JPH11191717A - 直交ミクサと、それを用いた送信装置および受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 金属ワイヤやパッケージのピンによるインダ
クタ成分が、半導体基板上の回路と地導体等の間に接続
され、それの影響で直交ミクサの直交精度が劣化する。 【解決手段】 第１および第２の単位ミクサ５８ａ，５
８ｂの高周波信号端子を平衡モードとし、第１の単位ミ
クサ５８ａの高周波信号端子に入出力端子を平衡モード
とする第１の移相回路５２の一方の入出力端子を、第２
の単位ミクサ５８ｂの平衡モードの高周波信号端子に入
出力端子を平衡モードとする第２の移相回路５３の一方
の入出力端子を接続することにより、各移相回路の平衡
モードの中点で高周波信号の電位を０とし、物理的に地
導体と接続しなくとも等化的に接地が得られるようにし
たものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ディジタル無線
通信システムにおける直交変調器や直交復調器などで用
いられる直交ミクサに関するものであり、さらには、そ
の直交ミクサを用いた送信装置および受信装置に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】なお、ここでは、直交ミクサを用いて、
“０”と“１”のディジタル信号からＲＦ（高周波）の
ディジタル変調波を生成する送信装置、およびＲＦのデ
ィジタル変調波から“０”と“１”のディジタル信号を
再生する受信装置の例について最初に説明する。

【０００３】図１７は１９９６年にＡｒｔｅｃｋ Ｈｏ
ｕｓｅ社から出版された“ＲＦ ａｎｄ ＭＩＣＲＯＷ
ＡＶＥ ＣＩＲＣＵＩＴ ＤＥＳＩＧＮ ＦＯＲ ＷＩ
ＲＥＬＥＳＳ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ”の１１
５ページ〜１２１ページ、あるいは日刊工業新聞社から
出版された「移動体通信技術の基礎」の９３ページ〜９
５ページに記載された、ディジタル変調方式のひとつで
ある４相位相偏移変調（以下、ＱＰＳＫという）方式に
よる変調器と、これを用いた送信装置の構成例を示すブ
ロック図である。図において、１はディジタル信号入力
端子、２はシリアルパラレル変換器、３ａ，３ｂは低域
通過フィルタ（以下、ＬＰＦという）である。

【０００４】４は送信用直交ミクサであり、この送信用
直交ミクサ４内において、５ａは局部発振波を等振幅か
つ同位相で分配する電力分配器、６はこの電力分配器５
ａの分配出力の一方の位相を９０度シフトする９０度移
相器、７ａはベースバンド信号と電力分配器５ａより出
力された局部発振波とを混合してディジタル変調波を出
力する第１の単位ミクサ、７ｂはベースバンド信号と９
０度移相器６で移相された局部発振波とを混合してディ
ジタル変調波を出力する第２の単位ミクサ、８は第１お
よび第２の単位ミクサ７ａ，７ｂから出力されるディジ
タル変調波を同相合成する電力合成器である。

【０００５】また、９ａは送信用直交ミクサ４への局部
発振波を生成する局部発振器、１０ａ，１０ｂは帯域通
過フイルタ（以下、ＢＰＦという）、１１ａはディジタ
ル変調波の周波数変換を行うミクサ、９ｂはミクサ１１
ａへの局部発振波を生成する局部発振器、１２は電力増
幅器、１３はアンテナである。

【０００６】次に動作について説明する。ディジタル信
号入力端子１に入力されたディジタル信号ｄ（ｔ）はシ
リアルパラレル変換器２によって、ＩチャネルとＱチャ
ネルのディジタル信号Ｉ１（ｔ）とＱ１（ｔ）とに変換
される。シリアルパラレル変換器２から出力されたディ
ジタル信号Ｉ１（ｔ）とＱ１（ｔ）は、ＬＰＦ３ａある
いは３ｂを経て送信用直交ミクサ４に入力される。送信
用直交ミクサ４では、このＬＰＦ３ａおよびＬＰＦ３ｂ
から出力されたベースバンド信号Ｉ２（ｔ）とＱ２
（ｔ）を、第１の単位ミクサ７ａあるいは第２の単位ミ
クサ７ｂでそれぞれ局部発振波と混合し、ディジタル変
調波Ｉ３（ｔ）およびＱ３（ｔ）に変換する。第１の単
位ミクサ７ａと第２の単位ミクサ７ｂには、９０度移相
器６によって９０度位相の異なる局部発振波が入力され
ているので、出力されるディジタル変調波Ｉ３（ｔ）と
Ｑ３（ｔ）も９０度位相が異なる。これらは電力合成器
８で合成される。

【０００７】なお、この例では９０度移相器６にて局部
発振波の位相を９０度シフトしたものを示しているが、
これに限らず、図１８に示すように、第１および第２の
単位ミクサ７ａ，７ｂに同相の局部発振波を入力して、
ディジタル変調波Ｉ３（ｔ）およびＱ３（ｔ）を得た
後、その一方（図示の場合には、ディジタル変調波Ｑ３
（ｔ））を９０度移相器６で位相シフトし、それを他方
（ディジタル変調波Ｉ３（ｔ））と合成するようにして
もよく、同様のディジタル変調波が得られる。

【０００８】この送信用直交ミクサ４から出力されたデ
ィジタル変調波は、ＢＰＦ１０ａを経て、ミクサ１１ａ
で局部発振器９ｂから供給される局部発振波と混合さ
れ、ＲＦのディジタル変調波に周波数変換される。その
後、さらにＢＰＦ１０ｂ、電力増幅器１２を経てアンテ
ナ１３から空間へ放射される。

【０００９】また、図１９は前記“ＲＦ ａｎｄ ＭＩ
ＣＲＯＷＡＶＥ ＣＩＲＣＵＩＴＤＥＳＩＧＮ ＦＯＲ
ＷＩＲＥＬＥＳＳ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ”
の１２７ぺージ〜１２８ぺージに記載されたＱＰＳＫ変
調波の復調器と、これを用いた受信装置の構成例を示す
ブロック図である。図において、１３はアンテナ、１４
は低雑音増幅器、１０ｃ，１０ｄはＢＰＦ、１１ｃはデ
ィジタル変調波の周波数変換を行うミクサ、９ｂはミク
サ１１ｃへの局部発振波を生成する局部発振器である。

【００１０】１５は受信用直交ミクサであり、この受信
用直交ミクサ１５内において、５ａはディジタル変調波
に混合する局部発振波を等振幅かつ同位相で分配する電
力分配器、５ｂはディジタル変調波を等振幅かつ同位相
で分配する電力分配器、６は電力分配器５ａの出力の一
方の位相を９０度シフトする９０度移相器、７ｃは電力
分配器５ｂより出力されたディジタル変調波と電力分配
器５ａより出力された局部発振波とを混合してベースバ
ンド信号を出力する第１の単位ミクサ、７ｄは電力分配
器５ｂより出力されたディジタル変調波と９０度移相器
６で移相された局部発振波とを混合してベースバンド信
号を出力する第２の単位ミクサである。

【００１１】また、９ｃは受信用直交ミクサ１５に供給
する局部発振波を発生する局部発振器、３ｃ，３ｄはＬ
ＰＦ、１６はベースバンド信号からもとのディジタル信
号を再生する復調回路、１７はディジタル信号出力端子
である。

【００１２】次に動作について説明する。アンテナ１３
で受信されたＲＦのディジタル変調波は、低雑音増幅器
１４とＢＰＦ１０ｃを経てミクサ１１ｃに入力され、周
波数の低いディジタル変調波へ変換される。その後、さ
らにＢＰＦ１０ｄを経て局部発振器９ｃと受信用直交ミ
クサ１５に入力される。局部発振器９ｃは局部発振波を
生成してそれを受信用直交ミクサ１５へ出力する。受信
用直交ミクサ１５ではディジタル変調波を電力分配器５
ｂで分配して、第１および第２の単位ミクサ７ｃ，７ｄ
に入力し、局部発振波と混合してベースバンド信号Ｉ２
（ｔ）とＱ２（ｔ）を出力する。ここで、図１７に示し
た送信用直交ミクサ４において、第１および第２の単位
ミクサ７ａ，７ｂから出力されるディジタル変調波の位
相が９０度ずれているので、この受信用直交ミクサ１５
においても、第１の単位ミクサ７ｃと第２の単位ミクサ
７ｄに入力される局部発振波の位相を９０度ずらしてお
くことにより、もとの信号を得ることができる。この受
信用直交ミクサ１５より出力されたベースバンド信号Ｉ
２（ｔ）とＱ２（ｔ）は、ＬＰＦ３ｃあるいは３ｄを経
て復調回路１６に入力され、もとのディジタル信号ｄ
（ｔ）が再生されてディジタル信号出力端子１７より出
力される。

【００１３】なお、この受信用直交ミクサ１５において
も、図１８に示した送信用直交ミクサ４と同様に、第１
および第２の単位ミクサ７ｃ，７ｄに入力する局部発振
波を同相とし、電力分配器５ｂで分配されたディジタル
変調波の一方の位相を、９０度移相器６に通すことによ
って、互いの位相を９０度ずらした構成とすることもで
きる。

【００１４】ここで、図２０にこの復調回路１６におけ
るＩチャネルおよびＱチャネルのディジタル信号の配置
を示す。各ディジタル信号の信号点は、空間を伝搬する
際や受信装置内部で雑音の付加に伴い、雑音がない場合
の点、すなわち、半径１の円上の（Ｉ，Ｑ）＝（１，
１）、（１，０）、（０，１）、（０，０）の４点の周
辺の斜線を施した円内に存在する。したがって、非常に
大きな雑音が加わった場合には、この円が大きくなり、
信号点がとなりの象限まで達してしまうことがある。こ
の場合、例えば信号（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）が（Ｉ，
Ｑ）＝（０，１）と認識されて、符号誤りが生じる。こ
のような現象は、当然のことながら雑音に対する信号の
レベルが小さいほど起こりやすい。この信号対雑音比と
符号誤り率の関係を図２１に示す。図示のように、信号
対雑音比、すなわち信号１ビットあたりのエネルギーと
雑音電力密度の比であるＥｂ／Ｎｏが小さいほど符号誤
り率が大きくなる。

【００１５】次に、このような送信装置あるいは受信装
置で用いられる直交ミクサの具体的な構成について説明
する。図２２は、例えば１９９７年電子情報通信学会総
合大会のエレクトロニクス１の予稿集１１０ページ（Ｃ
−２−５５）に示された、半導体基板上に形成された従
来の直交ミクサの構成例を示す回路図であり、ここでは
第１および第２の単位ミクサ７ｃ，７ｄに、局部発振波
を同相で、ディジタル変調波を９０度ずらして入力する
構成の受信用直交ミクサが示されている。図において、
５ｂは電力分配器、６は９０度移相器であり、７ｃは第
１の単位ミクサ、７ｄは第２の単位ミクサである。

