JPH08213845A - 周波数変換回路 - Google Patents
周波数変換回路Info
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- JPH08213845A JPH08213845A JP7034401A JP3440195A JPH08213845A JP H08213845 A JPH08213845 A JP H08213845A JP 7034401 A JP7034401 A JP 7034401A JP 3440195 A JP3440195 A JP 3440195A JP H08213845 A JPH08213845 A JP H08213845A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- switching
- input signal
- phase
- signals
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B21/00—Generation of oscillations by combining unmodulated signals of different frequencies
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C1/00—Amplitude modulation
- H03C1/52—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed
- H03C1/60—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed with one sideband wholly or partially suppressed
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0066—Mixing
- H03D2200/0078—Mixing using a switched phase shifter or delay line
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
Landscapes
- Amplitude Modulation (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 バランス調整が不要で、広い周波数帯におい
て使用でき、集積回路化にも好適な周波数変換回路を提
供する。 【構成】 入力端子１ａには第１の入力信号Ｓ1 が供給
され、位相分割回路２によりＳ1 から位相の異なる複数
の位相分割信号Ｓ1 〜Ｓ4 が出力され、Ｓ1 ，Ｓ2 がス
イッチ３に、Ｓ3 ，Ｓ4 がスイッチ４に供給される。入
力端子６ａには、第２の入力信号Ｃ1 が供給され、切換
信号発生回路７ａによりＣ1 から複数の切換信号Ｃ1 〜
Ｃ3 が発生され、スイッチ３ａ〜５ａに夫々供給され
る。スイッチ３ａ，４ａでは夫々Ｃ1 ，Ｃ2 に応じてＳ
1 とＳ2 、Ｓ3 とＳ4 とが切り換えられ，夫々の出力信
号Ｓ5 ，Ｓ6 がスイッチ５ａに供給され、Ｃ3 に応じて
Ｓ5 とＳ6 とが切り換えられて、出力端子８から第１の
入力信号Ｓ1 が第２の入力信号Ｃ1 に応じて周波数変換
された出力信号Ｓ7 が出力される。
て使用でき、集積回路化にも好適な周波数変換回路を提
供する。 【構成】 入力端子１ａには第１の入力信号Ｓ1 が供給
され、位相分割回路２によりＳ1 から位相の異なる複数
の位相分割信号Ｓ1 〜Ｓ4 が出力され、Ｓ1 ，Ｓ2 がス
イッチ３に、Ｓ3 ，Ｓ4 がスイッチ４に供給される。入
力端子６ａには、第２の入力信号Ｃ1 が供給され、切換
信号発生回路７ａによりＣ1 から複数の切換信号Ｃ1 〜
Ｃ3 が発生され、スイッチ３ａ〜５ａに夫々供給され
る。スイッチ３ａ，４ａでは夫々Ｃ1 ，Ｃ2 に応じてＳ
1 とＳ2 、Ｓ3 とＳ4 とが切り換えられ，夫々の出力信
号Ｓ5 ，Ｓ6 がスイッチ５ａに供給され、Ｃ3 に応じて
Ｓ5 とＳ6 とが切り換えられて、出力端子８から第１の
入力信号Ｓ1 が第２の入力信号Ｃ1 に応じて周波数変換
された出力信号Ｓ7 が出力される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は集積回路化に好適な位相
推移型単側波帯信号生成法を用いた周波数変換回路の改
良に関する。
推移型単側波帯信号生成法を用いた周波数変換回路の改
良に関する。
【０００２】
【従来技術】周波数変換回路、或は単側波帯信号を得る
ための一般的手段としては、例えば、乗算器や平衡変調
器、或はダブルバランスミキサーを用いるなどして搬送
波を抑圧した両側波帯信号を得た後、各々の片側の側波
帯信号を濾波器により選択分離して単側波帯信号を生成
させるようにしたり、或は、搬送波と信号とをそれぞれ
９０度移相したものを二つの平衡変調器に供給して、前
記の二つの平衡変調器からの出力信号を加算、又は引算
して基本的に濾波器の使用を省いて行うようにした位相
推移型単側波帯信号を生成するなどの手段は知られてい
る（例えば、ＣＢＳ出版株式会社 １９８５年３月２８
日発行 Ｂ. Ｐ. ラシィ著、「詳解ディジタル・アナロ
グ通信方式（上巻）」第２２６頁乃至第２５１頁参
照）。
ための一般的手段としては、例えば、乗算器や平衡変調
器、或はダブルバランスミキサーを用いるなどして搬送
波を抑圧した両側波帯信号を得た後、各々の片側の側波
帯信号を濾波器により選択分離して単側波帯信号を生成
させるようにしたり、或は、搬送波と信号とをそれぞれ
９０度移相したものを二つの平衡変調器に供給して、前
記の二つの平衡変調器からの出力信号を加算、又は引算
して基本的に濾波器の使用を省いて行うようにした位相
推移型単側波帯信号を生成するなどの手段は知られてい
る（例えば、ＣＢＳ出版株式会社 １９８５年３月２８
日発行 Ｂ. Ｐ. ラシィ著、「詳解ディジタル・アナロ
グ通信方式（上巻）」第２２６頁乃至第２５１頁参
照）。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】前記の周波数変換回路
は、第１の信号周波数ｆ1 と第２の信号周波数ｆ2 とに
より周波数変換を行う場合、お互いの周波数が比較的高
く濾波器の使用が問題ない場合には乗算器と濾波器で和
の周波数ｆ1 ＋ｆ2 や、差の周波数ｆ1 −ｆ2 が容易に
得られる。しかし、第１の周波数は特に高く、逆に第２
の周波数は極端に低い場合には、濾波器での選択分離は
不可能に近い。
は、第１の信号周波数ｆ1 と第２の信号周波数ｆ2 とに
より周波数変換を行う場合、お互いの周波数が比較的高
く濾波器の使用が問題ない場合には乗算器と濾波器で和
の周波数ｆ1 ＋ｆ2 や、差の周波数ｆ1 −ｆ2 が容易に
得られる。しかし、第１の周波数は特に高く、逆に第２
の周波数は極端に低い場合には、濾波器での選択分離は
不可能に近い。
【０００４】そこで用いられるのが位相推移型単側波帯
信号生成回路である。この回路では基本的に濾波器が不
要となり（実際には簡単な濾波器が使用される）、回路
の特性や調整が完璧であれば、目的とするｆ1 ＋ｆ2 又
はｆ1 −ｆ2 が選択でき、近傍するｆ1 が抑圧されて問
題は起こらない。しかしながら、実際の回路では、平衡
変調器のバランスがくずれやすく、加算回路や引算回路
では混合するレベルに誤差が生じやすいため、前記した
ｆ1 ＋ｆ2 又はｆ1 −ｆ2 の何れかの出力の選択には、
例えば、ｆ1 ＋ｆ2 を選ぶ場合、近傍する抑圧された搬
送波に相当するｆ1 や、ｆ1 −ｆ2 成分を基本とする高
次の周波数成分が不要な周波数として混入して場合によ
っては濾波器でも除去不能になる問題点があった。特
に、集積回路化する場合には、各々のバランス調整を集
積回路の外で行わなければならないため、集積回路のピ
ン数の増加の問題にもなり、位相推移型単側波帯信号生
成回路を用いた周波数変換回路は集積回路化に向かない
という問題点があった。
信号生成回路である。この回路では基本的に濾波器が不
要となり（実際には簡単な濾波器が使用される）、回路
の特性や調整が完璧であれば、目的とするｆ1 ＋ｆ2 又
はｆ1 −ｆ2 が選択でき、近傍するｆ1 が抑圧されて問
題は起こらない。しかしながら、実際の回路では、平衡
変調器のバランスがくずれやすく、加算回路や引算回路
では混合するレベルに誤差が生じやすいため、前記した
ｆ1 ＋ｆ2 又はｆ1 −ｆ2 の何れかの出力の選択には、
例えば、ｆ1 ＋ｆ2 を選ぶ場合、近傍する抑圧された搬
送波に相当するｆ1 や、ｆ1 −ｆ2 成分を基本とする高
次の周波数成分が不要な周波数として混入して場合によ
っては濾波器でも除去不能になる問題点があった。特
に、集積回路化する場合には、各々のバランス調整を集
積回路の外で行わなければならないため、集積回路のピ
ン数の増加の問題にもなり、位相推移型単側波帯信号生
成回路を用いた周波数変換回路は集積回路化に向かない
という問題点があった。
