KR20080104306A - 무선 주파수 수신기 회로와 신호 수신 및 변환 방법 - Google Patents

Abstract

무선 송수신기(예를 들어, 헤드폰)를 위한 개선된 수신기 아키텍처 및 방법이 제공되며, 그에 의해서 수신기는, 유리하게도 RF-IF 및 IF-기저대역 변환 프로세스를 위해 단 하나의 합성기 회로의 사용을 가능하게 하고, 보다 낮은 전력 소비를 제공한다. 수신기는 제 1 혼합 단(즉, RF-IF 변환)에 사용되는 주입 고정 국부 수신기 발진기(RX LO)를 포함한다. RX LO(105)는 그에 의해 합성기(예를 들어, 분수-N 위상 고정 루프 회로(PLL))에 의해 생성된 비교적 낮은 기준 주파수 신호의 고차 고조파를 사용할 수 있다. 수신기는 또한 조율 가능 Q-개선 IF 필터(110)와, 제 2 변환 단(즉, IF-기저대역 변환)을 위한 복소 서브-샘플링 및 혼합 다운-변환 회로를 포함한다. 제 2 변환 단에서 사용되는 샘플링 주파수는 합성기(PLL)로부터 유도된 기준 주파수의 고조파이다. 예를 들어, 수신기 채널은 RF 주파수 F_R1이

의 값을 할당받았다는 사실에 기초하여 설계될 수 있는데, 여기서 PLL의 주파수 f_PLL은 서브 샘플링 주파수의 2배로 선택될 수 있고, RX LO의 주파수 f_{RX LO}는 주파수 f_PLL의 9배일 수 있다.

Description

무선 주파수 수신기 회로와 신호 수신 및 변환 방법{RF-TO-BASEBAND RECEIVER ARCHITECTURE}

본 발명은 무선 송신 송수신기 분야에 관한 것으로서, 보다 구체적으로는 수신기 아날로그 아키텍처에 관한 것이다.

무선 오디오 제품의 인기 상승은 무선 헤드폰 솔루션을 필요성을 확립해 왔지만, 블루투스 기술을 사용하는 것과 같은 현재의 회로 아키텍처는 그들의 전력 소비가 너무 높기 때문에 대부분 성공적인 것은 아니다. 또한, 그들의 간섭 관리는 실생활 애플리케이션에서의 성능을 허용하기 곤란할 정도로 빈약하다.

통상 무선 수신기에 사용되는 아키텍처는 슈퍼헤테로다인 수신기 아키텍처(the superheterodyne receiver architecture)로 지칭되는 것이다. 이러한 유형의 수신기는 기저대역 신호를 획득하는 데 국부 합성기(즉, 기준 주파수 합성기/위상 고정 루프(PLL)(a reference frequency synthesizer/phase locked loop) 회로) 및 혼합기 회로를 사용하여 아날로그 캐리어(RF) 주파수를 중간 주파수(IF)로 변환하는 적어도 하나의 주파수 다운-변환을 수행한다. 고정 IF 및 비고정 IF 모두를 이용하는 아키텍처는 알려져 있지만, 불리하게도, 고정 IF를 이용하는 기존 아키텍처는 적어도 2개의 합성기/PLL 회로의 사용을 요구하고, 비고정 IF를 이용하는 아키텍처는 일반적으로 서브샘플링을 이용하는 데에는 적합하지 않고 IF 및 제 2 다운-변환 내의 높은 동적 범위를 요구하는데, 이들은 제각각 채널링 및 앨리어싱 요인으로 인한 것이다. 기존 아키텍처의 이들 요건은 수신기의 전체적인 전력 요건을 증가시킨다.

이에 따라 협대역 선택 기능 및 저 전력 소비를 제공하는 개선된 수신기 아키텍처가 필요하다.

청구된 수신기 아키텍처의 양상은 무선 주파수(RF) 수신기 회로 및 RF 신호를 기저대역으로 다운-변환하는 방법을 제공한다. RF 신호를 IF 신호로 변환하는 RF-IF 변환을 위해 구성된 RF-IF 변환 회로는 RF 신호를 대역 통과 IF 신호로 다운-변환하는 혼합기 회로를 포함한다. 국부 발진기 회로는 혼합기 회로로의 입력을 위해 기준 주파수의 제 1 사전-선택 고조파인 주파수를 갖는 RF-IF 혼합 신호를 주입 고정 및 생성하도록 구성된다. 조율가능 IF 필터 회로는 IF 필터를 (예를 들어, IF 필터의 중심 주파수 파라미터 및/또는 Q 파라미터를) 대역 통과 IF 신호의 대역으로 사전-조율하고, 그렇게 조율되면 대역 통과 IF 신호를 필터링한다. IF 신호를 기저대역 신호로 IF-기저대역 변환하는 IF-기저대역 변환 회로는 입력되는 샘플링 신호의 샘플링 주파수 - 샘플링 주파수는 기준 주파수의 제 2 사전-선택 고조파(예를 들어, 2차)임 - 에서 동작하는 서브-샘플링 및 다운-변환 회로를 포함한다. 기준 주파수원 회로(예를 들어, 합성기)는 기준 주파수의 기준 신호를 생성하하되, 혼합 신호 및 샘플링 신호는 기준 신호로부터 그의 고조파로서 유도된다.

