CN102340467B - 一种调制解调器失配的校准方法 - Google Patents

一种调制解调器失配的校准方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种调制解调器失配的校准方法，将调制解调器的发射器的信号输出端，通过一衰减网络反馈连接至该调制解调器的接收器的信号输入端；还在所述时钟发生器对应向接收器及发射器提供本地振荡信号的线路上，分别设置有移相网络产生调制和解调所需的I/Q正交信号；本发明分别将经过I/Q正交调制的发射端输出信号，反馈输入到接收器处经过I/Q正交解调得到两路基带信号，通过对该接收到的信号进行代数运算，实现对发射端及接收端的相位和幅度偏移的测量和补偿，本发明不需要另外构建调制解调器的电路，也不需要增加功耗，不但能够去除偏移量的影响，还增加了调制解调器数据传输的速率，降低了电路的功耗；还可以帮助降低调制解调器的干扰信号强度并提高像频抑制比。

Description

一种调制解调器失配的校准方法
技术领域
本发明涉及一种集成电路，特别涉及一种调制解调器失配的校准装置及方法。
背景技术
目前，由于工艺容限，在信号通路上的CMOS调制解调器会存在失配现象，从而影响调制解调器的性能。
特别是当不匹配发生在调制解调器的基带部分的正交通路中，比如基带滤波器，基带D/A和A/D转换器，上变频混频器，下变频混频器，和控制的混频器的四分之一时钟信号。这些不匹配会引起信号失真，使得某一频率的信号被复制到其他频率。
例如，当正交基带信号为10MHz，通过双正交混频器用1GHz的本地振荡器进行上变频转换，输出信号应该是一个1.01GHz的单频信号。
然而，由于不匹配，会产生一个990MHz的伪信号。它的相位和幅值由被引入的调制解调器不匹配大小和类型决定。
例如，当基带滤波器存在幅值不匹配，预期信号会产生相位失真；然而，如果正交混频器相位不匹配，输出信号与预期信号相比会出现90°的移相。
如果我们的芯片上同时设置有接收器和发射器，我们就需要描述以下部分的性能：
接收器正交相幅值不匹配；
接收器正交相相位不匹配；
发射器正交相幅值不匹配；
发射器正交相相位不匹配。
发明内容
本发明的目的是提供一种调制解调器失配的校准装置及方法，对调制解调器的接收信号进行代数运算，从中提取上述接收器与发射器的正交相幅值及相位的四种不匹配的具体参数；从而能够根据对失配参数的估算，在发射和接收时对失配进行补偿，以提高信号的质量、降低功耗，并获得高的数据传输速率。
为了达到上述目的，本发明的技术方案是提供一种调制解调器失配的校准装置，其包含在调制解调器的发射器及接收器中增设的衰减网络及两个移相网络；
其中，所述衰减网络将调制解调器的发射器的信号输出端，反馈连接至该调制解调器的接收器的信号输入端；
所述两个移相网络，分别设置在所述时钟发生器对应向接收器及发射器提供本地振荡信号的线路上。
所述调制解调器的发射器中，按照发射信号的走向，依次设置有发射数字基带信号的模块、D/A转换器、低通滤波器、若干级放大器；
所述时钟发生器通过所述移相网络产生的两路正交本地振荡信号与所述低通滤波器的输出信号混频，然后叠加得到发射端的输出信号；所述放大器的输出端经过所述衰减网络，反馈连接至所述调制解调器的接收器处，将放大处理后的所述发射端输出信号，分别作为所述接收器的接收端输入信号。
所述调制解调器的接收器中，按照接收信号的走向，依次设置有若干级放大器、低通滤波器、A/D转换器、接收数字基带信号的模块；
所述时钟发生器，通过另一所述移相网络产生的两路正交解调信号与经过放大的接收端输入信号混频，得到进行失配参数估算的两路接收端基带信号。
本发明还提供一种调制解调器失配的校准方法，其包含以下步骤：
步骤1、调制解调器的发射器中，时钟发生器为发射器对应输出的本地振荡信号LO，对经过滤波和D/A转换处理后的发射端基带信号V TX,BB 进行调制，并在信号放大后得到发射端输出信号                                                
Figure 678812DEST_PATH_IMAGE001
；
步骤2、将发射端输出信号通过衰减网络，反馈输入至该调制解调器的接收器，作为其接收端输入信号
Figure 786893DEST_PATH_IMAGE003
；
步骤3、接收端输入信号
Figure 287144DEST_PATH_IMAGE004
经过放大处理后，通过时钟发生器为接收器对应输出的本地振荡信号LO进行解调，再滤波得到接收端基带信号V RX,BB ；
步骤4、将时钟发生器为所述发射器提供的本地振荡信号LO，和所述发射器的基带信号V TX,BB 同时进行移相；
步骤5、用步骤4中移相后的本地振荡信号LO’为移相后的基带信号V TX,BB ’进行调制，并在信号放大后得到移相后的发射端输出信号
Figure 25205DEST_PATH_IMAGE005
’；
步骤6、按照步骤2所述，将移相后调制得到的发射端输出信号
Figure 497775DEST_PATH_IMAGE006
’，也通过衰减网络反馈输入至调制解调器的接收器部分，作为移相后的接收端输入信号
Figure 345645DEST_PATH_IMAGE007
’；
步骤7、按照步骤3所述，由时钟发生器为接收器对应输出的本地振荡信号LO，对移相后的接收端输入信号
Figure 333193DEST_PATH_IMAGE008
’的放大信号进行解调，再滤波得到移相后的接收端基带信号V RX,BB ’的算式；
步骤8、根据步骤3中得到的移相前的接收端基带信号V RX,BB ，来计算所述接收器与发射器的正交相幅值及相位的四种失配参数，再将这些失配参数代入步骤7的算式来得到所述移相后的接收端基带信号V RX,BB ’的具体数值。
步骤1中时钟发生器产生的，用于发射端信号调制的本地振荡信号 LO的四路正交信号为
Figure 370550DEST_PATH_IMAGE009
     