【０００５】ここで、従来例について図２２、図２３を
用いて説明する。図２２は、従来の周波数変換回路を示
すブロック図である。図２３は、その動作波形図であ
る。いま、入力端子１０１には、入力信号Ａ1 ｃｏｓＰ
ｔが、入力端子１０５には入力信号Ａ2 ｃｏｓＣｔが供
給されたとする。これらの入力信号は夫々π／２移相回
路１０３、π／２移相回路１０６に供給され、π／２移
相回路１０３の出力はＡ1 ｓｉｎＰｔとなり、π／２移
相回路１０６の出力はＡ2 ｓｉｎＣｔとなる。 乗算器
（又は平衡変調器）１０２では、入力信号Ａ1 ｃｏｓＰ
ｔと入力信号Ａ2 ｃｏｓＣｔとが乗算され、乗算器（又
は平衡変調器）１０４では、π／２移相回路１０３の出
力Ａ1 ｓｉｎＰｔと、π／２移相回路１０６の出力Ａ2
ｓｉｎＣｔが乗算され各々の出力は次の（１）式、
（２）式に示されるものになる。 Ａ1 cosPt ・Ａ2 cosCt=( Ａ1 Ａ2 /2){cos(P-C)t+cos(P+C)t} (1) Ａ1 sinPt ・Ａ2 sinCt=( Ａ1 Ａ2 /2){cos(P-C)t-cos(P+C)t} (2) 従って、演算回路１０７では、加算動作の場合はＡ1 Ａ
2 ｃｏｓ（Ｐ−Ｃ）ｔが得られ、引算動作の場合はＡ1
Ａ2 ｃｏｓ（Ｐ＋Ｃ）ｔが得られる。
用いて説明する。図２２は、従来の周波数変換回路を示
すブロック図である。図２３は、その動作波形図であ
る。いま、入力端子１０１には、入力信号Ａ1 ｃｏｓＰ
ｔが、入力端子１０５には入力信号Ａ2 ｃｏｓＣｔが供
給されたとする。これらの入力信号は夫々π／２移相回
路１０３、π／２移相回路１０６に供給され、π／２移
相回路１０３の出力はＡ1 ｓｉｎＰｔとなり、π／２移
相回路１０６の出力はＡ2 ｓｉｎＣｔとなる。 乗算器
（又は平衡変調器）１０２では、入力信号Ａ1 ｃｏｓＰ
ｔと入力信号Ａ2 ｃｏｓＣｔとが乗算され、乗算器（又
は平衡変調器）１０４では、π／２移相回路１０３の出
力Ａ1 ｓｉｎＰｔと、π／２移相回路１０６の出力Ａ2
ｓｉｎＣｔが乗算され各々の出力は次の（１）式、
（２）式に示されるものになる。 Ａ1 cosPt ・Ａ2 cosCt=( Ａ1 Ａ2 /2){cos(P-C)t+cos(P+C)t} (1) Ａ1 sinPt ・Ａ2 sinCt=( Ａ1 Ａ2 /2){cos(P-C)t-cos(P+C)t} (2) 従って、演算回路１０７では、加算動作の場合はＡ1 Ａ
2 ｃｏｓ（Ｐ−Ｃ）ｔが得られ、引算動作の場合はＡ1
Ａ2 ｃｏｓ（Ｐ＋Ｃ）ｔが得られる。
【０００６】図２３では、入力端子１０５に入力される
信号には方形波を用いているが、方形波に限ることな
く、実際に使用される回路では、乗算器１０２、１０４
には平衡変調器（ダブルバランスモデュレータ又はダブ
ルバランスミキサー）が使用され、入力端子１０１の信
号を入力端子１０５の信号でスイッチングするよう動作
が行われている。ここでは、方形波入力によるスイッチ
ング出力を得ている。
信号には方形波を用いているが、方形波に限ることな
く、実際に使用される回路では、乗算器１０２、１０４
には平衡変調器（ダブルバランスモデュレータ又はダブ
ルバランスミキサー）が使用され、入力端子１０１の信
号を入力端子１０５の信号でスイッチングするよう動作
が行われている。ここでは、方形波入力によるスイッチ
ング出力を得ている。
【０００７】図２３の動作波形図について説明すると、
入力端子１０１から入力された入力信号Ａは、乗算器１
０２、π／２移相回路１０３に供給され、入力端子１０
５から入力された入力信号Ｃは、乗算器１０２、π／２
移相回路１０６に供給される。乗算器１０２では、入力
信号Ａと入力信号Ｃとが乗算され出力信号Ｅを出力す
る。乗算器１０４では、π／２移相回路１０３の出力信
号Ｂとπ／２移相回路１０６の出力信号Ｄとが乗算され
出力信号Ｆを出力する。演算回路１０７は加算回路とな
っており、出力信号Ｅと出力信号Ｆとが加算され、既に
説明したように差の周波数が得られ出力信号Ｇを出力す
る。波形は少し角が立つものとなっているが、基本波成
分信号Ｈが低域通過濾波器（ＬＰＦ）１０９を介して基
本波成分信号Ｈが出力端子１１０に出力される。
入力端子１０１から入力された入力信号Ａは、乗算器１
０２、π／２移相回路１０３に供給され、入力端子１０
５から入力された入力信号Ｃは、乗算器１０２、π／２
移相回路１０６に供給される。乗算器１０２では、入力
信号Ａと入力信号Ｃとが乗算され出力信号Ｅを出力す
る。乗算器１０４では、π／２移相回路１０３の出力信
号Ｂとπ／２移相回路１０６の出力信号Ｄとが乗算され
出力信号Ｆを出力する。演算回路１０７は加算回路とな
っており、出力信号Ｅと出力信号Ｆとが加算され、既に
説明したように差の周波数が得られ出力信号Ｇを出力す
る。波形は少し角が立つものとなっているが、基本波成
分信号Ｈが低域通過濾波器（ＬＰＦ）１０９を介して基
本波成分信号Ｈが出力端子１１０に出力される。
【０００８】入力信号Ａの周波数を１サイクルとする
と、入力信号Ｃの基本周波数は４サイクル、出力信号Ｈ
の周波数は３サイクルであり、４サイクル（入力信号Ｃ
の周波数）−１サイクル（入力信号Ａの周波数）＝３サ
イクル（出力信号Ｈの周波数）の計算通りの結果が確認
できる。
と、入力信号Ｃの基本周波数は４サイクル、出力信号Ｈ
の周波数は３サイクルであり、４サイクル（入力信号Ｃ
の周波数）−１サイクル（入力信号Ａの周波数）＝３サ
イクル（出力信号Ｈの周波数）の計算通りの結果が確認
できる。
【０００９】同図の各波形は理想的な場合の波形であ
り、この様な回路では平衡変調器１０２、１０４におい
て僅かにバランスがくずれると、出力信号Ｅや出力信号
Ｆは図のような波形が得られなく、又、演算回路１０７
における加算動作においても、ミキシングバランスが僅
かに崩れると出力信号Ｇのような波形が得られなくな
る。これらのことから、バランス調整が不要で低域周波
数から高域周波数まで広い周波数帯において使用でき、
無調整化できる位相推移型単側波帯信号生成法に基づく
集積回路化に適す周波数変換回路の出現が望まれてい
た。
り、この様な回路では平衡変調器１０２、１０４におい
て僅かにバランスがくずれると、出力信号Ｅや出力信号
Ｆは図のような波形が得られなく、又、演算回路１０７
における加算動作においても、ミキシングバランスが僅
かに崩れると出力信号Ｇのような波形が得られなくな
る。これらのことから、バランス調整が不要で低域周波
数から高域周波数まで広い周波数帯において使用でき、
無調整化できる位相推移型単側波帯信号生成法に基づく
集積回路化に適す周波数変換回路の出現が望まれてい
た。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決するために、第１の入力信号の周波数を第２の入力信
号に応じて他の周波数に変換する周波数変換回路におい
て、少なくとも、前記第１の入力信号を位相シフトして
位相の異なる複数のチャンネル信号を出力する位相分割
手段と、前記第２の入力信号から複数の切換信号を発生
する切換信号発生手段と、前記複数のチャンネル信号
を、前記切換信号に応じて切り換えて出力する第１番目
のスイッチ手段と、前記第１番目のスイッチ手段の出力
信号を、前記切換信号に応じて切り換えて最終的にチャ
ンネル数を１にして出力する縦続接続された第２番目〜
第ｍ番目（ｍは２以上の自然数）のスイッチ手段とを含
んで構成したことを特徴とする周波数変換回路を提供す
るものである。
決するために、第１の入力信号の周波数を第２の入力信
号に応じて他の周波数に変換する周波数変換回路におい
て、少なくとも、前記第１の入力信号を位相シフトして
位相の異なる複数のチャンネル信号を出力する位相分割
手段と、前記第２の入力信号から複数の切換信号を発生
する切換信号発生手段と、前記複数のチャンネル信号
を、前記切換信号に応じて切り換えて出力する第１番目
のスイッチ手段と、前記第１番目のスイッチ手段の出力
信号を、前記切換信号に応じて切り換えて最終的にチャ
ンネル数を１にして出力する縦続接続された第２番目〜
第ｍ番目（ｍは２以上の自然数）のスイッチ手段とを含
んで構成したことを特徴とする周波数変換回路を提供す
るものである。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の周波数変換回路について詳細
に説明する。図１は本発明の周波数変換回路の基本方式
の一例を示すブロック図である。同図において、その基
本動作を説明する。入力端子１ａには第１の入力信号Ｓ
1 が供給され、位相分割回路２により第１の入力信号Ｓ
1 から位相の異なる複数の位相分割信号（チャンネル信
号、ここではチャンネル数４）Ｓ1 〜Ｓ4 が出力され、
Ｓ1 ，Ｓ2 がスイッチ３ａ（第１番目のスイッチ手段）
に、Ｓ3 ，Ｓ4 がスイッチ４ａ（第１番目のスイッチ手
段）に供給される。入力端子６ａには、第２の入力信号
Ｃ1 が供給され、切換信号発生回路７ａでは第２の入力
信号Ｃ1 から複数の切換信号（ここでは３つの切換信
号）Ｃ1 〜Ｃ3 が発生され、Ｃ1 （第１番目の切換信
号）がスイッチ３ａに、Ｃ2 （第１番目の切換信号）が
スイッチ４ａに、Ｃ3 （第２番目の切換信号）がスイッ
