KR100663104B1 - 주파수 변환회로, 무선 주파 수신기, 및 무선 주파트랜스시버 - Google Patents

주파수 변환회로, 무선 주파 수신기, 및 무선 주파트랜스시버 Download PDF

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KR100663104B1
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Abstract

주파수(fRF)의 무선 주파신호가 중간 주파신호로 다운 컨버트되도록, 무선 주파신호를 주파수(fLO1)의 제 1 국부발진신호와 혼합하는 제 1 믹서와, 제 1 믹서로부터 출력된 중간 주파신호가 서로 다른 위상을 갖는 2개의 베이스 밴드신호로 다운 컨버트되도록, 상기 중간 주파신호를, 주파수(fLO2)에서 서로 다른 위상을 갖는 2개의 제 2 국부발진신호와 혼합하는 믹서를 설치하고, 2개의 제 2 국부발진신호의 위상을 각각 0°, 270°로 하고,
fLO1=k×fRF(k>1)
fLO2=fLO1/m(m>1)
k=m/(m-1)
의 관계를 만족한다. 집적회로에의 집적화 및 소형화가 가능한 주파수 변환회로, 무선 주파 수신기, 및 무선 주파 트랜스시버를 제공할 수 있다.

Description

주파수 변환회로, 무선 주파 수신기, 및 무선 주파 트랜스시버{FREQUENCY CONVERSION CIRCUIT, RADIO FREQUENCY WAVE RECEIVER, AND RADIO FREQUENCY WAVE TRANSCEIVER}
도 1은 본 발명의 실시의 일형태에 관한 트랜스시버의 구성을 나타내는 블록도를 나타낸다.
도 2는 상기 트랜스시버의 클럭 합성회로의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 3(a) 및 도 3(b)은, 각각, 상기 트랜스시버에 있어서의, 수신경로에서의 다운 컨버전, 및 송신경로에서의 업 컨버전에 의한 신호 주파수 스펙트럼의 변화를 나타내는 그래프이다.
도 4는 상기 트랜스시버에 있어서의 저노이즈 증폭기 및 제 1 믹서의 회로 레벨의 실시예를 나타내는 회로도이다.
도 5는 상기 트랜스시버에 있어서의 Q믹서 및 I믹서의 회로 레벨의 실시예를 나타내는 회로도이다.
도 6은 상기 트랜스시버에 있어서의 송신용 I/Q믹서의 회로 레벨의 실시예를 나타내는 회로도이다.
도 7은 상기 트랜스시버에 있어서의 전력증폭기의 회로 레벨의 실시예를 나타내는 회로도이다.
도 8은 상기 트랜스시버에 있어서의 저노이즈 증폭기 및 제 1 믹서의 회로 레벨의 다른 실시예를 나타내는 회로도이다.
도 9(a) 및 도 9(b)는 도 8의 저노이즈 증폭기에 있어서의 이득 대 주파수를 나타내는 그래프이며, 도 9(a)는 무선 주파 반송파보다 낮은 주파수의 국부발진신호를 사용한 경우(비교예), 도 9(b)는 무선 주파 반송파보다 높은 주파수의 국부발진신호를 사용한 경우를 나타낸다.
도 10은 종래의 전형적인 무선 주파 트랜스시버의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 11은 헤테로다인(또는 슈퍼헤테로다인) 방식의 트랜스시버의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 12는 헤테로다인 방식의 트랜스시버에 있어서의 다운 컨버트에 의한 주파수 스펙트럼의 변화를 나타내는 그래프이다.
도 13은 다이렉트 컨버전 방식의 트랜스시버의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 14는 특허문헌1에 기재되어 있는 듀얼 컨버전 방식의 트랜스시버의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 15는 비특허문헌2에 기재되어 있는 듀얼 컨버전 방식의 트랜스시버의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 16은 특허문헌2에 기재되어 있는 더블 컨버전 튜너의 구성을 나타내는 블록도이다.
본 발명은 직교 믹서를 사용함으로써, 동상(同相)신호 및 직교신호로 부호화된 신호를 추출하는 것이 가능하고, 휴대전화나 PHS(Personal Handyphone System) 등의 이동체 통신시스템이나, IEEE 802.11x규격으로 결정된 무선 랜(LAN) 통신시스템 등과 같은 무선 데이터 통신시스템에 적용가능한 무선 주파(RF) 수신기 및 무선 주파 트랜스시버, 및 이들에 적합하게 이용되는 주파수 변환회로에 관한 것이다.
종래의 전형적인 무선 주파 트랜스시버를 도 10에 나타낸다. 무선 주파 트랜스시버는, 안테나(1)와, 무선 주파 사전선택 필터[대역통과필터(BPF)](2)와, 듀플렉스 스위치(3)와, 수신경로 및 송신경로로 이루어진다. 듀플렉스 스위치(3)는, 안테나(1)를, 수신기(1004)의 경로 또는 송신기(1005)의 경로에 접속한다. 무선 주파 트랜스시버의 목적은, 베이스 밴드(BB) 데이터를 무선 주파로 변환하는 것이다. 신호 에너지 주파수의 점에서는, 베이스 밴드 데이터의 주파수는, 일반적으로는, 직류(DC)에서부터 수십㎒까지인 한편, 무선 주파 반송파의 주파수는 ㎓의 영역이다. 보다 상세하게는, 1개의 예로서는, 무선 랜(WLAN) 트랜스시버는, IEEE 802.11b 규격에 적합하고, 베이스 밴드 데이터는, DC에서부터 11㎒까지의 주파수를 갖고 있는 한편, 무선 주파 반송파는, 선택 채널에 의존해서 2412㎒~2484㎒의 주파수를 갖고 있다.
송신경로에 있어서의 베이스 밴드로부터 무선 주파수로의 주파수 변환, 및 수신경로에 있어서의 무선 주파수로부터 베이스 밴드로의 주파수 변환은, 몇가지의 방법으로 실시할 수 있다. 이들 방법은 모두, 주파수의 업 컨버전 또는 다운 컨버전을 위한 믹서를 1개 또는 그 이상 사용하고 있다.
도 11은, 잘 알려져 있는 헤테로다인(또는 슈퍼헤테로다인) 방식을 나타내고 있다. 이 예에서는, 수신경로에 있어서의 무선 주파신호는, 2단계로 베이스 밴드신호로 다운 컨버트된다. 1단계째의 다운 컨버트에서는, 주파수(fRF)의 반송파 상에 실려진 수신신호를, 저노이즈 증폭기(LNA)(4)에 의해 증폭하고, 위상 동기 루프(PLL)회로(PLL1) 및 전압 제어 발진기(VCO)(VCO1)로 구성되는 제 1 국부발진기(LO)의 출력신호[주파수(fLO)]와 혼합하는 것으로, 주파수
f1=fRF-fLO
로 다운 컨버트된 신호를 제 1 믹서(5)의 출력단에 발생시킨다. 무선 주파 트랜스시버에는, 일반적으로, 주파수(f1) 부근의 주파수대로부터 간섭 신호 또는 노이즈를 제거하기 위하여, 대역통과필터(6), 또는, 비특허문헌1인 K.L Fong, C.D. Hull and R.G. Meyer, "A Class AB Monolithic Mixer for 900-㎒ Applications," IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.32, pp.1166-1172, August 1997(1997년 8월 발행)에 기재되어 있는 LC부하가 포함되어 있다. 전형적으로는, 상기 WLAN IEEE 802.11b 트랜스시버의 예에서는, 주파수(f1)는 약 374㎒이다.
2단계째의 다운 컨버트에서는, 주파수(f1)의 새로운 반송파를, 제 2 믹서(7)에서 위상 동기 루프회로(PLL2) 및 전압 제어 발진기(VCO2)로 구성되는 제 2 국부 발진기의 출력신호[주파수(fIF)]와 혼합함으로써 베이스 밴드신호를 얻는다. 이 예에서는, 제 2 국부발진기의 출력신호의 주파수(fIF)는 fIF=374㎒이다. 제 2 믹서(7)로부터 출력된 베이스 밴드신호[주파수(fBB)]는, 그 후, 또한 저역통과필터(8)에 의해 여파되고, 증폭기(9)에 의해 증폭되어, 아날로그-디지털 변환기(ADC)(10)에 의해 디지털 신호로 변환되어, 그 후, 디지털 처리된다.
송신경로에서는, 디지털의 베이스 밴드신호를, DAC(디지털-아날로그 변환기) (11)에 의해 아날로그로 변환하고, 저역통과필터(12)로 여파함으로써, 간섭을 저감함과 아울러 신호 대역폭을 제어한다. 여파 후에, 신호를, 중간주파수(IF) 믹서(13)로 제 2 국부발진기의 출력신호와 혼합함으로써, 베이스 밴드로부터 주파수(f1)로 업 컨버트하고, 대역통과필터에 통과시키고, 믹서(14)로 제 1 국부발진기의 출력신호와 혼합함으로써, 다시 업 컨버트한다. 업 컨버트된 신호를, 전력증폭기(PA) (17)에 의해 증폭함으로써 충분한 전력을 얻어 안테나를 구동한다. 또한, 믹서(14)와 전력증폭기(17) 사이에는, 대역통과필터(16)가 설치되어 있다.
도 12는 헤테로다인 방식의 다운 컨버트에 의한 주파수 스펙트럼의 변화를 나타내고 있다.
그러나, 제 1 믹서(5)에 있어서의 혼합 처리에 있어서는, 제 1 국부발진기의 출력신호의 주파수로부터 소정의 무선 주파신호의 주파수와 동일한 정도 떨어진 주파수를 가지는 신호는, 소정의 무선 주파신호와 마찬가지로, 동일 주파수(f1)의 신 호로 다운 컨버트된다.
이것이, 헤테로다인 방식의 잘 알려져 있는 약점이다. 도 12에 나타내는 바와 같이, 소정의 무선 주파신호의 주파수가 fRF이고, fRF>fLO이면, 주파수(f IM)(단, fIM<fLO)의 바람직하지 않은 신호가 존재하게 된다. 이 주파수(fIM)의 바람직하지 않은 신호는, 전문 용어로 「이미지 신호」로 칭해지고,
fRF-fLO=fLO-fIM
를 만족하도록 되어 있고, 동일 주파수(f1)의 신호로 다운 컨버트된다. 이미지 신호의 주파수(fIM)는 「이미지 주파수」로 칭해진다. 예컨대, 상기의 WLAN IEEE 802.11b의 예의 경우, 제 1 국부발진기의 출력신호의 주파수 fLO=2038㎒, 소정의 무선 주파신호의 주파수 fRF=2412㎒라고 가정하면, 이미지 주파수는, fIM=1664㎒이다.