【００１６】また、１８はこの受信用直交ミクサが形成
される半導体基板であり、１９はディジタル変調波が入
力される高周波信号端子、２０ａ，２０ｂは電力分配器
５ｂを構成する第１および第２のソースフォロワ回路で
ある。２１，２２はそれぞれ９０度移相器６を構成する
低域通過回路および高域通過回路であり、低域通過回路
２１は第１および第２のインダクタ２３ａ，２３ｂと第
１のキャパシタ２４ａとをＴ形に接続して構成されたＬ
ＰＦであり、高域通過回路２２はおよび第２および第３
のキャパシタ２４ｂ，２４ｃと第３のインダクタ２３ｃ
をＴ形に接続して構成されたＨＰＦである。２５ａ，２
５ｂは９０度移相器６と第１および第２の単位ミクサ７
ｃ，７ｄとの間に設けられた第１および第２の緩衝増幅
回路である。２６は局部発振波が入力される局部発振波
入力端子、２７はＩチャネルのベースバンド信号が出力
されるベースバンド信号端子、２８はＱチャネルのベー
スバンド信号が出力されるベースバンド信号端子であ
り、２９ａ〜２９ｆはバイアス用端子、３０ａ〜３０ｎ
は接地端子である。

【００１７】次に動作について説明する。図２３にこの
受信用直交ミクサの動作説明図を示す。まずバイアス用
端子２９ａ〜２９ｆにバイアス電圧を印加し、接地端子
３０ａ〜３０ｎを接地する。次に高周波信号端子１９に
ディジタル変調波が入力されると、当該ディジタル変調
波は電力分配器５ｂにおいて２分配され、一方は９０度
移相器６の低域通過回路２１に、他方はその高域通過回
路２２に入力される。ここで、図２４にこれら低域通過
回路２１および高域通過回路２２の動作特性を示す。図
示のように、低域通過回路２１と高域通過回路２２と
は、通過する信号に対して、中心周波数では損失が等し
く、位相がそれぞれ、概略＋４５度と−４５度変化する
ように設計されている。したがって、低域通過回路２１
を通過したディジタル変調波と高域通過回路２２を通過
したディジタル変調波とは、等振幅で９０度の位相差を
もったものとなる。

【００１８】この低域通過回路２１から出力されたディ
ジタル変調波は、第１の緩衝増幅回路２５ａを経て第１
の単位ミクサ７ｃに入力され、高域通過回路２２から出
力されたディジタル変調波は、第２の緩衝増幅回路２５
ｂを経て第２の単位ミクサ７ｄに入力される。ここで、
第１および第２の単位ミクサ７ｃ，７ｄには外部から局
部発振波入力端子２６を経て局部発振波が供給されてお
り、第１の単位ミクサ７ｃは低域通過回路２１からのデ
ィジタル変調波にその局部発振波を混合してＩチャネル
のベースバンド信号Ｉ２（ｔ）を出力し、第２の単位ミ
クサ７ｄは高域通過回路２２からのディジタル変調波に
その局部発振波を混合してＱチャネルのベースバンド信
号Ｑ２（ｔ）を出力する。これらのベースバンド信号Ｉ
２（ｔ）およびＱ２（ｔ）はそれぞれ、ベースバンド信
号端子２７あるいはベースバンド信号端子２８から外部
へと出力される。

【００１９】このような受信用直交ミクサが構成された
半導体基板を受信装置中に用いる場合には、気密のため
パッケージに納める必要がある。図２５はモールド樹脂
のパッケージに封入された受信用直交ミクサを示す一部
切欠平面図であり、相当部分には図２２と同一符号を付
してその説明を省略する。図において、３１は半導体基
板１８が納められたモールド樹脂製のパッケージであ
り、３２ａ，３２ｂ，３２ｃ，・・・はこのパッケージ
３１のピンである。３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，・・・
は、半導体基板１８上の各端子１９，２９ａ，２９ｂ，
３０ａ，３０ｂ，３０ｃ等を各ピン３２ａ，３２ｃ，３
２ｅ，・・・と接続する金属ワイヤであり、その長さは
１ｍｍ程度のものである。この半導体基板１８上の端子
１９等が金属ワイヤ３３で接続されたパッケージ３１の
ピン３２を、外部回路や外部の地導体に接続する。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】従来の直交ミクサは以
上のように構成されているので、半導体基板１８上の端
子とパッケージ３１のピン３２ａ，３２ｂ，３２ｃ，・
・・とを接続する金属ワイヤ３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，
・・・や、パッケージ３１のピン３２ａ，３２ｂ，３２
ｃ，・・・に含まれるインダクタ成分が、半導体基板１
８上の回路と外部回路や地導体の間に直列に接続される
こととなり、回路の動作に影響を与えるという課題があ
った。例えば直径２５０ｕｍ、長さ１ｍｍのワイヤは約
１ｎＨのインダクタンスを持つ。この程度のインダクタ
ンスは低い周波数帯ならば影響は軽微であるが、１ＧＨ
ｚ程度の周波数では無視できなくなる。

【００２１】図２２に示した直交ミクサにおいて、前述
のインダクタンスの影響を最も受けるのが、９０度移相
器６を構成する低域通過回路２１および高域通過回路２
２である。例えば、中心周波数を１．９ＧＨｚとした場
合に、金属ワイヤ３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，・・・によ
るインダクタンス１ｎＨが回路と地導体の間に直列接続
された場合の移相回路を図２６に示す。この１ｎＨのイ
ンダクタンスが直列接続されたときの９０度移相器６の
位相誤差の周波数特性は、図２７に二点鎖線で示すよう
になり、同図に実線で示した１ｎＨのインダクタンスが
直列接続されていない理想的な９０度移相器６の周波数
特性とは異なったものとなる。このように、通過位相が
９０度からずれてしまうため、直交ミクサの直交精度が
劣化するとともに狭帯域となる。

【００２２】このような場合、ベースバンド信号Ｉ２
（ｔ）とＱ２（ｔ）はもはや、図２０に示すようなＩＱ
平面上の円上に配置されない。図２８（ａ）に位相特性
が劣化した場合の信号点の配置を示す。この場合、信号
点が図示のように楕円上に配置される。また図２８
（ｂ）に振幅特性が劣化した場合の信号点の配置を示
す。図２０に示す振幅・位相誤差のない理想的な直交ミ
クサに比べて、小さな雑音が加わった場合でも、信号点
が別の象限に移動して、符号の誤りが生じてしまう。そ
の結果、図２９に二点鎖線で示すように、同図に実線で
示したＱＰＳＫにおける振幅・移相誤差のない場合の理
論値に比べて、同一のＥｂ／Ｎｏにおける符号誤り率が
劣化する。

【００２３】当然のことながら、このような符号誤り率
の劣化は、受信用直交ミクサに限らず、送信用直交ミク
サにおいて振幅および位相誤差が生じ、直交精度が劣化
した場合でも生じる。

【００２４】こうした上記インダクタンスによる誤差を
防ぐための手段として、図３０に示すような、半導体基
板上にバイアホールを設けて接地する方法がある。図
中、３４は半導体基板１８の表面に配置された、高域通
過回路２２中の第３のインダクタ２３ｃを実現するスパ
イラルインダクタであり、３５は半導体基板１８の表面
に配置された、低域通過回路２１中の第１のキャパシタ
２４ａを実現するＭＩＭキャパシタである。３６は半導
体基板１８の裏面に配置された接地導体であり、３７ａ
はこの接地導体３６とスパイラルインダクタ３４とを接
続するバイアホール、３７ｂは同じく接地導体３６とＭ
ＩＭキャパシタ３５とを接続するバイアホールである。

【００２５】このようにバイアホール３７ａ，３７ｂに
て半導体基板１８の表面とを接続することにより、半導
体基板１８の表面上で接地を得られるので、金属ワイヤ
等を用いて接地する必要がなくなる。しかもバイアホー
ル３７ａ，３７ｂのもつインダクタンスは０．１ｎＨ以
下であるから、図２７に示したような誤差が生じること
もない。しかしながら、構造が複雑なため、半導体プロ
セスの工程が増え、コストが高くなるという課題があ
る。また、このバイアホール３７ａ，３７ｂにより、チ
ップ寸法が大きくなるという課題もある。

【００２６】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、直交精度の劣化、あるいは振幅誤
差や位相誤差を抑制することのできる、精度の高い直交
ミクサを得ることを目的とする。

【００２７】また、この発明は、利得の低下を防止でき
る直交ミクサを得ることを目的とする。

【００２８】また、この発明は、高い直交変調精度を実
現できる送信装置、および高い直交復調精度を実現でき
る受信装置を得ることを目的とする。

【００２９】

【課題を解決するための手段】この発明に係る直交ミク
サは、第１および第２の単位ミクサの高周波信号端子を
平衡モードとし、入出力端子を平衡モードとする第１お
よび第２の移相回路を用意して、第１の単位ミクサの平
衡モードの高周波信号端子に第１の移相回路の一方の入
出力端子を、第２の単位ミクサの平衡モードの高周波信
号端子に第２の移相回路の一方の入出力端子を接続する
とともに、不平衡モードと平衡モードの変換を行うバラ
ンの平衡モード端子に接続された同相分配器あるいは同
相合成器の、第１の平衡モード端子に第１の移相回路の
他方の入出力端子を、第２の平衡モード端子に第２の移
相回路の他方の入出力端子を接続することによって、第
１および第２の移相回路の平衡モードの中点で高周波信
号の電位を０とし、物理的に地導体と接続しなくとも等
化的に接地が得られるようにして、精度の向上をはかっ
たものである。

【００３０】この発明に係る直交ミクサは、第１および
第２の単位ミクサの局部発振波端子を平衡モードとし、
入出力端子を平衡モードとする第１および第２の移相回
路を用意して、第１の単位ミクサの平衡モードの局部発
振波端子に第１の移相回路の一方の入出力端子を、第２
の単位ミクサの平衡モードの局部発振波端子に第２の移
相回路の一方の入出力端子を接続するとともに、不平衡
モードと平衡モードの変換を行うバランの平衡モード端
子に接続された同相分配器の、第１の平衡モード端子に
第１の移相回路の他方の入出力端子を、第２の平衡モー
ド端子に第２の移相回路の他方の入出力端子を接続する
ことによって、第１および第２の移相回路の平衡モード
の中点で高周波信号の電位を０とし、物理的に地導体と
接続しなくとも等化的に接地が得られるようにして、精
度の向上をはかったものである。

【００３１】この発明に係る直交ミクサは、第１および
第２の単位ミクサの高周波信号端子を平衡モードとし、
入出力端子を平衡モードとする第１および第２の移相回
路を用意して、第１の単位ミクサの平衡モードの高周波
信号端子に第１の移相回路の一方の入出力端子を、第２
の単位ミクサの平衡モードの高周波信号端子に第２の移
相回路の一方の入出力端子を接続するとともに、不平衡
モードと平衡モードの変換を行う第１および第２のバラ
ンの不平衡端子を同相分配器あるいは同相合成器にそれ
ぞれ接続して、その第１のバランの平衡モード端子に第
１の移相回路の他方の入出力端子を、第２のバランの平
衡モード端子に第２の移相回路の他方の入出力端子を接
続することによって、第１および第２の移相回路の平衡
モードの中点で高周波信号の電位を０とし、物理的に地
導体と接続しなくとも等化的に接地が得られるようにし
て、精度の向上をはかったものである。