チ５ａ（第２番目のスイッチ手段）に夫々供給される。
に説明する。図１は本発明の周波数変換回路の基本方式
の一例を示すブロック図である。同図において、その基
本動作を説明する。入力端子１ａには第１の入力信号Ｓ
1 が供給され、位相分割回路２により第１の入力信号Ｓ
1 から位相の異なる複数の位相分割信号（チャンネル信
号、ここではチャンネル数４）Ｓ1 〜Ｓ4 が出力され、
Ｓ1 ，Ｓ2 がスイッチ３ａ（第１番目のスイッチ手段）
に、Ｓ3 ，Ｓ4 がスイッチ４ａ（第１番目のスイッチ手
段）に供給される。入力端子６ａには、第２の入力信号
Ｃ1 が供給され、切換信号発生回路７ａでは第２の入力
信号Ｃ1 から複数の切換信号（ここでは３つの切換信
号）Ｃ1 〜Ｃ3 が発生され、Ｃ1 （第１番目の切換信
号）がスイッチ３ａに、Ｃ2 （第１番目の切換信号）が
スイッチ４ａに、Ｃ3 （第２番目の切換信号）がスイッ
チ５ａ（第２番目のスイッチ手段）に夫々供給される。
【００１２】スイッチ３ａ，４ａでは夫々切換信号Ｃ1
，Ｃ2 に応じてチャンネル信号Ｓ1，Ｓ2 、チャンネル
信号Ｓ3 ，Ｓ4 が切り換えられて出力され、夫々の出力
信号Ｓ5 ，Ｓ6 がスイッチ５ａに供給され、切換信号Ｃ
3 に応じてＳ5 とＳ6 とが切り換えられて、出力端子８
から第１の入力信号Ｓ1 が第２の入力信号Ｃ1 に応じて
周波数変換された出力信号Ｓ7 が出力される。なお、４
チャンネル数の場合について示したが、チャンネル数を
更に多くした場合は、切換信号の数及びスイッチの数を
多くして構成できる。
，Ｃ2 に応じてチャンネル信号Ｓ1，Ｓ2 、チャンネル
信号Ｓ3 ，Ｓ4 が切り換えられて出力され、夫々の出力
信号Ｓ5 ，Ｓ6 がスイッチ５ａに供給され、切換信号Ｃ
3 に応じてＳ5 とＳ6 とが切り換えられて、出力端子８
から第１の入力信号Ｓ1 が第２の入力信号Ｃ1 に応じて
周波数変換された出力信号Ｓ7 が出力される。なお、４
チャンネル数の場合について示したが、チャンネル数を
更に多くした場合は、切換信号の数及びスイッチの数を
多くして構成できる。
【００１３】ところで、スイッチにより切り換える信号
の組み合わせや、切換信号としてどの様な信号を発生さ
せるかという点については様々な方法が考えられ、以下
具体的な回路構成例について説明する。
の組み合わせや、切換信号としてどの様な信号を発生さ
せるかという点については様々な方法が考えられ、以下
具体的な回路構成例について説明する。
【００１４】図２は本発明の周波数変換回路の第一の実
施例を示すブロック図で、図３の動作波形図と共に説明
する。これは図１の回路の具体的な回路構成の一例であ
り、図１の回路における、チャンネル信号Ｓ1 ，Ｓ2 ，
Ｓ3 ，Ｓ4 として夫々チャンネル信号Ｅ1 ，Ｅ2 ，Ｅ4
，Ｅ3 が入力され、切換信号Ｃ1 とＣ2 とは同一の信
号、切換信号Ｃ1 とＣ3との位相差がπ／２rad （ラジ
アン）の信号を用いた例である。なお、Ｅ2 ，Ｅ3 ，Ｅ
4 は、Ｅ1 を夫々π／２，π，３π／２rad 位相シフト
したチャンネル信号（Ｅ1 を、２πrad の位相角を（２
π／チャンネル数４）rad で位相分割した夫々異なる角
度だけ位相シフトしたチャンネル信号）である。
施例を示すブロック図で、図３の動作波形図と共に説明
する。これは図１の回路の具体的な回路構成の一例であ
り、図１の回路における、チャンネル信号Ｓ1 ，Ｓ2 ，
Ｓ3 ，Ｓ4 として夫々チャンネル信号Ｅ1 ，Ｅ2 ，Ｅ4
，Ｅ3 が入力され、切換信号Ｃ1 とＣ2 とは同一の信
号、切換信号Ｃ1 とＣ3との位相差がπ／２rad （ラジ
アン）の信号を用いた例である。なお、Ｅ2 ，Ｅ3 ，Ｅ
4 は、Ｅ1 を夫々π／２，π，３π／２rad 位相シフト
したチャンネル信号（Ｅ1 を、２πrad の位相角を（２
π／チャンネル数４）rad で位相分割した夫々異なる角
度だけ位相シフトしたチャンネル信号）である。
【００１５】入力端子１１ａより入力した第１の入力信
号Ｅ1 からは、チャンネル信号Ｅ1と、これを位相反転
増幅器１５ａにより位相反転したチャンネル信号Ｅ3 、
−π／２rad 位相回路１２ａによりＥ1 を−π／２rad
位相シフトされたチャンネル信号Ｅ2 と、これを位相反
転したチャンネル信号Ｅ4 とが出力され、夫々スイッチ
１７ａ，１８ａ，１９ａ，２０ａ（第１番目のスイッチ
手段）に供給される。入力端子２３ａより入力した第２
の入力信号Ｅ5 からは、切換信号Ｅ5 （第１番目の切換
信号）と、これをインバータ２４ａにより位相反転した
切換信号Ｅ6（第１番目の切換信号）、及び−π／２rad
位相回路２５ａにより−π／２rad位相シフトされた切
換信号Ｅ9 （第２番目の切換信号）と、切換信号Ｅ9 を
インバータ２６ａにより位相反転した切換信号Ｅ10（第
２番目の切換信号）とが出力され、切換信号Ｅ5 ，Ｅ6
，Ｅ9 ，Ｅ10が、夫々スイッチ１７ａ，２０ａ、スイ
ッチ１８ａ，１９ａ、スイッチ２１ａ（第２番目のスイ
ッチ手段）、スイッチ２２ａ（第２番目のスイッチ手
段）に供給される。なお、ここでは切換信号Ｅ5 はデュ
ーティー比５０％の信号を用いている。
号Ｅ1 からは、チャンネル信号Ｅ1と、これを位相反転
増幅器１５ａにより位相反転したチャンネル信号Ｅ3 、
−π／２rad 位相回路１２ａによりＥ1 を−π／２rad
位相シフトされたチャンネル信号Ｅ2 と、これを位相反
転したチャンネル信号Ｅ4 とが出力され、夫々スイッチ
１７ａ，１８ａ，１９ａ，２０ａ（第１番目のスイッチ
手段）に供給される。入力端子２３ａより入力した第２
の入力信号Ｅ5 からは、切換信号Ｅ5 （第１番目の切換
信号）と、これをインバータ２４ａにより位相反転した
切換信号Ｅ6（第１番目の切換信号）、及び−π／２rad
位相回路２５ａにより−π／２rad位相シフトされた切
換信号Ｅ9 （第２番目の切換信号）と、切換信号Ｅ9 を
インバータ２６ａにより位相反転した切換信号Ｅ10（第
２番目の切換信号）とが出力され、切換信号Ｅ5 ，Ｅ6
，Ｅ9 ，Ｅ10が、夫々スイッチ１７ａ，２０ａ、スイ
ッチ１８ａ，１９ａ、スイッチ２１ａ（第２番目のスイ
ッチ手段）、スイッチ２２ａ（第２番目のスイッチ手
段）に供給される。なお、ここでは切換信号Ｅ5 はデュ
ーティー比５０％の信号を用いている。
【００１６】スイッチ１７ａ，２０ａでは切換信号Ｅ5
に応じて切り換えられ、スイッチ１８ａ，１９ａでは切
換信号Ｅ6 に応じて切り換えられ、スイッチ１７ａ，１
８ａの出力信号Ｅ7 がスイッチ２１ａに、スイッチ１９
ａ，２０ａの出力信号Ｅ8 がスイッチ２２ａに供給され
る。スイッチ２１ａ，２２ａでは夫々切換信号Ｅ9 ，Ｅ
10に応じて切り換えられ出力端子２７ａから出力信号Ｅ
13が出力される。第１の入力信号Ｅ1 、第２の入力信号
Ｅ5 の周波数を夫々１サイクル、４サイクルとすると、
出力信号Ｅ13は、ほぼこの差の周波数＝３サイクルとな
っている。更に出力信号Ｅ13から、例えば図示しない簡
単な低域通過濾波器（ＬＰＦ）を介して、ほぼ理想的な
波形の信号が得られる。なお、図中一点鎖線で囲まれた
部分２８ａは、集積回路化される部分であり、１３ａ、
１４ａはその入力端子、２７ａは出力端子である。
に応じて切り換えられ、スイッチ１８ａ，１９ａでは切
換信号Ｅ6 に応じて切り換えられ、スイッチ１７ａ，１
８ａの出力信号Ｅ7 がスイッチ２１ａに、スイッチ１９
ａ，２０ａの出力信号Ｅ8 がスイッチ２２ａに供給され
る。スイッチ２１ａ，２２ａでは夫々切換信号Ｅ9 ，Ｅ
10に応じて切り換えられ出力端子２７ａから出力信号Ｅ
13が出力される。第１の入力信号Ｅ1 、第２の入力信号
Ｅ5 の周波数を夫々１サイクル、４サイクルとすると、
出力信号Ｅ13は、ほぼこの差の周波数＝３サイクルとな
っている。更に出力信号Ｅ13から、例えば図示しない簡
単な低域通過濾波器（ＬＰＦ）を介して、ほぼ理想的な
波形の信号が得られる。なお、図中一点鎖線で囲まれた
部分２８ａは、集積回路化される部分であり、１３ａ、
１４ａはその入力端子、２７ａは出力端子である。
【００１７】ところで、例えば、端子１３ａと１４ａと
に入力されるチャンネル信号Ｅ1 とＥ2 とを逆にすれ
ば、第１の入力信号Ｅ1 と第２の入力信号Ｅ5 との和の
周波数が得られる。
に入力されるチャンネル信号Ｅ1 とＥ2 とを逆にすれ
ば、第１の入力信号Ｅ1 と第２の入力信号Ｅ5 との和の
周波数が得られる。
【００１８】図４は本発明の周波数変換回路の第二の実
施例を示すブロック図で、図５の動作波形図と共に説明
する。これは図２の回路を応用して８チャンネル数とし
たものである。入力端子３１ａより入力した第１の入力
信号Ｅ1 からは、−π／４rad 、ー２π／４rad 、−３
π／４rad 移相回路３２ａ，３３ａ，３４ａ、位相反転
増幅器３９ａ，４０ａ，４１ａ，４２ａにより夫々異な
る位相に位相シフトされたチャンネル信号Ｅ1 〜Ｅ8 が
出力され、Ｅ1 ，Ｅ2 がスイッチ４３ａ（第１番目のス
イッチ手段）に、Ｅ3 ，Ｅ4 がスイッチ４４ａ（第１番
目のスイッチ手段）に、Ｅ5 、Ｅ6 がスイッチ４５ａ
（第１番目のスイッチ手段）に、Ｅ7 ，Ｅ8 がスイッチ