이미지 신호의 간섭을 회피하기 위하여, 도 13에 나타내는 바와 같은 다이렉트 컨버전 방식(호모다인 방식으로도 칭해진다)의 트랜스시버도 사용되고 있다. 다이렉트 컨버전 방식에서는, 무선 주파로부터 베이스 밴드 및, 베이스 밴드로부터 무선 주파로의 주파수 변환이, 단일의 혼합 스텝으로 실시된다. 예컨대, 수신경로에 있어서, 무선 주파신호는, 증폭되어, 믹서(21A,21B)에 의해 주파수 fLO=fRF의 국부발진신호와 혼합됨으로써, 베이스 밴드 성분을 포함하는 신호로 다운 컨버트된다.
다이렉트 컨버전 방식이면, 이미지 신호의 문제를 회피할 수 있다.
헤테로다인의 대체 방식으로서의, 소위 듀얼 컨버전 방식은, 특허문헌1인 미국 특허 제6351502 B1호 명세서(2002년 2월 26일 공개)에 기재되어 있다. 이 듀얼 컨버전 방식을 도 14에 나타낸다.
듀얼 컨버전 방식은 헤테로다인 방식의 일형태이다. 왜냐하면, 무선 주파수의 신호가, 제 1 믹서(106)와, I/Q(I:동상, Q:직교) 믹서(108A 및 108B)에 의해 2단계로 베이스 밴드의 신호로 변환되기 때문이다.
듀얼 컨버전 방식도 또한, 주파수 fIM=2fLO-fRF의 이미지 신호의 영향을 받기 쉽다. 특허문헌1의 예에서는, fRF=5.2㎓, fLO=4.24㎓, 및 fIM=3.28㎓에서, 이미지 주파수(fIM)는, 저노이즈 증폭기(105)의 대역 밖이 되고, 그 때문에, 이미지 신호가 크게 감쇠된다.
비특허문헌2인 A. Zolfaghani and B. Razavi, "A Low-Power 2.4-㎓ Transmitter/Receiver CMOS IC, IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.38, pp.176-183, February 2003(2003년 2월 발행)에, 다른 듀얼 컨버전 방식의 트랜스시버가 기재되어 있다. 이 듀얼 컨버전 방식의 트랜스시버의 구성을 도 15에 나타낸다.
특허문헌2인 일본 공개 특허공보 「특허공개 2000-299646공보(2000년 10월 24일 공개) 」에는, 도 16에 나타내는 회로가 더블 컨버전 튜너로서 개시되어 있다.
제 1 믹서(402)는, 무선 주파신호를, 전압 제어 발진기(406)로부터의 주파수 (fLO1)의 클럭신호(국부발진신호)와 혼합함으로써 다운 컨버트된다. 제 2 믹서(404)는, 무선 주파신호를 fLO1에서 다운 컨버트한 신호와, 결정 제어 발진기(XCO)(412)로부터의 주파수(fLO2)의 클럭신호(국부발진신호)를 혼합한다. 2개의 클럭신호는,
fLO1=fLO2×(N/M)
라는 관계를 만족한다.
종래의 무선 주파 트랜스시버는, 집적회로(IC) 또는 IC칩 내에의 전면적인 실장을 함에 있어서의 장해가 있다.
헤테로다인 방식의 무선 주파 트랜스시버는, 이미지 신호를 억제하기 위한, 부피가 큰 IC칩 외의 필터를 필요로 한다. 그 때문에, 집적회로 내에의 전면적인 실장을 할 수 없다. 또한, 저노이즈 증폭기에 의해 증폭된 후의 무선 주파신호를, IC칩 외의 표면탄성파 필터를 구동하기 위해서, IC칩 밖에 출력시켜야만 한다. 그 결과, 버퍼 증폭기가 필요하게 된다. 따라서, IC의 전력소비가 증대한다.
도 11에 나타내는 헤테로다인 방식의 트랜스시버에 관해서 말하면, 이미지 신호를 감쇠시키기 위해서, 추가의 대역통과필터(15)가 설치되어 있다. 양호한 이미지 신호 제거 특성을 얻기 위해서, 대역통과필터(15)는, 부피가 크고 이산된 부품군으로 되어 있고, 집적회로 내에의 실장을 방해한다. 그 결과, 고비용으로 되고, 여분의 전력소비가 필요하게 된다.
특허문헌2도, 튜너에 적용된 더블 컨버전 시스템에 관한 것이다. 이 시스템은, 기본적으로는 헤테로다인 방식이다. 그 때문에, 상술한 문제점(집적회로 내에 의 전면적인 실장이 불가능하고, 또한, IC의 전력소비가 증대한다)을 갖고 있다.
특허문헌2의 시스템에서는, 제 2 믹서(404)에서 사용되는 제 2 국부발진신호의 주파수(fLO2)가, 고정되고 있고, 제 1 믹서(402)에서 사용되는 제 1 국부발진신호의 주파수(fLO1)의 변화에 추종하여 변화하지 않는다. 그 때문에, 제 1 국부발진신호의 주파수(fLO1)가 변화하면, 제 1 국부발진신호의 주파수(fLO1)와 제 2 국부발진신호의 주파수(fLO2)의 비가, 초기의 설정값으로부터 어긋나버린다.
또한, 특허문헌2의 시스템에서는,
fLO1-fLO2=1.0101×fRF
이지만, 이것은, 특허문헌2에 있어서의 다운 컨버전이, 직류로의 다운 컨버전이 아니고, 오히려 제 2 중간주파수(IF) 대역(2.048㎒)으로의 다운 컨버전인 것을 의미하고 있다. 따라서, 특허문헌2의 더블 컨버전 튜너는, 무선 주파로부터 베이스 밴드신호로의 다운 컨버전을 행하는 트랜스시버에 적용할 수 없다.
또한, 특허문헌2의 시스템에서는, 중간주파수 fLO2=800㎒의 경우에는, 결정 제어 발진기 대신에 위상 동기 루프회로에 의해 제어된 전압 제어 발진기가 필요하다.
또한, 다이렉트 컨버전 방식에서는, 이미지 주파수의 문제는 제거되지만, 그 대상으로서, 감도가 저하함과 아울러, 국부발진기의 신호가 무선 주파 포트에 누출 및 자기 혼합되는 결과, 믹서의 출력단에 동적인 직류 오프셋이 발생한다. 또한, 일반적으로, 저노이즈 증폭기의 이득을 높게 하는 것이 필요하고, 그 때문에, 전력소비가 증대할 가능성이 있다.
도 14에 나타내는 특허문헌1의 종래의 듀얼 컨버전 방식이나, 도 15에 나타내는 비특허문헌2의 종래의 듀얼 컨버전 방식도 또한, 이미지 신호의 영향을 받기 쉽다. 그 때문에, 통상은, 이미지 신호의 간섭을 억제하기 위한 부피가 큰 필터의 일종이 필요하다. 이미지 신호를 제거하는 필터의 크기는 이미지 신호의 주파수가 낮아짐에 따라 증대하므로, 무선 주파의 주파수가 낮게 될(≤ 2.4㎓)수록, 이 문제는 악화된다.
비특허문헌2의 트랜스시버에서는, IC칩 상의 필터에 의한 여파로 이미지 신호를 제거하는 것이 필요하다. 또한, 비특허문헌2의 트랜스시버에서는, 무선 주파신호의 주파수(fRF), 1단계째의 다운 컨버전에 이용하는 국부발진신호의 주파수(fLO), 1단계째의 다운 컨버전에 의해 얻어지는 중간 주파수신호의 주파수(fIF)에 대해서, fRF=2.4㎓, fLO=(2/3)fRF이므로, 이미지 신호 fIM=f LO-fIF는, fIM=800㎒이다. 이와 같이 이미지 신호의 주파수가 낮기(fIM=800㎒) 때문에, IC칩 상의 필터가, 통상, 넓은 영역을 필요로 한다.
또한, 특허문헌1에는, 제 1 국부발진신호[특허문헌1 중 제 1 믹서(106)에 입력되어 있는 LO107]의 주파수(fLO1)를 무선 주파신호의 주파수(fRF)보다 높게 되도록 변경하는 것이 시사되어 있다. 그러나, 특허문헌1의 트랜스시버는, 제 2 믹서 (108A,108B)에 입력되는 국부발진기신호 I 및 Q가 0° 및 90°의 위상에 있으므로, 적절하게 동작하지 않는다. 즉, fLO1>fRF로 하였을 때에 제 2 국부발진신호(LO2)(I 및 Q)로서, 0°와 90°의 2개의 위상의 신호를 사용하면, 적절하게 동작하지 않는다.
이하, 이 점에 대해서 설명한다. 우선, fLO1<fRF로 한 경우의 주파수 스펙트럼 변화를 생각하면, 측파대에 포함되는 소정 주파수 성분(반송파보다 높은 주파수의 성분)은, 1단계째의 다운 컨버트 후도 역시 반송파보다 높은 측의 주파수에 있다. 이대로 2단계째의 다운 컨버트를 0°와 90°의 국부발진신호에서 행하면, 베이스 밴드로서 취출했을 때의 전압 벡터는 좌회전[I(0°)로부터 Q(90°)로 향하는 회전방향]이 되어, 정상으로 복조할 수 있다.
다음에, 여기서, fLO1>fRF로 한 경우, 1단계째의 다운 컨버트에 있어서, 주목하고 있는 측파대 성분은 반송파보다도 낮은 측의 주파수가 된다. 이대로 2단계째의 다운 컨버트를 0°와 90°의 국부발진신호에서 행하면, 베이스 밴드로서 취출했을 때의 전압 벡터는 우회전[Q(90°)로부터 I(0°)를 향하는 회전방향]으로 되어, 정상으로 복조할 수 없다.
본 발명의 목적은, 집적회로에의 집적화 및 소형화가 가능한 주파수 변환회로, 무선 주파 수신기, 및 무선 주파 트랜스시버를 제공하는 것에 있다.
상기 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 주파수 변환회로는, 소정의 주파수의 무선 주파신호를, 서로 다른 위상을 갖는 2개의 베이스 밴드신호로 다운 컨버트하는 주파수 변환회로이며, 무선 주파신호가 중간 주파신호로 다운 컨버트되도록, 무선 주파신호를 제 1 국부발진신호와 혼합하는 제 1 믹서와, 제 1 믹서로부터 출력된 중간 주파신호가, 서로 다른 위상을 갖는 2개의 베이스 밴드신호로 다운 컨버트되도록, 상기 중간 주파신호를, 서로 다른 위상을 갖는 2개의 제 2 국부발진신호와 혼합하는 제 2 믹서(직교 믹서)를 구비하고, 2개의 제 2 국부발진신호는 각각, 0°의 위상과 270°의 위상을 갖고, 무선 주파신호의 주파수를 fRF, 제 1 국부발진신호의 주파수를 fLO1, 제 2 국부발진신호의 주파수를 fLO2로 하면,
fLO1=k×fRF(k는, k〉1을 만족하는 임의의 수)
fLO2=fLO1/m(m은, m〉1을 만족하는 임의의 수)
k=m/(m-1)
의 관계를 갖는 것을 특징으로 하고 있다.