【００３２】この発明に係る直交ミクサは、第１および
第２の単位ミクサの局部発振波端子を平衡モードとし、
入出力端子を平衡モードとする第１および第２の移相回
路を用意して、第１の単位ミクサの平衡モードの局部発
振波端子に第１の移相回路の一方の入出力端子を、第２
の単位ミクサの平衡モードの局部発振波端子に第２の移
相回路の一方の入出力端子を接続するとともに、不平衡
モードと平衡モードの変換を行う第１および第２のバラ
ンの不平衡端子を同相分配器にそれぞれ接続して、その
第１のバランの平衡モード端子に第１の移相回路の他方
の入出力端子を、第２のバランの平衡モード端子に第２
の移相回路の他方の入出力端子を接続することにより、
第１および第２の移相回路の平衡モードの中点で高周波
信号の電位を０とし、物理的に地導体と接続しなくとも
等化的に接地が得られるようにして、精度の向上をはか
ったものである。

【００３３】この発明に係る直交ミクサは、第１および
第２の移相回路の平衡モードの中点を接地することによ
り、完全な平衡モードでなくとも所定の位相変化が得ら
れるようにして、直交精度の劣化を抑制したものであ
る。

【００３４】この発明に係る直交ミクサは、入出力端子
を平衡モードとする第１の高調波遮断回路を介して第１
の移相回路の入出力端子の一方への入出力を行い、入出
力端子を平衡モードとする第２の高調波遮断回路を介し
て第２の移相回路の入出力端子の一方への入出力を行う
ことにより、第１および第２の単位ミクサ間のアイソレ
ーションを向上させ、振幅誤差や位相誤差の劣化を抑制
するようにしたものである。

【００３５】この発明に係る直交ミクサは、移相回路、
バラン、同相分配器、同相合成器のうちのいずれかに、
高調波成分を遮断する周波数特性を持たせることによ
り、第１の単位ミクサと第２の単位ミクサの間のアイソ
レーションを向上させ、振幅誤差や位相誤差の劣化を抑
制するようにしたものである。

【００３６】この発明に係る直交ミクサは、その単位ミ
クサ側の端子が、第１および第２の単位ミクサの所望の
信号であるベースバンド信号に対して高インピーダンス
となる帯域通過回路を、第１および第２の高調波遮断回
路として用いることにより、第１および第２の単位ミク
サで生じたベースバンド信号を第１および第２の高調波
遮断回路で反射して、直交ミクサの利得が低下するのを
防止したものである。

【００３７】この発明に係る送信装置は、ディジタル変
調用のミクサとして、請求項１から請求項８記載のいず
れかに示された直交ミクサを用いることにより、高い直
交精度のディジタル変調を実現したものである。

【００３８】この発明に係る受信装置は、ディジタル復
調用のミクサとして、請求項１から請求項８記載のいず
れかに示された直交ミクサを用いることにより、高い直
交精度のディジタル復調を実現したものである。

【００３９】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の一形態を
説明する。 実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１による直
交ミクサの構成を示すブロック図であり、ここでは従来
例の場合と同様に、半導体基板上に形成され、ディジタ
ル変調波から“０”と“１”のディジタル信号を再生す
る際に用いられる受信用直交ミクサを例に説明する。図
において、１８はこの受信用直交ミクサが形成される半
導体基板であり、１９はディジタル変調波が入力される
この受信用直交ミクサの高周波信号端子、２６は外部に
接続された局部発振器からの局部発振波が入力される局
部発振波入力端子、２７はこの受信用直交ミクサからの
Ｉチャネルのベースバンド信号が出力されるＩチャネル
のベースバンド信号端子、２８はこの受信用直交ミクサ
からのＱチャネルのベースバンド信号が出力されるＱチ
ャネルのベースバンド信号端子である。なお、これら
は、図２２に同一符号を付して示した従来の受信用直交
ミクサのそれらに相当する部分である。

【００４０】また、５０は高周波信号端子１９より入力
されたディジタル変調波を、等振幅かつ逆相に分配する
ことによって不平衡モードから平衡モードへ変換するバ
ランとしての逆相分配器である。５１ａ，５１ｂは逆相
分配器５０の平衡モード端子のそれぞれに接続され、そ
こから出力されたディジタル変調波を等振幅かつ同位相
に分配する同相分配器であり、５１ｃは局部発振波入力
端子２６より入力された局部発振波を等振幅かつ同位相
に分配する同相分配器である。

【００４１】５２はその入出力端子を平衡モードとし、
同相分配器５１ａ，５１ｂの第１の平衡モード端子に接
続されて、通過する信号の位相を変化させる第１の移相
回路としての低域通過回路であり、５３はその入出力端
子を平衡モードとし、同相分配器５１ａ，５１ｂの第２
の平衡モード端子に接続されて、通過する信号の位相を
変化させる第２の移相回路としての高域通過回路であ
る。５４ａ，５４ｂは同じく低域通過回路５２の平衡モ
ードの入出力端子の一方である入力端子（入出力端
子）、５５ａ，５５ｂは同じく低域通過回路５２の平衡
モードの入出力端子の一方である出力端子（入出力端
子）であり、５６ａ，５６ｂは高域通過回路５３の平衡
モードの入出力端子の一方である入力端子（入出力端
子）、５７ａ，５７ｂは同じく高域通過回路５３の平衡
モードの入出力端子の一方である出力端子（入出力端
子）である。なお、この低域通過回路５２はインダクタ
２３ｄ，２３ｅとキャパシタ２４ｄ，２４ｅにて形成さ
れ、高域通過回路５３はインダクタ２３ｆとキャパシタ
２４ｆ〜２４ｉにて形成されている。

【００４２】５８ａは低域通過回路５２より出力された
平衡モードの高周波信号と、同相分配器５１ｃで分配さ
れた局部発振波を混合してＩチャネルのベースバンド信
号を生成する第１の単位ミクサである。５８ｂは同じく
高域通過回路５３より出力された平衡モードの高周波信
号と、同相分配器５１ｃで分配された局部発振波を混合
してＱチャネルのベースバンド信号を生成する第２の単
位ミクサである。

【００４３】５９ａ，５９ｂは低域通過回路５２の出力
端子５５ａ，５５ｂに接続されて当該低域通過回路５２
からの平衡モードの高周波信号が入力される、第１の単
位ミクサ５８ａの平衡モードの高周波信号端子であり、
５９ｃ，５９ｄは高域通過回路５３の出力端子５７ａ，
５７ｂに接続されて当該高域通過回路５３からの平衡モ
ードの高周波信号が入力される、第２の単位ミクサ５８
ｂの平衡モードの高周波信号端子である。６０ａは同相
分配器５１ｃで分配された局部発振波が入力される、第
１の単位ミクサ５８ａの局部発振波端子であり、６０ｂ
は同じく第２の単位ミクサ５８ｂの局部発振波端子であ
る。６１ａは第１の単位ミクサ５８ａで生成されたＩチ
ャネルのベースバンド信号をＩチャネルのベースバンド
信号端子２７に出力する、第１の単位ミクサ５８ａのベ
ースバンド信号端子であり、６１ｂは第２の単位ミクサ
５８ｂで生成されたＱチャネルのベースバンド信号をＱ
チャネルのベースバンド信号端子２８に出力する、第２
の単位ミクサ５８ｂのベースバンド信号端子である。

【００４４】次に動作について説明する。ここでは、初
めに信号の流れを説明し、次に第１および第２の単位ミ
クサ５８ａ，５８ｂに至るまでの各部における高周波信
号の位相と伝送モードについて説明する。

【００４５】高周波信号端子１９に入力されたディジタ
ル変調波は逆相分配器５０で等振幅かつ互いに逆位相の
信号に分配され、それぞれ同相分配器５１ａおよび５１
ｂに送られる。これらの信号は同相分配器５１ａおよび
５１ｂによってさらに等振幅かつ同相に分配され、低域
通過回路５２と高域通過回路５３に平衡モードの高周波
信号として入力される。この平衡モードの高周波信号は
低域通過回路５２において−４５度、高域通過回路５３
において＋４５度の位相変化を受け、位相が９０度異な
った平衡モードの高周波信号として第１および第２の単
位ミクサ５８ａ，５８ｂに入力される。一方、外部から
局部発振波入力端子２６を経て供給された局部発振波
は、同相分配器５１ｃで等振幅かつ同位相に分配され、
それぞれ第１および第２の単位ミクサ５８ａ，５８ｂに
加えられる。

【００４６】第１の単位ミクサ５８ａはこの局部発振波
と低域通過回路５２からの平衡モードの高周波信号とを
混合してＩチャネルのベースバンド信号を生成し、それ
を自身のベースバンド信号端子６１ａより半導体基板１
８上のＩチャネルのベースバンド信号端子２７を介して
外部へ出力する。第２の単位ミクサ５８ｂも同様に、こ
の局部発振波と高域通過回路５３からの平衡モードの高
周波信号とを混合してＱチャネルのベースバンド信号を
生成し、それを自身のベースバンド信号端子６１ｂより
半導体基板１８上のＱチャネルのベースバンド信号端子
２８を介して外部へ出力する。

【００４７】次に第１および第２の単位ミクサ５８ａ，
５８ｂに至るまでの各部の信号の位相差と平衡／不平衡
のモードを図２を用いて説明する。なお、ここでは簡略
化のため、ディジタル変調波が逆相分配器５０と同相分
配器５１ａ，５１ｂを通過する際の位相変化はないもの
とする。また、図中では、基準となる信号の位相を０度
として、この信号との位相差を記し、各部を結ぶ信号線
と接地との間の矢印は不平衡モード、各部を結ぶ信号線
の間の矢印は平衡モードを表している。

【００４８】逆相分配器５０に入力された不平衡モード
の高周波信号は互いに逆相となるように分配されて同相
分配器５１ａ，５１ｂに出力される。これらの信号のう
ち、同相分配器５１ａに入力される信号を基準とする
と、同相分配器５１ｂに入力される信号は１８０度の位
相差となる。これらの信号は同相分配器５１ａ，５１ｂ
で同相に分配され、それぞれ位相の等しい不平衡モード
の２つの信号が出力される。ここで同相分配器５１ａか
ら出力される信号を基準とすると、同相分配器５１ｂか
ら出力される信号は１８０度の位相差である。これらの
信号のうち、同相分配器５１ａから出力された信号の一
方と同相分配器５１ｂから出力された信号の一方は低域
通過回路５２に入力される。これらの信号は１８０度の
位相差があるので平衡モードの信号として低域通過回路
５２に入力される。また、同相分配器５１ａから出力さ
れた信号の他方と同相分配器５１ｂから出力された信号
の他方は高域通過回路５３に入力される。これらの信号
も１８０度の位相差があるので平衡モードの信号として
高域通過回路５３に入力される。

【００４９】図３（ａ）にその低域通過回路５２の構成
を示す。低域通過回路５２を形成しているインダクタ２
３ｄと２３ｅは同値であり、その入力端子５４ａ，５４
ｂおよび出力端子５５ａ，５５ｂに関して対称に構成さ
れている。この対称軸を図中に一点鎖線で示している。
前述のように、入力端子５４ａ，５４ｂのそれぞれには
位相差１８０度の高周波信号が加わるので、対称軸上で
は信号の電位が０となる。したがって等価的に接地され
ることとなり、低域通過回路５２は図３（ｂ）に示す等
価回路で表される。このインダクタ２３ｄとキャパシタ
２４ｊおよび２４ｋで構成される低域通過回路５２にお
いて、−４５度の位相変化が得られるような定数を与え
ることによって、入力端子５４ａに印加されたディジタ
ル変調波の位相を−４５度変化させて出力端子５５ａよ
り取り出すことができる。したがって、この低域通過回
路５２では、それが形成されている半導体基板をモール
ド樹脂のパッケージに封止しても、誤差の原因となる地
導体への接地ワイヤを用いることなく位相をシフトする
ことができる。このことは、入力端子５４ｂに印加され
た高周波信号の位相についても同様である。