４６ａ（第１番目のスイッチ手段）に供給される。
施例を示すブロック図で、図５の動作波形図と共に説明
する。これは図２の回路を応用して８チャンネル数とし
たものである。入力端子３１ａより入力した第１の入力
信号Ｅ1 からは、−π／４rad 、ー２π／４rad 、−３
π／４rad 移相回路３２ａ，３３ａ，３４ａ、位相反転
増幅器３９ａ，４０ａ，４１ａ，４２ａにより夫々異な
る位相に位相シフトされたチャンネル信号Ｅ1 〜Ｅ8 が
出力され、Ｅ1 ，Ｅ2 がスイッチ４３ａ（第１番目のス
イッチ手段）に、Ｅ3 ，Ｅ4 がスイッチ４４ａ（第１番
目のスイッチ手段）に、Ｅ5 、Ｅ6 がスイッチ４５ａ
（第１番目のスイッチ手段）に、Ｅ7 ，Ｅ8 がスイッチ
４６ａ（第１番目のスイッチ手段）に供給される。
【００１９】入力端子５０ａより入力した第２の入力信
号Ｅ9 からは、移相回路５１，５２，５３、インバータ
５４，５５，５６により、切換信号Ｅ9 〜Ｅ12（第１番
目の切換信号）、Ｅ17，Ｅ18（第２番目の切換信号）、
Ｅ21（第３番目の切換信号）が出力され、夫々スイッチ
４３ａ、４５ａ、４４ａ、４６ａ、スイッチ４７ａ、４
８ａ（第２番目のスイッチ手段）、スイッチ４９ａ（第
３番目のスイッチ手段）に供給される。
号Ｅ9 からは、移相回路５１，５２，５３、インバータ
５４，５５，５６により、切換信号Ｅ9 〜Ｅ12（第１番
目の切換信号）、Ｅ17，Ｅ18（第２番目の切換信号）、
Ｅ21（第３番目の切換信号）が出力され、夫々スイッチ
４３ａ、４５ａ、４４ａ、４６ａ、スイッチ４７ａ、４
８ａ（第２番目のスイッチ手段）、スイッチ４９ａ（第
３番目のスイッチ手段）に供給される。
【００２０】夫々のスイッチでは夫々に供給されている
切換信号により切り換えられ、スイッチ４３ａ〜４６ａ
の出力信号Ｅ13〜Ｅ16、スイッチ４７ａ，４８ａ夫々の
出力信号Ｅ19，Ｅ20、スイッチ４９ａの出力信号Ｅ22が
出力され、最終的には２つの入力信号Ｅ1 ，Ｅ9 の差の
周波数の出力信号Ｅ22が出力端子５７ａから出力され
る。なお、図中一点鎖線で囲まれた部分５８ａは、集積
回路化される部分であり、３５ａ，３６ａ，３７ａ，３
８ａはその入力端子、５７ａは出力端子である。
切換信号により切り換えられ、スイッチ４３ａ〜４６ａ
の出力信号Ｅ13〜Ｅ16、スイッチ４７ａ，４８ａ夫々の
出力信号Ｅ19，Ｅ20、スイッチ４９ａの出力信号Ｅ22が
出力され、最終的には２つの入力信号Ｅ1 ，Ｅ9 の差の
周波数の出力信号Ｅ22が出力端子５７ａから出力され
る。なお、図中一点鎖線で囲まれた部分５８ａは、集積
回路化される部分であり、３５ａ，３６ａ，３７ａ，３
８ａはその入力端子、５７ａは出力端子である。
【００２１】ところで、例えば、端子３５ａ，３６ａ，
３７ａ，３８ａに入力されるチャンネル信号Ｅ1 〜Ｅ4
を入れ替えれば、第１の入力信号Ｅ1 と第２の入力信号
Ｅ9との和の周波数が得られる。
３７ａ，３８ａに入力されるチャンネル信号Ｅ1 〜Ｅ4
を入れ替えれば、第１の入力信号Ｅ1 と第２の入力信号
Ｅ9との和の周波数が得られる。
【００２２】図４の回路は図２の回路よりチャンネル数
は多く、周波数変換された出力波形も図５のＥ22に示す
ように、図３に示したＥ13の波形より波形の粗密は細か
くなっている。故に、その後の低域通過させる低域通過
濾波器は、濾波器特性としてシャープさは必要がなく、
簡単な低域通過濾波器で良好な波形を得ることができ
る。
は多く、周波数変換された出力波形も図５のＥ22に示す
ように、図３に示したＥ13の波形より波形の粗密は細か
くなっている。故に、その後の低域通過させる低域通過
濾波器は、濾波器特性としてシャープさは必要がなく、
簡単な低域通過濾波器で良好な波形を得ることができ
る。
【００２３】図６は本発明の周波数変換回路の第三の実
施例を示すブロック図で、図７は２逓倍器の一例を示す
ブロック図で、図８の動作波形図と共に説明する。これ
は、図１の回路の具体的な回路構成の一例であり、図１
の回路における、チャンネル信号Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ
4 として夫々Ｅ1 ，Ｅ2 ，Ｅ3 ，Ｅ4 が入力され、切換
信号Ｃ1 とＣ2 とは同一の信号、切換信号Ｃ1 の周波数
はＣ3 の周波数の２倍の信号を用いた例である。また、
図２の回路とは切換信号発生回路として２逓倍器を用
い、周波数の異なる切換信号を発生させる点が主に異な
る。
施例を示すブロック図で、図７は２逓倍器の一例を示す
ブロック図で、図８の動作波形図と共に説明する。これ
は、図１の回路の具体的な回路構成の一例であり、図１
の回路における、チャンネル信号Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ
4 として夫々Ｅ1 ，Ｅ2 ，Ｅ3 ，Ｅ4 が入力され、切換
信号Ｃ1 とＣ2 とは同一の信号、切換信号Ｃ1 の周波数
はＣ3 の周波数の２倍の信号を用いた例である。また、
図２の回路とは切換信号発生回路として２逓倍器を用
い、周波数の異なる切換信号を発生させる点が主に異な
る。
【００２４】１２ｂは−π／２rad 移相回路、１５ｂ，
１６ｂは位相反転増幅器、２４ｂ，２６ｂはインバー
タ、２９ａは２逓倍器、１３ｂ，１４ｂは集積回路部２
８ｂの端子である。入力端子１１ｂより入力した第１の
入力信号Ｅ1 から、夫々異なる位相のチャンネル信号Ｅ
1 〜Ｅ4 が夫々スイッチ１７ｂ〜２０ｂに供給される。
入力端子２３ｂより入力した第２の入力信号Ｅ9 から
は、インバータ２４ｂ，２６ｂ、２逓倍器２９ａにより
切換信号Ｅ5 ，Ｅ6 ，Ｅ9 ，Ｅ10が発生され、夫々スイ
ッチ１７ｂ，１９ｂ、スイッチ１８ｂ，２０ｂ、スイッ
チ２１ｂ、スイッチ２２ｂに供給される。夫々のスイッ
チでは夫々に供給されている切換信号により切り換えら
れ、スイッチ１７ｂ，１８ｂの出力信号Ｅ7 、スイッチ
１９ｂ，２０ｂの出力信号Ｅ8 、スイッチ２１ｂ，２２
ｂ夫々の出力信号Ｅ11，Ｅ12が出力され、最終的に２つ
の入力信号Ｅ1 ，Ｅ9 の差の周波数の出力信号Ｅ13が出
力端子２７ｂから出力される。
１６ｂは位相反転増幅器、２４ｂ，２６ｂはインバー
タ、２９ａは２逓倍器、１３ｂ，１４ｂは集積回路部２
８ｂの端子である。入力端子１１ｂより入力した第１の
入力信号Ｅ1 から、夫々異なる位相のチャンネル信号Ｅ
1 〜Ｅ4 が夫々スイッチ１７ｂ〜２０ｂに供給される。
入力端子２３ｂより入力した第２の入力信号Ｅ9 から
は、インバータ２４ｂ，２６ｂ、２逓倍器２９ａにより
切換信号Ｅ5 ，Ｅ6 ，Ｅ9 ，Ｅ10が発生され、夫々スイ
ッチ１７ｂ，１９ｂ、スイッチ１８ｂ，２０ｂ、スイッ
チ２１ｂ、スイッチ２２ｂに供給される。夫々のスイッ
チでは夫々に供給されている切換信号により切り換えら
れ、スイッチ１７ｂ，１８ｂの出力信号Ｅ7 、スイッチ
１９ｂ，２０ｂの出力信号Ｅ8 、スイッチ２１ｂ，２２
ｂ夫々の出力信号Ｅ11，Ｅ12が出力され、最終的に２つ
の入力信号Ｅ1 ，Ｅ9 の差の周波数の出力信号Ｅ13が出
力端子２７ｂから出力される。
【００２５】なお、２逓倍器２９ａは図７に示すよう
に、一例として−π／２rad 移相回路３０ａと排他的論
理和（ＥＸ−ＯＲ）ゲート３０ｂにより構成され、入力
端子２３ｂから入力された入力信号に対して周波数が２
逓倍された信号が出力端子３０ｃから得られる。
に、一例として−π／２rad 移相回路３０ａと排他的論
理和（ＥＸ−ＯＲ）ゲート３０ｂにより構成され、入力
端子２３ｂから入力された入力信号に対して周波数が２
逓倍された信号が出力端子３０ｃから得られる。
【００２６】図９は本発明の周波数変換回路の第四の実
施例を示すブロック図で、図１０の動作波形図と共に説
明する。これは、図７の回路構成を応用して８チャンネ
ル数としたものであり、図４の回路とは主に切換信号発
生回路として２逓倍器を用いて構成した点が異なる。３
２ｂ，３３ｂ，３４ｂは夫々−π／４rad 、ー２π／４
rad 、−３π／４rad 移相回路、３９ｂ，４０ｂ，４１
ｂ，４２ｂは位相反転増幅器、５９ａ，６０ａは２逓倍
器、３５ｂ，３６ｂ，３７ｂ，３８ｂは集積回路部５８
ｂの端子である。入力端子３１ｂより入力した第１の入
力信号Ｅ1 から、夫々異なる位相のチャンネル信号Ｅ1
〜Ｅ8 がスイッチ４３ｂ〜４６ｂに供給される。入力端
子５０ｂより入力した第２の入力信号Ｅ17からは、切換
信号Ｅ17と、２逓倍器５９ａにより周波数を２逓倍した
切換信号Ｅ14と、更に２逓倍器６０ａにより周波数を２
逓倍した切換信号Ｅ9 とが発生され、夫々スイッチ４９
ｂ、スイッチ４７ｂ，４８ｂ、スイッチ４３ｂ〜４６ｂ
に供給される。夫々のスイッチでは夫々に供給されてい
る切換信号に応じて切り換えられ、スイッチ４３ｂ〜４
６ｂの出力信号Ｅ10〜Ｅ13、スイッチ４７ｂ，４８ｂの
出力信号Ｅ15，Ｅ16、スイッチ４９ｂの出力信号Ｅ18が
出力され、最終的に２つの入力信号Ｅ1 ，Ｅ17の差の周
波数の出力信号Ｅ18が出力端子５７ｂから出力される。
施例を示すブロック図で、図１０の動作波形図と共に説
明する。これは、図７の回路構成を応用して８チャンネ
