberegister vom Juni 1969.

E. Raytheon Co., Semiconductor Operation ist gekennzeichnet durch die vorangesetzten Buchstaben RRt

a. Bulletin "64 Bit Random Acces,s Memory RR6IOO", vom Januar I970.

Unter Verwendung dieser Kataloge, Handbücher und Bulletins ist es möglich, ein System nach den logischen Schaltplänen der Fig.6 bis 16 aufzubauen. Die Symbole für die logischen Torschaltungen, die verwendet werden, sind in Fig.5 dargestellt und bezeichnet und können aus einem entsprechenden der obengenannten Handbücher oder Kataloge oder aus anderen Handbüchern herausgesucht werden. Bei den größeren Blöcken ist weiterhin die Bedeutung nur durch Abkürzungen angegeben und die vollständige Erläuterung wird ebenfalls in Fig.5 angegeben. Die Abkürzungen für verschiedene Signale und logische Komponenten sind nachfolgend zusammen mit ihrer Funktion aufgeführt:

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Tabelle VI Abkürzungen

11 ι It

oder

"ο" oder ACC ACC CLEAR ACC SHIFT ACC LOAD ACC CLK ACC & MQ REG.CLK

AD ■

ADD ADD-DI ADD-D2

ADD-M

ADD OR SUBT PERΛ-MOD

ADD-ROM	.P.	CLK	CLK	CLK(A)
ADD-S	.P.	CLK	MHZ	CLK (B)
ALU		MHZ	CLK (C)
AnPP		MHZ
8khz d
8khz s
9.6khz
9-984
9.984
9.984
CAC

Funktionen
Logische 1
Logische O
Akkumulator Lösche Akkumulator Schiebe Akkumulator Lade Akkumulator Akkumulator Takt Akkumulator und Multiplikator-Quotienten-Register-Takt Analog-Digi t al-Umwert er Ausgangsbits Addiere

Addiere während der Division Addiere während der Division, um die Größe des Dividenden zu prüfen

Addiere während der Multiplikation

Addiere od.subtrahiere je Delta Modulator Ausgang Addiere im Pestwertspeicher Addiere je Delta Modulator Ausgang

Arithmetische,logische Einheit Delta Modulation Daten vom Flip-Plop AnPF 8kHz Doppel Puls Takt 8kHz Einfach Puls Takt 9,6kHz Takt
9,984 MHz Takt (A) 9,984 MHz Takt (B) 9,984 MHz Takt (C) Lösche Akkumulator

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CLK INH CMQ

COMPL

DATA COMPL.

/^-MOD ^Λ-MOD DATA DEMUX DIV (A) DIV (B)

LACC LAD LCN LEFT SHIPT-D

LMQ LRAM

LSB

MQ-LOAD

MQLSB

MQ-SHIPT

MQ-S₀

MSB MULT MUX S,

MUX S

Taktsperre

Lösche Multiplikator-Quotienten Register

Komplementär

Komplementäre Daten
Delta Modulation
Delta Modulationsdaten Demultiplext
Teile (A)
Teile (B)
Logische- Höhe
Lade Akkumulator

Lade Akkumulator vom A/D Umwerter Lade Akkumulatorron der Konstanten Verschiebung nach links während der Division

Lade Akkumulator vom Multiplikator-Quotienten Register
Lade Akkumulator Speicher mit wahlfreiem Zugriff
geringstwertiges Bit
Multiplikator-Quotienten Register Lade Multiplikator-Quotienten Register

Multiplikator-Quotienten Register geringstwertiges Bit
Schiebe Multiplikator-Quotienten Register

Speicher Akkumulator Multiplikator-Quotienten Register
Höchstwertiges Bit
Multipliziere

Multiplex Eingangs-Auswahl-Steuer-Signal

Multiplex Eingangs-Auswahl-Steuer-Signal

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P.B.