선택적으로 동작 가능한 주입 고정 사전-조율 회로는 국부 발진기 회로의 고정 대역폭 내에서 국부 발진기 회로를 주입 고정 주파수로 충분하게 사전-조율하여, 기준 신호의 제 1 사전-선택된 고조파에 의한 주입 고정을 가능하게 한다. 주입 고정 사전-조율 회로는 RF 신호를 다운-변환하는 디지털 기저대역 회로에 의해 결정된 선택가능 샘플링 주파수에서 서브-샘플링 다운-변환 회로를 동작시키고, 선택 가능 샘플링 주파수는 다운-변환된 RF 신호의 에너지 측정에 기초하여 주입 고정 주파수가 고정되게 하는 알리아싱 대역을 생성하도록 선택된다. 에너지 검출 소자는 에너지 측정을 결정하도록 구성된다. 서브-샘플링 및 다운-변환 회로는 I 및 Q 복소 신호 성분 서브-샘플러를 포함하며, 수신기 회로는 마이크로제어기를 포함하는 아날로그-디지털 회로 및 디지털 기저대역 회로를 포함한다. 조율가능 IF 필터 회로는 조율가능 IF 필터 회로를 조율할 때 사용되는 백색 잡음 신호를 생성하고 선택적으로 조율 가능 IF 필터 회로에 입력시키는 잡음 생성기를 포함하는 것이 바람직하다.

본 발명은 다음의 도면을 참조하여 이하의 상세한 설명을 고려하면 보다 양호하게 이해될 것이다. 도면에서 유사한 참조부호는 전반적으로 유사한 소자를 지 칭한다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 예시적 수신기 회로의 블록도이며, 예시를 위해서 상보적 송신기 국부 발진기(Tx LO)도 도시한 도면,

도 2a 내지 도 2f는 도 1에 따라 구성된 수신기의 RF-IF 및 IF-기저대역 주파수 변환을 총체적으로 도시한 도면,

도 3은 분수-N 위상 고정 루프(PLL)를 이용한 주입 고정 이전에 Rx LO를 사전 조율하도록 동작하는 회로의 블록도,

도 4a는 협대역 대역통과 필터링용 IF 필터 Q-조율 회로의 블록도,

도 4b는 Q-조율가능 IF 필터에 대한 예시적인 회로도,

도 5는 주입 고정 회로를 도시한 Rx LO의 보다 상세한 블록도,

도 6은 수신기 서브-샘플링 회로의 보다 상세한 블록도이다.

도 1은 수신기 아키텍처(100)의 실시예를 예시한다(또한, 단지 예시를 목적으로, 유리하게는 기준 발진기(115)의 고조파를 사용하여 주입 고정된 국부 송신기 발진기(Tx LO)(205)를 구비한 상보형 송신기 아키텍처를 사용하기 위한 가능한 송신기 회로(220)를 점선으로 도시한다). 이 아키텍처의 제품 애플리케이션의 일례는, 전력 소비가 중요 이점이고 예를 들어 2.4 GHz의 산업적, 과학적 및 의학적(ISM) 라디오 대역을 통한 다중 채널 확산을 사용할 수 있는 이동 전자기기에 수신기 송신기 회로를 포함시킨다.

도 1을 참조하면, 수신기 아키텍처(100)는 단 하나의 국부 합성기, 즉 이하에서 보다 일반적인 용어로서 "기준 주파수원"이라고 지칭되기도 하는 기준 주파수 합성기/위상 고정 루프(PLL) 회로(115)를 포함하는 것이 유리하다. 이 기준 주파수원은 RF-IF 변환 프로세스와 IF-기저대역 변환 프로세스 모두에 사용되며, 보다 낮은 전력 소비를 제공한다. 예시된 합성기/PLL(115)은 프로그래밍가능 기준 주파수 출력 신호를 제공하는 통상적인 유형의 것이다. 수신기 아키텍처(100)의 두 가지 특징은 단 하나의 기준 주파수원의 이 새로운 사용을 가능하게 한다는 것이다.