其中，
Figure 697626DEST_PATH_IMAGE010
为本地振荡信号 LO的振荡频率；
步骤3中时钟发生器产生的，用于接收端信号解调的本地振荡信号 LO的四路正交信号为： 
Figure 44294DEST_PATH_IMAGE011
       
其中，
Figure 456821DEST_PATH_IMAGE010
为本地振荡信号LO的振荡频率，为本地振荡信号的相位。
步骤1中移相前调制得到的发射端输出信号如下：
Figure 712408DEST_PATH_IMAGE014
即：
Figure 167660DEST_PATH_IMAGE015
其中，
Figure 129799DEST_PATH_IMAGE016
表示发射器的幅度失配参数，
Figure 695910DEST_PATH_IMAGE017
表示发射器的相位失配参数，
Figure 545048DEST_PATH_IMAGE019
表示输入的基带信号频率。
步骤3中移相前的接收端输入信号经过解调得到的移相前的接收端基带信号为：
Figure 558321DEST_PATH_IMAGE021
=
Figure 724860DEST_PATH_IMAGE023
        
即：
Figure 881035DEST_PATH_IMAGE025
其中，
Figure 989674DEST_PATH_IMAGE026
表示接收器的幅度失配参数，表示接收器的相位失配参数。
步骤5、6中所述移相后的发射端输出信号为：
Figure 834319DEST_PATH_IMAGE029
          