【００５０】同様に、高域通過回路５３の入力端子５６
ａ，５６ｂに印加されたディジタル変調波も、地導体へ
の接地ワイヤを用いることなく、その位相を＋４５度変
化させて出力端子５７ａ，５７ｂより取り出すことがで
きる。

【００５１】したがって、図２に示すように、同相分配
器５１ａから出力されて低域通過回路５２に入力される
信号の位相を基準とすると、低域通過回路５２の出力端
子５５ａ，５５ｂには、位相差が−４５度と１３５度の
平衡モードの信号が出力される。同様に、高域通過回路
５３の出力端子５７ａ，５７ｂには、位相差が４５度と
２２５度の平衡モードの信号が出力される。このように
して、第１および第２の単位ミクサ５８ａ，５８ｂに
は、位相が９０度異なる平衡モードの信号が印加され
る。

【００５２】以上のように、この実施の形態１によれ
ば、直交ミクサ中の第１および第２の移相回路としての
低域通過回路５２と高域通過回路５３が、地導体との接
地を用いることなく構成することができるようになり、
したがって、回路と地導体の間に金属ワイヤやパッケー
ジのピンに含まれるインダクタ成分が接続されず、これ
らのインダクタによる振幅誤差や位相誤差が生ることが
ないので、精度の高い直交ミクサが得られるという効果
がある。

【００５３】なお、上記説明では、高周波信号に対して
９０度の位相差を生じさせる第１および第２の移相回路
（低域通過回路５２と高域通過回路５３）を設けた直交
ミクサについて述べたが、この発明はこれにのみ限定さ
れるものではなく、図１９に示した従来の受信装置にお
ける受信直交ミクサ１５と同様に、第１および第２の単
位ミクサに入力される局部発振波の位相が９０度異なる
直交ミクサであってもよく、上記と同様の効果を奏す
る。

【００５４】図４はそのような受信用直交ミクサの構成
を示すブロック図であり、相当部分には図１と同一の符
号を付している。図において、５８ｃ，５８ｄは不平衡
モードの高周波信号端子５９ｅ，５９ｆと、平衡モード
の局部発振波端子６０ｃ，６０ｄあるいは６０ｅ，６０
ｆを有する点で、図１のそれとらは異なる第１および第
２の単位ミクサである。５０ａは局部発振波入力端子２
６より入力された局部発振波を等振幅かつ逆相に分配す
ることにより、不平衡モードから平衡モードへ変換する
バランとしての逆相分配器であり、５１ｄ，５１ｅは逆
相分配器５０ａの平衡モード端子のそれぞれに接続さ
れ、そこから出力された局部発振波を等振幅かつ同位相
に分配して、低域通過回路５２の入力端子５４ａ，５４
ｂ、あるいは高域通過回路５３の入力端子５６ａ，５６
ｂに入力する同相分配器、５１ｆは高周波信号端子１９
より入力されたディジタル変調波を等振幅かつ同位相に
分配し、第１および第２の単位ミクサ５８ｃ，５８ｄの
高周波信号端子５９ｅ，５９ｆに入力する同相分配器で
ある。

【００５５】このように構成された受信用直交ミクサで
は、高周波信号端子１９より入力されたディジタル変調
波を同相分配器５１ｆで分配し、それらを第１および第
２の単位ミクサ５８ｃ，５８ｄに入力して、互いに９０
度の位相差を持った局部発振波と混合することにより、
ＩチャネルとＱチャネルのベースバンド信号を生成して
いる。そのとき、低域通過回路５２と高域通過回路５３
には、逆相分配器５０ａで逆相分配され同相分配器５１
ｄ，５１ｅで同相分配された局部発振波が平衡モードで
入力されている。したがって、低域通過回路５２と高域
通過回路５３から第１および第２の単位ミクサ５８ｃ，
５８ｄの平衡モードの局部発振波端子６０ｃ，６０ｄお
よび６０ｅ，６０ｆに対して、位相が９０度ずれた局部
発振波が平衡モードで供給される。したがって、この場
合も、この第１および第２の移相回路としての低域通過
回路５２と高域通過回路５３は、図１に示した第１およ
び第２の単位ミクサ５８ａ，５８ｂの平衡モードの高周
波信号端子５９ａ，５９ｂおよび５９ｃ，５９ｄに接続
された低域通過回路５２および高域通過回路５３の場合
と同様に、地導体との接地を用いることなく構成するこ
とが可能となる。

【００５６】また、上記説明では受信用直交ミクサに適
用したものを示しているが、送信用直交ミクサに適用す
ることも可能であり、上記と同様の効果を奏する。な
お、その場合には、図１に示したバランとしての逆相分
配器５０は逆相合成器となり、同相分配器５１ａ，５１
ｂは同相合成器となる。また、図４に示した同相分配器
５１ｆは同相合成器にて代替される。

【００５７】実施の形態２．上記実施の形態１では、第
１および第２の移相回路としての低域通過回路と高域通
過回路の平衡モードの中点を接地しないものについて説
明したが、それらの平衡モードの中点を接地するように
してもよい。図５はそのようなこの発明の実施の形態２
による直交ミクサの構成を示すブロック図であり、相当
部分には図１と同一符号を付してその説明を省略する。

【００５８】図において、５２ａは平衡モードの中点が
接地された、第１の移相回路としての低域通過回路であ
り、５３ａは平衡モードの中点が接地された、第２の移
相回路としての高域通過回路である。なお、この低域通
過回路５２ａはインダクタ２３ｇおよびキャパシタ２４
ｈ，２４ｉからなるπ形低域通過回路と、インダクタ２
３ｈおよびキャパシタ２４ｊ，２４ｋからなるπ形低域
通過回路とによって形成されている。また、高域通過回
路５３ａはキャパシタ２４ｌ，２４ｍおよびインダクタ
２３ｉからなるＴ形高域通過回路と、キャパシタ２４
ｎ，２４ｏおよびインダクタ２３ｊからなるＴ形高域通
過回路とによって構成されている。

【００５９】また、６２ａは低域通過回路５２ａの平衡
モードの中点、すなわち、２つのπ形低域通過回路のキ
ャパシタ２４ｈ，２４ｉとキャパシタ２４ｊ，２４ｋと
の接続点を接地するための接地端子である。６２ｂは高
域通過回路５３ａの平衡モードの中点、すなわち、２つ
のＴ形高域通過回路のインダクタ２３ｉと２３ｊとの接
続点を接地するための接地端子である。

【００６０】次に動作について説明する。ここでは、低
域通過回路を例に、この実施の形態２における直交ミク
サ中の移相回路の動作を図６を参照しながら説明する。

【００６１】図６（ａ）に示すインダクタ２３ｄ，２３
ｅとキャパシタ２４ｄ，２４ｅによる平衡モードの低域
通過回路５２は、そのインダクタ２３ｄと２３ｅの値が
同値Ｌ１であり、その入力端子５４ａ，５４ｂに逆相の
信号が入力された場合、平衡モードの中点、すなわち、
対称軸上で信号の電位が０となって等価的に接地され
る。したがって、図６（ｂ）に示す等価回路が得られ
る。ここで、上記平衡モードの低域通過回路５２のキャ
パシタ２４ｄと２４ｅの容量値をＣ１とすれば、図６
（ｂ）に示す等価回路のキャパシタ２４ｊと２４ｋの容
量値は２・Ｃ１である。したがって、このキャパシタ２
４ｊと２４ｋおよびインダクタ２３ｄからなる低域通過
回路５２の等化回路において−４５度の位相変化が得ら
れるように定数を与えればよい。

【００６２】しかしながら、この低域通過回路５２の前
段の逆相分配器５０や同相分配器５１ａに位相誤差があ
ると、低域通過回路５２に入力する信号は完全な逆相と
はならず、Δθの誤差を伴うこととなる。この場合、図
６（ｃ）に２種類の一点鎖線で示すように、回路の対称
軸（平衡モードの中心）と信号の電位が０となる点が異
なるため、入力端子５４ａと出力端子５５ａの間の低域
通過回路において、図６（ｄ）に示す等化回路のように
キャパシタ２４ｊと２５ｋの容量値が２・Ｃ１＋Δｃと
なる。そのため、この低域通過回路５２における移相量
が−４５度からずれてしまい、位相誤差が増加してしま
う。

【００６３】そこで、図５に示すように低域通過回路５
２ａの対称軸である平衡モードの中点、すなわちキャパ
シタ２４ｈ，２４ｉと２４ｊ，２４ｋの各接続点を接地
端子６２ａに接続して接地すれば、入力される信号が完
全な逆相でない場合でも、必ず図６（ｂ）に示す示す等
価回路が得られ、低域通過回路５２ａでの位相誤差を抑
制することができる。なお、このことは高域通過回路５
３ａにおいても同様である。ただし、図２２に示した従
来の直交ミクサにおける低域通過回路２１や高域通過回
路２２の地導体への接続ワイヤとは異なり、１ｎＨ程度
のインダクタを含んでいても十分な効果を有する。

【００６４】以上のように、この実施の形態２によれ
ば、平衡モードの移相回路（低域通過回路５２ａおよび
高域通過回路５３ａ）に入力される信号が完全な逆相で
ない場合でも、移相回路における位相誤差の増加を抑制
し、直交ミクサの精度の劣化を抑制できる効果がある。

【００６５】なお、上記説明では、高周波信号に対して
９０度の位相差を生じさせる移相回路を設けた直交ミク
サについて述べたが、実施の形態１の場合と同様に、局
部発振波に対して９０度の位相差を生じさせる移相回路
を設けた直交ミクサに適用することも可能であり、同様
の効果を奏する。

【００６６】また、上記説明では受信用直交ミクサを例
にしているが、送信用直交ミクサに用いることも可能で
あり、上記と同様の効果を奏する。

【００６７】実施の形態３．上記実施の形態１および実
施の形態２では、高周波信号端子に印加されたディジタ
ル変調波を、初めに逆相分配器で逆相に分配した後、同
相分配器で同相に分配したものについて説明したが、初
めに同相分配器で同相に分配した後、逆相分配器で逆相
に分配するようにしてもよい。図７はそのようなこの発
明の実施の形態３による直交ミクサの構成を示すブロッ
ク図でり、相当部分には図１と同一符号を付してその説
明を省略する。

【００６８】図において、５１ｇは高周波信号端子１９
より入力されるディジタル変調波を等振幅かつ同位相に
分配する同相分配器であり、５０ｂは同相分配器５１ｇ
から出力されたディジタル変調波を等振幅かつ逆位相に
分配し、第１の移相回路としての低域通過回路５２に平
衡モードで入力する第１のバランとしての第１の逆相分
配器、５０ｃは同相分配器５１ｇから出力されたディジ
タル変調波を等振幅かつ逆位相に分配し、第２の移相回
路としての高域通過回路５３に平衡モードで入力する第
２のバランとしての第２の逆相分配器である。