상기 관계는, 아래와 같이 바꿔 쓸 수 있다.
fLO1>fRF〉0 fLO2 <fLO1
fLO2=fLO1-fRF
즉, 상기 관계는, (1) 제 1 국부발진신호의 주파수(fLO1)가 무선 주파신호의 주파수(fRF)보다 높고[이것에 의해, 중간 주파신호의 주파수(f1)는, f1 =fLO1-fRF의 관 계를 만족한다], (2) 제 2 국부발진신호의 주파수(fLO2)가 중간 주파신호의 주파수(f1)와 같다[이것에 의해, 제 2 국부발진신호의 주파수(fLO2)는 제 1 국부발진신호의 주파수(fLO1)보다 낮게 된다]라고 바꿔 말할 수 있다. 또한, 상기 구성의 주파수 변환회로에 있어서는, 일반적으로는, 1.125≤k≤1.35이다.
또한, 상기 주파수 변환회로는, m이,
m=2n(n은 양의 정수)
을 만족하는 정수인 구성인 것이 보다 바람직하다.
또한, 본 발명의 주파수 변환회로는, 제 1 믹서의 출력신호로부터 이미지 신호를 제거하기 위한 이미지 신호 제거 필터를 추가로 구비하는 구성인 것이 보다 바람직하다.
또한, 본 발명의 주파수 변환회로는, 제 1 국부발진신호를 발생시키는 발진기와, 제 1 국부발진신호를 1/m로 분주함으로써, 위상이 0°인 제 2 국부발진신호와 위상이 270°인 제 2 국부발진신호를 발생시키는 분주기를 추가로 구비하는 구성인 것이 보다 바람직하다.
본 발명의 무선 주파 수신기는, 상기 과제를 해결하기 위해서, 소정의 주파수의 무선 주파 반송파를 수신하기 위한 수신기로서, 본 발명의 주파수 변환회로를 구비하는 것을 특징으로 하고 있다.
또한, 본 발명의 무선 주파 수신기는, 무선 주파신호를 수취하여, 무선 주파 반송파의 주파수를 포함하는 대역을 통과시키는 대역통과필터와, 상기 대역통과필터를 통과한 무선 주파신호를 증폭하는 저노이즈 증폭기를 추가로 구비하는 구성인 것이 보다 바람직하다. 상기 저노이즈 증폭기는, 사용 대역에 간섭하는 이미지 신호가 실질적으로 소실되도록 감쇠시키는 것이 바람직하다.
또한, 본 발명의 무선 주파 수신기는, 상기 주파수 변환회로에 의해 생성된 2개의 다른 위상을 갖는 베이스 밴드신호를 저역 여파하는 저역통과필터와, 베이스 밴드신호를 증폭하는 증폭기를 추가로 구비하는 구성인 것이 보다 바람직하다.
본 발명의 무선 주파 트랜스시버는, 상기 과제를 해결하기 위해서, 본 발명의 무선 주파 수신기와, 무선 주파수의 반송파를 송신하기 위한 무선 주파 송신기를 구비하는 것을 특징으로 하고 있다.
또한, 본 발명의 무선 주파 트랜스시버는, 상기 무선 주파 송신기가, 베이스 밴드신호를 주파수(fRF)의 무선 주파신호에 직접적으로 업 컨버트하기 위한 직교 변조기를 포함하고, 상기 직교 변조기는, 베이스 밴드신호의 동상 성분을, 주파수가 fRF이고 또한 위상이 0°인 클럭신호와 혼합하는 제 3 믹서와, 베이스 밴드신호의 직교성분을, 주파수가 fRF이고 또한 위상이 90°인 클럭신호와 혼합하는 제 4 믹서를 구비하고 있는 구성인 것이 보다 바람직하다.
또한, 본 발명의 무선 주파 트랜스시버는, 제 1 국부발진신호를 발생시키는 발진기와, 제 1 국부발진신호를 1/m로 분주함으로써, 위상이 0°인 제 2 국부발진신호와 위상이 270°인 제 2 국부발진신호를 발생시키는 분주기와, 상기 발진기에 의해 발생된 제 1 국부발진신호와, 상기 분주기에 의해 발생된 위상이 0°인 제 2 국부발진신호를 혼합하고, 주파수가 fRF이고 또한 위상이 0°인 클럭신호를 발생시키는 제 5 믹서와, 상기 발진기에 의해 발생된 제 1 국부발진신호와, 상기 분주기에 의해 발생된 위상이 270°인 제 2 국부발진신호를 혼합하고, 주파수가 fRF이고 또한 위상이 90°인 클럭신호를 발생시키는 제 6 믹서를 추가로 구비하고 있는 구성인 것이 보다 바람직하다. 상기 발진기는, 제 1 국부발진신호의 주파수(fLO1)에서 동작하고, 위상 동기 루프회로에 의해 제어되고, 또한 위상 동기 루프회로 내에 조립되어 있는 전압 제어 발진기인 것이 바람직하다.
또한, 본 발명의 무선 주파 트랜스시버는, 상기 무선 주파 송신기가, 송신해야 할 디지털 신호를 아날로그 변환하여 이루어지는 베이스 밴드신호의 동상 성분 및 직교성분의 대역폭을 제한하기 위한 저역통과필터와, 상기 직교 변조기에 있어서의 업 컨버트에 의해 얻어진 무선 주파신호의 전력을 증대시키는 증폭기를 추가로 포함하는 구성인 것이 보다 바람직하다.
또한, 본 발명의 무선 주파 트랜스시버는, 제 1 국부발진신호 및 제 2 국부발진신호를 발생해서 상기 무선 주파 수신기 내의 주파수 변환회로에 보내는 신호발생기를 추가로 구비하고, 상기 신호발생기는, 상기 무선 주파 송신기 내에서의 업 컨버트에 사용되는 클럭신호[주파수(fRF)의 무선 주파신호]를 발생하고, 상기 무 선 주파 송신기에 보내도록 되어 있는 구성인 것이 보다 바람직하다.
또한, 본 발명의 무선 주파 트랜스시버는, 상기 무선 주파 반송파를 수신하기 위해서, 상기 소정의 주파수에서 효율적으로 동작하도록 설계된 안테나와, 상기 안테나를 상기 무선 주파 수신기에 접속하는 수신모드와, 상기 안테나를 상기 무선 주파 송신기에 접속하는 송신모드를 스위칭하기 위한 스위칭수단을 추가로 구비하고, 수신모드 동안에, 상기 신호발생기에 있어서의 클럭신호를 발생하는 회로부분의 동작이 정지되도록 되어 있는 구성인 것이 보다 바람직하다. 상기 구성에서는, 수신모드 동안에, 상기 신호발생기에 있어서의 클럭신호를 발생하는 회로부분의 동작이 정지될 뿐만 아니라, 상기 주파수 합성기로부터 무선 주파 송신기에 클럭신호를 송신하는 송신경로가 차단되는 것이 보다 바람직하다.
본 발명에 의하면, 제 2 국부발진신호의 주파수(fLO2)가 중간 주파신호의 주파수(f1)와 같으므로, 제 2 믹서에 의해 중간 주파신호를 직류의 베이스 밴드신호(DC)로 변환할 수 있다.
또한, 본 발명에 의하면, 제 1 국부발진신호의 주파수(fLO1)가 무선 주파신호의 주파수(fRF)보다 높은 것 때문에, 사용 대역에 간섭하는 이미지 신호를 고주파수로 시프트시킬 수 있다. 그 때문에, 예를 들면, 이미지 신호를, 간섭 없는 사용 대역 외의 주파수로 시프트하는 결과가 얻어지는 정도에까지, 제 1 국부발진신호의 주파수(fLO1)를 무선주파신호의 주파수(fRF)보다도 크게 하는 것에 의해, 이미지 신호를 간섭 없는 사용 대역 외의 주파수(예컨대 4㎓)로 시프트시킬 수 있게 된다. 그 결과, 부피가 큰 필터를 집적회로 밖에 설치하는 일없이, 사용 대역에의 이미지 신호의 간섭을 방지할 수 있다.
또한, 본 발명에 의하면,
fLO2=fLO1/m(m은, m〉1을 만족하는 임의의 수)
의 관계를 만족시키는 것에 의해서, 제 1 국부발진신호를 분주함으로써 제 2 국부발진신호를 발생할 수 있다. 따라서, 제 1 국부발진신호 및 제 2 국부발진신호의 발생을 1개의 위상 동기 루프회로만으로 행할 수 있게 되고, 구성을 많이 간소화할 수 있다. 따라서, 집적회로에의 집적화 및 소형화가 가능하게 된다.
또한, 본 발명에서는, 2단계째의 다운 컨버트를 0°의 위상과 270°의 위상을 가지는 제 2 국부발진신호(0°의 위상과 90°의 위상을 가지는 제 2 국부발진신호에 대하여, 직교신호만을 반전한 것에 상당하는)에서 행한다. 이것에 의해, 측파대에 포함되는 무선 반송파의 주파수보다 높은 주파수의 성분을 베이스 밴드신호로서 취출했을 때의 전압 벡터가 좌회전[I(0°)로부터 Q(270°)를 향하는 회전방향] 으로 된다. 따라서, 측파대에 포함되는 무선 반송파의 주파수보다 높은 주파수의 성분을 정상으로 복조할 수 있다.
또한, 본 발명의 주파수 변환회로는, m이,
m=2n(n은 양의 정수)
를 만족시키는 정수인 구성이면, 제 1 국부발진신호를 분주하는 것에 의한 제 2 국부발진신호의 발생을, 디지털 회로에 의해 용이하게 실현할 수 있다.
또한, 본 발명의 주파수 변환회로는, 제 1 믹서에 의해 이미지 신호를 고주파수로 시프트시킬 수 있으므로, 제 1 믹서의 출력신호로부터 이미지 신호를 제거하기 위한 이미지 신호 제거 필터를 추가로 구비하는 구성이면, 이미지 신호 제거 필터에 의한 이미지 신호의 제거가 용이하게 된다. 또한, 이미지 신호 제거 필터로서 LC필터를 이용할 경우, LC필터를 구성하는 코일의 인덕턴스 및 커패시터의 커패시턴스를 작게 할 수 있으므로, LC필터를 소형화할 수 있고, 집적회로 내에의 실장이 용이하게 된다.