PROG.SHIFTS RAM

RMUXS₁ RMUXS₀ ROM ROM-C-SS-FP

ROM PRO.COUNT.CLK SAFF SAM SAR SHIFT LEFT -D SHIFT LEFT -S *

SHIFT RIGHT -S

SHIFT PER&-MOD SHL SHRM SHR SIR2

SL2X SMQ

S.R. SRAM

SR2X SUBT Druckknopf

Programmierte Verschiebung Speicher mi,t wahlfreiem Zugriff Ausgangs-Bits des Speichers mit wahlfreiem Zugriff

Addiere zum Akkumulator

+Y,

Addiere Y, zum Akkumulator _ Festwertspeicher

Festwertspeicher-Zähler Start-Stop Flip-Flop

Festwert-Speicher Programm Zähler Takt Speicher Akkumulator in An FF Schiebe Akkumulator M-mal Schiebe 6-mal rechts

Schiebe während der Division nach links Schiebe während programmierter "Verschiebungen nach links
Schiebe während programmierter Ver- . , Schiebungen nach rechts Schiebe je Delta Modulation Schiebe nach links
Schiebe M-mal nach rechts Schiebe nach rechts

Schiebe Akkumulator zweimal, wenn notwendig

Schiebe zweimal nach links Speichere im Multiplikator-Quotienten Register
Schiebe Register

Speichere Akkumulator im Speicher mit wahlfreiem Zugriff
Schiebe zweimal nach rechts Subtrahiere

0 9 8 5 3/Ί0 U7

- 36
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SUBT-Dl Subtrahiere während Division

SUBT-D2 Subtrahiere während Division, um

Größe des Dividenden zu prüfen

SUBT-M ' Subtrahiere während Multiplikation

SUBT-ROM Subtrahiere, Pestwertspeicher

SUBT-S Subtrahiere je Deltamodulatör-Ausgang

SWRl Speichere Akkumulator im w. Register

SWR2 Speichere Akkumulator im W₂ Register

TMGR Prüfe Größe von r_n

In den Fig.6 bis 12 sind die logischen Schaltpläne des Senders gemäß B¹Ig.4a beschrieben. In der Beschreibung zu Fig.4A sind die wesentlichen Arbeitsschritte jedes Blockes erläutert. Die nachfolgende Beschreibung hat nur den Zweck, jeden dieser Blöcke nocheinmal hervorzuheben, wobei die logischen Schaltpläne zusammen mit der Beschreibung von Fig.4A selbsterklärend sind. Die Taktsignale vom Taktgeber 32 werden erzeugt, wie es in den Fig.6A und 6B, die gemäß Fig.6c zusammengelegt sind, dargestellt ist. Der Taktgeber enthält als wesfentlichen Teil einen Oszillator 44, sowie die Vor-Rücikwärtszähler 45 und und andere binäre Teilerkreise, um die Taktsignale zu erzeugen, die für die Arbeit des Senders notwendig sind. Der Vor-Rückwärtszähler 43 hat die Aufgabe, das Ausgangssignal des Oszillators durch den Faktor 13 zu teilen, während der Vor-Rückwärtszähler 46 das Ausgangssignal des Vor-Rückwärtszählers 45 um den Faktor 16 teilt.

Das logische Schaltbild für den Festwertspeicher 33 ist in den Fig.7A bis 7H dargestellt, die gemäß Fig.71 zusammenzulegen sind. Die wesentlichen Bestandteile des Speichers 33 sind die Vor-Rückwärtszähler 47 und 48 und die 9 16-Bit-Decoder 49 Us 57. Die Ausgänge der Decoder 50 bis 57 sind von 1 bis 128 durchnummeriert. Diese Ausgänge sind mit verschiedenen Torschaltungskreisen verbunden, wie es durch die Zahlen an den Eingängen dieser Torschaltungen angegeben ist, um die Steuersignale gemäß dem Programm zu erzeugen, die

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notwendig sind, um die Arbeitsweise des Senders richtig durchzuführen. Die sich ergebenden Steuersignale finden sich in den Fig.7D, 7F, "JG und 7H.