【００６９】次に動作について説明する。まず、第１お
よび第２の単位ミクサ５８ａ，５８ｂに至るまでの各部
の信号の位相差と平衡／不平衡のモードを図８を用いて
説明する。なお、ここでは実施の形態１における図２の
場合と同様に、簡略化のため、ディジタル変調波が同相
分配器５１ｇと、第１および第２の逆相分配器５０ｂ，
５０ｃを通過する際の位相変化はないものとする。ま
た、図２と同様に、基準となる信号の位相を０度と表し
て、この信号との位相差を記し、各回路を結ぶ信号線と
接地との間の矢印は不平衡モード、各回路を結ぶ信号線
の間の矢印は平衡モードを表している。

【００７０】高周波信号端子１９より同相分配器５１ｇ
に入力された不平衡モードの高周波信号は、同相分配さ
れて第１および第２の逆相分配器５０ｂ，５０ｃに出力
される。これらの信号は同相であり、その一方は第１の
逆相分配器５０ｂで逆相分配されて低域通過回路５２に
入力され、他方は第２の逆相分配器５０ｃで逆相分配さ
れて高域通過回路５３に入力される。第１の逆相分配器
５０ｂから出力される一方の信号を基準とすると、当該
第１の逆相分配器５０ｂから出力される他方の信号は１
８０度の位相差であり、同様に、第２の逆相分配器５０
ｃから出力される信号はそれぞれ０度と１８０度の位相
差となる。

【００７１】これらの高周波信号は低域通過回路５２あ
るいは高域通過回路５３に平衡モードの信号として入力
され、実施の形態１の場合と同様に、低域通過回路５２
あるいは高域通過回路５３を通過する際に、−４５度ま
たは＋４５度の位相変化を受ける。したがって、第１の
逆相分波器５０ｂから出力され、低域通過回路５２に入
力される一方の信号を基準とすると、低域通過回路５２
の出力端においては位相差が−４５度と１３５度の平衡
モードの信号が出力され、高域通過回路５３の出力端に
おいては位相差が４５度と２２５度の平衡モードの信号
が出力される。このようにして、第１および第２の単位
ミクサ５８ａ，５８ｂには位相が９０度異なる平衡モー
ドの信号が印加される。

【００７２】以上のように、この実施の形態３によれ
ば、直交ミクサ中の第１および第２の移相回路（低域通
過回路５２および高域通過回路５３）を、地導体との接
地を用いることなく構成でき、したがって、回路と地導
体の間に金属ワイヤやパッケージのピンに含まれるイン
ダクタ成分が接続されないので、これらのインダクタに
よる振幅誤差や位相誤差が生じることはなく、精度の高
い直交ミクサを得られる効果がある。

【００７３】なお、上記説明では、高周波信号に対して
９０度の位相差を生じさせる第１および第２の移相回路
（低域通過回路５２と高域通過回路５３）を設けた直交
ミクサについて述べたが、この発明はこれにのみ限定さ
れるものではなく、第１および第２の単位ミクサに入力
される局部発振波に対して９０度の位相差を生じさせる
第１および第２の移相回路（低域通過回路と高域通過回
路）を設けた直交ミクサであってもよく、上記と同様の
効果を奏する。そのような直交ミクサは、図４に示した
バランとしての逆相分配器５０ａを同相分配器で、同相
分配器５１ｄ，５１ｅを第１および第２のバランとして
の第１および第２の逆相分配器で代替することによって
実現できる。

【００７４】また、実施の形態２と同様に、第１および
第２の移相回路の平衡モードの中点を接地することで、
第１および第２の移相回路に入力される局部発振波が完
全な逆相でない場合でも、各移相回路における位相誤差
の増加を抑制し、直交ミクサの精度の劣化を抑制するこ
とができる。

【００７５】また、上記説明では受信用直交ミクサに適
用したものを示したが、送信用直交ミクサに適用するこ
とも可能であり、上記と同様の効果を奏する。なお、そ
の場合には、図７に示した第１および第２のバランとし
ての逆相分配器５０ｂ，５０ｃは逆相合成器となり、同
相分配器５１ｇは同相合成器となる。

【００７６】実施の形態４．上記実施の形態１から実施
の形態３では、第１の移相回路と第１の単位ミクサの
間、および第２の移相回路と第２の単位ミクサの間を、
それぞれ直接接続した直交ミクサについて説明したが、
それらの間に、入出力端子を平衡モードとする高調波遮
断回路を挿入することによって、第１の単位ミクサと第
２の単位ミクサの間のアイソレーションを高めることが
できる。図９はそのようなこの発明の実施の形態４によ
る直交ミクサの構成を示すブロック図であり、相当部分
には図１と同一符号を付してその説明を省略する。

【００７７】図において、６２ａは第１の移相回路とし
ての低域通過回路５２と第１の単位ミクサ５８ａの間に
挿入され、その入出力端子を平衡モードとする第１の高
調波遮断回路としての第１の帯域通過回路であり、６２
ｂは第２の移相回路としての高域通過回路５３と第２の
単位ミクサ５８ｂの間に挿入され、入出力端子を平衡モ
ードとする第２の高調波遮断回路としての第２の帯域通
過回路である。なお、これら第１および第２の帯域通過
回路６２ａ，６２ｂには、高周波信号としてのディジタ
ル変調波を通過帯域とするＢＰＦが用いられている。

【００７８】次に動作について説明する。なお、この実
施の形態４の動作は、第１および第２の高調波遮断回路
としての第１および第２の帯域通過回路６２ａ，６２ｂ
以外の部分については実施の形態１と同じであるため、
この第１および第２の帯域通過回路６２ａ，６２ｂの動
作を中心に説明する。

【００７９】高周波信号端子１９から入力されたディジ
タル変調波は逆相分配器５０で逆相分配されて同相分配
器５１ａ，５１ｂで同相分配される。そして、その一方
は第１の移相回路としての低域通過回路５２、第１の帯
域通過回路６２ａを経て第１の単位ミクサ５８ａに送ら
れ、他の一方は第２の移相回路としての高域通過回路５
３、第２の帯域通過回路６２ｂを経て第２の単位ミクサ
５８ｂに送られる。第１および第２の単位ミクサ５８
ａ，５８ｂでは、それらに局部発振端子６０ａあるいは
６０ｂから印加された局部発振波をそれぞれ混合する。
これにより、第１の単位ミクサ５８ａのベースバンド信
号端子６１ａからはＩチャネルのベースバンド信号が、
第２の単位ミクサ５８ｂのベースバンド信号端子６１ｂ
からはＱチャネルのベースバンド信号が生じる。

【００８０】しかしながら、このとき、第１および第２
の単位ミクサ５８ａ，５８ｂ内には所望のベースバンド
信号の他に様々な高調波も生じる。例えば、ディジタル
変調波の周波数をＦｒｆ、局部発振波の周波数をＦｐと
すると、第１および第２の単位ミクサ５８ａ，５８ｂ内
では、ｍ，ｎを整数として、次の式（１）で表される周
波数の信号が生じる。 Ｆｏｕｔ＝ｍ・Ｆｒｆ＋ｎ・Ｆｐ （１） 通常、受信用直交ミクサではｍ＝１、ｎ＝−１で表され
る周波数Ｆｒｆ−Ｆｐの信号が所望のベースバンド信号
となる。

【００８１】一方の単位ミクサ、例えば第１の単位ミク
サ５８ａの内部で生じたこのような高調波が、図１０に
矢印で示すように、低域通過回路５２、同相分配器５１
ａ、逆相分配器５０、同相分配器５１ｂ、高域通過回路
５３を経て第２の単位ミクサ５８ｂに入力した場合、当
該第２の単位ミクサ５８ｂの本来の入力信号に干渉する
ことがある。例えば、第１の単位ミクサ５８ａで生じた
ｍ＝１、ｎ＝１で表される周波数Ｆｒｆ＋Ｆｐの高調波
が、上記経路を経て第２の単位ミクサ５８ｂに入力した
場合、この高調波に対して次の式（２）で表される高調
波が生じる。 （Ｆｒｆ＋Ｆｐ）−Ｆｐ＝Ｆｒｆ （２）

【００８２】この高調波が本来の高周波信号に重畳され
ると、図１１に示すように両者がベクトル的に加算され
て、第２の単位ミクサ５８ｂヘの入力信号の位相がΔ
θ、振幅がΔＡだけ変化する。この位相変化Δθは、低
域通過回路５２と高域通過回路５３による移相回路で生
じた、第１および第２の単位ミクサ５８ａ，５８ｂに入
力されるディジタル変調波の間の９０度の位相差に付加
される。したがって、この位相変化Δθは結局、位相誤
差となるため、直交ミクサの精度の劣化につながる。そ
こで、図９に示すように、第１の単位ミクサ５８ａと低
域通過回路５２の間、および第２の単位ミクサ５８ｂと
高域通過回路５３の間に、第１および第２の帯域通過回
路６２ａ，６２ｂを挿入することで、第１の単位ミクサ
５８ａあるいは第２の単位ミクサ５８ｂの一方で生じた
高調波が、他方に入力されることを防いでいる。

【００８３】以上のように、この実施の形態４によれ
ば、第１および第２の帯域通過回路６２ａ，６２ｂを、
移相回路である低域通過回路５２および高域通過回路５
３の平衡モードの出力端子と、第１および第２の単位ミ
クサ５８ａ，５８ｂの平衡モードの高周波信号端子との
間に設けているので、第１および第２の単位ミクサ５８
ａ，５８ｂの一方で生じた高調波の他方ヘの干渉を防止
することができ、直交ミクサの精度の劣化を抑制できる
効果がある。

【００８４】なお、上記説明では、第１の移相回路であ
る低域通過回路５２と第１の単位ミクサ５８ａとの間、
および第２の移相回路である高域通過回路５３と第２の
単位ミクサ５８ｂとの間に第１および第２の帯域通過回
路６２ａ，６２ｂを挿入したものを示したが、低域通過
回路５２と同相分配器５１ａとの間、および高域通過回
路５３と同相分配器５１ｂとの間に第１および第２の帯
域通過回路６２ａ，６２ｂを挿入してもよく、上記と同
様の効果を奏する。

【００８５】また、第１および第２の移相回路５２，５
３と第１および第２の単位ミクサ５８ａ，５８ｂとの間
に加えて、同相分配器５１ｃと第１および第２の単位ミ
クサ５８ａ，５８ｂとの間にも帯域通過回路を設けるこ
とで、同相分配器５１ｃを介した高調波の干渉も抑制す
ることができ、直交ミクサのさらなる精度の向上がはか
れる。

【００８６】また、上記説明は実施の形態１に示した直
交ミクサへの適用について述べているが、それのみに限
らず、実施の形態２および実施の形態３に示す直交ミク
サにおいても同様に構成することができ、同様の効果を
奏する。

【００８７】また、上記説明では、高調波遮断回路とし
て帯域通過回路を用いたものを示したが、これに限ら
ず、低域通過回路や高域通過回路、帯域除去回路など、
他方の単位ミクサヘの干渉の原因となる高調波を遮断す
る回路であればよく、それらを用いた場合にも同様の効
果を奏する。

【００８８】さらに、高調波遮断回路の挿入だけでな
く、逆相分配器５０、同相分配器５１ａ，５１ｂ、低域
通過回路５２、高域通過回路５３など、それら自体に高
調波を遮断するような周波数特性を持たせてもよく、上
記と同様の効果を奏する。

【００８９】また、上記説明では受信用直交ミクサに適
用したものを示したが、送信用直交ミクサに適用するこ
とも可能であり、上記と同様の効果を奏する。なお、そ
の場合には、図９に示したバランとしての逆相分配器５
０は逆相合成器となり、同相分配器５１ａ，５１ｂは同
相合成器となる。