또한, 본 발명의 주파수 변환회로는, 제 1 국부발진신호를 발생시키는 발진기와, 제 1 국부발진신호를 1/m로 분주함으로써, 위상이 0°인 제 2 국부발진신호와 위상이 270°인 제 2 국부발진신호를 발생시키는 분주기를 추가로 구비하는 구성이면, 국부발진신호 발생부를 집적화할 수 있다. 또한, 상기 구성에 의하면, 디지털 회로에 의한 실현이 가능하게 된다. 즉, 상기 분주기는, 제 1 국부발진신호의 주파수(fLO1)를 m으로 제산(除算)함으로써 주파수(fLO2)의 제 2 국부발진신호를 발생시키는 디지털 제산회로에서 실현된다.
또한, 본 발명의 무선 주파 트랜스시버는, 제 1 국부발진신호를 발생시키는 발진기와, 제 1 국부발진신호를 1/m로 분주함으로써, 위상이 0°인 제 2 국부발진신호와 위상이 270°인 제 2 국부발진신호를 발생시키는 분주기와, 상기 발진기에 의해 발생된 제 1 국부발진신호와, 상기 분주기에 의해 발생된 위상이 0°인 제 2 국부발진신호를 혼합하고, 주파수가 fRF이고 또한 위상이 0°인 클럭신호를 발생시 키는 제 5 믹서와, 상기 발진기에 의해 발생된 제 1 국부발진신호와, 상기 분주기에 의해 발생된 위상이 270°인 제 2 국부발진신호를 혼합하고, 주파수가 fRF이고 또한 위상이 90°인 클럭신호를 발생시키는 제 6 믹서를 추가로 구비하고 있는 구성이면, 다운 컨버트를 위한 2종류의 국부발진신호와, 업 컨버트를 위한 클럭신호를, 1개의 발진기만을 이용하여 발생시킬 수 있으므로, 새로운 구성 회로의 집적화 및 소형화가 실현가능하다.
또한, 본 발명의 무선 주파 트랜스시버는, 제 1 국부발진신호 및 제 2 국부발진신호를 발생하여 상기 무선 주파 수신기 내의 주파수 변환회로에 보내는 신호발생기를 추가로 구비하고, 상기 신호발생기는, 상기 무선 주파 송신기 내에서의 업 컨버트에 사용되는 클럭신호[주파수(fRF)의 무선 주파신호]를 발생하고, 상기 무선 주파 송신기에 보내도록 되어 있는 구성이면, 다운 컨버트를 위한 클럭신호(국부발진신호)를 발생시키는 회로와 업 컨버트를 위한 클럭신호를 발생시키는 회로를 1개의 회로에 통합할 수 있으므로, 더나은 구성 회로의 집적화 및 소형화가 실현가능하다.
또한, 본 발명의 무선 주파 트랜스시버는, 상기 무선 주파 반송파를 수신하기 위해서, 상기 소정의 주파수에서 효율적으로 동작하도록 설계된 안테나와, 상기 안테나를 상기 무선 주파 수신기에 접속하는 수신모드와, 상기 안테나를 상기 무선 주파 송신기에 접속하는 송신모드를 스위칭하기 위한 스위칭수단을 추가로 구비하고, 수신모드 동안에, 상기 주파수 합성기에 있어서의 클럭신호를 발생하는 회로부 분의 동작이 정지되도록 되어 있는 구성이면, 수신모드 동안에 상기 주파수 합성기에 있어서의 클럭신호를 발생하는 회로부분(클럭신호 발생회로)의 동작을 정지시킴으로써, 전력의 낭비를 삭감함과 아울러, 노이즈의 발생을 감소할 수 있다.
또한, 특허문헌1 및 비특허문헌2에 기재되어 있는 것 같은, 수신모드와 송신모드를 스위칭하는 소위 안테나 스위치(특허문헌1의 「102」)는, 그 자체로 전력의 낭비를 삭감하는 것은 아니다.
본 발명의 또한 다른 목적, 특징, 및 우수한 점은, 이하에 나타내는 기재에 의해 충분히 알 수 있을 것이다. 또한, 본 발명의 이익은, 첨부 도면을 참조한 다음 설명에 의해 명백하게 될 것이다.
본 발명은, 1㎓이상의 무선 주파 무선 통신시스템에서 사용되는, IC화된 트랜스시버(무선 주파 트랜스시버)의 아날로그 신호처리부분에 관한 것이다. 이 무선 통신시스템은, 휴대전화나 PHS 등의 이동체 통신시스템, IEEE 802.11규격으로 규정된 무선 LAN 통신시스템 등에 적용할 수 있는 것이다.
본 발명을 실시하기 위한 최선의 형태에 관한 트랜스시버에서는, 베이스 밴드신호를, 무선 주파로 변조(송신) 및 복조(수신) 하지만, 그 방법에 특징이 있다. 즉, 본 발명은, 상기 트랜스시버의 기능을 IC칩에 수용하고, 또한 휴대기기에 탑재하는 것을 목적으로 하여, 트랜스시버의 소형화를 도모하는 것이다.
최선의 형태에 관한 트랜스시버의 수신부에서는, 2단계의 주파수 변환이 행해지고 있다. 즉, 안테나에 들어간 무선 주파신호는, 증폭되고나서 제 1 믹서에 의해 제 1 국부발진신호와 혼합되고, 이 혼합 출력이 또한 제 2 믹서에서 위상이 다 른 2종류의 직교신호(제 2 국부발진신호)와 각각 혼합되어, 주파수가 다른 2개의 직교신호를 얻는다. 이 2개의 직교신호는, 아날로그-디지털 변환된 후, 디지털 처리부에 전송된다.
또한, 최선의 형태에 관한 트랜스시버에서는, 소형화를 도모하기 위해서, 위상 동기 루프회로를 이용하여, 무선 주파신호의 주파수보다 높은 주파수에서 국부발진시킴으로써 제 1 국부발진신호를 발생시키고, 제 1 국부발진신호를 분주해서 서로 다른 위상(0°, 270°)을 가지는 2개의 제 1 직교신호(제 2 국부발진신호)를 발생시킨다.
한편, 최선의 형태에 관한 트랜스시버의 송신부에서는, 일단계의 주파수 변환(다이렉트 컨버전)이 행해진다. 즉, 디지털 처리부로부터 보내진 디지털 신호를 디지털-아날로그 변환함으로써 얻어진 2개의 직교신호가, 각각 제 1 직교신호와 주파수가 다른 2개의 제 2 직교신호와 믹서에 의해 혼합된 후, 하나로 통합되어 증폭되고나서 안테나로부터 송신된다. 또한, 제 1 직교신호와 주파수가 다른 2개의 제 2 직교신호는, 상기 분주에 의해 얻어진 2개의 제 1 직교신호에 제 1 국부발진신호를 혼합함으로써 발생된다.
이와 같이, 최선의 형태에 관한 트랜스시버는, IC화와 소형화를 염두에 두고 개발된, 종래의 트랜스시버와 다른 회로 구성을 갖는 것을 특징으로 하고 있다. 즉, 최선의 형태에 관한 트랜스시버는, IC화와 소형화를 목적으로 하여, (1) 수신부의 제 1 믹서에서 사용되는 제 1 국부발진신호를 분주함으로써, 서로 위상이 다른 2개의 신호를 얻고, 이들 2개의 신호를 수신부의 제 2 믹서에서 사용하고, (2) 이 들 2개의 신호 각각에 대하여, 제 1 국부발진신호를 혼합시켜, 상기 2개의 신호와는 주파수가 다른 2개의 직교신호를 얻고, 이들 2개의 직교신호를 송신부의 믹서에서 사용한다는 특징을 구비하고 있다.
또한, 최선의 형태에 관한 트랜스시버는, IC화와 소형화를 목적으로 하여, 국부발진신호와의 혼합에 의해 이미지 신호[위신호(僞信號)]가 국부발진 주파수보다 높은 주파수가 되도록 국부발진신호의 주파수를 설정했다라는 특징도 구비하고 있다.
트랜스시버에서는, 일반적으로, 주파수 변환에 있어서 국부발진신호와 무선 주파신호의 혼합을 행하지만, 이 혼합시에, 필연적으로 목적하는 주파수의 신호와 위(僞)주파수(이미지 주파수)의 신호(이미지 신호)가 발생한다.
본 발명에서는, 국부발진신호의 주파수를 무선 주파신호(목적 신호)의 주파수보다 높게 설정하고 있으므로, 이 이미지 신호의 주파수를 매우 높은 주파수로 할 수 있다. 그 결과, 트랜지스터 등의 회로구성부품 자체가 가지는 주파수 특성에 의해, 이 이미지 신호를 간단히 저감할 수 있다. 따라서, 트랜스시버를 IC칩으로 실현할 수 있다. 게다가, 이 이미지 신호를 제거하기 위한 필터를, 트랜지스터 등의 회로구성부품과는 별도로 트랜스시버 IC칩 상에 설치한 경우에도, 그 필터를 구성하는 부품(코일이나 커패시터 등)의 정수를 작게 할 수 있으므로, 필터를 소형화할 수 있다. 그 때문에, 필터의 전유 면적을 축소화하고, 트랜스시버 IC칩 전체의 사이즈를 소형화할 수 있다.
본 발명은, 집적회로 내에의 실장이 평이한, 하프 듀플렉스에 적용할 수 있 는 신규한 트랜스시버를 제공하는 것이다. 본 발명을 실시하기 위한 최선의 형태에 관한 트랜스시버에 대해서, 이하, 도면에 기초하여 설명한다. 도 1은, 본 형태에 관한 트랜스시버의 블록도를 나타낸다.
본 형태에 관한 트랜스시버의 주요한 특징점은 이하와 같다.
a) 수신용 다운 컨버트에, 제 1 믹서(204)에서 무선 주파 반송파의 주파수(fRF)보다 높은 주파수(fLO1)의 국부발진신호를 사용하는 듀얼 컨버전이 사용된다. 무선 주파신호보다 높은 주파수의 국부발진신호를 사용함으로써, 이미지 신호의 주파수(fIM)는, 고주파수로 시프트된다. 이것에 의해, fLO1>fRF이면, f IM=2fLO1-fRF 또한 fIM>fRF가 된다. 그 결과, 주파수(fLO1)를 적절하게 선택함으로써, 이미지 신호의 주파수(fIM)를, 주파수 스펙트럼 영역 내에 있어서의 수신기의 대역폭 밖으로 시프트시킬 수 있다. 이 시프트된 이미지 신호의 에너지는, 트랜스시버의 동작에 영향을 주지 않는다.
b) 또한, 이미지 신호의 주파수(fIM)를 무선 주파 반송파의 주파수(fRF)보다 높은 주파수로 함으로써, 여파에 의한 이미지 신호의 제거가 매우 평이하게 됨과 아울러, 집적회로 상의 소형의 필터에서 실현가능하게 된다.
c) 송신신호는, 수신경로에 사용되는 것과 동일한 클럭 합성회로(210)를 사용하여, 다이렉트 컨버전 방식으로 무선 주파 반송파의 주파수로 업 컨버트된다.