Wie schon oben erwähnt werden die wesentlichen Rechenvorgänge im Sender gemäß Fig.4A im Rechenwerk 25 durchgeführt. Das logische Schaltbild dss Rechenwerkes 25 ist in den Pig.9A bis 9E dargestellt, die gemäß Fig.9F zusammenzulegen sind. Die wesentlichen Bestandteile des Rechenwerkes sind die arithmetischen logischen Einheiten 58 bis 62, bei denen es sich um handelsübliche Einheiten der Firma Texas Instrument handelt, die unter der Bezeichnung SN74l8lN vertrieben werden. Die arithmetischen logischen Einheiten 58 bis 62 führen die notwendigen Multiplikationen, Divisionen, Additionen und Subtraktionen in bitparalleler,uwortserieller Zweierkomplementarithmetik durch, unter Verwendung der in den nachfolgend genannten Büchern beschriebenen Technik. Die Multiplikation wird ausgeführt gemäß den Lehren der Seiten 311 bis 3l4 des Buches "Logical Design of Digital Computers" von Montgomery Phister, Jr. Ausgabe I958. Die Addition, Subtraktion und Division in den Einheiten 58 bis 62 wird entsprechend der Lehre in "Digital Computer Design Fundamental" von Yaohan Chu, erste Ausgabe durchgeführt. Die Vorgänge für Addition und' Subtraktion sind auf den Seiten 18 bis 22 und 430 bis 436 beschrieben. Die auf den Seiten 430 bis 436 beschriebene Technik, die als "Magnitude Type Arithmetik" bezeichnet ist, wurde für eine Zweierkomplementarithmetik abgeändert. Die Vorgänge der Division sind auf den Seiten bis 43 beschrieben.

Eines der Eingangssignale für die arithmetischen logischen Einheiten 58 bis 62 erhält man von den QuotientenSpeicher-Registern in der Form von 4 Bit Multiplexern 63 bis 65 für 4 Bit mit 2 Eingängen und von den 4 Bit Schieberegistern 66 bis 68 in Fig.9C. Weitere notwendige Eingangssignale für

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die Betätigung der logischen arithmetischen Einheiten 58 bis 62 sind die Parallel-Bit-Ausgangssignale vom Umwerter 27 (siehe Pig.8P) und die Bitausgangssignale RMl bis RMI6 des Speichers mit wahlfreiem Zugriff in den Pig. 1OA und 1OB. Diese 3 Signale werden an die arithmetischen logischen Einheiten 58 bis 62 über die Multiplexer 69 bis 72 für 4 Bit mit 3 Eingängen angelegt, die in Fig.9E dargestellt sind. Die Ausgangssignale von den arithmetischen logischen Einheiten 58 bis 62 werden nach der Durchführung der notwendigen arithmetischen Vorgänge an einen Akkumulator in Form der 4 Bit Schieberegister 73 bis 77 angelegt. Die Ausgangssignale von diesen Schieberegistern werden an die Eingänge des Speichers 29 mit wahlfreiem Zugriff angelegt, wie es in den Fig.1OA und 1OB dargestellt ist, an de^ Quotientenspeicher in Fig.9C und an den parametrischen Coder und Umwerter 3^ gemäß Fig.HA bis HC.

Die logischen Schaltpläne der arithmetischen Steuereinheit 31 in Fig.4A sind in den Fig.8A bis 8J dargestellt, die gemäß Fig.8K zusammengelegt werden. Diese Einheit empfängt die ersten 5 Bit am Ausgang des Akkumulators in Fig.9B, die dann an den Komplementer 78 angelegt werden, der zusammen mit den zugehörigen logischen Kreisen prüft, ob der Korrelationskoeffizient r,, zu klein oder zu groß entsprechend den Bedingungen der ersten 5 Ziffern vom Akkumulator in Fig.9B ist, wie es in der folgenden Tabelle VII dargestellt ist.