ル数としたものであり、図４の回路とは主に切換信号発
生回路として２逓倍器を用いて構成した点が異なる。３
２ｂ，３３ｂ，３４ｂは夫々−π／４rad 、ー２π／４
rad 、−３π／４rad 移相回路、３９ｂ，４０ｂ，４１
ｂ，４２ｂは位相反転増幅器、５９ａ，６０ａは２逓倍
器、３５ｂ，３６ｂ，３７ｂ，３８ｂは集積回路部５８
ｂの端子である。入力端子３１ｂより入力した第１の入
力信号Ｅ1 から、夫々異なる位相のチャンネル信号Ｅ1
〜Ｅ8 がスイッチ４３ｂ〜４６ｂに供給される。入力端
子５０ｂより入力した第２の入力信号Ｅ17からは、切換
信号Ｅ17と、２逓倍器５９ａにより周波数を２逓倍した
切換信号Ｅ14と、更に２逓倍器６０ａにより周波数を２
逓倍した切換信号Ｅ9 とが発生され、夫々スイッチ４９
ｂ、スイッチ４７ｂ，４８ｂ、スイッチ４３ｂ〜４６ｂ
に供給される。夫々のスイッチでは夫々に供給されてい
る切換信号に応じて切り換えられ、スイッチ４３ｂ〜４
６ｂの出力信号Ｅ10〜Ｅ13、スイッチ４７ｂ，４８ｂの
出力信号Ｅ15，Ｅ16、スイッチ４９ｂの出力信号Ｅ18が
出力され、最終的に２つの入力信号Ｅ1 ，Ｅ17の差の周
波数の出力信号Ｅ18が出力端子５７ｂから出力される。
【００２７】図１１は本発明の周波数変換回路の第五の
実施例を示すブロック図で、図１２の動作波形図と共に
説明する。これは、図１の回路の具体的な回路構成の一
例であり、図１の回路における、チャンネル信号Ｓ1 ，
Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 として夫々Ｅ1 ，Ｅ3 ，Ｅ2 ，Ｅ4 が
入力され、切換信号Ｃ1 とＣ2 とは同じ周波数で位相差
がπ／２rad の信号、切換信号Ｃ3 の周波数はＣ1 の周
波数の２倍の信号を用いた例である。また、図２の回路
とは切換信号発生回路として移相回路及び２逓倍器を用
い、位相又は周波数の異なる切換信号を発生させる点が
主に異なる。
実施例を示すブロック図で、図１２の動作波形図と共に
説明する。これは、図１の回路の具体的な回路構成の一
例であり、図１の回路における、チャンネル信号Ｓ1 ，
Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 として夫々Ｅ1 ，Ｅ3 ，Ｅ2 ，Ｅ4 が
入力され、切換信号Ｃ1 とＣ2 とは同じ周波数で位相差
がπ／２rad の信号、切換信号Ｃ3 の周波数はＣ1 の周
波数の２倍の信号を用いた例である。また、図２の回路
とは切換信号発生回路として移相回路及び２逓倍器を用
い、位相又は周波数の異なる切換信号を発生させる点が
主に異なる。
【００２８】１２ｃ，２５ｂはーπ／２rad 移相回路、
１５ｃ，１６ｃは位相反転増幅器、２９ｂは２逓倍器、
１３ｃ，１４ｃは集積回路部２８ｃの端子である。入力
端子１１ｃより入力した第１の入力信号Ｅ1 から、夫々
異なる位相のチャンネル信号Ｅ1 ，Ｅ2 ，Ｅ3 ，Ｅ4 が
夫々スイッチ１７ｃ，１９ｃ，１８ｃ，２０ｃに供給さ
れる。入力端子２３ｃより入力した第２の入力信号Ｅ5
からは、インバータ２４ｃ，２４ｄ，２６ｃ、移相回路
２５ｂ、２逓倍器２９ｂにより切換信号Ｅ5 〜Ｅ8 ，Ｅ
11，Ｅ12が発生され、夫々スイッチ１７ｃ〜２２ｃに供
給される。夫々のスイッチでは夫々に供給されている切
換信号に応じて切り換えられ、スイッチ１７ｃ，１８ｃ
の出力信号Ｅ9 、スイッチ１９ｃ，２０ｃの出力信号Ｅ
10、スイッチ２１ｃ，２２ｃ夫々の出力信号が出力さ
れ、最終的に２つの入力信号Ｅ1 ，Ｅ5 の差の周波数の
出力信号Ｅ13が出力端子２７ｃから出力される。
１５ｃ，１６ｃは位相反転増幅器、２９ｂは２逓倍器、
１３ｃ，１４ｃは集積回路部２８ｃの端子である。入力
端子１１ｃより入力した第１の入力信号Ｅ1 から、夫々
異なる位相のチャンネル信号Ｅ1 ，Ｅ2 ，Ｅ3 ，Ｅ4 が
夫々スイッチ１７ｃ，１９ｃ，１８ｃ，２０ｃに供給さ
れる。入力端子２３ｃより入力した第２の入力信号Ｅ5
からは、インバータ２４ｃ，２４ｄ，２６ｃ、移相回路
２５ｂ、２逓倍器２９ｂにより切換信号Ｅ5 〜Ｅ8 ，Ｅ
11，Ｅ12が発生され、夫々スイッチ１７ｃ〜２２ｃに供
給される。夫々のスイッチでは夫々に供給されている切
換信号に応じて切り換えられ、スイッチ１７ｃ，１８ｃ
の出力信号Ｅ9 、スイッチ１９ｃ，２０ｃの出力信号Ｅ
10、スイッチ２１ｃ，２２ｃ夫々の出力信号が出力さ
れ、最終的に２つの入力信号Ｅ1 ，Ｅ5 の差の周波数の
出力信号Ｅ13が出力端子２７ｃから出力される。
【００２９】図１３は本発明の周波数変換回路の第六の
実施例を示すブロック図で、図１４の動作波形図と共に
説明する。これは、図１１の回路構成を応用して８チャ
ンネル数としたものであり、図４の回路とは主に切換信
号発生回路として移相回路及び２逓倍器を用いて構成し
た点が異なる。３２ｃ，３３ｃ，３４ｃは夫々−π／４
rad 、ー２π／４rad 、−３π／４rad 移相回路、３９
ｃ，４０ｃ，４１ｃ，４２ｃは位相反転増幅器、６１，
６２，６３は−π／４rad 移相回路、５９ｂ，６０ｂは
２逓倍器、３５ｃ，３６ｃ，３７ｃ，３８ｃは集積回路
部５８ｃの端子である。入力端子３１ｃより入力した第
１の入力信号Ｅ1 から、夫々異なる位相のチャンネル信
号Ｅ1 〜Ｅ8 がスイッチ４３ｃ〜４６ｃに供給される。
入力端子５０ｃより入力した第２の入力信号Ｅ9 から
は、切換信号Ｅ9 と、移相回路６１，６２，６３により
Ｅ9 に対して夫々−π／４rad 、ー２π／４rad、−３
π／４rad 位相シフトされた切換信号Ｅ10，Ｅ11，Ｅ12
とが発生され、夫々スイッチ４３ｃ〜４６ｃに供給され
る。更に、２逓倍器５９ｂ，６０ｂによりＥ9 の周波数
を２逓倍器５９ｂにより２逓倍した切換信号Ｅ17と、２
逓倍器５９ｂ，６０ｂにより４逓倍した切換信号Ｅ20と
が発生され、夫々スイッチ４７ｃ，４８ｃ、スイッチ４
９ｃに供給される。夫々のスイッチでは夫々に供給され
ている切換信号に応じて切り換えられ、スイッチ４３ｃ
〜４６ｃの出力信号Ｅ13〜Ｅ16、スイッチ４７ｃ，４８
ｃの出力信号Ｅ18，Ｅ19、スイッチ４９ｃの出力信号Ｅ
21が出力され、最終的に２つの入力信号Ｅ1 ，Ｅ9 の差
の周波数の出力信号Ｅ21が出力端子５７ｃから出力され
る。
実施例を示すブロック図で、図１４の動作波形図と共に
説明する。これは、図１１の回路構成を応用して８チャ
ンネル数としたものであり、図４の回路とは主に切換信
号発生回路として移相回路及び２逓倍器を用いて構成し
た点が異なる。３２ｃ，３３ｃ，３４ｃは夫々−π／４
rad 、ー２π／４rad 、−３π／４rad 移相回路、３９
ｃ，４０ｃ，４１ｃ，４２ｃは位相反転増幅器、６１，
６２，６３は−π／４rad 移相回路、５９ｂ，６０ｂは
２逓倍器、３５ｃ，３６ｃ，３７ｃ，３８ｃは集積回路
部５８ｃの端子である。入力端子３１ｃより入力した第
１の入力信号Ｅ1 から、夫々異なる位相のチャンネル信
号Ｅ1 〜Ｅ8 がスイッチ４３ｃ〜４６ｃに供給される。
入力端子５０ｃより入力した第２の入力信号Ｅ9 から
は、切換信号Ｅ9 と、移相回路６１，６２，６３により
Ｅ9 に対して夫々−π／４rad 、ー２π／４rad、−３
π／４rad 位相シフトされた切換信号Ｅ10，Ｅ11，Ｅ12
とが発生され、夫々スイッチ４３ｃ〜４６ｃに供給され
る。更に、２逓倍器５９ｂ，６０ｂによりＥ9 の周波数
を２逓倍器５９ｂにより２逓倍した切換信号Ｅ17と、２
逓倍器５９ｂ，６０ｂにより４逓倍した切換信号Ｅ20と
が発生され、夫々スイッチ４７ｃ，４８ｃ、スイッチ４
９ｃに供給される。夫々のスイッチでは夫々に供給され
ている切換信号に応じて切り換えられ、スイッチ４３ｃ
〜４６ｃの出力信号Ｅ13〜Ｅ16、スイッチ４７ｃ，４８
ｃの出力信号Ｅ18，Ｅ19、スイッチ４９ｃの出力信号Ｅ
21が出力され、最終的に２つの入力信号Ｅ1 ，Ｅ9 の差
の周波数の出力信号Ｅ21が出力端子５７ｃから出力され
る。
【００３０】図１５は本発明の周波数変換回路の基本方
式の他の例を示すブロック図である。 同図において、
その基本動作を説明する。入力端子１ｂには、第１の入
力信号Ｓ1 が供給され、位相分割回路２ｂでは第１の入
力信号Ｓ1 から位相の異なる複数の位相分割信号（チャ
ンネル信号、ここではチャンネル数４）Ｓ1 〜Ｓ4 が出
力され、夫々スイッチ３ｂ，３ｃ，４ｂ，４ｃ（第１の
スイッチ手段）に供給される。スイッチ３ｂ，３ｃ，４
ｂ，４ｃの出力信号Ｓ5 ，Ｓ6 ，Ｓ7 ，Ｓ8 は夫々スイ
ッチ９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄ（第２のスイッチ手段）に
供給される。入力端子６ｂには、第２の入力信号Ｃ1 が
供給され、切換信号発生回路７ｂでは第２の入力信号Ｃ
1 から複数の切換信号（第１のスイッチ手段に供給され
る第１の切換信号及び第２のスイッチ手段に供給される
第２の切換信号）Ｃ1 〜Ｃ４が発生され、夫々スイッチ
３ｂ，９ｂ、スイッチ３ｃ，９ｃ、スイッチ４ｂ，９
ｄ、スイッチ４ｃ，９ａに夫々供給される。夫々のスイ
ッチでは夫々に供給される切換信号に応じて切り換えら