【００９０】実施の形態５．上記実施の形態４では、高
調波遮断回路としてディジタル変調波を通過域とするＢ
ＰＦによる帯域通過回路を用いたものを示したが、その
帯域通過回路の入力インピーダンスが、第１および第２
の単位ミクサから出力される所望の信号であるベースバ
ンド信号に対して高インピーダンスとなるようにすれ
ば、第１および第２の単位ミクサの高周波信号端子から
ベースバンド信号が漏洩するのを防止することができ
る。図１２はそのようなこの発明の実施の形態５による
直交ミクサを示すブロック図であり、相当部分には図９
と同一符号を付してその説明を省略する。

【００９１】図において、６２ｃは高周波信号であるデ
ィジタル変調波だけを通過させる第１の高調波遮断回路
としての第１の帯域通過回路であり、６２ｄは高周波信
号であるディジタル変調波だけを通過させる第２の高調
波遮断回路としての第２の帯域通過回路である。６３
ａ，６３ｂは第１の帯域通過回路６２ｃの移相回路側の
端子としての入力端子、６３ｃ，６３ｄは第２の帯域通
過回路６２ｄの移相回路側の端子としての入力端子であ
り、６４ａ，６４ｂは第１の帯域通過回路６２ｃの単位
ミクサ側の端子としての出力端子、６４ｃ，６４ｄは第
２の帯域通過回路６２ｄの単位ミクサ側の端子としての
出力端子である。また、６５ａ，６５ｂは第１の帯域通
過回路６２ｃ内でその出力端子６４ａ，６４ｂに接続さ
れた直列共振回路、６５ｃ，６５ｄは第２の帯域通過回
路６２ｄ内でその出力端子６４ｃ，６４ｄに接続された
直列共振回路であり、これらは高周波信号であるディジ
タル変調波の周波数で直列共振し、第１および第２の単
位ミクサ５８ａ，５８ｂから出力される所望の信号であ
るベースバンド信号の周波数においては、出力端子６４
ａ，６４ｂあるいは６４ｃ，６４ｄの入力インピーダン
スを高インピーダンスを示すように構成されている。

【００９２】次に動作について説明する。高周波信号で
あるディジタル変調波と局部発振波の入力によって、第
１および第２の単位ミクサ５８ａ，５８ｂの内部ではそ
の差の周波数成分を持つベースバンド信号が生じる。こ
のベースバンド信号は、第１の単位ミクサ５８ａの内部
からみた平衡モードの高周波信号端子５９ａ，５９ｂと
局部発振端子６０ａのインピーダンス、および第２の単
位ミクサ５８ｂの内部からみた平衡モードの高周波信号
端子５９ｃ，５９ｄと局部発振端子６０ｂのインピーダ
ンスが十分高ければ、全てベースバンド信号端子６１ａ
あるいは６１ｂから外部へ出力される。

【００９３】しかしながら、第１および第２の単位ミク
サ５８ａ，５８ｂの回路構成によっては、それらの端子
のインピーダンスを高くすることができず、ベースバン
ド信号が平衡モードの高周波信号端子５９ａ，５９ｂお
よび５９ｃ，５９ｄや局部発振端子６０ａおよび６０ｂ
から外部へ漏洩してし、変換利得の低下をもたらす。こ
のとき、低域通過回路５２と第１の単位ミクサ５８ａの
間に設けられた第１の帯域通過回路６２ｃ、および高域
通過回路５３と第２の単位ミクサ５８ｂの間に設けられ
た第２の帯域通過回路６２ｄが、ベースバンド信号に対
して高いインピーダンスを呈すれば、この変換利得の低
下を抑制できる。

【００９４】図１２に示す第１および第２の帯域通過回
路６２ｃ，６２ｄにおいては、その出力端子６４ａ，６
４ｂおよび６４ｃ，６４ｄに、インダクタとキャパシタ
からなる直列共振回路６５ａ，６５ｂあるいは６５ｃ，
６５ｄがそれぞれ接続されている。この直列共振回路６
５ａ〜６５ｄはディジタル変調波の周波数を共振周波数
として直列共振し、その共振周波数より十分低い周波数
では高インピーダンスとなる。したがって、第１および
第２の単位ミクサ５８ａ，５８ｂから出力される所望の
信号であるベースバンド信号に対しても高インピーダン
スとなり、上記条件を満足する。

【００９５】以上のように、この実施の形態５によれ
ば、直交ミクサ中の第１および第２の単位ミクサ５８
ａ，５８ｂの内部からみた、所望の信号であるベースバ
ンド信号に対する高周波信号端子のインピーダンスを高
くすることができるため、第１および第２の単位ミクサ
５８ａ，５８ｂ中で生じたベースバンド信号が高周波信
号端子を経て第１および第２の帯域通過回路６２ｃ，６
２ｄに漏洩してもその入力端で減衰することなく反射さ
れ、再び第１および第２の単位ミクサ５８ａ，５８ｂヘ
入力されてベースバンド端子６１ａ，６１ｂから出力さ
れるので、直交ミクサの利得の低下を防ぐことができ
る。

【００９６】なお、上記説明では、第１および第２の帯
域通過回路６２ｃ，６２ｄの出力端子６４ａ，６４ｂ，
６４ｃ，６４ｄのインピーダンスをベースバンド信号に
対して高くなるようにしているが、他に同相分配器５１
ｃの出力端子のインピーダンスもベースバンド信号に対
して高くなるようにすることで、第１、第２の単位ミク
サ５８ａ，５８ｂの内部からみた局部発振端子のインピ
ーダンスも高くできるので、ベースバンド信号が局部発
振端子から漏洩するのを防ぎ、変換利得の低下をさらに
抑制することができる。

【００９７】なお、上記説明では、高周波信号に対して
９０度の位相差を生じさせる第１および第２の移相回路
（低域通過回路５２と高域通過回路５３）を設けた直交
ミクサについて述べたが、この発明はこれにのみ限定さ
れるものではなく、第１および第２の単位ミクサに入力
される局部発振波に対して９０度の位相差を生じさせる
第１および第２の移相回路（低域通過回路と高域通過回
路）を設けた直交ミクサであってもよく、上記と同様の
効果を奏する。

【００９８】また、上記説明では受信用直交ミクサに適
用したものを示したが、送信用直交ミクサに適用するこ
とも可能であり、上記と同様の効果を奏する。なお、そ
の場合には、図１２に示したバランとしての逆相分配器
５０は逆相合成器となり、同相分配器５１ａ，５１ｂは
同相合成器となる。

【００９９】実施の形態６．上記実施の形態１から実施
の形態５においては、この発明による直交ミクサについ
て説明したが、次に、その直交ミクサを用いて構成した
送信装置について説明する。図１３はそのようなこの発
明の実施の形態６による送信装置の構成を示すブロック
図であり、ここでは、実施の形態１による直交ミクサを
用いて構成した送信装置について示している。

【０１００】図において、１は周期Ｔのディジタル信号
ｄ（ｔ）が入力されるディジタル信号入力端子であり、
２はこのディジタル信号ｄ（ｔ）を入力し、周期が２Ｔ
のＩチャネルおよびＱチャネルのディジタル信号Ｉ１
（ｔ），Ｑ１（ｔ）を出力するデータ変換手段としての
シリアルパラレル変換器である。３ａ，３ｂはこのディ
ジタル信号Ｉ１（ｔ）とＱ１（ｔ）に含まれている高周
波成分を除去し、帯域を制限したベースバンド信号Ｉ２
（ｔ）とＱ２（ｔ）を出力するためのＬＰＦであり、６
６はこのＬＰＦ３ａ，３ｂによって帯域が制限されたベ
ースバンド信号Ｉ２（ｔ）およびＱ２（ｔ）と局部発振
波とを混合してディジタル変調波を出力する送信用直交
ミクサ（直交ミクサ）である。

【０１０１】この送信用直交ミクサ６６内において、５
１ｃは同相分配器、５８ａは第１の単位ミクサ、５８ｂ
は第２の単位ミクサ、５２は第１の移相回路としての低
域通過回路、５３は第２の移相回路としての高域通過回
路、５１ａ，５１ｂは同相合成器、５０はバランとして
の逆相合成器であり、これらは上記実施の形態１から実
施の形態５にて同一符号を付して説明したものと同等の
部分である。２９ａ，２９ｂはこのように構成された送
信用直交ミクサ６６のベースバンド信号Ｉ２（ｔ）およ
びＱ２（ｔ）を入力するためのベースバンド信号端子、
２６は局部発振子を入力するための局部発振波入力端子
であり、１９はディジタル変調波を出力するための高周
波信号端子である。

【０１０２】また、９ａはこの送信用直交ミクサ６６に
供給する局部発振波を発生する局部発振器であり、１０
ａは送信用直交ミクサ６６の出力より不要波成分を除去
する帯ＢＰＦである。１１ａはＢＰＦ１０ａから出力さ
れるディジタル変調波に局部発振波を混合して所望の周
波数帯へ変換し、ＲＦのディジタル変調波を出力するミ
クサであり、９ｂはこのミクサ１１ａに供給する局部発
振波を発生する局部発振器である。１０ｂはミクサ１１
ａの出力するＲＦのディジタル変調波より不要波成分を
除去するＢＰＦであり、１２はこのＢＰＦ１０ｂの出力
を増幅する送信増幅手段としての電力増幅器、１３はこ
の電力増幅器１２で増幅された送信波を空間に放射する
アンテナである。

【０１０３】次に動作について説明する。ディジタル信
号入力端子１に入力された周期Ｔのディジタル信号ｄ
（ｔ）はシリアルパラレル変換器２によって、周期２Ｔ
のＩチャネルのディジタル信号Ｉ１（ｔ）とＱチャネル
のディジタル信号Ｑ１（ｔ）に変換される。ここで、図
１４にこの変換の一例を示す。図中、横軸は時間を、縦
軸は“０”と“１”の信号値を示す。図示のように、信
号の周期を２倍とし、周波数成分を１／２とすることに
より、変調後の帯域幅を１／２として、電波の使用効率
を高めている。図１５にＩチャネルのディジタル信号Ｉ
１（ｔ）を横軸、Ｑチャネルのディジタル信号Ｑ１
（ｔ）を縦軸としたときの信号の配置図を示す。図示の
ように、信号は半径１の円上の（Ｉ，Ｑ）＝（１，
１）、（１，０）、（０，１）、（０，０）の４つの信
号点の間を周期２Ｔごとに移動する。

【０１０４】図１３に示した変換によってシリアルパラ
レル変換器２から出力された２つのディジタル信号Ｉ１
（ｔ）およびＱ１（ｔ）は、ＬＰＦ３ａあるいは３ｂに
て高周波成分が除去され、Ｉチャネルのベースバンド信
号Ｉ２（ｔ）とＱチャネルのベースバンド信号Ｑ２
（ｔ）として送信用直交ミクサ６６に入力される。送信
用直交ミクサ６６では第１の単位ミクサ５８ａあるいは
第２の単位ミクサ５８ｂにおいて、このＬＰＦ３ａおよ
び３ｂから出力されたベースバンド信号Ｉ２（ｔ）とＱ
２（ｔ）に局部発振波を混合し、低域通過回路５２と高
域通過回路５３とによって９０度の位相変化を与えた
後、同相合成器５１ａ，５１ｂで合成することにより逆
位相のディジタル変調波に変換する。なお、この第１の
単位ミクサ５８ａと第２の単位ミクサ５８ｂに入力され
る局部発振波は、同相分配器５１ｃで２つに同相分配さ
れたものが供給される。この逆位相のディジタル変調波
は逆相合成器５０にて合成され、高周波信号端子１９よ
り出力される。