Die festgestellte Bedingung von T^₁ betätigt den Vor-Rückwärtszähler 78a und die zugehörigen logtechen Schaltungen, um die entsprechende Korrektion im Wert von T₁₁ durchzuführen. Das X in der Tabelle VII stellt eine Bedingung dar, die nicht beachtet werden muß, d.h. diese Ziffer kann entweder den Wert oder den Wert 0 haben.

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Die Vorgänge des Vor-Rückwärtszählers 79 legen entsprechend der Bedingung des binären Eingangssignales an den Eingängen A bis D die Zahl und Art der Verschiebungen fest, die in dem Rechenwerk nach Pig.9A bis 9E notwendig ist. In der nachfolgenden Tabelle VIII sind die verschiedenen Bedingungen an den Eingängen A bis D des Zählers 79 und die sich dabei ergebenden Verschiebungen dargestellt, die dann in der dem Rechenwerk nach Fig.9A. bis Fig.9E durchgeführt werden.

Tabelle VII

V₁₁ zu klein 123456789IO

OOOOOXXXXX

r_n zu groß 0X1 IXXXXXX

0IXXXXXXXX

Tabelle VIII

ABCD Verschiebe

1110· 8 mal nach links

0 110 7 mal nach links

10 10 6 mal nach links

0 0 10 5 mal nach links

110 0 4 mal nach links 0 10 0 J malnach links 10 0 0 2 mal nach links 0 0 0 0 1 man nach links 1111 stop

0111 1 mai nach rechts 10 11 2 mal nach rechts 0 0 11 J5 mal nach rechts 110 1 4 mal nach rechts

0 10 1 5 mal nach rechts

1 0 0 1 6 mal nach rechts 0 0 0 1 7 mal nach rechts

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Die Steuereinheit 31 enthält weiterhin den Deltacoder 35, der bei der praktischen Ausführung ein Flip Plop A_nFP vom Typ JK ist, der die Deltamodulationsausgangssignale für die sich ergebenden Restsprachsignale abgibt.

Weiterhin erzeugt die Steuereinheit nach Fig.8 andere Steuersignale, mit der es der arithmetischen Steuereinheit 25 nach Fig.9 möglich ist, die richtigen Rechenvorgänge, wie z.B. Addition, Subtraktion, Multiplikation und Division durchzuführen.

In den Fig. HA bis HC, die gemäß Fig. HD zusammengelegt werden, sind die logischen Schältpläne für den Umwerter 34 dargestellt. Dieser Umwerter führt die Umwertung der 5 Bit des Gewichtungsparameters w. und der 4 Bit des pf-ameters w_? in einen 8 Bit Code durch. Diese Umwertung wird mit dem Addierer 80, den 4 Bit-Komplementiereinrichtungen 8l und 82 und den zugehörigen logischen Kreisen durchgeführt, die an die 5 Bit-Register 8j5 und 84 angeschlossen sind, in denen der 5 Bit-Parameter W₁ und der 4 Bit-Parameter W₂ gespeichert werden. Weiterhin führen die verschiedenen Torschaltungen, die an das Register 84 angeschaltet sind, zusammen mit dem 4 Bit-Addierer 85 und den daran angeschlossenen Torschaltungen die Stabilitätsprüfung,durch, um sicherzustellen, daß w» innerhalb des Bereiches -2^w₁^2 und W₂ im Bereich von -1^w₂<^1 ist, wie es schon oben anhand der Fig.4A beschrieben wurde.

Die gemäß Pig.l2C zusammengestellten Fig.l2A und 12B stellen die logischen Schaltpläne für den Multiplexer 36 in Fig.4A dar. Es sei noch einmal daran erinnert, daß ein 8 Bit-Register-Speicher vorgesehen ist, um die Deltacoderbits zu speichern, während die codierten Gewichte übertragen werden. Dieser Registerspeicher ist das 8 Bit-Schieberegister 86. Es ist dadurch ein richtiges Multiplexen der codierten Parameter und des Deltacodes über die 8 Bit-Multiplexer 87 und 88

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möglich, welche die Multiplexdaten für die Übertragung über den Flip Flop 89 vom Typ D abgeben, der für eine Impulsregeneration vorgesehen ist.