수신기(100)의 그러한 한 가지 특징은, 제 1 혼합 단(즉, RF-IF 변환)에 사용되는 국부 수신기 발진기(Rx LO)(105)를 조율하는 데 주입 고정을 사용하는 구성이다. 유리하게도, Rx LO(105)로부터 출력된 RF-IF 혼합 신호는 기준 주파수원(합성기/PLL 회로)(115)의 비교적 낮은 주파수의 고차 고조파이며, 예시된 일례에서는 9차 고조파이다. 또한, 이 일례에서는, 분수-N 위상 고정 루프(PLL)가 기준 주파수원으로서 사용되도록 선택됨을 알 수 있다.

수신기(100)의 그러한 다른 특징은 제 2 변환 단(즉, IF-기저대역 변환)을 위해 서브-샘플러/혼합기(130, 140)와 함께 사전-조율가능 Q-개선 IF 필터(110)를 사용하는 것이다. 이것은 동일한 기준 주파수원(115)에 의해 구동되는 (예시된 일례에서는 2차 고조파인) 기준 주파수의 고조파를 이용한 서브-샘플링의 사용을 가능하게 한다(당업자라면, 고조파에 대한 이 기준은 그의 배수 주파수를 의미한다는 것을 인지할 것이다).

결과로서, 2개의 변환 단은 조화롭게 관련되며, 수신기 아키텍처 내에서 주 입 고정의 결합된 용도로 인해 유리하게도 비교적 낮은 주파수원으로서 구성될 수 있는 동일한 기준 주파수원(115)을 차단한다. 또한, 조율가능 IF 대역통과 필터링과 함께 비고정 IF("때때로 "워킹(walking)" IF라고 지칭됨")를 이용함으로써, 서브-샘플링에 의해 통상적으로 나타나는 앨리어싱 장애(aliasing obstacle)가 해결되고, 이 아키텍처에서의 제 2 변화를 위한 서브-샘플링의 사용을 허용한다. 서브-샘플링의 사용은 또한 비교적 낮은 주파수원(115)의 사용에 의해 그 자체로 가능하게 되고, 서브-샘플링을 위한 그의 보다 낮은 고조파의 사용을 허용한다. 당업자라면 즉시 인지할 수 있는 바와 같이, 2개 변환을 위한 2개 합성기 회로의 통상적인 사용을 회피시키며 또한 서브-샘플링에 의한 제 2 다운-변환을 수행하는 이 신규한 수신기 아키텍처는 유리하게도 전력 소비를 감소시킨다.

아래의 표 1은 해드폰 제품 애플리케이션에 의해 제공된 각각의 16개 채널에 대해 수신기 아키텍처의 각종 단에서의 예시적인 주파수 값(MHz 단위)의 세트를 제공하며, 여기서 5 MHz 채널 간격은 22.57 MHz의 주파수 f_xtal을 제공하는 크리스탈과 RF 주파수 사이에서 선택된다.

[표 1]

상기 표 1로부터는 이들 신호의 주파수가 다음의 수식에 따라서 관련된다는 것을 알 수 있을 것이다.

최적의 n을 선택하는 것은 임의의 특정 애플리케이션에 대해서 f_s에 대해 이루어진 선택에 의존한다. 보다 높은 값의 n은 f_s에 대해 보다 낮은 값을 선택할 수 있게 하며, 또한 독자가 인지할 수 있는 바와 같이, PLL과 서브-샘플러가 이후에 보다 낮은 주파수에서 동작할 수 있으므로 전력 소비를 낮추는 것이 바람직하다. 또한, 적절한 n 값의 선택은 n의 값이 높을수록 이미지 신호가 더 가까워지므로 주어진 회로 구성에 대해 허용될 수 있는 신호 이미지들 사이의 간격에 의존한다. 또한, 위상 잡음은 특정 설계와 관련하여 고려될 인자를 나타내며, 그에 따라 최적은 n 값의 선택에 부분적으로 관련된다. 예를 들어, f_s는 이미지 신호가 대역 통과 IF 신호로부터 충분히 멀리 떨어져 있을 정도로 충분히 높도록 선택되어, IF 필터가 그들을 무효하게 만들 정도로 감쇠시킬 수 있다. 본 명세서에서 예시한 실시예에서, 관계식

에서

의 선택은 다운 변환 프로세스를 단순화시키기 위한 것이며, 그에 의해 서브-샘플러(130)로부터 출력된 이산-시간 복소 신호 성분은 사실상 I 성분에 대해서는 (1, 0, -1, 0)의 수열로 승산되고 Q 성분에 대해서는 (0, 1, 0, -1)의 수열로 승산되어, 대응하는 출력 기저대역 신호 성분(142)을 생성한다.