【０１０５】この送信用直交ミクサ６６から出力された
ディジタル変調波は、ＢＰＦ１０ａにて不要波成分が除
去され、ミクサ１１ａで局部発振器９ｂから供給される
局部発振波と混合されて、ＲＦのディジタル変調波に周
波数変換される。このミクサ１１ａにて周波数変換され
たＲＦのディジタル変調波は、さらにＢＰＦ１０ｂに送
られて不要波成分が除去された後、電力増幅器１２にお
いて電力増幅されてアンテナ１３から空間へ放射され
る。

【０１０６】以上のように、この実施の形態６によれ
ば、送信用直交ミクサ６６として実施の形態１に示され
た直交ミクサを用いているため、ディジタル信号を高い
精度でディジタル変調波に変調することができる受信装
置が得られる効果がある。

【０１０７】なお、上記説明では、第１および第２の単
位ミクサ５８ａ，５８ｂより出力されるディジタル変調
波に対して、９０度の位相差を生じさせる低域通過回路
５２と高域通過回路５３を設けた直交ミクサを用いたも
のを示したが、図４に示した第１および第２の単位ミク
サ５８ａ，５８ｂに入力される局部発振波に対して、９
０度の位相差を生じさせる低域通過回路５２と高域通過
回路５３を設けた直交ミクサを用いてもよく、上記と同
様の効果を奏する。

【０１０８】以上、実施の形態１に示した直交ミクサを
用いた場合について説明したが、実施の形態２から実施
の形態５に示した直交ミクサを用いてもよいことはいう
までもなく、上記と同様の効果を奏する。

【０１０９】実施の形態７．上記実施の形態６では、送
信用ミクサとして、実施の形態１から実施の形態５によ
る直交ミクサを用いた送信装置を示したが、その直交ミ
クサを受信用ミクサとして用いて受信装置を構成するこ
とも可能である。図１６はそのようなこの発明の実施の
形態７による受信装置の構成を示すブロック図であり、
この場合も、実施の形態１による直交ミクサを用いて構
成した送信装置について示している。なお、相当部分に
は図１３と同一符号を付してその説明を省略する。

【０１１０】図において、１４はアンテナ１３で受信し
たＲＦのディジタル変調波を増幅する受信増幅手段とし
ての低雑音増幅器であり、１０ｃはこの低雑音増幅器１
４で増幅されたＲＦのディジタル変調波の不要波成分を
除去するＢＰＦである。１１ｃは不要波成分が除去され
たＲＦのディジタル変調波に局部発振波を混合してディ
ジタル変調波の周波数変換を行うミクサ、９ｂはこのミ
クサ１１ｃに供給する局部発振波を生成する局部発振器
であり、１０ｄはミクサ１１ｃで周波数変換されたディ
ジタル変調波の不要波成分を除去するＢＰＦである。６
７はこのＢＰＦ１０ｄより入力されるディジタル変調波
に局部発振波を混合してＩチャネルおよびＱチャネルの
ベースバンド信号Ｉ２（ｔ），Ｑ２（ｔ）を出力する受
信用直交ミクサ（直交ミクサ）であり、９ｃはこの受信
用直交ミクサ６７に供給する局部発振波を発生する局部
発振器である。

【０１１１】なお、この受信用直交ミクサ６７では、５
０がバランとしての逆相分配器、５１ａ，５１ｂが同相
分配器である点を除いて、図１３に示した送信用直交ミ
クサ６６と同一に構成されており、その高周波信号端子
１９にはＢＰＦ１０ｄからのディジタル変調波が、局部
発振波入力端子２６には局部発振器９ｃからの局部発振
波がそれぞれ入力され、それらが混合されたベースバン
ド信号Ｉ２（ｔ）およびＱ２（ｔ）がベースバンド信号
端子２９ａ，２９ｂから出力される。

【０１１２】また、３ｃ，３ｄはこの受信用直交ミクサ
６７より出力されるベースバンド信号Ｉ２（ｔ）および
Ｑ２（ｔ）に含まれている高周波成分を除去するための
ＬＰＦであり、１６はこれらＬＰＦ３ｃ，３ｄにて高周
波成分が除去されたベースバンド信号からもとのディジ
タル信号ｄ（ｔ）を再生する復調回路、１７は再生され
たディジタル信号ｄ（ｔ）が出力されるディジタル信号
出力端子である。

【０１１３】次に動作について説明する。アンテナ１３
で受信されたＲＦのディジタル変調波は、低雑音増幅器
１４で増幅された後、ＢＰＦ１０ｃで不要波成分が除去
されてミクサ１１ｃに入力されて周波数の低いディジタ
ル変調波に変換される。ミクサ１１ｃで周波数変換され
たディジタル変調波は、さらにＢＰＦ１０ｄで不要波成
分が除去されて、局部発振器９ｃと受信用直交ミクサ６
７に入力される。局部発振器９ｃはディジタル変調波に
混合する局部発振波を生成して受信用直交ミクサ６７の
局部発振波端子に入力する。

【０１１４】受信用直交ミクサ６７では、入力されたデ
ィジタル変調波を逆相分配器５０で逆相分配し、さらに
同相分配器５１ａ，５１ｂで同相分配する。その後、そ
れらを低域通過回路５２と高域通過回路５３に入力して
相互の位相差を９０度として第１の単位ミクサ５８ａお
よび第２の単位ミクサ５８ｂに入力する。この第１およ
び第２の単位ミクサ５８ａ，５８ｂには、局部発振器９
ｃからの局部発振波が同相分配器５１で同相に分配され
て入力されており、低域通過回路５２および高域通過回
路５３からのディジタル変調波にその局部発振波が混合
されて、ＩチャネルおよびＱチャネルのベースバンド信
号Ｉ２（ｔ），Ｑ２（ｔ）が生成される。この第１およ
び第２の単位ミクサ５８ａ，５８ｂからのベースバンド
信号Ｉ２（ｔ）およびＱ２（ｔ）は、それぞれＬＰＦ３
ｃあるいは３ｄにおいて高周波成分が除去された後、復
調回路１６に入力される。

【０１１５】復調回路１６はこれら高周波成分が除去さ
れたベースバンド信号Ｉ２（ｔ）およびＱ２（ｔ）か
ら、もとのディジタル信号ｄ（ｔ）を再生してディジタ
ル信号出力端子１７より出力する。なお、上記実施の形
態６で示した送信装置における送信用直交ミクサ６６に
おいて、第１の単位ミクサ５８ａと第２の単位ミクサ５
８ｂから出力されるディジタル変調波の位相が９０度ず
れたものとなっている。したがって、このようにこの実
施の形態７における受信用直交ミクサ６７においても、
低域通過回路５２および高域通過回路５３から第１の単
位ミクサ５８ａと第２の単位ミクサ５８ｂに入力される
のディジタル変調波の位相を９０度ずらしておくこと
で、もとの信号を得ることができる。

【０１１６】以上のように、この実施の形態７によれ
ば、受信用直交ミクサ６７として実施の形態１に示され
た直交ミクサを用いているため、ディジタル変調波を高
い精度でディジタル信号に復調することができる受信装
置が得られる効果がある。

【０１１７】なお、上記説明では、第１および第２の単
位ミクサ５８ａ，５８ｂに入力されるディジタル変調波
に対して、９０度の位相差を生じさせる低域通過回路５
２と高域通過回路５３を設けた直交ミクサを用いたもの
を示したが、図４に示した第１および第２の単位ミクサ
５８ａ，５８ｂに入力される局部発振波に対して、９０
度の位相差を生じさせる低域通過回路５２と高域通過回
路５３を設けた直交ミクサを用いてもよく、上記と同様
の効果を奏する。

【０１１８】以上、実施の形態１に示した直交ミクサを
用いた場合について説明したが、実施の形態２から実施
の形態５に示した直交ミクサを用いてもよいことはいう
までもなく、上記と同様の効果を奏する。

【０１１９】

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、入出
力端子を平衡モードとする第１および第２の移相回路を
用いて、第１および第２の単位ミクサに入出力される高
周波信号、あるいは第１および第２の単位ミクサに入力
される局部発振波の位相を９０度異ならせているので、
各移相回路において平衡モードの中点で高周波信号の電
位が０となって等価的に接地された状態となるため、物
理的に地導体と接続することなく接地が得られ、各移相
回路と地導体との間の接続用ワイヤが不要となり、金属
ワイヤやパッケージのピンに含まれるインダクタが、回
路と地導体との間に接続されることがなくなって、当該
インダクタによる振幅誤差や位相誤差が抑制されるた
め、直交精度の劣化を抑制できる直交ミクサが得られる
効果がある。

【０１２０】また、この発明によれば、第１および第２
の移相回路の平衡モードの中点を接地しているので、移
相回路の対称軸上での信号の電位が必ず０となり、入力
する信号が完全な平衡モードからずれていても、高周波
信号が移相回路を通過する際に所定の位相変化が得られ
るようになるため、位相誤差が増加することがなくなっ
て、直交ミクサでの直交精度の劣化を抑制できる効果が
ある。

【０１２１】また、この発明によれば、第１および第２
の移相回路の入出力端子の一方への入出力を、入出力端
子を平衡モードとする第１あるいは第２の高調波遮断回
路を介して行うようにしているので、第１の単位ミクサ
と第２の単位ミクサの間のアイソレーションを高めるこ
とができ、これによって、一方の単位ミクサ中の高周波
信号や局部発振波およびこれらの混合波が他方の単位ミ
クサヘ入力されるのを防止できるため、それらが干渉し
て生じる直交ミクサの振幅誤差や位相誤差の劣化を抑制
することが可能となり、精度の高い直交ミクサが得られ
る効果がある。

【０１２２】また、この発明によれば、移相回路、バラ
ン、同相分配器、同相合成器のうちのいずれかに、高調
波成分を遮断する周波数特性を持たせているので、第１
の単位ミクサと第２の単位ミクサの間のアイソレーショ
ンを高めることができるため、一方の単位ミクサ中の高
周波信号や局部発振波およびこれらの混合波が他方の単
位ミクサヘ入力されるのを防止でき、それらが干渉して
生じる直交ミクサの振幅誤差や位相誤差の劣化を抑制す
ることが可能となって、精度の高い直交ミクサが得られ
る効果がある。

【０１２３】また、この発明によれば、第１および第２
の高調波遮断回路として、第１および第２の単位ミクサ
側の端子が、各単位ミクサから出力される所望の信号で
あるベースバンド信号に対して高インピーダンスとなる
帯域通過回路を用いているので、各単位ミクサ中で生じ
たベースバンド信号が高周波信号端子を経て当該帯域通
過回路に漏洩してきても、その入力端で減衰することな
く反射されて再び各単位ミクサヘ入力されてそれぞれの
ベースバンド端子から出力されるため、直交ミクサの利
得の低下を防ぐことができる効果がある。

【０１２４】また、この発明によれば、送信用直交ミク
サとして実施の形態１から実施の形態５に示した直交ミ
クサを用いているため、直交変調精度の高い送信装置が
得られる効果がある。