Auch für den in Fig.4B dargestellten Empfänger werden in der nachfolgenden Beschreibung nur einzelne Blocks besonders hervorgehoben. Die logischen Schaltpläne des Kreises 40 sind in den Fig.ljJA bis I3H dargestellt, die gemäß Fig.13I zusammenzustellen sind. In dieser Einheit werden die wesentlichen Vorgänge der Demulation und Glättung der Deltadaten im Schieberegister 90 ausgeführt, die Trennung der Multiplexdaten, die Umwertung der Gewichtungsparametercode und die Erzeugung der Rahmentaktsignale, für die als wesentlicher Bestandteil der Oszillator 91 dient. Weiterhin enthält der TaktSignalgeber die 4 Bit-Binärzähler 92, 93, 94 mit zugehörigen logischen Kreisen. Diese Einrichtungen enthalten die digitale Phasenrückkopplungsschleife, mit der binäre Teiler gesteuert wird, um die gewünschte Rahmenanpassung zu erreichen, wie es schon oben anhand der Pig.4B beschrieben wurde. Der Flip Flop 100 vom Typ D dient als Phasenvergleicher für die digitale Phasenrückkopplungsschleife und wenn am Ausgang 1 dieses Flip Flop ein Signal 0 anlegt, wird die Zählung der Teilerkette geändert, so daß man die gewünschte Taktsynchronisierungsbedingung erhält.

Die Einheit 40 enthält weiterhin ein 8 Bit-Schieberegister und ein 8 Bit-Pufferregister 96, die zusammen mit dem Addierer 97 und 2 Multiplexern 98 und 99 für 4 Bit mit 2 Eingängen die 4 Bit-Parametercode in einen neuen Bit-Parametercode umwandeln, bei dem der Parameter w, 5 Bit und der Parameter W₂ 4 Bit hat. Die logischen Schaltpläne des Rechner 39 nach Fig.4B sind in den Fig.l4A und l4B dargestellt, die gemäß Fig.l4c zusammenzulegen sind. Dieser Schrittgrößenrechner legt die Größe der Schritte entsprechend der Folge von Deltabits fest. Wenn 3 Deltabits mit der gleichen Polarität in den

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Flip Plops 101, 102 und 103 vom Typ D und den zugehörigen logischen Torsehaltungen festgestellt werden, wird ein Ausgangssignal erzeugt, das entsprechend der Polarität dieser 3 Deltabits die Betätigung der Komplementiäreinrichtung 104 bis 106 für 4 Bit mit 2 Eingängen und der 4 Bit-Addierer bis 110 über den Addierer 110 steuern. Die Arbeitsweise dieses Schrittgrößenrechners ist wie folgt:

Die Schrittgrößenausgangssignale der 3 Register 107a, 108a, 109a' werden 4 und 6-mal nach rechts verschoben und dann wieder an den Eingang der KomplementLo-einrichtungen 104, und 106 angelegt. Wenn 3 aufeinanderfolgende logische "l" oder "θ" Deltabits empfangen werden, haben die Komplemtiereinrichtungen keine Wirkung und die Schirittgröße, 4-mal nach rechts verschoben, wird zu den 4 Bit-Addierern 107 bis 110 durchgeschaltet. Wenn irgendeine andere Kombination von 3 Deltabits empfangen ist, wird ein Signal zu den Komplementiereinrichtungen übertragen, durch das die Schrittgröße, die 6-mal nach rechts verschoben ist, komplementiert, und dann zu den Addierern 107 bis 110 weitergegeben wird. Diese Komplementierung hat die Wirkung, daß die Addierer eine Zweierkomplementsubtraktion durchführen.