수신 RF 신호(10)는 (채널 에너지 검출에 기초하여 기저대역 디지털 프로세싱 회로(165)에 의해 생성된 이득 제어 신호(20)를 사용하는) 자동 이득 제어용 감쇠기(40)에 의해 처리되고, 탱크 회로 RF 필터(45)(즉, 오프-칩(off-chip))을 구비한 저 잡음 증폭기(LNA)(120)에 공급된다. RF 필터(45)의 전체 Q는 명목상으로 일부 대역 선택을 제공하도록 하는 중간 범위(예를 들어,전술한 ISM 2.4 GHz 대역에 대해 30)이다. 결과적으로 처리된 RF 신호(122)는 이후에 혼합기(1256)에 의해 다운-변환되어 RF 캐리어로부터의 신호를 IF(중간 주파수) 캐리어로 변환한다. 유리 하게도, 이것은 사전-조율을 위해 구성되고 본 명세서에서 크리스탈 발진기(160)에 기초하여 비교적 낮은 주파수 분수-N PLL(115)인 전술한 기준 주파수원으로부터 구동된다. 이것은 PLL(115)의 비교적 높은 고조파가 Rx LO(105)를 고정하게 한다.

혼합기(125)의 현재 출력은 예시적인 실시예에서 오프-칩을 갖는 중간 주파수(IF) Q-조율 필터(110)로 공급된다(다른 설계 및 주파수 계획이 대신해서 온-칩 인덕터를 사용하도록 이루어질 수 있음이 이해될 것이다). 대략 320 MHz의 중간 주파수에 대해서, IF 필터(110)는 5 MHz의 대역폭으로 Q-개선된다. 유리하게도, 이 Q-개선은 그러한 서브-샘플링을 사용하는 데 필수적인 안티-앨리어싱을 제공함으로써 서브-샘플러(130)의 사용을 허용한다. 그것은 또한 몇몇 채널 선택을 제공한다. 또한, 이 높은 Q 필터를 대량의 수신기 이득이 발생하기 전에 사용하면 수신기(100)의 동적 범위를 개선하고, 후속 단에서 전력 소비를 낮출 수 있다.

제 1 단 다운-변환 신호(112)는 I 및 1 신호 성분 서브-샘플러(130) 및 서브-샘플링 혼합기(140)을 포함하는 제 2 단 혼합기를 구동하는 gm 부스팅 피드백을 구비한 소스 팔로워로 구성된 IF 증폭기(IFA)(135)로 공급된다. 서브-샘플러(130) 및 버스-샘플링 혼합기(140)로부터 출력된 I, Q 신호는 f_s/4를 중심으로 하는 대역통과 주파수 도메인을 가지며, 여기서 f_s는 도 1 및 도 2에 도시한 바와 같은 유효 샘플링 주파수이다. 서브-샘플링 혼합기(140)는 신호(132)를 변조하고, 그것을 시간 연속 저역 통과 신호(142)로 변환한다.

도 1 내지 도 4a에 도시한 수신기의 다음 성분은 당업자에게 잘 알려져 있고 이해되는 것으로서, 많은 변형 및 변경이 특정 애플리케이션에서 사용되도록 고안될 수 있다. 예를 들어, 프로그래밍가능 이득 증폭기(PGA)(145)는 예시적인 헤드폰 송수신기 애플리케이션에 필수적인 이득을 제공하는 데 사용될 수 있으며, 아날로그-디지털 변환기(ADC)(150)는 2차 연속-시간 필터 및 2-비트 양자화기를 포함할 수 있지만 신호가 저역 통과하고 부분적으로 필터링되기 때문에 PGA(145) 및 ADC(150)에 대한 선형성 및 대역폭 요건이 완화된다는 것을 인지할 수 있을 것이다. 감쇠기(40)에 의한 자동 이득 제어용 아날로그 제어 신호(20)는 수신기 디지털 기저대역 회로(165)에서 채널 에너지 검출을 이용하는 자동 이득 제어(AGC) 디지털 프로세싱 회로(155)에 의해 생성된다. 또한, 상태 머신(도시하지 않음)은 ADC(150)으로부터의 포화 신호(153)에 반응하여, ACD(150)에서 검출된 잔여 대역 외 간섭에 따라 디지털 기저대역 회로(165)의 ACG 회로에 의해 생성된 제어 신호(22)에 대한 응답으로 PGA(145)에 의해 수신기 이득이 감소하게 할 수 있다(그러나 디지털적으로 필터링되지만 에너지 검출을 일부를 형성하는 것은 아니다).