即：
Figure 845000DEST_PATH_IMAGE030
   
所述步骤6、7中，移相后解调得到的接收端基带信号为：
Figure 812956DEST_PATH_IMAGE032
所述步骤8中，在
Figure 722138DEST_PATH_IMAGE034
中代入所述步骤3中得到的移相前的接收端基带信号V RX,BB 进行计算，得出调制解调过程中的失配参数，
Figure 361247DEST_PATH_IMAGE017
，
Figure 500104DEST_PATH_IMAGE026
，
Figure 395116DEST_PATH_IMAGE027
，再将这些失配参数代入到步骤7的算式中计算得到所述移相后的接收端基带信号V RX,BB ’的具体数值。
与现有技术相比，本发明所述调制解调器失配的校准装置及方法，其优点在于：本发明不需要另外构建调制解调器的电路，也不需要增加功耗，分别将移相前后的发射端输出信号，反馈输入到接收器处得到两个基带信号，通过对该接收到的信号进行代数运算，实现对发射端及接收端的相位和幅度偏移的测量和补偿，不但去除了该些偏移量的影响，还增加了调制解调器数据传输的速率，降低了电路的功耗；还可以帮助降低调制解调器的干扰信号强度并提高像频抑制比。
附图说明
图1是本发明所述调制解调器失配的校准装置的电路框图。
具体实施方式
本发明所述调制解调器失配的校准装置及方法，尤其适用于调制解调芯片上同时设置有接收器和发射器的情况，对所述接收器与发射器的正交相幅值及相位的四种不匹配进行校准。
参见图1所示，所述校准装置包含在调制解调器的发射器及接收器中增设的衰减网络及两个移相网络；其中，所述衰减网络将调制解调器的发射器的信号输出端，反馈连接至该调制解调器的接收器的信号输入端；所述两个移相网络，分别设置在所述时钟发生器对应向接收器及发射器提供本地振荡信号的线路上。
具体的，在该调制解调器的发射器部分，按照发射信号的走向，依次设置有发射数字基带信号的模块、D/A转换器、低通滤波器、若干级放大器；所述时钟发生器通过移相网络与所述低通滤波器的输出端连接。由移相后的本地振荡信号的正交信号，对经过D/A转换器、低通滤波器的相应处理后基带信号进行调制，再经过信号放大后得到的发射端输出信号，经由衰减网络反馈输入至所述调制解调器的接收器。
所述调制解调器的接收器部分，按照接收信号的走向，依次设置有若干级放大器、低通滤波器、A/D转换器、接收数字基带信号的模块；所述时钟发生器通过另一移相网络与所述低通滤波器的输入端连接。由本地振荡信号的正交信号，对放大后的输入信号进行解调，再由所述低通滤波器、A/D转换器做相应处理后得到数字基带信号。
以下结合图1所示校准装置的框图结构，说明本发明所述调制解调器失配的校准方法，包含以下步骤：
步骤1、调制解调器的发射器部分中，时钟发生器为其输出的本地振荡信号LO，对经过滤波和D/A转换处理后的发射端基带信号V TX,BB 进行调制，并在信号放大后得到发射端输出信号；
步骤2、将发射端输出信号
Figure 630106DEST_PATH_IMAGE036
通过衰减网络，反馈输入至该调制解调器的接收器部分，作为其输入信号
Figure 2181DEST_PATH_IMAGE020
；
步骤3、时钟发生器为接收器对应输出的本地振荡信号LO，对经过放大处理的接收端输入信号进行解调，滤波得到接收端基带信号V RX,BB ；
步骤4、将时钟发生器为所述发射器提供的本地振荡信号LO，和所述发射器的基带信号V TX,BB 同时进行移相；
步骤5、用步骤4中移相后的本地振荡信号LO’为移相后的基带信号V TX,BB ’进行调制，并在信号放大后得到移相后的发射端输出信号
Figure 126312DEST_PATH_IMAGE036
’；
步骤6、与步骤2类似，将移相后调制得到的发射端输出信号
Figure 779141DEST_PATH_IMAGE036
’，也通过衰减网络反馈输入至调制解调器的接收器部分，作为移相后的输入信号
Figure 259801DEST_PATH_IMAGE037
’；
步骤7、与步骤3类似，由时钟发生器为接收器对应输出的本地振荡信号LO，对经过放大处理的移相后得到的接收端输入信号
Figure 552242DEST_PATH_IMAGE020
’进行解调，滤波得到移相后的接收端基带信号V RX,BB ’的算式；
步骤8、根据步骤3中得到的移相前的接收端基带信号V RX,BB ，来计算所述接收器与发射器的正交相幅值及相位的四种失配参数，再将这些失配参数代入步骤7的算式来得到所述移相后的接收端基带信号V RX,BB ’的具体数值。