다음에, 본 형태의 트랜스시버에 대해서, 도 1을 따라서, 주요 블록 및 트랜 스시버로서의 동작을 설명한다. 여기서는, WLAN의 IEEE 802.11b 규격에 따른 하프 듀플렉스 트랜스시버에 본 발명을 적용한 경우에 대해서 설명한다.
본 형태의 트랜스시버는, 무선 주파 트랜스시버는, 무선 주파 반송파의 송수신를 위한 안테나(200)와, 무선 주파 대역통과필터(201)와, 안테나(200)로부터 무선 주파신호를 수신하는 수신경로(무선 주파 수신기)(수신부)와, 무선 주파신호를 안테나(200)에 송신하는 송신경로(무선 주파 송신기)(송신부)와, 스위치(202)를 구비하고 있다.
안테나(200)에서 수취되는 무선 주파 반송파의 주파수는, 2412㎒~2484㎒의 범위이며, 이 주파수는, 선택된 채널에 의존한다. 안테나(200)는, 소정의 무선 주파 반송파의 주파수에서 효율적으로 동작하도록 설계되어 있다. 무선 주파 대역통과필터(201)는, 무선 주파신호(안테나로부터 수신경로, 또는 송신경로로부터 안테나에 입력되는 무선 주파신호)의 밴드폭을 제한한다. 무선 주파 대역통과필터(201)는, 무선 주파신호를 수취하여, 추출하고자 하는 무선 주파 반송파의 주파수를 포함하는 대역을 통과시킨다. 스위치(202)는, 안테나(200)의 접속처로서[LNA(203)를 통과하는) 수신경로, 또는[전력증폭기(226)을 통과하는] 송신경로를 선택한다. 즉, 스위치(202)는, 안테나(200)를 수신경로에 접속하는 수신모드와, 안테나(200)를 송신경로에 접속하는 송신모드를 스위칭하는 스위칭수단으로서의 기능을 구비하고 있다. 이들의 점은 종래의 트랜스시버와 마찬가지다.
본 형태의 트랜스시버는, 수신경로 및 송신경로의 주파수 변환에서 사용되는 클럭신호(국부발진신호)를 발생하여 수신경로 및 송신경로에 공급하기 위한 클럭 합성회로(신호발생기)(210)를 추가로 구비하고 있다. 클럭 합성회로(210)에서는, 송신경로의 주파수 변환에서 사용되는 2개의 클럭신호(224)가 무선 주파 반송파의 주파수(fRF)에서 발생된다. 이들 2개의 신호는, 주파수 및 진폭은 같지만, 위상은 90도 다르다.
상기 수신경로는, 소정의 주파수의 무선 주파신호를 2단계로 다운 컨버트하는 것이며, 저노이즈 증폭기(203)와, 1단계째의 다운 컨버트를 행하는 제 1 믹서(204)와, 커패시터(206)와, 2개의 제 2 국부발진신호(208)를 사용하여 2단계째의 다운 컨버트를 행하는 제 2 믹서로서의 Q믹서(207A) 및 I믹서(207B)와, 저역통과필터(211)와, 증폭기(212)를 구비하고 있다. 이들 중, 제 1 믹서(204), 커패시터(206), 및 Q믹서(207A) 및 I믹서(207B)에 의해, 주파수 변환회로가 구성되어 있다.
저노이즈 증폭기(203)는, 무선 주파 대역통과필터(201)를 통과한 무선 주파신호를 증폭하고, 대역에 간섭하는 이미지 신호를 실질적으로 소실하도록 감쇠시킨다. 제 1 믹서(204)는, 무선 주파신호가 그 주파수보다 낮은 주파수를 갖는 중간 주파신호로 다운 컨버트되도록, 무선 주파신호를 제 1 국부발진신호와 혼합한다. 저노이즈 증폭기(203)에는, 제 1 믹서(204)의 출력신호로부터 이미지 신호를 제거하기 위한 이미지 신호 제거 필터를 설치할 수 있다. 이미지 신호 제거 필터는, 이미지 주파수 fIM=2fLO1-fRF 또는 그 이상의 주파수에서 이미지 신호를 10dB이상 저감시키는 것이 바람직하다. 이미지 신호 제거 필터는, 후술하는 바와 같이, 작은 사이즈의 IC칩 상 LC필터로 실현가능하다. 또한, 이미지 신호 제거 필터는, 제 1 믹 서(204)와 Q믹서(207A) 및 I믹서(207B) 사이에 설치해도 좋다.
Q믹서(207A) 및 I믹서(207B)는, 제 1 믹서(204)로부터 커패시터(206)를 통해서 입력된 중간 주파신호를, 그 주파수보다 낮은 주파수를 갖고, 또한 서로 다른 위상을 갖는 2개의 베이스 밴드신호(209A,209B)에 다운 컨버트한다. 즉, Q믹서(207A)는, 중간 주파신호가 90°의 위상을 갖는 베이스 밴드신호(209A)(Q신호)로 다운 컨버트되도록, 상기 중간 주파신호를 270°의 위상을 갖는 제 2 국부발진신호(208)와 혼합한다. I믹서(207B)는, 중간 주파신호가 0°의 위상을 갖는 베이스 밴드신호(209A)(I신호)로 다운 컨버트되도록, 상기 중간 주파신호를 0°의 위상을 갖는 제 2 국부발진신호(208)와 혼합한다.
저역통과필터(211)는, Q믹서(207A) 및 I믹서(207B)에 의해 생성된 2개의 다른 위상을 갖는 베이스 밴드신호(베이스 밴드의 동상 신호 및 직교신호)를 저역 여파한다. 증폭기(212)는, 저역통과필터(211)에 의해 저역 여파된 베이스 밴드신호를 증폭한다.
상기 송신경로는, 송신해야 할 디지털 신호를 아날로그 변환하여 이루어지는 베이스 밴드신호의 동상 성분(I)(220A) 및 직교성분(Q)(220B)이 입력되게 되어 있고, 이들 베이스 밴드신호의 동상 성분 및 직교성분의 대역폭을 제한하기 위한 저역통과필터(221)와, 베이스 밴드신호의 동상 성분(I신호)(222A) 및 직교성분(Q신호)(222B)을 주파수(fRF)의 무선 주파신호에 직접적으로 업 컨버트하기 위한 직교 변조기와, 상기 직교 변조기에 있어서의 업 컨버트에 의해 얻어진 무선 주파신호의 전력을 증대시키는 전력증폭기(226)를 포함하고 있다. 상기 직교 변조기는, 베이스 밴드신호의 동상 성분(222A)을 주파수가 fRF이고 또한 위상이 0°인 클럭신호(224)와 혼합하는 I/Q믹서(제 3 믹서)(223A)와, 베이스 밴드신호의 직교성분(222B)을 주파수가 fRF이고 또한 위상이 90°인 클럭신호(224)와 혼합하는 I/Q믹서(제 4 믹서)(223B)와, I/Q믹서(223A)의 출력신호와 I/Q믹서(223B)의 출력신호를 결합하는 가산기(225)를 구비하고 있다.
제 1 믹서(204)에서 사용되는 제 1 국부발진신호[클럭 합성회로(210) 내의 국부발진기로부터의 클럭신호](205)의 주파수(fLO1)는, 무선 주파 반송파의 주파수(fRF)에 대해서,
fLO1=k×fRF(여기서, k〉1)라는 관계를 갖는다. k는, 전형적으로는 1.15~1.35이다. Q믹서(207A) 및 I믹서(207B)에서 사용되는 2개의 제 2 국부발진신호(208)는, 주파수(fLO2)를 갖고, 서로 다른 위상(0° 및 270°)을 갖고 있다. 주파수(fLO2)는, 주파수(fLO1)에 대해서,
fLO2=fLO1/m
의 관계를 갖는다. m은, 1보다 큰 수(바람직하게는 2이상의 정수)이며, k 및 m은,
k=m/(m-1), m〉1
의 관계를 갖는다. 주파수(fLO2)는, 주파수(fLO1)의 변화에 추종하여 변화하도록 되어 있다.
제 1 믹서(204)에서 무선 주파 반송파의 주파수(fRF)보다 높은 주파수(fLO1)의 국부발진신호를 사용하는 것에는 다음의 이점이 있다.
(1) 이미지 신호의 주파수가 매우 높은 주파수, 예컨대, 약 4㎓이면, 이미지 신호의 간섭을 받는 무선 통신시스템은, 포인트-투-포인트 마이크로파 접속시스템이나 전파탐지시스템이다. 이와 같은 매우 높은 주파수의 이미지 신호는, 일반적으로는, 통상의 WLAN의 이용에는 간섭하지 않는다.
(2) 제 1 믹서(204)의 출력신호를 작은 사이즈의 IC칩 상의 LC필터(이미지 신호 제거 필터)를 이용하여 고주파수로 여파(필터링)함으로써, 이미지 신호를 제거할 수 있다.
다음에, 트랜스시버의 동작에 대해서 설명한다.
우선, 수신시의 동작에 대해서 설명한다. 안테나(200)로부터 스위치(202)를 통해 수신경로에 입력된 주파수(fRF)의 무선 주파신호는, 저노이즈 증폭기(203)에 의해 증폭된 후, 제 1 믹서(204)에 의해 주파수 f1=fLO1-fRF의 신호(중간 주파신호)로 다운 컨버트되어, 제 1 믹서(204)로부터 출력된다.
제 1 믹서(204)로부터 출력된 중간 주파신호는, Q믹서(207A)에 의해, 주파수(fLO2)에서 270°의 위상을 갖는 클럭신호(직교신호 Q)와 혼합된다. 마찬가지로, 제 1 믹서(204)로부터 출력된 중간 주파신호는, I믹서(207B)에 의해, 동일 주파수(fLO2)에서 0°의 위상을 갖는 클럭신호(신호 I)와 혼합된다. 주파수(fLO2)가 중간 주파신호의 중심주파수(f1)와 같기 때문에, 믹서(207A 및 207B)의 출력은 베이스 밴드신호성분을 포함한다.