도 2a에서 식별된 회로 위치에 도시한 신호를 참조하면, 도 2b 내지 도 2f는 각각의 그러한 포인트에서 신호의 주파수 도메인을 도시하며, 그에 의해 그들 도면은 도 1에 따라 구성된 수신기의 RF-IF 및 IF-기저대역 주파수 변환을 총괄적으로 예시한다. 도 2a는 도 1과 대체로 동일하지만, 편의상, 도 1에 도시한 수신기 국부 발진기(Rx LO) 회로(105) 및 몇몇 다른 소자를 도시하지 않고, 서브-샘플링 회로로 시작하는 I-Q 프로세싱 회로 의 1/2만을 도시한다. 도 2b는 도 2a의 위치(a)에서의 수신 RF 신호의 주파수 도메인을 그래픽으로 도시하고, 또한 국부 발 진기 회로 Rx LO(115)로부터 출력된 RF-IF 혼합 신호 Rx LO를 도시한다. 도 2c는 도 2a의 위치(b)에서의 다운-변환 IF 신호의 주파수 도메인을 그래픽으로 도시한다. 도 2d 및 도 2e는 IF-기저대역 주파수 다운 변환용 I 및 Q 신호 성분을 그래픽으로 도시하되, 전자는 도 2a의 위치(c)에서의 서브-샘플링된 신호의 주파수 도메인을 도시하고, 후자는 도 2a의 위치(d)에서의 혼합기-변환 신호의 주파수 도메인을 도시한다. 도 2f는 아날로그-디지털 변환기(ACD)에 의한 프로세싱 이후에 위치(d)에서의 다운-변환 신호를 도시한다.

도 1을 참조하면, 당업자에 의해서 송신기(200)는 수신기(100)의 아키텍처에 대해 상보적인 아키텍처를 용이하게 활용할 수 있음이 주목될 것이다. 수신기(100)에서 이루어지는 바와 같이, 오프-칩 인덕터를 구비한 전송 국부 발진기(Tx LO)(205)는, 유사하게도, 기준 주파수원(PLL)(115)의 고조파로부터 구동되는 주입 고정일 수 있다. 예를 들어, 송신 모드의 경우, PLL(115)은 약간 상이한 주파수(예를 들어, ~220 MHz)로 조절되어 직접 업-변환이 예를 들어 PLL(115)의 11차 고조파를 이용하여 가능하게 할 수 있다. 송신기 기저대역의 클록 레이트는 크리스탈 발진기(160)의 주파수이고, PLL(115)은 송신기(Tx) 주파수와 수신기(Rx) 주파수 사이에 60 ㎲의 스위칭 시간 제약을 충족시키면서 매우 낮은 전류 유입을 달성할 수 있다. 그러면, 송신기(200)의 다른 회로 소자(220)는 본 분야에 잘 알려져 있는 표준 구성으로 구성될 수 있다.

위에서 강조한 바와 같이, 수신기(100)의 단일 기준 합성기 아키텍처는 본 출원과 동일한 양수인에게 양도되고 2005년 11월 8일에 허여된 미국 특허 번호 제 6,963,249호의 주제인 RX LO(105)의 주입 고정을 활용함으로써 제 2 무선 주파수(RF) PLL에 대한 필수성을 회피시킨다. 다음, 이 주입 고정은 이 실시에에서 Rx LO(105)를 디지털적으로 사전-조율하여 PLL(155) 기준 신호가 Rx LO에 입력될 때 주입 고정이 발생하게 함으로써 달성된다. 사전-조율은 희망 주파수에 충분히 가까운 발진기의 자유-구동 주파수를 유발하여 주입 고정이 보증될 수 있게 한다. 이 사전-조율이 없다면, 발진기의 탱크 회로의 프로세스 변화가 제공된 Rx LO(105)(또는 Tx LO(205))를 주입 고정할 수 없을 것이다.

도 3에 예시한 바와 같이, 디지털 기저대역 회로(165)의 디지털 프로세싱 기능은 Rx LO(105)의 출력의 중심 주파수(f_c)를 결정하는 데 사용된다(또한 상보형 전송 회로 아키텍처 내의 Tx LO(205)도 가능하지만 이하에서 그의 반복적인 설명은 이하에서 제공되지 않는다). Rx LO(105)의 조율은 디지털 도메인 내에서 달성된다. 우선, 통상적으로 Rx LO(105)에 입력되는 PLL(115)에 의해 제공된 기준 주파수 신호가 디스에이블링되고, 그 대신에 이하에서 설명되는 바와 같이 제 2 경로가 인에이블된다. 사전-조율은 예시된 바와 같은 이 제 2 경로를 통해서 Rx LO(105)의 출력을 서브-샘플러(130)에 직접 전송함으로써 수행되고, 수신기(100)는 이 제 2 경로-모드 동안에 Rx LO(105)의 출력의 중심 주파수를 결정한다. 서브-샘플링된 신호(137)는 (이득 및 DAC 소자(145, 150)를 통해서) 이득을 위해 처리되고 디지털 형태로 변환된다. 결과적인 디지털 신호는 수신기 기저대역 회로(165) 내의 디지털 마이크로제어기를 사용하여 Rx LO(105)의 중심 주파수(f_c)를 결정하도록 디지털 도메인 내에서 처리된다.