Die logischen Schaltpläne der arithmetischen Steuereinheit sind in den Fig.l5A bis 15C dargestellt, die gemäß Fig.l5D zusammenzulegen sind. Die verschiedenen Eingangssignale von den Fig.l3A und I3C werden an die 16 Bit-Decoder 115 und angelegt, während nummerierte Ausgänge mit mit gleichen Nummern versehenen Eingängen der verschiedenen Torschaltungen in den Fig.l5B und 15C verbunden sind, die die notwendigen Steuersignale für die Empfänger-Rechnereinheit 37 erzeugen, deren logische Schaltpläne in den Fig.löA bis IOD dargestellt sind, die gemäß Fig.l6E zusammenzustellen sind. Wie schon anhand der Beschreibung der Fig.4B erläutert, führt die Rechen-

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einheit nach den Fig.löA bis IOD viel weniger Rsehenvorgänge als die Recheneinheit des Senders. Die Punktionen werden" im wesentlichen ausgeführt von den Multiplexern 120 bis 122 für 4 Bit mit 3 Eingängen und den Multiplexern 123 bis 125 für 4 Bit mit 2 Eingängen. Die 3 Eingänge zu den Multiplexern 120 bis 122 kommen von den 10 Bit Ausgängen des y. 10 Bit Pufferregisters 126, das die y. Parameter speichert, von den 10 Bit Ausgängen des y_g 10 BitBifferregisters 127,das die y₂ Parameter speichert und -von den HSS Ausgängen des Schrittgrößenrechners nach Fig.l4A und 14B. Die Übertragung der binären Bits zwischen den Registern 126 und 127 wird durch den Takt y^ und das 10 Bit-Pufferregister 128 gesteuert. Nach jeder Berechnung eines Abtastwertes werden die Resultate vom Register 127 in Parallelform zu dem Digital-Anälog-Umwerter 4l und von dort über das Tiefpaßfilter 42 zu einem Verbraucher Übertragen, der als Kopfhörer 129 dargestellt ist.

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Claims (7)

1. 2229H9

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   Patentansprüche

   (l/Verfahren zur Übertragung von Sprache, insbesondere für Schmalbandubertragungssysteme, dadurch gekennzeichnet, daß sendeseitig die Sprache zunächst einer PCM-Codierung unterworfen wird, daß darauf aus den jeweils vorhergehenden PCM Signalen mit Hilfe von einem Rechner bestimmter Wichtungsparameter die redundante Information ermittelt wird, daß diese redundante Information vom PCM Signal abgezogen und das so entstandene Restsignal mit Delta-Modulation übertragen wird, daß die Wichtungsparameter codiert als weiteres Signal im Zeitmultiplex mit dem Restsignal übertragen werden und daß empfangsseitig aus diesem beiden Signalen der ursprüngliche PCM-Wert wiederhergestellt und aus diesem in bekannter Weise die Sprache wiedergewonnen wird.
2. 2.Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in einem Speicher die Binärwerte einer vorgegebenen Zahl von vorhergehenden Abtastwerten gespeichert wird und daß ein Rechenwerk vorgesehen ist, das mit dem Binärwert des anliegenden Abtastwertes und mit den Binärwerten der gespeicherten Abtast· werte die redundante Information bestimmt, die Parameter der redundanten Information festlegt und das Restsignal erzeugt.
3. 3.Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwei vorhergehende Abtastwerte gespeichert werden.
4. 4.Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Wichtungsparameter periodisch als η Bit Codegruppen erzeugt werden, wobei η ein ganzzahliger Wert größer als zwei ist und daß zur Übertragung der η-Bit Code in einem (n-1) Bit-Code umgewandelt wird.

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5. 5.Verfahren nach Anspruch 5* dadurch gekennzeichnet, daß eine der möglichen Kombinationen des (n-l) Bit-Codes zur Rahmensynchronisierung verwendet wird.
6. 6.Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in
   der Empfangseinrichtung die empfangenen (n-l) Bit-Codegruppen in η Bit-Codegruppen umgewandelt werden.
7. 7.Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur
   Festlegung der Amplitude der Quantisierungsschritte im Deltadecoder das empfangene Signal ausgewertet wird.

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