れ、スイッチ３ｂ，３ｃ，４ｂ，４ｃの出力信号Ｓ5 ，
Ｓ6 ，Ｓ7 ，Ｓ8 、スイッチ９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄの
出力信号Ｓ9 ，Ｓ10，Ｓ11，Ｓ12が出力され、最終的に
出力端子８から第１の入力信号Ｓ1 が第２の入力信号Ｃ
1 に応じて周波数変換された出力信号Ｓ13が出力され
る。なお、４チャンネル数の場合について示したが、チ
ャンネル数を更に多くした場合は、切換信号の数及びス
イッチの数を多くして構成できる。
式の他の例を示すブロック図である。 同図において、
その基本動作を説明する。入力端子１ｂには、第１の入
力信号Ｓ1 が供給され、位相分割回路２ｂでは第１の入
力信号Ｓ1 から位相の異なる複数の位相分割信号（チャ
ンネル信号、ここではチャンネル数４）Ｓ1 〜Ｓ4 が出
力され、夫々スイッチ３ｂ，３ｃ，４ｂ，４ｃ（第１の
スイッチ手段）に供給される。スイッチ３ｂ，３ｃ，４
ｂ，４ｃの出力信号Ｓ5 ，Ｓ6 ，Ｓ7 ，Ｓ8 は夫々スイ
ッチ９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄ（第２のスイッチ手段）に
供給される。入力端子６ｂには、第２の入力信号Ｃ1 が
供給され、切換信号発生回路７ｂでは第２の入力信号Ｃ
1 から複数の切換信号（第１のスイッチ手段に供給され
る第１の切換信号及び第２のスイッチ手段に供給される
第２の切換信号）Ｃ1 〜Ｃ４が発生され、夫々スイッチ
３ｂ，９ｂ、スイッチ３ｃ，９ｃ、スイッチ４ｂ，９
ｄ、スイッチ４ｃ，９ａに夫々供給される。夫々のスイ
ッチでは夫々に供給される切換信号に応じて切り換えら
れ、スイッチ３ｂ，３ｃ，４ｂ，４ｃの出力信号Ｓ5 ，
Ｓ6 ，Ｓ7 ，Ｓ8 、スイッチ９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄの
出力信号Ｓ9 ，Ｓ10，Ｓ11，Ｓ12が出力され、最終的に
出力端子８から第１の入力信号Ｓ1 が第２の入力信号Ｃ
1 に応じて周波数変換された出力信号Ｓ13が出力され
る。なお、４チャンネル数の場合について示したが、チ
ャンネル数を更に多くした場合は、切換信号の数及びス
イッチの数を多くして構成できる。
【００３１】図１６は本発明の周波数変換回路の第七の
実施例を示すブロック図で、図１７の動作波形図と共に
説明する。これは、図１５の回路の具体的な回路構成の
一例である。１２ｄ，２５ｃはーπ／２rad 移相回路、
１５ｄ，１６ｄは位相反転増幅器、２４ｄはインバー
タ、１３ｄ，１４ｄは集積回路部２８ｄの端子である。
入力端子１１ｄより入力した第１の入力信号Ｅ1 から、
夫々異なる位相のチャンネル信号Ｅ1 〜Ｅ4 が夫々スイ
ッチ１７ｄ〜２０ｄに供給され、スイッチ１７ｄ〜２０
ｄの出力信号Ｅ9 〜Ｅ12は夫々スイッチ３０ａ〜３０ｄ
に供給される。入力端子２３ｄより入力した第２の入力
信号Ｅ5 からは、移相回路２５ｃ、インバータ２４ｅ，
２４ｆにより切換信号Ｅ5 〜Ｅ8 が発生され、夫々スイ
ッチ１７ｄ，３０ｂ、スイッチ１８ｄ，３０ｃ、スイッ
チ１９ｄ，３０ｄ、スイッチ２０ｄ，３０ａに供給され
る。（例えば、Ｅ1 から生成されたチャンネル信号Ｅ
1、Ｅ9 を切り換える切換信号（対応する切換信号）Ｅ5
とＥ8 との位相差は（２π／チャンネル数４＋π）rad
となっている。） 夫々のスイッチでは夫々に供給されている切換信号に応
じて切り換えられ、スイッチ１７ｄ〜２０ｄの出力信号
Ｅ9 〜Ｅ12（図１７においてＥ9 〜Ｅ12の出力はπ／４
の幅をもっている）が出力され、出力信号Ｅ9 〜Ｅ12か
らスイッチ３０ａ〜３０ｄの出力信号Ｅ13〜Ｅ16が出力
され、最終的に２つの入力信号Ｅ1 ，Ｅ5 の差の周波数
の出力信号Ｅ17が出力端子２７ｄから出力される。
実施例を示すブロック図で、図１７の動作波形図と共に
説明する。これは、図１５の回路の具体的な回路構成の
一例である。１２ｄ，２５ｃはーπ／２rad 移相回路、
１５ｄ，１６ｄは位相反転増幅器、２４ｄはインバー
タ、１３ｄ，１４ｄは集積回路部２８ｄの端子である。
入力端子１１ｄより入力した第１の入力信号Ｅ1 から、
夫々異なる位相のチャンネル信号Ｅ1 〜Ｅ4 が夫々スイ
ッチ１７ｄ〜２０ｄに供給され、スイッチ１７ｄ〜２０
ｄの出力信号Ｅ9 〜Ｅ12は夫々スイッチ３０ａ〜３０ｄ
に供給される。入力端子２３ｄより入力した第２の入力
信号Ｅ5 からは、移相回路２５ｃ、インバータ２４ｅ，
２４ｆにより切換信号Ｅ5 〜Ｅ8 が発生され、夫々スイ
ッチ１７ｄ，３０ｂ、スイッチ１８ｄ，３０ｃ、スイッ
チ１９ｄ，３０ｄ、スイッチ２０ｄ，３０ａに供給され
る。（例えば、Ｅ1 から生成されたチャンネル信号Ｅ
1、Ｅ9 を切り換える切換信号（対応する切換信号）Ｅ5
とＥ8 との位相差は（２π／チャンネル数４＋π）rad
となっている。） 夫々のスイッチでは夫々に供給されている切換信号に応
じて切り換えられ、スイッチ１７ｄ〜２０ｄの出力信号
Ｅ9 〜Ｅ12（図１７においてＥ9 〜Ｅ12の出力はπ／４
の幅をもっている）が出力され、出力信号Ｅ9 〜Ｅ12か
らスイッチ３０ａ〜３０ｄの出力信号Ｅ13〜Ｅ16が出力
され、最終的に２つの入力信号Ｅ1 ，Ｅ5 の差の周波数
の出力信号Ｅ17が出力端子２７ｄから出力される。
【００３２】図１８は本発明の周波数変換回路の第八の
実施例を示すブロック図で、図１９の動作波形図と共に
説明する。これは、図１６の回路構成を応用して８チャ
ンネル数としたものである。３２ｄ，３３ｄ，３４ｄは
夫々−π／４rad 、ー２π／４rad 、−３π／４rad 移
相回路、３９ｄ，４０ｄ，４１ｄ，４２ｄは位相反転増
幅器、６１ｂ，６２ｂ，６３ｂは−π／４rad 移相回
路、６５ａ〜６５ｄはインバータ、３５ｄ，３６ｄ，３
７ｄ，３８ｄは集積回路部５８ｄの端子である。入力端
子３１ｄより入力した第１の入力信号Ｅ1 から、夫々異
なる位相のチャンネル信号Ｅ1 〜Ｅ8 が夫々スイッチ４
３ｄ〜４６ｅに供給される。入力端子５０ｄより入力し
た第２の入力信号Ｅ9 からは、切換信号Ｅ9 と、移相回
路６１ｂ，６２ｂ，６３ｂによりＥ9 に対して夫々−π
／４rad 、ー２π／４rad 、−３π／４rad 位相シフト
された切換信号Ｅ10〜Ｅ12とが夫々スイッチ４３ｄ，４
４ｅ、スイッチ４３ｅ，４５ｄ、スイッチ４４ｄ，４５
ｅ、スイッチ４６ｄ，６４ｄに供給される。また、Ｅ9
〜Ｅ12が夫々インバータ６５ａ〜６５ｄにより位相反転
された切換信号Ｅ13〜Ｅ16が発生され、夫々スイッチ４
６ｅ，６４ｅ、スイッチ６４ａ，６４ｆ、スイッチ６４
ｂ，６４ｇ、スイッチ６４ｃ，６４ｈに供給される。
（対応する切換信号、例えばＥ9 とＥ14との位相差は
（２π／チャンネル数８＋π）rad となっている。） 夫々のスイッチでは夫々に供給されている切換信号に応
じて切り換えられ、スイッチ４３ｄ〜４６ｅの出力信号
Ｅ17〜Ｅ24、スイッチ６４ａ〜６４ｈの出力信号Ｅ25〜
Ｅ32が出力され、最終的に２つの入力信号Ｅ1 ，Ｅ9 の
差の周波数の出力信号Ｅ33が出力端子５７ｄから出力さ
れる。
実施例を示すブロック図で、図１９の動作波形図と共に
説明する。これは、図１６の回路構成を応用して８チャ
ンネル数としたものである。３２ｄ，３３ｄ，３４ｄは
夫々−π／４rad 、ー２π／４rad 、−３π／４rad 移
相回路、３９ｄ，４０ｄ，４１ｄ，４２ｄは位相反転増
幅器、６１ｂ，６２ｂ，６３ｂは−π／４rad 移相回
路、６５ａ〜６５ｄはインバータ、３５ｄ，３６ｄ，３
７ｄ，３８ｄは集積回路部５８ｄの端子である。入力端
子３１ｄより入力した第１の入力信号Ｅ1 から、夫々異
なる位相のチャンネル信号Ｅ1 〜Ｅ8 が夫々スイッチ４
３ｄ〜４６ｅに供給される。入力端子５０ｄより入力し
た第２の入力信号Ｅ9 からは、切換信号Ｅ9 と、移相回
路６１ｂ，６２ｂ，６３ｂによりＥ9 に対して夫々−π
／４rad 、ー２π／４rad 、−３π／４rad 位相シフト
された切換信号Ｅ10〜Ｅ12とが夫々スイッチ４３ｄ，４
４ｅ、スイッチ４３ｅ，４５ｄ、スイッチ４４ｄ，４５
ｅ、スイッチ４６ｄ，６４ｄに供給される。また、Ｅ9
〜Ｅ12が夫々インバータ６５ａ〜６５ｄにより位相反転
された切換信号Ｅ13〜Ｅ16が発生され、夫々スイッチ４
６ｅ，６４ｅ、スイッチ６４ａ，６４ｆ、スイッチ６４
ｂ，６４ｇ、スイッチ６４ｃ，６４ｈに供給される。
（対応する切換信号、例えばＥ9 とＥ14との位相差は
（２π／チャンネル数８＋π）rad となっている。） 夫々のスイッチでは夫々に供給されている切換信号に応
じて切り換えられ、スイッチ４３ｄ〜４６ｅの出力信号
Ｅ17〜Ｅ24、スイッチ６４ａ〜６４ｈの出力信号Ｅ25〜
Ｅ32が出力され、最終的に２つの入力信号Ｅ1 ，Ｅ9 の
差の周波数の出力信号Ｅ33が出力端子５７ｄから出力さ
れる。
【００３３】なお、上述した実施例に限らず、第１の入
力信号から位相分割するチャンネル数は２n （ｎは２以
上の自然数）個として、そのチャンネル数に応じて容易
に回路を構成することができる。
力信号から位相分割するチャンネル数は２n （ｎは２以