밴드 주파수 성분을 제거하기 위해서, Q믹서(207A)로부터 출력된 베이스 밴드신호(209A)(VQP 및 VQN)와 I믹서(207B)로부터 출력된 베이스 밴드신호(209B)(VIP 및 VIN)는, 저역통과필터(211)에 보내지고, 증폭기(212)에 의해 증폭된다. 이것에 의해, 베이스 밴드신호는, 아날로그/디지털 변환되면 수신신호의 복원을 완료하는 상태가 된다.
다음에, 송신시의 동작에 대해서 설명한다.
송신모드에서는, 전력을 절약하기 위해서 수신경로의 회로의 동작이 정지된다. 이미 복합 I/Q형 아날로그 신호로 변환된 베이스 밴드신호, 즉 베이스 밴드신호의 동상 성분(220A) 및 직교성분(220B)은, 송신 규격에 의해 확립된 규정에 따라서 송신신호의 대역폭을 제한하기 위해 저역통과필터(221)에 보내진다. 여파된 신호(222A 및 222B)는, I/Q믹서(223A 및 223B)에 보내지고, I/Q믹서(223A 및 223B)에서, 주파수(fRF)의 무선 주파의 클럭신호와 혼합된다. 다음에, I/Q믹서(223A 및 223B)의 출력은, 가산기(225)에 의해 결합되고, 전력증폭기(226)에 의해 증폭되어, 송신을 위해 안테나(200)에 보내진다.
여기서, m은, m=2n(n은 양의 정수)을 만족시키는 정수인 것이 바람직하다. 이 조건을 만족하는 ｍ 및 k의 가능한 4개의 조합(m=21, 22, 23, 2 4), 각 조합에 있어서 fRF=2400㎒의 경우에 사용되는 주파수(fLO1 및 fLO2), 각 조합에 있어서 발생할 수 있는 이미지 신호의 주파수(fIM), 및 무선 주파 반송파의 주파수(fRF)와 이미지 신호의 주파수(fIM)의 차(ΔIM)를 표 1에 나타낸다.
m k fLo1 [㎒] fLO2 [㎒] fIM [㎒] ΔIM=fRF-fIM [㎒]
2 2.000 4800.00 2400.00 7200.00 4800.00
4 1.333 3200.00 800.00 4000.00 1600.00
8 1.143 2742.86 342.86 3085.71 685.71
16 1.067 2560.00 160.00 2720.00 320.00
표 1에 나타내는 바와 같이, 예컨대, m=4, k=4/3, 및 fLO1=3200㎒인 경우, 이미지 신호의 주파수는, fIM=4000㎒가 되고, 무선 주파신호로부터 1600㎒ 떨어진다.
도 3(a) 및 도 3(b)에, 본 형태의 트랜지스터에 있어서, m=4, k=4/3, 및 fLO1=3200㎒인 경우의, 수신경로에서의 다운 컨버전, 및 송신경로에서의 업 컨버전에 의한 신호 주파수 스펙트럼의 변화를 나타낸다.
도 2는, 도 1에 나타내는 트랜스시버의 클럭 합성회로(210) 내의 회로구성을 나타내는 도면이다.
클럭 합성회로(210)는, 도 2에 나타내는 바와 같이, 주파수 fLO1=k×fRF에서 동작하여 발진함으로써 주파수(fLO1)의 신호를 발생하여 출력하는 전압 제어 발진기(VCO)(301)와, 전압 제어 발진기(301)의 주파수를 안정화 및 제어하는 위상 동기 루프(PLL) 회로(300)에 의해 실현된다. 전압 제어 발진기(301)의 출력신호는, 제 1 국부발진신호로서 제 1 믹서(204)에 공급됨과 아울러, 후술하는 믹서(제 5 믹서)(303A) 및 믹서(제 6 믹서)(303B)에 공급된다. 전압 제어 발진기(301)의 출력신호는, 분주회로(분주기)(302)에 의해 1/m로 분주된다. 분주회로(302)는, 이 분주에 의해, 주파수(fLO2)에서 위상이 0°인 신호(305A), 및 주파수(fLO2)에서 위상이 270°인 신호(305B)를 동시에 발생한다. 신호(305A) 및 신호(305B)는 각각, 제 2 국부발진신호로서 Q믹서(207A) 및 I믹서(207B)에 공급됨과 아울러, 후술하는 믹서(303A) 및 믹서(303B)에 공급된다.
믹서(제 5 믹서)(303A)는, 주파수(fLO1)의 전압 제어 발진기(301)의 출력신호와 주파수(fLO2)에서 위상이 0°인 신호(305A)를 혼합함으로써, 주파수(fRF)에서 위상이 0°인 무선 주파신호(304A)를 발생시켜 클럭신호(224)로서 I/Q믹서(223A)에 송출한다. 믹서(제 6 믹서)(303B)는, 주파수(fLO1)의 전압 제어 발진기(301)의 출력신호와 주파수(fLO2)에서 위상이 270°인 신호(305B)를 혼합함으로써, 주파수(fRF)에서 위상이 90°인 무선 주파신호(304B)를 발생시켜 클럭신호(224)로서 I/Q믹서(223B)에 송출한다.
전력을 절약함과 아울러 스위칭 장치에 의한 노이즈의 발생을 감소시키기 위해서, 수신 동안에(즉 스위치(202)에 의해 트랜스시버의 동작모드가 수신모드로 되어 있는 동안에), 믹서(303A,303B)[무선 주파신호(304A,304B)를 발생하는 회로부 분]의 동작이 정지됨과 아울러, 믹서(303A,303B)로부터 I/Q믹서(223A,223B)로의 무선 주파신호(304A,304B)의 송신경로가 차단되도록 되어 있다.
도 4~도 7에, 본 형태의 트랜스시버(프론트 엔드 무선 주파 트랜스시버)의 각 부의 회로 레벨의 실시예를 나타낸다.
본 발명은, 무선통신을 위한, 트랜스시버의 시스템의 실현을 제공하는 것이다. 이 트랜스시버 시스템은, CMOS(상보형 금속산화막 반도체) 프로세스 기술 또는 BiCMOS프로세스 기술을 사용한 표준적인 집적회로(IC) 프로세스에 있어서의 실현을 목적으로 하고 있다.
본 발명의 트랜스시버는, 집적회로 프로세스에 있어서 표준적인 회로 기술을 사용함으로써 실현할 수 있다. 이 실시예의 트랜스시버는, 상보형 금속산화물 반도체(CMOS) 집적회로에 의해 실시한 것이다. 그러나, 이 트랜스시버는, 다른 집적회로, 예컨대, 바이폴러의 BiCMOS 등에서도 실시할 수 있다. 고주파 동작(㎓레벨)에서의 효율을 위해서, 금속-절연체-금속(MIM)과 같은 면적효율의 높은 커패시터나, 칩 상의 유도자를 위한 두꺼운 금속층을 실현할 수 있는, 고속 트랜지스터용 프로세스가 바람직하다. 또한, 본 형태의 트랜스시버는, 집적회로에 의한 실시에 한정되는 것은 아니고, 물론 개별소자군을 사용한 실시에도 적용가능하다.
도 4에, 저노이즈 증폭기(203) 및 제 1 믹서(204)의 회로 레벨의 실시예를 나타낸다.
저노이즈 증폭기(LNA)(203)는, 안테나(200) 및 스위치(202)로부터의 신호를, 핀(입력 단자)(Vin)에서 수신한다. 도 4에 나타내는 바와 같이, 트랜지스터(M1~M4) 가, 코일(Ld)에 의해 장하(裝荷)된 저노이즈 증폭기(203)를 형성하고 있다. 이 코일(Ld)은, 커패시터(Cc1) 및 다음 단계의 입력 임피던스와 맞추어서, 그것에 의해 얻어지는 주파수가 반송파의 무선 주파수가 되도록 조정된다. DC 블록킹 커패시터 및 인덕터(Lg,Le)가, 입력 임피던스를 50Ω에 적합시키기 위해서, 또한, 저노이즈 증폭기(203)의 잡음지수를 감소시키기 위해서 사용되고 있다.
제 1 믹서(204)는, 도 4에 나타내는 바와 같이, 당업자에게 잘 알려져 있는 더블 밸런스 길버트형 믹서이다. 제 1 믹서(204)는, 도 4에 나타내는 바와 같이, 저노이즈 증폭기(203)로부터의 무선 주파신호를 증폭하는 차동 트랜지스터(M5,M6)와, 제 1 국부발진신호(205)에 의해 주파수(fLO1)의 클럭으로 동작하는 스위칭 4중 트랜지스터(M8~M11), 및 전류원 트랜지스터(M7)에 의해 실현된다. 제 1 믹서(204)는, 임피던스 소자(Zf)에 의해 장하되고, 다음 단계에 용량 결합되어 있다.
제 1 믹서(204)에 있어서의 신호의 혼합 처리에 있어서, 주파수 f2=fRF+fLO1 의 무선 주파신호도 또한 발생한다. 이 무선 주파신호(f2>fRF 및 f2>f LO1)는, 임피던스 소자(Zf)의 주파수 특성에 영향받는다. 그 때문에, 실용적으로는, 주파수 f1=fLO1-f RF의 차분 신호만이, 제 1 믹서(204)로부터 Q믹서(207A) 및 I믹서(207B)로 통과한다. 제 1 국부발진신호(205)의 주파수(fLO1)가 fLO1=3200㎒일 때, 주파수(f1 )는 f1=800㎒이다.
도 5에, 차동 I/Q믹서인 Q믹서(207A) 및 I믹서(207B)의 회로 레벨의 실시예 를 나타낸다.
Q믹서(207A)는, 트랜지스터(M14,M15,M18~M21) 및 부하(M26,M27)에 의해 형성되어 있다. 한편, I믹서(207B)는, 트랜지스터(M16,M17,M22~M25)에 의해 형성되고, 부하(M28~M29)를 장하하고 있다. 제 1 믹서(204)로부터 보내진, 다운 컨버트에 의해 얻어진 주파수(f1)의 신호, 전압(Vop) 및 전압(Von)은, 입력 차동 대 트랜지스터(M14,M15) 및 입력 차동 대 트랜지스터(M16,M17)에 공급된다.
Q믹서(207A)의 스위칭 4중 트랜지스터(M18~M21)는, 주파수(fLO2)에서 270°의 위상을 갖는 직교신호(Q)(QN 및 QP;QP=-QN)에서 클로킹된다. 이 실시예에서는, 주파수(fLO2)는, fLO2=fLO1/4이다. 마찬가지로, I믹서(207B)의 스위칭 4중 트랜지스터(M22~M25)는, 동일 주파수(fLO2)에서 0°의 위상을 갖는 신호(I)(IN 및 IP;IP=-IN)에서 클로킹된다. 주파수(fLO2)가 Q믹서(207A) 및 I믹서(207B)에 입력되는 중간 주파신호의 중심주파수(f1)와 같기 때문에, 믹서(207A 및 207B)의 출력은, 베이스 밴드신호 성분을 포함한다.