以下给出了基于上述方法的具体计算公式。假设步骤1中时钟发生器产生的，用于发射端信号调制的本地振荡信号 LO的四路正交信号为
     （1）
其中，
Figure 165943DEST_PATH_IMAGE010
为本地振荡信号 LO的振荡频率。
如果在发射端不存在失配，经过本地振荡信号 LO混频的发射端输出信号应该为
Figure 817505DEST_PATH_IMAGE038
      （2）
其中，
Figure 191984DEST_PATH_IMAGE039
为输入的基带信号频率。
由于在发射端存在不匹配，基带信号经过本地振荡信号 LO调制后，得到的发射端输出信号如下：
Figure 587193DEST_PATH_IMAGE040
Figure 135986DEST_PATH_IMAGE014
   （3）
其中，
Figure 286344DEST_PATH_IMAGE016
表示发射器的幅度失配参数，
Figure 553378DEST_PATH_IMAGE017
表示发射器的相位失配参数。
上述不匹配的发射端输出信号近似为
Figure 299748DEST_PATH_IMAGE015
   （4）
如步骤2所述，将所述发射端输出信号
Figure 968627DEST_PATH_IMAGE036
反馈输入到该调制解调器的接收器中作为其输入信号
Figure 227570DEST_PATH_IMAGE037
。假设步骤3中时钟发生器产生的，用于接收端信号解调的本地振荡信号 LO的四路正交信号为： 
Figure 778637DEST_PATH_IMAGE011
       （5）
其中，为本地振荡信号LO的振荡频率，
Figure 304613DEST_PATH_IMAGE041
为本地振荡信号的相位。
接收端的输入信号
Figure 780463DEST_PATH_IMAGE020
经过接收端本地振荡信号 LO混频后，解调得到接收端的基带信号：
=
Figure 562791DEST_PATH_IMAGE023
        （6）
Figure 2999DEST_PATH_IMAGE025
（7）
其中，
Figure 603745DEST_PATH_IMAGE026
表示接收器的幅度失配参数，
Figure 880137DEST_PATH_IMAGE027
表示接收器的相位失配参数。
之后，如步骤4~5所述，对发射器的本地振荡信号LO和基带信号VTX，BB通过移相网络同时进行移相，并由移相后的本地振荡信号LO’为移相后的基带信号V TX,BB ’进行调制，此时得到移相后的发射端输出信号为
Figure 224530DEST_PATH_IMAGE029
          （8）
Figure 722508DEST_PATH_IMAGE030
   （9）
步骤6~7中，将所述移相后的发射端输出信号
Figure 290892DEST_PATH_IMAGE036
’也反馈到接收器，同样经过公式5所述接收器本振信号LO的解调后，此时接收到的基带信号将变为：
Figure 507110DEST_PATH_IMAGE032
（10）
如步骤8所述，为了得出调制解调过程中的失配参数
Figure 389616DEST_PATH_IMAGE035
，
Figure 53684DEST_PATH_IMAGE017
，
Figure 730653DEST_PATH_IMAGE026
，
Figure 168588DEST_PATH_IMAGE042
，假设
Figure 917101DEST_PATH_IMAGE043
（11）
此时，对接收到的信号进行代数运算，即将公式7代入公式11中，我们就可以得到所述失配参数
Figure 124091DEST_PATH_IMAGE035
，
Figure 50590DEST_PATH_IMAGE017
，
Figure 975821DEST_PATH_IMAGE026
，
Figure 200129DEST_PATH_IMAGE044
的具体数值。从而可以根据该些失配参数，代入到公式10中计算得到所述移相后的接收端基带信号VRX,BB’的具体数值，从而在信号发射和接收时对失配进行补偿。
因而，本发明不需要另外构建调制解调器的电路，也不需要增加功耗，分别将移相前后的发射端输出信号，反馈输入到接收器处得到两个基带信号，通过对该接收到的信号进行代数运算，实现对发射端及接收端的相位和幅度偏移的测量和补偿，不但去除了该些偏移量的影响，还增加了调制解调器数据传输的速率，降低了电路的功耗；还可以帮助降低调制解调器的干扰信号强度并提高像频抑制比。
尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。