【０１２５】また、この発明によれば、受信用直交ミク
サとして実施の形態１から実施の形態５に示した直交ミ
クサを用いているため、直交復調精度の高い受信装置が
得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１による直交ミクサの
構成の一例を示すブロック図である。

【図２】 この発明の実施の形態１における各部の高周
波信号の位相と平衡／不平衡のモードとを示す説明図で
ある。

【図３】 この発明の実施の形態１における低域通過回
路の動作を示す説明図である。

【図４】 この発明の実施の形態１による直交ミクサの
構成の他の一例を示すブロック図である。

【図５】 この発明の実施の形態２による直交ミクサの
構成を示すブロック図である。

【図６】 この発明の実施の形態２における低域通過回
路の動作を示す説明図である。

【図７】 この発明の実施の形態３による直交ミクサの
構成を示すブロック図である。

【図８】 この発明の実施の形態３における各部の高周
波信号の位相と平衡／不平衡のモードとを示す説明図で
ある。

【図９】 この発明の実施の形態４による直交ミクサの
構成を示すブロック図である。

【図１０】 この発明の実施の形態４における高周波信
号の漏洩を示す説明図である。

【図１１】 この発明の実施の形態４における高周波信
号の漏洩による位相誤差の増加を示す説明図である。

【図１２】 この発明の実施の形態５による直交ミクサ
の構成を示すブロック図である。

【図１３】 この発明の実施の形態６による送信装置の
構成を示すブロック図である。

【図１４】 この発明の実施の形態６におけるシリアル
パラレル変換器によるディジタル信号の変換前後の波形
を示す説明図である。

【図１５】 この発明の実施の形態６におけるＩチャネ
ルおよびＱチャネルのディジタル信号の配置を示す説明
図である。

【図１６】 この発明の実施の形態７による受信装置の
構成を示すブロック図である。

【図１７】 従来の直交ミクサとそれを用いた送信装置
の構成例を示すブロック図である。

【図１８】 従来の直交ミクサの他の構成例を示すブロ
ック図である。

【図１９】 従来の直交ミクサとそれを用いた受信装置
の構成例を示すブロック図である。

【図２０】 復調回路におけるＩチャネルおよびＱチャ
ネルのディジタル信号の配置を示す説明図である。

【図２１】 信号対雑音比と符号誤り率の関係を示す説
明図である。

【図２２】 半導体基板上に構成された従来の直交ミク
サの構成例を示す回路図である。

【図２３】 上記直交ミクサの受信動作状態における各
信号の流れを示す説明図である。

【図２４】 低域通過回路と高域通過回路からなる９０
度移相器の動作原理を示す説明図である。

【図２５】 モールド樹脂のパッケージに封入した従来
の直交ミクサを示す一部切欠平面図である。

【図２６】 ワイヤのインダクタンスが回路と地導体の
間に直列接続された場合の移相回路を示す回路図であ
る。

【図２７】 ワイヤのインダクタンスが回路と地導体の
間に直列接続された場合の位相の周波数特性の変化を示
す説明図である。

【図２８】 移相回路の位相特性と振幅特性が劣化した
場合の信号点の配置を示す説明図である。

【図２９】 移相回路の位相特性と振幅特性が劣化した
場合の符号誤り率を示す説明図である。

【図３０】 接続にバイアホールを用いた場合の半導体
基板を示す斜視断面図である。

【符号の説明】

２ シリアルパラレル変換器（データ変換手段）、９ａ
〜９ｃ 局部発振器、１２ 電力増幅器（送信増幅手
段）、１３ アンテナ、１４ 低雑音増幅器（受信増幅
手段）、１６ 復調回路、１９，５９ｅ，５９ｆ 高周
波信号端子、２６局部発振波入力端子、２９ａ，２９
ｂ，６１ａ，６１ｂ ベースバンド信号端子、５０，５
０ａ 逆相分配器（バラン）、５０ｂ 第１の逆相分配
器（第１のバラン）、５０ｃ 第２の逆相分配器（第２
のバラン）、５１ａ，５１ｂ，５１ｆ，５１ｇ 同相分
配器（同相分配器あるいは同相合成器）、５１ｃ〜５１
ｅ同相分配器、５２，５２ａ 低域通過回路（第１の移
相回路）、５３，５３ａ高域通過回路（第２の移相回
路）、５４ａ，５４ｂ，５６ａ，５６ｂ 入力端子（入
出力端子）、５５ａ，５５ｂ，５７ａ，５７ｂ 出力端
子（入出力端子）、５８ａ，５８ｃ 第１の単位ミク
サ、５８ｂ，５８ｄ 第２の単位ミクサ、５９ａ〜５９
ｄ 平衡モードの高周波信号端子、６０ａ，６０ｂ 局
部発振波端子、６０ｃ〜６０ｆ 平衡モードの局部発振
波端子、６２ａ，６２ｃ 第１の帯域通過回路（第１の
高調波遮断回路）、６２ｂ，６２ｄ 第２の帯域通過回
路（第２の高調波遮断回路）、６４ａ〜６４ｄ 出力端
子（単位ミクサ側の端子）、６６送信用直交ミクサ（直
交ミクサ）、６７ 受信用直交ミクサ（直交ミクサ）。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 礒田 陽次 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 平衡モードの高周波信号端子と局部発振
   波端子とベースバンド信号端子とを有する第１および第
   ２の単位ミクサと、 入出力端子を平衡モードとする第１および第２の移相回
   路と、 不平衡モードと平衡モードの変換を行うバランと、 前記バランの平衡モード端子に接続された同相分配器あ
   るいは同相合成器とを有し、 前記同相分配器あるいは同相合成器の第１の平衡モード
   端子に前記第１の移相回路の一方の入出力端子を、前記
   同相分配器あるいは同相合成器の第２の平衡モード端子
   に前記第２の移相回路の一方の入出力端子を接続し、 前記第１の移相回路の他方の入出力端子に前記第１の単
   位ミクサの平衡モードの高周波信号端子を、前記第２の
   移相回路の他方の入出力端子に前記第２の単位ミクサの
   平衡モードの高周波信号端子を接続してなる直交ミク
   サ。
2. 【請求項２】 高周波信号端子と平衡モードの局部発振
   波端子とベースバンド信号端子とを有する第１および第
   ２の単位ミクサと、 入出力端子を平衡モードとする第１および第２の移相回
   路と、 不平衡モードと平衡モードの変換を行うバランと、 前記バランの平衡モード端子に接続された同相分配器と
   を有し、 前記同相分配器の第１の平衡モード端子に前記第１の移
   相回路の一方の入出力端子を、前記同相分配器の第２の
   平衡モード端子に前記第２の移相回路の一方の入出力端
   子を接続し、 前記第１の移相回路の他方の入出力端子に前記第１の単
   位ミクサの平衡モードの局部発振波端子を、前記第２の
   移相回路の他方の入出力端子に前記第２の単位ミクサの
   平衡モードの局部発振波端子を接続してなる直交ミク
   サ。
3. 【請求項３】 平衡モードの高周波信号端子と局部発振
   波端子とベースバンド信号端子とを有する第１および第
   ２の単位ミクサと、 入出力端子を平衡モードとする第１および第２の移相回
   路と、 不平衡モードと平衡モードの変換を行う第１および第２
   のバランと、 前記第１および第２のバランの不平衡モード端子に接続
   された同相分配器あるいは同相合成器とを有し、 前記第１のバランの平衡モード端子に前記第１の移相回
   路の一方の入出力端子を、第２の前記バランの平衡モー
   ド端子に前記第２の移相回路の一方の入出力端子を接続
   し、 前記第１の移相回路の他方の入出力端子に前記第１の単
   位ミクサの平衡モードの高周波信号端子を、前記第２の
   移相回路の他方の入出力端子に前記第２の単位ミクサの
   平衡モードの高周波信号端子を接続してなる直交ミク
   サ。
4. 【請求項４】 高周波信号端子と平衡モードの局部発振
   波端子とベースバンド信号端子とを有する第１および第
   ２の単位ミクサと、 入出力端子を平衡モードとする第１および第２の移相回
   路と、 不平衡モードと平衡モードの変換を行う第１および第２
   のバランと、 前記第１および第２のバランの不平衡モード端子に接続
   された同相分配器とを有し、 前記第１のバランの平衡モード端子に前記第１の移相回
   路の一方の入出力端子を、前記第２のバランの平衡モー
   ド端子に前記第２の移相回路の一方の入出力端子を接続
   し、 前記第１の移相回路の他方の入出力端子に前記第１の単
   位ミクサの平衡モードの局部発振波端子を、前記第２の
   移相回路の他方の入出力端子に前記第２の単位ミクサの
   平衡モードの局部発振波端子を接続してなる直交ミク
   サ。
5. 【請求項５】 第１および第２の移相回路の平衡モード
   の中点を接地したことを特徴とする請求項１から請求項
   ４のうちのいずれか１項記載の直交ミクサ。
6. 【請求項６】 第１の移相回路の入出力端子の一方への
   入出力を、その入出力端子を平衡モードとする第１の高
   調波遮断回路を介して行い、 第２の移相回路の入出力端子の一方への入出力を、その
   入出力端子を平衡モードとする第２の高調波遮断回路を
   介して行うことを特徴とする請求項１から請求項５のう
   ちのいずれか１項記載の直交ミクサ。
7. 【請求項７】 移相回路、バラン、同相分配器、同相合
   成器のうちのいずれかが、高調波成分を遮断する周波数
   特性を有することを特徴とする請求項１から請求項５の
   うちのいずれか１項記載の直交ミクサ。
8. 【請求項８】 第１および第２の高調波遮断回路とし
   て、第１および第２の単位ミクサのベースバンド信号に
   対して、前記第１および第２の単位ミクサ側の入出力端
   子が高インピーダンスとなる帯域通過回路を用いたこと
   を特徴とする請求項６記載の直交ミクサ。
9. 【請求項９】 ベースバンド信号端子に入力されるＩチ
   ャネルとＱチャネルのベースバンド信号に、局部発振波
   入力端子より入力される局部発振波を混合し、高周波信
   号端子よりディジタル変調波として出力する、請求項１
   から請求項８のうちののいずれか１項記載の直交ミクサ
   と、 ディジタル信号を前記ＩチャネルとＱチャネルのベース
   バンド信号に変換して前記直交ミクサのベースバンド信
   号端子に入力するデータ変換手段と、 前記直交ミクサへの局部発振波を生成する局部発振器
   と、 前記直交ミクサの高周波信号端子より出力されるディジ
   タル変調波を増幅して、アンテナより送信する送信増幅
   手段とを備えた送信装置。
10. 【請求項１０】 高周波信号端子に入力されるディジタ
    ル変調波に、局部発振波入力端子より入力される局部発
    振波を混合し、ベースバンド信号端子よりＩチャネルと
    Ｑチャネルのベースバンド信号として出力する、請求項
    １から請求項８のうちのいずれか１項記載の直交ミクサ
    と、 アンテナで受信されたディジタル変調波を増幅して、前
    記直交ミクサの高周波信号端子に入力する受信増幅手段
    と、 前記直交ミクサへの局部発振波を生成する局部発振器
    と、 前記直交ミクサのベースバンド信号端子より出力される
    前記ＩチャネルとＱチャネルのベースバンド信号からデ
    ィジタル信号を復調する復調回路とを備えた受信装置。