도 6에, 송신용 I/Q믹서(223A 및 223B)의 회로 레벨의 실시예를 나타낸다.
I/Q믹서(223A 및 223B)에는, 2개의 길버트형 믹서가 사용된다. 저역통과필터(221)로부터의 I신호(222A) 및 Q신호(222B)를, 각각, TxI(TxIP 및 TxIN) 및 TxQ(TxQP 및 TxQN)이라고 부른다. 이들 신호는, 각각, 차동 트랜지스터(M30,M31)(TxI) 및 차동 트랜지스터(M33,M34)(TxQ)에 의해 증폭되고, 4중 트랜지스 터(M36~M39) 및 4중 트랜지스터(M40~M43)에 의해 혼합된다. I/Q믹서(223A 및 223B)의 출력신호는, 임피던스 소자(Zh)[가산기(225)]에 의해 결합되고, 전력증폭기(226)로 진행된다.
도 7에, 전력증폭기(226)의 회로 레벨의 실시예를 나타낸다.
이 실시예에서는, 전력증폭기(226)로서 2단계의 종속 증폭기가 사용된다. I/Q믹서(223A 및 223B)로부터의 차분 신호(VTN 및 VTP)는, 제1단계의 트랜지스터의 M44~M48 및 제2단계의 트랜지스터(M49~M53)에 의해 증폭된다. 최종단에는, 상기 신호를 싱글 엔드의 신호로 변환하고, 안테나를 구동하기 위해서, 밸룬 부하가 사용되고 있다.
도 8 및 도 9(a) 및 도 9(b)에, 무선 주파 반송파(fRF)보다 높은 주파수(fLO1) (fLO1>fRF)의 국부발진신호를 사용했을 때의 집적 효율을 나타낸다.
도 8에, 저노이즈 증폭기(203) 및 제 1 믹서(204)의 회로 레벨의 다른 실시예를 나타낸다. 이 실시예의 저노이즈 증폭기(203)는, 상기 도 4에 나타내는 실시예의 저노이즈 증폭기(203)에 대하여, 이미지 신호를 제거하기 위한 이미지 트랩 필터(이미지 신호 제거 필터)를 추가한 것이다. 주파수(fIM)의 이미지 신호의 영향을 감소시키기 위한 이미지 트랩 필터(노치 필터)가, 저노이즈 증폭기(203)의 캐소드 노드에 설치되어 있다. 이 이미지 트랩 필터는, 주파수(fIM)에서 매우 낮은 임피던스를 갖고 있어, 이미지 주파수(fIM)에 있어서의 저노이즈 증폭기(203)의 이득 (S21)을 감소시킨다. 이미지 트랩 필터는, 코일(Lr)과 커패시터(Cr 및 Cs)에 의해 형성된 공명회로에 의해 실현되고 있다. 이 공명회로에서는,
fIM≒1/{2(LrCr)1/2}
이다. 도 8의 저노이즈 증폭기(203)는, fRF=2.4㎓에서 동작하도록 조정되어 있다.
도 9(a) 및 도 9(b)는, 이미지 트랩 필터를 구비하는 도 8의 저노이즈 증폭기에 있어서의 2가지의 이득 대 주파수를 나타내는 그래프이며, 도 9(a)는, 무선 주파 반송파(fRF)보다 낮은 주파수(fLO1)(fLO1<fRF)의 국부발진신호를 사용하고, fIM=1.5㎓인 경우(비교예), 도 9(b)는, 무선 주파 반송파(fRF)보다 높은 주파수(fLO1)(fLO1>fRF)의 국부발진신호를 사용하고, fIM=4㎓인 경우이다.
이미지 트랩 필터는, 소정의 주파수(fRF)의 무선 주파신호와 비교하여, 이미지 신호를 20dB이상 감소시킨 출력신호를 출력한다.
코일(Lr)의 인덕턴스(Lr) 및 커패시터(Cr,Cs)의 커패시턴스(Cr,Cs)는, 도 9(a)에 나타내는 바와 같이, 무선 주파 반송파(fRF)보다 낮은 주파수(fLO1)의 국부발진신호를 사용한 경우에는 Lr=4.5nH, Cr=2㎊, Cs=0.5㎊이다. 이것에 대해서, 무선 주파 반송파(fRF)보다 높은 주파수(fLO1)의 국부발진신호를 사용함으로써, 도 9(b)에 나타내는 바와 같이, Lr=1.5nH, Cr=1㎊, Cs=0.1㎊가 되고, 인덕턴스(Lr)는 1/3로 감소하고, 커패시턴스(Cr)는 1/2로 감소한다. 따라서, 이미지 트랩 필터를 보다 소형의 회로에 집적할 수 있다.
이상과 같이, 본 발명은, 집적회로기술의 적용에 의해, 반도체 기판 내의 집적 레벨을 증대시킬 수 있다, 하프 듀플렉스에 적용가능한 트랜스시버를 제공하는 것이다.
본 형태의 트랜스시버에서는 이하의 것이 가능하게 된다.
1) 모든 필터의 집적화에 의해, 소비전력, IC칩 외의 부품, 및 비용을 삭감할 수 있다.
2) 수신경로에 있어서의 다운 컨버트가 2단계로 행하여짐으로써, 높은 선택성을 달성할 수 있다.
3) 1단계째의 다운 컨버트를 행하는 제 1 믹서에서, 무선 주파 반송파보다 높은 주파수의 국부발진신호를 사용하므로, 이미지 신호의 억제가 평이하게 된다. 또한, 이미지 신호의 주파수가 무선 주파 반송파보다도 고주파수가 되므로, 이미지 제거 필터가 보다 작게 되어, 집적회로 내에 실장가능하게 된다.
4) 수신부에 필요한 클럭신호(국부발진신호) 모두가, 단일한 전압 제어 발진기 및 위상 동기 루프회로를 사용함으로써 발생되므로, 전력소비를 저감할 수 있다.
5) 전압 제어 발진기는, 무선 주파 반송파와는 다른 주파수에서 동작하고, 주파수의 끌어당김 효과를 제거한다.
본 발명에 관한 무선 주파 트랜스시버는, 주파수(fRF)의 무선 주파(RF) 반송파로 효율적으로 동작하도록 설계된 안테나와, 무선 주파 반송파를 포함하는 통과 대역을 갖는 대역통과필터와, 송신모드를 위한 신호 경로(송신경로)와 수신모드를 위한 신호 경로(수신경로)를 스위칭하기 위한 스위치를 구비하고, 상기 수신경로는, 수신한 주파수(fRF)의 신호를 증폭하고, 대역간섭 신호가 실질적으로 소실되도록 감쇠시키는 저노이즈 증폭기(LNA)와, 제 1 믹서와, 직교 믹서를 갖고, 상기 제 1 믹서는, 무선 주파신호와, 무선 주파 반송파의 주파수보다 높은 주파수(fLO1)를 갖는 제 1 국부발진기(LO1) 신호를 혼합함으로써, 수신신호를 보다 낮은 주파수 f1=fLO1-fRF를 갖는 신호로 다운 컨버트하고, 주파수(fLO1)는, RF주파수에 대하여,
fLO1=k×fRF(여기서, k〉1)의 관계를 만족하고, k는 일반적으로 1.125~1.35이고, 직교 믹서는, 주파수(f1)인 제 1 믹서의 출력신호와, 주파수(f1)와 같은 주파수(fLO2)를 갖고, 또한, 0°의 위상과 270°의 위상을 가지는 제 2 국부발진기(LO2) 신호를 혼합함으로써, 대략 f1의 주파수를 갖는 신호를, 베이스 밴드에 다운 컨버트하고, 주파수(fLO2)는, 주파수(fLO1)에 대하여,
fLO2=fLO1/m
의 관계를 갖고, 계수 k 및 m은,
k=m/(m-1), m〉1
의 관계를 갖고, 또한, 직교 믹서에 의해 생성된 베이스 밴드의 동상(I) 신호 및 직교(Q) 신호는, 저역 여파되고, 증폭되어, 상기 송신경로는, 송신되는 신호의 아날로그 변환된 동상 성분 및 직교성분의 밴드폭을 제한하기 위한 저역통과필터와, 주파수(fRF)의 RF반송파에서, 베이스 밴드신호를 무선 주파신호로 직접적으로 업 컨버트하기 위해, 베이스 밴드신호의 동상 성분 및 직교성분을 각각 혼합하는 제 1 믹서 및 제 2 믹서로 구성되는 직교 변조기와, 안테나를 구동하기 위해, 업 컨버트된 신호의 전력을 실질적으로 증대시키는 증폭기를 포함하는 무선 주파 프론트 엔드 트랜스시버이여도 좋다.
또한, 상기 무선 주파 프론트 엔드 트랜스시버는, 상기 무선 주파 반송파의 주파수가, 제 1 국부발진기신호의 주파수(fLO1) 및 제 2 국부발진기신호의 주파수(fLO2)에 대해서,
fRF=fLO1-fLO2
및
fRF=fLO1×(m-1) /m
의 관계를 만족하고 있어도 좋다.
또한, 상기 무선 주파 프론트 엔드 트랜스시버는, 제 1 국부발진기신호 및 제 2 국부발진기신호가, 값(m)이 2의 누승이 되도록, 즉 다음식
m=2n(n=1, 2, …)
를 만족하도록 발생되는 구성이여도 좋다.
또한, 상기 무선 주파 프론트 엔드 트랜스시버는, 수신모드 동안에, 송신경로, 및, 주파수(fRF)의 무선 주파 반송파를 위한 클럭 발생 회로가 정지되는 구성이어도 좋다.
또한, 상기 무선 주파 프론트 엔드 트랜스시버는, 상기 수신경로에, 주파수 fIM=2fLO1-fRF 또는 그 이상의 주파수에서 신호를 10dB이상 저감시키기 위한 필터 회로가 포함되어 있는 구성이여도 좋다.
또한, 상기 무선 주파 프론트 엔드 트랜스시버는, 상기 제 1 국부발진기신호, 상기 제 2 국부발진기신호, 및 주파수(fRF)의 클럭신호가, (a) 제 1 국부발진기신호의 주파수(fLO1)에서 동작하고, 위상 동기 루프회로에 의해 제어되고, 또한 위상 동기 루프회로 내에 조립된 전압 제어 발진기(VCO), (b) 제 1 국부발진기신호의 주파수(fLO1)를 m으로 제산함으로써 주파수(fLO2)의 제 2 국부발진기신호를 발생시키는 제산회로, (c) 제 1 국부발진기신호와, 주파수가 fLO2이고 또한 위상이 0°인 제 2 국부발진기신호를 혼합하고, 주파수가 fRF이고 또한 위상이 0°인 클럭신호를 발생시키는 제 1 믹서, 및 (d) 제 1 국부발진기신호와, 주파수가 fLO2이고 또한 위상이 270°인 제 2 국부발진기신호를 혼합하고, 주파수가 fRF이고 또한 위상이 90°인 클럭신호를 발생시키는 제 2 믹서를 사용함으로써 발생되는 구성이여도 좋다.