당업자라면 이해하는 바와 같이, 다수의 여러 가지 방법은 필요한 f_c 결정에 사용될 수 있다. 예시적인 실시예에서, 이것은 신호 대역 내의 에너지에 비례하는 신호를 생성하는 수신기 디지털 기저대역 회로(165) 내에서 "에너지 검출" 소자(도면에는 명확히 도시하지 않음)의 사용을 통해 달성된다. 이 논의에서, 도 3을 참조하면, 그것은 결정(테스트)될 Rx LO(105) 출력의 주파수이다. 디지털 기저대역이 유한 대역폭의 것이기 때문에, 테스트되는 Rx LO(105) 출력의 중심 주파수가 채널 내에 있다면, 이것은 에너지 검출 소자에 의해 생성된 출력 신호로부터 명백해질 것이다.

이 절차에 따르면, PLL(115)의 주파수는 이 제 1경로-모드 동안에 사용된 샘플링 주파수가 Rx LO(105)의 희망 주파수로부터의 변환과 매칭할 주파수를 수행하도록 설정되는데, 이 희망 주파수는 주입 고정 및 사전-선택 RF 채널용 RF-IF 다운-변환을 위해 Rx LO가 충분히 사전-조율되는 목표 주입 고정 주파수이다. 그 후, Rx LO(105)의 주파수의 최대 다운으로부터의 스위프가 수행되고, 각각의 단계에서, 에너지 검출 소자 출력 신호가 고려된다. 스위프는 에너지 검출 소자의출력이 소정 한도 위에 있을 때 중지되며, 이 포인트에서는, Rx LO(105)의 주파수가 주입 고정 주파수이거나 알리아싱 주파수인 것으로 알려져 있다. 후자의 가능성으로 인해, 조율이 완료되기 이전에 어떤 것이 정확한지를 판별하는 것은 필수적이다. 따라서, PLL(115)은 그 후에 제 2 샘플링 주파수로 설정되어, Rx LO(105)의 희망 주 파수가 여전히 대역 내에 있지만 희망하지 않는 알리아싱 주파수는 대역 내에 있지 않게 한다. 이 정보로부터, 희망 주파수에 도달했는지의 증명서가 존재하는지의 여부가 (즉, 이것의 논리 결과로서) 판별되며, 그러한 경우, Rx LO는 그 RF 채널에 대한 주입 고정 주파수로 사전-조율된다. 희망 주파수가 이 단계에서 발견되지 않는 경우, 스위프(sweep)는 출발 장소로부터 다음 피크를 발견할 때까지 계속되며, 이 알고리즘은 희망 매칭 조건이 충족될 때까지 반복된다.

단지 인스트럭션의 목적을 위해, 독자는 그것이 Rx LO(105)를 조율하여 2408 NHz와 동일한 RF 신호 주파수 f_RF를 수신하는 것이 바람직하다는 시나리오를 고려하도록 요청된다. RX LO(105)를 이 희망(목표) 채널로 조율하기 위한 프로세스를 구현하기 위해서, 마이크로제어기는 먼저 샘플링 주파수를 116 NHz로 설정한다. RX LO(105)는 사전결정된 최대 주파수로 설정되고, 그것의 주파수의 스위프는 적용가능 임계 에너지가 에너지 검출 소자에 의해 검출될 때까지 실시된다. 이 때, 희망 주파수가 실제로 RX LO(105)에 의해 출력되고 있는지의 여부는 알려져 있지 않다. 설명을 위해서, 이 때, 그것은 (2408+116/2) MHz = 2466 MHz의 f_RF 값을 갖는 채널로 조율하기 위한 주파수를 출력하고 있다고 가정한다. 따라서, 이 때, 희망 주파수가 RX LO(105)에 의해 출력되고 있는지를 말하는 것은 불가능하다. 그 후, 샘플링 주파수(f_s)가 설정되어 20.75(즉, 관계식

, 여기서 n은 인자

이 20.75 또는 21.25가 되도록 21이 선택된다)의 인자 대신에 21.25의 다른 인자가 사용되게 한다. 이것은 샘플링 주파수가 113.3 MHz로 설정된다는 것을 의미한다. 이 주파수는 2408 MHz를 발견할 것이지만, 2466 MHz(2408+113.2/=2464)를 발견하지는 않을 것이다. 따라서, 샘플링 주파수가 그에 따라 변경되었다면, 기저대역에서는 더 이상 어떠한 에너지 피크도 검출하지 않을 것이다. 따라서, 오리지널 샘플링 주파수를 사용하는 프로세스로 되돌아가면, 주파수 스위프가 수행되고, 결국 에너지의 다른 피크가 검출되지만, 제 2 샘플링 주파수가 인가될 때에 피크 에너지가 여전히 기저대역에서 검출되어, RX LO(105) 출력이 현재 희망 주파수에서 이 채널로 조율될 것임을 의미한다.