上の自然数）個として、そのチャンネル数に応じて容易
に回路を構成することができる。
【００３４】ところで、図２０は周波数変換回路の従来
例として示した図２２の回路の改善例であり、図２１の
動作波形図と共に説明する。上述したように、図２２の
回路では各乗算器出力の加算又は引算においてミキシン
グバランスの崩れ問題は不要な周波数スペクトルの発生
につながり、フィルター処理も困難な致命的問題も生じ
やすい。そこで、図２０の回路では、加算又は引算にお
けるミキシング処理をなくすことによってミキシングで
のアンバランスで周波数変換特性が劣化する問題が生じ
ないようにしたものである。
例として示した図２２の回路の改善例であり、図２１の
動作波形図と共に説明する。上述したように、図２２の
回路では各乗算器出力の加算又は引算においてミキシン
グバランスの崩れ問題は不要な周波数スペクトルの発生
につながり、フィルター処理も困難な致命的問題も生じ
やすい。そこで、図２０の回路では、加算又は引算にお
けるミキシング処理をなくすことによってミキシングで
のアンバランスで周波数変換特性が劣化する問題が生じ
ないようにしたものである。
【００３５】入力端子７１より入力した第１の入力信号
（チャンネル信号）Ａは乗算器７２に供給されると共
に、−π／２rad 移相回路７３に供給され、−π／２ra
d 位相シフトされた信号Ｂが乗算器７４に供給される。
一方、入力端子７５より入力した第２の入力信号Ｃは、
乗算器７２及びＥＸ−ＯＲゲート７７に供給されると共
に、−π／２rad 移相回路７６に供給され、−π／２ra
d 位相シフトされた信号Ｄが乗算器７４及びＥＸ−ＯＲ
ゲート７７に供給される。−π／２rad 移相回路７６と
ＥＸ−ＯＲゲート７７とで２逓倍器７８が構成され、第
２の入力信号Ｃを２逓倍出力がＥＸ−ＯＲゲート７７の
出力信号Ｇとして得られる。乗算器７２，７４の出力信
号Ｅ，Ｆはスイッチ７９に供給され、ＥＸ−ＯＲゲート
７７の出力信号Ｇによって切り換えられ、出力端子８０
に２つの入力信号の差の周波数の出力信号Ｈが出力され
る。
（チャンネル信号）Ａは乗算器７２に供給されると共
に、−π／２rad 移相回路７３に供給され、−π／２ra
d 位相シフトされた信号Ｂが乗算器７４に供給される。
一方、入力端子７５より入力した第２の入力信号Ｃは、
乗算器７２及びＥＸ−ＯＲゲート７７に供給されると共
に、−π／２rad 移相回路７６に供給され、−π／２ra
d 位相シフトされた信号Ｄが乗算器７４及びＥＸ−ＯＲ
ゲート７７に供給される。−π／２rad 移相回路７６と
ＥＸ−ＯＲゲート７７とで２逓倍器７８が構成され、第
２の入力信号Ｃを２逓倍出力がＥＸ−ＯＲゲート７７の
出力信号Ｇとして得られる。乗算器７２，７４の出力信
号Ｅ，Ｆはスイッチ７９に供給され、ＥＸ−ＯＲゲート
７７の出力信号Ｇによって切り換えられ、出力端子８０
に２つの入力信号の差の周波数の出力信号Ｈが出力され
る。
【００３６】このように、図２０の回路では、加算又は
引算におけるミキシング処理をなくしたので、ミキシン
グでのアンバランスで周波数変換特性が劣化する問題が
生じない。
引算におけるミキシング処理をなくしたので、ミキシン
グでのアンバランスで周波数変換特性が劣化する問題が
生じない。
【００３７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の周波数変
換回路は、従来例に見られる平衡変調器のバランス崩れ
問題や、加減算回路におけるミキシングのアンバランス
問題は基本的に生じない。また、各スイッチ回路以降出
力端子までスイッチ回路のみで周波数変換を行うように
しているため、スイッチ回路伝送系における波形変換の
組み立て過程においてスイッチ以外の周波数帯域制限要
素が入らないため、波形変換に歪みが生じないため理想
的な周波数変換が実現できる。また、第２の入力信号の
基本周波数及び周波数逓倍された基本周波数の信号は、
切り換え信号としてデューティ比が５０％の方形波を使
用すれば、各スイッチにおけるスイッチング動作に無理
がかかりにくいため特性崩れ問題も起こりにくい。ま
た、各スイッチ回路に与えられる位相分割信号レベルに
ばらつきがなく、各位相特性が理想的であれば、後は全
く無調整で周波数変換が行えるため、集積回路化に適
し、ＳＳＢ変調回路応用や種々の周波数変換応用に最適
な周波数変換を提供できる。
換回路は、従来例に見られる平衡変調器のバランス崩れ
問題や、加減算回路におけるミキシングのアンバランス
問題は基本的に生じない。また、各スイッチ回路以降出
力端子までスイッチ回路のみで周波数変換を行うように
しているため、スイッチ回路伝送系における波形変換の
組み立て過程においてスイッチ以外の周波数帯域制限要
素が入らないため、波形変換に歪みが生じないため理想
的な周波数変換が実現できる。また、第２の入力信号の
基本周波数及び周波数逓倍された基本周波数の信号は、
切り換え信号としてデューティ比が５０％の方形波を使
用すれば、各スイッチにおけるスイッチング動作に無理
がかかりにくいため特性崩れ問題も起こりにくい。ま
た、各スイッチ回路に与えられる位相分割信号レベルに
ばらつきがなく、各位相特性が理想的であれば、後は全
く無調整で周波数変換が行えるため、集積回路化に適
し、ＳＳＢ変調回路応用や種々の周波数変換応用に最適
な周波数変換を提供できる。
【図１】本発明の周波数変換回路の基本方式の一例を示
す回路のブロック図である。
す回路のブロック図である。
【図２】本発明の周波数変換回路の第一の実施例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図３】図２の回路の動作波形図である。
【図４】本発明の周波数変換回路の第二の実施例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図５】図４の回路の動作波形図である。
【図６】本発明の周波数変換回路の第三の実施例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図７】２逓倍器の構成の一例を示すブロック図であ
る。
る。
【図８】図６の回路の動作波形図である。
【図９】本発明の周波数変換回路の第四の実施例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１０】図９の回路の動作波形図である。
【図１１】本発明の周波数変換回路の第五の実施例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図１２】図１１の回路の動作波形図である。
【図１３】本発明の周波数変換回路の第六の実施例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図１４】図１３の回路の動作波形図である。
【図１５】本発明の周波数変換回路の基本方式の他の例
を示す回路のブロック図である。
を示す回路のブロック図である。
【図１６】本発明の周波数変換回路の第七の実施例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図１７】図１６の回路の動作波形図である。
【図１８】本発明の周波数変換回路の第八の実施例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図１９】図１８の回路の動作波形図である。
【図２０】図２２の回路の改善例を示すブロック図であ
る。
る。
【図２１】図２０の回路の動作波形図である。
【図２２】従来の周波数変換回路を示すブロック図であ
る。
る。
【図２３】図２２の回路の動作波形図である。
１ａ 入力端子 ２ａ 位相分割回路（位相分割手段） ３ａ，４ａ スイッチ（第１番目のスイッチ手段） ５ａ スイッチ（第２番目のスイッチ手段） ６ａ 入力端子 ７ａ 切換信号発生回路（切換信号発生手段） ８ａ 出力端子
Claims (11)
- 【請求項１】第１の入力信号の周波数を第２の入力信号
に応じて他の周波数に変換する周波数変換回路におい
て、 少なくとも、前記第１の入力信号を位相シフトして位相
の異なる複数のチャンネル信号を出力する位相分割手段
と、 前記第２の入力信号から複数の切換信号を発生する切換
信号発生手段と、 前記複数のチャンネル信号を、前記切換信号に応じて切
り換えて出力する第１番目のスイッチ手段と、 前記第１番目のスイッチ手段の出力信号を、前記切換信
号に応じて切り換えて最終的にチャンネル数を１にして
出力する縦続接続された第２番目〜第ｍ番目（ｍは２以
上の自然数）のスイッチ手段とを含んで構成したことを
特徴とする周波数変換回路。 - 【請求項２】第１の入力信号の周波数を第２の入力信号
に応じて他の周波数に変換する周波数変換回路におい
て、 前記第１の入力信号を位相シフトして２n 個（ｎは２以
上の自然数）の夫々位相の異なるチャンネル信号を出力
する位相分割手段と、 前記第２の入力信号から第１番目〜第ｎ番目までの切換
信号を発生する切換信号発生手段と、 前記複数のチャンネル信号を、前記第１番目の切換信号
に応じて切り換えてチャンネル数を１／２に減じて出力