본 발명의 주파수 변환회로, 무선 주파 수신기, 및 무선 주파 트랜스시버는, 휴대전화나 PHS(Personal Handyphone System) 등의 이동체 통신시스템이나, IEEE 802.11x규격에서 결정된 무선 랜(LAN) 통신시스템 등과 같은 무선 데이터 통신시스템에 이용할 수 있다. 또한, 본 발명의 구성은, 소형이기 때문에, 특히 휴대기기에 내장하는 것으로서 유용하다.
한편, 발명의 상세한 설명에 있어서 이루어진 구체적인 실시형태, 또는 실시예는, 어디까지나, 본 발명의 기술적 내용을 명확하게 하는 것이며, 그러한 구체예에만 한정해서 협의로 해석되어야 하는 것은 아니고, 본 발명의 정신과 다음에 기재하는 특허청구사항의 범위 내에서, 여러가지로 변경하여 실시할 수 있는 것이다.
본 발명의 주파수 변환회로, 무선 주파 수신기, 및 무선 주파 트랜스시버는 집적회로에의 집적화 및 소형화를 할 수 있는 효과를 가지고 있다.

Claims (13)

  1. 소정의 주파수의 무선 주파신호를, 서로 다른 위상을 갖는 2개의 베이스 밴드신호로 다운 컨버트하는 주파수 변환회로로서,
    무선 주파신호가 중간 주파신호로 다운 컨버트되도록, 무선 주파신호를 제 1 국부발진신호와 혼합하는 제 1 믹서와,
    제 1 믹서로부터 출력된 중간 주파신호가, 서로 다른 위상을 갖는 2개의 베이스 밴드신호로 다운 컨버트되도록, 상기 중간 주파신호를, 서로 다른 위상을 갖는 2개의 제 2 국부발진신호와 혼합하는 제 2 믹서를 구비하고,
    2개의 제 2 국부발진신호는 각각, 0°의 위상과 270°의 위상을 갖고,
    무선 주파신호의 주파수를 fRF, 제 1 국부발진신호의 주파수를 fLO1, 제 2 국부발진신호의 주파수를 fLO2로 하면,
    fLO1=k×fRF(k는, k〉1을 만족하는 임의의 수)
    fLO2=fLO1/m(m은, m〉1을 만족하는 임의의 수)
    k=m/(m-1)
    의 관계를 갖으며,
    이미지 신호를, 간섭이 없는 사용 대역 외의 주파수로 시프트하는 결과가 얻어지는 정도에까지, 상기 제 1 국부발진신호의 주파수(fLO1)가 상기 무선 주파신호의 주파수(fRF)보다도 높도록 설정되는 것을 특징으로 하는 주파수 변환회로.
  2. 제1항에 있어서, m은,
    m=2n(n은 양의 정수)
    을 만족하는 정수인 것을 특징으로 하는 주파수 변환회로.
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서, 제 1 국부발진신호를 발생시키는 발진기와,
    제 1 국부발진신호를 1/m로 분주함으로써, 위상이 0°인 제 2 국부발진신호와 위상이 270°인 제 2 국부발진신호를 발생시키는 분주기를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 주파수 변환회로.
  5. 소정의 주파수의 무선 주파 반송파를 수신하기 위한 수신기로서,
    소정의 주파수의 무선 주파신호를, 서로 다른 위상을 갖는 2개의 베이스 밴드신호로 다운 컨버트하는 주파수 변환회로이며,
    무선 주파신호가 중간 주파신호로 다운 컨버트되도록, 무선 주파신호를 제 1 국부발진신호와 혼합하는 제 1 믹서와,
    제 1 믹서로부터 출력된 중간 주파신호가, 서로 다른 위상을 갖는 2개의 베이스 밴드신호로 다운 컨버트되도록, 상기 중간 주파신호를, 서로 다른 위상을 갖는 2개의 제 2 국부발진신호와 혼합하는 제 2 믹서를 구비하고,
    2개의 제 2 국부발진신호는 각각, 0°의 위상과 270°의 위상을 갖고,
    무선 주파신호의 주파수를 fRF, 제 1 국부발진신호의 주파수를 fLO1, 제 2 국부발진신호의 주파수를 fLO2로 하면,
    fLO1=k×fRF(k는, k〉1을 만족하는 임의의 수)
    fLO2=fLO1/m(m은, m〉1을 만족하는 임의의 수)
    k=m/(m-1)
    의 관계를 갖으며,
    이미지 신호를, 간섭이 없는 사용 대역 외의 주파수로 시프트하는 결과가 얻어지는 정도에까지, 상기 제 1 국부발진신호의 주파수(fLO1)가 상기 무선 주파신호의 주파수(fRF)보다도 높도록 설정되는 주파수 변환회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 무선 주파 수신기.
  6. 제5항에 있어서, 무선 주파신호를 수취하여, 무선 주파 반송파의 주파수를 포함하는 대역을 통과시키는 대역통과필터와,
    상기 대역통과필터를 통과한 무선 주파신호를 증폭하는 저노이즈 증폭기를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 무선 주파 수신기.
  7. 제5항에 있어서, 상기 주파수 변환회로에 의해 생성된 2개의 다른 위상을 갖는 베이스 밴드신호를 저역 여파하는 저역통과필터와,
    베이스 밴드신호를 증폭하는 증폭기를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 무선 주파 수신기.
  8. 소정의 주파수의 무선 주파 반송파를 수신하기 위한 수신기로서,
    소정의 주파수의 무선 주파신호를, 서로 다른 위상을 갖는 2개의 베이스 밴드신호로 다운 컨버트하는 주파수 변환회로이며,
    무선 주파신호가 중간 주파신호로 다운 컨버트되도록, 무선 주파신호를 제 1 국부발진신호와 혼합하는 제 1 믹서와,
    제 1 믹서로부터 출력된 중간 주파신호가, 서로 다른 위상을 갖는 2개의 베이스 밴드신호로 다운 컨버트되도록, 상기 중간 주파신호를, 서로 다른 위상을 갖는 2개의 제 2 국부발진신호와 혼합하는 제 2 믹서를 구비하고,
    2개의 제 2 국부발진신호는 각각, 0°의 위상과 270°의 위상을 갖고,
    무선 주파신호의 주파수를 fRF, 제 1 국부발진신호의 주파수를 fLO1, 제 2 국부발진신호의 주파수를 fLO2로 하면,
    fLO1=k×fRF(k는, k〉1을 만족하는 임의의 수)
    fLO2=fLO1/m(m은, m〉1을 만족하는 임의의 수)
    k=m/(m-1)
    의 관계를 갖으며,
    이미지 신호를, 간섭이 없는 사용 대역 외의 주파수로 시프트하는 결과가 얻어지는 정도에까지, 상기 제 1 국부발진신호의 주파수(fLO1)가 상기 무선 주파신호의 주파수(fRF)보다도 높도록 설정되는 주파수 변환회로를 구비하는 무선 주파 수신기와,
    무선 주파수의 반송파를 송신하기 위한 무선 주파 송신기를 구비하는 것을 특징으로 하는 무선 주파 트랜스시버.
  9. 제8항에 있어서, 상기 무선 주파 송신기는,
    베이스 밴드신호를 주파수(fRF)의 무선 주파신호로 직접적으로 업 컨버트하기 위한 직교 변조기를 포함하고,
    상기 직교 변조기는,
    베이스 밴드신호의 동상 성분을, 주파수가 fRF이고 또한 위상이 0°인 클럭신호와 혼합하는 제 3 믹서와,
    베이스 밴드신호의 직교성분을, 주파수가 fRF이고 또한 위상이 90°인 클럭신호와 혼합하는 제 4 믹서를 구비하고 있는 것을 특징으로 하는 무선 주파 트랜스시버.
  10. 제9항에 있어서, 제 1 국부발진신호를 발생시키는 발진기와,
    제 1 국부발진신호를 1/m로 분주함으로써, 위상이 0°인 제 2 국부발진신호와 위상이 270°인 제 2 국부발진신호를 발생시키는 분주기와,
    상기 발진기에 의해 발생된 제 1 국부발진신호와, 상기 분주기에 의해 발생된 위상이 0°인 제 2 국부발진신호와 혼합하고, 주파수가 fRF이고 또한 위상이 0°인 클럭신호를 발생시키는 제 5 믹서와,
    상기 발진기에 의해 발생된 제 1 국부발진신호와, 상기 분주기에 의해 발생된 위상이 270°인 제 2 국부발진신호를 혼합하고, 주파수가 fRF이고 또한 위상이 90°인 클럭신호를 발생시키는 제 6 믹서를 추가로 구비하고 있는 것을 특징으로 하는 무선 주파 트랜스시버.
  11. 제9항에 있어서, 상기 무선 주파 송신기는,
    송신해야 할 디지털 신호를 아날로그 변환하여 이루어지는 베이스 밴드신호의 동상 성분 및 직교성분의 대역폭을 제한하기 위한 저역통과필터와,
    상기 직교 변조기에 있어서의 업 컨버트에 의해 얻어진 무선 주파신호의 전력을 증대시키는 증폭기를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파 트랜스시버.
  12. 제9항에 있어서, 제 1 국부발진신호 및 제 2 국부발진신호를 발생해서 상기 무선 주파 수신기 내의 주파수 변환회로에 보내는 신호발생기를 추가로 구비하고,
    상기 신호발생기는, 상기 무선 주파 송신기 내에서의 업 컨버트에 사용되는 클럭신호를 발생하여, 상기 무선 주파 송신기에 보내도록 되어 있는 것을 특징으로 하는 무선 주파 트랜스시버.
  13. 제12항에 있어서, 상기 무선 주파 반송파를 수신하기 위해서, 상기 소정의 주파수에서 효율 좋게 동작하도록 설계된 안테나와,
    상기 안테나를 상기 무선 주파 수신기에 접속하는 수신모드와, 상기 안테나를 상기 무선 주파 송신기에 접속하는 송신모드를 스위칭하기 위한 스위칭수단을 추가로 구비하고,
    수신모드 동안에, 상기 신호발생기에 있어서의 클럭신호를 발생하는 회로부분의 동작이 정지되도록 되어 있는 것을 특징으로 하는 무선 주파 트랜스시버.
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