일단 RX LO(105) 주파수가 결정되면, 그것은 전술한 바와 같이 디지털 기저대역 회로(165)에 의해 생성되고 디지털-아날로그 변환기(172)에 의해 아날로그 형태로 변환된 피드백 제어 신호(166, 168)에 의해 조절된다. 이 사전-조율 피드백 프로세스는 희망 RX LO(105) 주파수에 도달할 때까지 계속해서 반복된다.

RX LO(105)가 주입 고정을 허용할 정도로 희망 발진 주파수에 충분히 가깝게(즉, LBW 이내로) 사전-조율된 경우, PLL(115)은 다시 한번 인에이블링되고 사전-조율 2차 경로는 디스에이블링된다.

RX LO(105)를 사전-조율하여 그것의 발진 주파수 f_c가 희망 주파수에 가깝게 되도록 함으로써, 주입 고정이 달성되게 하는 필요 고정 대역폭(LBW)은 현저히 감소한다. LBW의 감소는 주입 고정 기준 주파수원(115)의 필요 전력을 감소시키고, 이어서 다운-변환에 사용될 비교적 낮은 기준 주파수의 보다 높은 고조파의 사용을 허용한다. 도 1에 도시한 바와 같이, PLL(115)을 구비한 저주파 크리스탈 발진 기(160)는 x차 고조파(이 일례에서는 x로 9가 선택됨)를 갖는 RF RX LO(105)를 주입 고정하는 데 사용된다.

도 5는 주입 고정 회로를 도시한 RX LO(105)의 보다 상세한 블록도이다. 사각파는 PLL(115)로부터 출력되고(그에 따라 큰 고조파 콘텐츠를 갖게 되며), 희망 홀수 고조파를 선택하도록 대역 통과 필터(BPF)(119)에 인가되는데, 여기서 홀수 고조파는 차동 입력이 RX LO(105)(9차 고조파는 그 애플리케이션에서 사용됨)에 인가되기 때문에 헤드폰 수신기 애플리케이션에서 사용된다. 일단 그 선택된 고조파 신호가 RX LO(105)에 인가되면, RX LO(105)는 그 고조파 신호가 되어 그렇게 고정된 상태를 유지한다. 도시한 바와 같이, RX LO(105) 회로에서, 고조파 신호는 이후에 주입 고정 트랜스컨덕터(126)에 의해 전류로 변환되고 RX LO(105)의 코어(128) 내에 직접 공급된다.

주입 고정 대역폭은 전형적으로 입력 주입 고정 전력과 관련되며, 전자가 증가함에 따라 후자가 (dBm 단위로) 증가한다. 결과적인 고정 LO의 위상 잡음은 소스 신호(즉, PLL(115))의 위상 잡음보다 높은 n² 또는 20log(n)의 인자이며, 여기서 n은 사용된 주입 고정 고조파이다. 당업자는, 희망하는 경우, 이 효과에 맞서는 데 사용 가능한 알려진 측정에 익숙할 것이다. 이들 측정은 그 중에서도 PLL(115)의 코어 전압 제어 발진기(VCO)에 대한 높은 Q 인덕터를 구비한 오프-칩 탱크 회로를 이용하거나 또는 수신기(또한 송신기)의 에러 벡터 크기에 대한 위상 잡음 효과를 감소시킬 가능성과, 상이한 검출 방식(차동 검출이 인입 신호로부터 동 위상 잡 음에 가까운 반사 효과를 갖는다는 것은 업계에 공지된 것이다)을 이용할 가능성을 포함한다.

유리하게는 IF 필터(110)에 의한 협대역 통과 필터링에 사용되는 필터 Q-조율회로가 도 4a에 도시되어 있다. 도 4b는 Q-조율가능 IF 필터 성분에 대한 예시적 회로를 제공한다. 잘 알려진 바와 같이, 대역통과 주파수 응답 필터(110)는 그것의 필터 파라미터 Q와 그것의 중심 주파수 f_c를 특징으로 하며, 필터를 직접 조율하는 것에 관한 추가 논의에 대해서는 본 출원서과 동일한 양수인에게 양도되고 2006년 1월 3일에 허여된 미국 특허 번호 제6,983,136호를 참조할 수 있다.

본 명세서에서 설명한 예시적인 일례에서, 필터(110)는 다음 프로세스에 따라 사전-조율된다. 제 1 단계로서, 필터(110)는 발진기의 포인트를 지나도록 그것의 Q 파라미터를 증가시킴으로써 발진하게 된다. 그 후, 필터(110)의 주파수 f_c는 주파수가 희망 중심 주파수의 약 2 MHz(즉, 약 1%) 이내에 있을 때까지 RX LO(105)의 주파수를 결정하기 위해 전술한 바와 유사한 방법으로 유사한 방법으로 결정된다.