する第１番目のスイッチ手段と、 第ｍ−１（ｍは２〜ｎまでの自然数）番目のスイッチ手
段の出力を、第ｍ番目の前記切換信号に応じて切り換え
てチャンネル数を１／２に減じて出力する第ｍ番目のス
イッチ手段が第２番目〜第ｎ番目まで縦続接続されて最
終的にチャンネル数を１にして出力する第２番目〜第ｎ
番目のスイッチ手段とを含んで構成したことを特徴とす
る周波数変換回路。 - 【請求項３】前記切換信号発生手段は、前記第２の入力
信号を周波数逓倍（１倍も含む自然数倍）した夫々異な
る周波数の第１番目〜第ｎ番目の切換信号を発生するこ
とを特徴とする請求項２に記載の周波数変換回路。 - 【請求項４】前記切換信号発生手段は、前記第２の入力
信号から、この第２の入力信号の周波数と等しく位相の
異なる複数の第１番目の切換信号と、前記第２の入力信
号を周波数逓倍（１倍も含む自然数倍）した夫々周波数
の異なる第２番目〜第ｎ番目の切換信号を発生すること
を特徴とする請求項２に記載の周波数変換回路。 - 【請求項５】第１の入力信号と第２の入力信号との和又
は差の周波数の信号を得る周波数変換回路において、 前記第１の入力信号を、２πrad の位相角を２π／２n
rad で位相分割した夫々異なる角度だけ位相シフトした
２n 個（ｎは２以上の自然数）の夫々位相の異なるチャ
ンネル信号を出力する位相分割手段と、 前記第２の入力信号から第１番目〜第ｎ番目までの切換
信号を発生する切換信号発生手段と、 前記複数のチャンネル信号を、前記第１番目の切換信号
に応じて切り換えてチャンネル数を１／２に減じて出力
する第１番目のスイッチ手段と、 第ｍ−１（ｍは２〜ｎまでの自然数）番目のスイッチ手
段の出力を、第ｍ番目の前記切換信号に応じて切り換え
てチャンネル数を１／２に減じて出力する第ｍ番目のス
イッチ手段が第２番目〜第ｎ番目まで縦続接続されて最
終的にチャンネル数を１にして出力する第２番目〜第ｎ
番目のスイッチ手段とを含んで構成したことを特徴とす
る周波数変換回路。 - 【請求項６】前記切換信号発生手段は、前記第２の入力
信号から前記第２の入力信号の周波数を２n-1 逓倍した
第１番目の切換信号と、前記第２の入力信号の周波数を
２n-m 逓倍した第ｍ番目（ｍ＝２〜ｎ）の切換信号とを
発生することを特徴とする請求項５に記載の周波数変換
回路。 - 【請求項７】前記切換信号発生手段は、少なくとも、前
記第２の入力信号をπrad の位相角を等位相角度で位相
分割した夫々異なる角度だけ位相シフトした２n-1 個の
前記第１番目の切換信号と、前記第２の入力信号の周波
数を２m-1 逓倍した前記第ｍ番目（ｍ＝２〜ｎ）の切換
信号とを発生することを特徴とする請求項５に記載の周
波数変換回路。 - 【請求項８】第１の入力信号の周波数を第２の入力信号
に応じて他の周波数に変換する周波数変換回路におい
て、 前記第１の入力信号を位相シフトして夫々位相の異なる
複数のチャンネル信号を出力する位相分割手段と、 前記第２の入力信号から前記チャンネル信号数と同数で
夫々位相の異なる第１及び第２の切換信号を発生する切
換信号発生手段と、 前記複数のチャンネル信号を、夫々位相の異なる前記第
１の切換信号に応じて切り換えて出力する第１のスイッ
チ手段と、 前記第１のスイッチ手段の夫々の出力信号を、夫々位相
の異なる前記第２の切換信号に応じて切り換えて出力す
る第２のスイッチ手段とを含んで構成したことを特徴と
する周波数変換回路。 - 【請求項９】前記第１の入力信号と前記第２の入力信号
との和又は差の周波数の信号を得る周波数変換回路にお
いて、 前記第１の入力信号を、２πrad の位相角を２π／２n
rad で位相分割した夫々異なる角度だけ位相シフトした
２n 個（ｎは２以上の自然数）のチャンネル信号を出力
する位相分割手段と、 前記第２の入力信号を、２πrad の位相角を２π／２n
rad で位相分割した夫々異なる角度だけ位相シフトした
２n 個の第１及び第２の切換信号を発生する切換信号発
生手段と、 前記複数のチャンネル信号を、夫々位相の異なる前記第
１の切換信号に応じて切り換えて出力する第１のスイッ
チ手段と、 前記第１のスイッチ手段の夫々の出力信号を、夫々対応
する前記第１の切換信号と位相差がπ＋（２π／２n ）
rad の前記第２の切換信号に応じて切り換えて出力する
第２のスイッチ手段とを含んで構成したことを特徴とす
る周波数変換回路。 - 【請求項１０】前記第１の入力信号の波形は正弦波又は
アナログ信号波とし、前記第２の入力信号の波形を方形
波とする請求項１〜請求項９の内いずれか１項に記載の
周波数変換回路。 - 【請求項１１】第１の入力信号と、第２の入力信号とを
乗算する第１の乗算器と、 前記第１の入力信号を−π／２rad 位相シフトする第１
の移相回路と、 前記第２の入力信号を−π／２rad 位相シフトする第２
の移相回路と、 前記第１の移相回路の出力信号と、前記第２の移相回路
の出力信号とを乗算する第２の乗算器と、 前記第２の入力信号を周波数２逓倍して切換信号を発生
する２逓倍器と、 前記第１の乗算器の出力信号と、前記第２の乗算器の出
力信号とを、前記切換信号に応じて切り換えて出力する
スイッチ手段とを含んで構成したことを特徴とする周波
数変換回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7034401A JPH08213845A (ja) | 1995-01-31 | 1995-01-31 | 周波数変換回路 |
| US08/594,322 US5760622A (en) | 1995-01-31 | 1996-01-30 | Frequency converting circuit |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7034401A JPH08213845A (ja) | 1995-01-31 | 1995-01-31 | 周波数変換回路 |
| US08/594,322 US5760622A (en) | 1995-01-31 | 1996-01-30 | Frequency converting circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08213845A true JPH08213845A (ja) | 1996-08-20 |
Family
ID=26373210
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7034401A Pending JPH08213845A (ja) | 1995-01-31 | 1995-01-31 | 周波数変換回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5760622A (ja) |
| JP (1) | JPH08213845A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3396720B2 (ja) * | 1997-11-06 | 2003-04-14 | 株式会社リコー | 部分積生成回路 |
| US6417717B1 (en) * | 1998-12-31 | 2002-07-09 | Agere Systems Guardian Corp. | Hierarchical multiplexer for analog array readout |
| US6348830B1 (en) | 2000-05-08 | 2002-02-19 | The Regents Of The University Of Michigan | Subharmonic double-balanced mixer |
| KR100606123B1 (ko) * | 2002-08-05 | 2006-07-28 | 삼성전자주식회사 | 직접 변환 수신기의 직류 오프셋 제거 장치 |
| NL2001125C2 (nl) * | 2007-12-21 | 2009-06-23 | Univ Delft Tech | Inrichting voor het uitoefenen van een kracht op een last. |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07152789A (ja) * | 1993-11-26 | 1995-06-16 | Mitsubishi Electric Corp | プラント解析設備診断システム |
-
1995
- 1995-01-31 JP JP7034401A patent/JPH08213845A/ja active Pending
-
1996
- 1996-01-30 US US08/594,322 patent/US5760622A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5760622A (en) | 1998-06-02 |
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