Claims (7)

1.一种调制解调器失配的校准方法，其特征在于，包含以下步骤：
步骤1、调制解调器的发射器中，时钟发生器为发射器对应输出的本地振荡信号LO，对经过滤波和D/A转换处理后的发射端基带信号V TX,BB 进行调制，并在信号放大后得到发射端输出信号                                                
Figure 370034DEST_PATH_IMAGE001
；
步骤2、将发射端输出信号
Figure 165820DEST_PATH_IMAGE002
通过衰减网络，反馈输入至该调制解调器的接收器，作为其接收端输入信号；
步骤3、接收端输入信号
Figure 22098DEST_PATH_IMAGE003
经过放大处理后，通过时钟发生器为接收器对应输出的本地振荡信号LO进行解调，再滤波得到接收端基带信号V RX,BB ；
步骤4、将时钟发生器为所述发射器提供的本地振荡信号LO，和所述发射器的基带信号V TX,BB 同时进行移相；
步骤5、用步骤4中移相后的本地振荡信号LO’为移相后的基带信号V TX,BB ’进行调制，并在信号放大后得到移相后的发射端输出信号
Figure 177004DEST_PATH_IMAGE004
’；
步骤6、按照步骤2所述，将移相后调制得到的发射端输出信号
Figure 273136DEST_PATH_IMAGE005
’，也通过衰减网络反馈输入至调制解调器的接收器部分，作为移相后的接收端输入信号
Figure 984740DEST_PATH_IMAGE006
’；
步骤7、按照步骤3所述，由时钟发生器为接收器对应输出的本地振荡信号LO，对移相后的接收端输入信号
Figure 53191DEST_PATH_IMAGE007
’的放大信号进行解调，再滤波得到移相后的接收端基带信号V RX,BB ’的算式；
步骤8、根据步骤3中得到的移相前的接收端基带信号V RX,BB ，来计算所述接收器与发射器的正交相幅值及相位的四种失配参数，再将这些失配参数代入步骤7的算式来得到所述移相后的接收端基带信号V RX,BB ’的具体数值。
2.如权利要求1所述调制解调器失配的校准方法，其特征在于，步骤1中时钟发生器产生的，用于发射端信号调制的本地振荡信号 LO的四路正交信号为
     
其中，
Figure 696847DEST_PATH_IMAGE009
为本地振荡信号 LO的振荡频率；
步骤3中时钟发生器产生的，用于接收端信号解调的本地振荡信号 LO的四路正交信号为： 
Figure 212142DEST_PATH_IMAGE011
       
其中，
Figure 135099DEST_PATH_IMAGE012
为本地振荡信号LO的振荡频率，
Figure 444858DEST_PATH_IMAGE013
为本地振荡信号的相位。
3.如权利要求2所述调制解调器失配的校准方法，其特征在于，步骤1中移相前调制得到的发射端输出信号如下：
Figure 250003DEST_PATH_IMAGE015
     
即：
Figure 490360DEST_PATH_IMAGE016
其中，
Figure 330140DEST_PATH_IMAGE017
表示发射器的幅度失配参数，
Figure 748483DEST_PATH_IMAGE018
表示发射器的相位失配参数，表示输入的基带信号频率。
4.如权利要求3所述调制解调器失配的校准方法，其特征在于，步骤3中移相前的接收端输入信号
Figure 84972DEST_PATH_IMAGE021
经过解调得到的移相前的接收端基带信号为：
Figure 44838DEST_PATH_IMAGE022
=        
即：
Figure 413820DEST_PATH_IMAGE026
其中，
Figure 995980DEST_PATH_IMAGE027
表示接收器的幅度失配参数，表示接收器的相位失配参数。
5.如权利要求4所述调制解调器失配的校准方法，其特征在于，步骤5、6中所述移相后的发射端输出信号为：
Figure 632814DEST_PATH_IMAGE030
          
即：
Figure 837531DEST_PATH_IMAGE031
   。
6.如权利要求5所述调制解调器失配的校准方法，其特征在于，所述步骤6、7中，移相后解调得到的接收端基带信号为：
Figure 36431DEST_PATH_IMAGE033
。
7.如权利要求6所述调制解调器失配的校准方法，其特征在于，所述步骤8中，在
Figure 847521DEST_PATH_IMAGE035
中代入所述步骤3中得到的移相前的接收端基带信号V RX,BB 进行计算，得出调制解调过程中的失配参数
Figure 840885DEST_PATH_IMAGE036
，
Figure 782165DEST_PATH_IMAGE018
，
Figure 784756DEST_PATH_IMAGE027
，
Figure 308142DEST_PATH_IMAGE028
，再将这些失配参数代入到步骤7的算式中计算得到所述移相后的接收端基带信号V RX,BB ’的具体数值。
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