그 다음, 필터(110)의 주파수 f_c가 희망 주파수의 목표 내에 있다면, 국부 발진기 RX LO(105)로부터의 회로 경로는 디스에이블링되고, 그 대신에 잡음 생성기(300)로부터의 제 2 경로가 인에이블링된다. 이 잡음 생성 경로는 필터(110)에 실질적으로 편평한 전력 스펙트럼 밀도를 갖는 백색 잡음 신호를 제공한다. 그 후, 잡음 신호는 IF 필터(110)에 의해 필터링되어, 필터 출력(117)에서 IF 필 터(110)의 주파수 응답을 비례적으로 나타내는 전력 스펙트럼 밀도를 갖는 신호를 생성한다. 필터 출력(117)은 서브-샘플러(130)에 직접 공급되고, 서브-샘플링된 신호는 그 이후에 (이득 및 ADC 소자(145, 150)를 통해서) 이득을 위해 처리되고 디지털 형태로 변환된다. 결과적인 디지털 신호는 수신기 기저대역 회로(165) 내의 디지털 마이크로제어기를 사용하여 필터 파라미터 Q 및 f_c를 결정하도록 디지털 도메인 내에서 처리된다.

디지털 프로세싱 회로(165)는 필터(110)의 Q 및 f_c의 조절을 위한 디지털 제어 신호(112)를 생성한다. 이들은 디지털-아날로그 변환기(DAC)(114)를 사용하여 아날로그 제어 신호(116, 118)로 변환된다. 도 4b에 도시한 바와 같이, 필터(110)는 각각의 특성화 파라미터마다 제각각의 필터 요소를 직접 조절하는 아날로그 필터 조절 입력 a 및 b를 갖춘다.

본 명세서에서 설명한 예시적인 실시에에서, 필터(110) 파라미터 f_c 및 Q는 다음과 같이 결정된다. 협대역폭을 갖는 디지털 필터(도시하지 않음)는 IF 필터(110)의 주파수 응답을 보다 정교하게 분해하는 데 사용된다. 이것은 IF 필터(110)의 희망 중심 주파수가 변환된 후 전력이 디지털 필터에 의해 계산되어 중심 주파수의 전력을 제공하도록 PLL(155)을 설정함으로써 이루어진다. 그 후, PLL(115) 주파수는 변경(필요한 f_PLL의 변경은 전술한 주파수 방정식마다 도출된다)되어, f_c+5 MHz가 필터(110)에 의해 캡처되고 전력이 계산되게 한다. 그 후, 세 번 째로 3개의 상이한 전력 포인트(즉, f_c+5 MHz, f_c, f_c-5 MHz)가 알려지도록 f_c-5 MHz를 이용하여 그러한 판독이 수행된다. 그 다음, PLL(115) 주파수가 조절되고, 가장자리, 즉 f_c+5 MHz 및 f_c-5 MHz 각각에서 계산된 전력이 동일해질 때까지(이것이 필터(110)가 그들 2개의 포인트 사이의 중심에 있는 것을 나타내므로) 전술한 3개 포인트 측정 단계가 반복된다. 그 후, 필터(110)의 파라미터 Q의 값은 f_c에서의 전력과 f_c+5 MHz 및 f_c-5 MHz 중의 하나에서의 전력의 비율을 이용하여 계산된다(잘 알려진 바와 같이, Q와 이 비율은 1대1 대응이다).

당업자라면, 본 명세서를 본 후, 요구되는 속도, 정확도 및 전력 요건에 의존하여 특정 애플리케이션에 적용될 수 있는 필터(110) 파라미터 f_c 및 Q를 결정하는 상이한 방법이 있음을 인지할 수 있을 것이다. 그러한 다른 방법 중의 일례는 양도인의 전술한 미국 특허 번호 제6,983,136에 기술된 것을 포함하며, 샘플링된 데이터의 FFT를 수행하는 것(즉, 협대역 희망 신호 및 임의의 다른 간섭 신호를 제거하는 것, 필요에 따라 증폭 잡음을 평탄화시키는 것, 및 결과적인 주파수 응답의 피크를 찾아내는 것)을 포함한다. 다른 대안은 또한 본 분야에 알려져 있고, 임의의 특정 속도, 정확도 및/또는 전력 요건에 따라서, 한 가지 그러한 다른 방법이 주어진 애플리케이션에 적합한 것으로서 선택될 수 있다.

도 6을 참조하면, 수신기 서브-샘플링 회로(130)의 보다 상세한 블록도가 제공된다. IF 신호는 이미지가 f_s/2의 오프셋에서 나타나게 하는 f_s/4의 인자에 의해 샘플링 주파수 f_s의 고조파로부터 오프셋된다. 그러면, 기저대역 변환은 혼합기(140)에 의해 신호의 택일적 반전에 따라 용이하게 된다. 당업자라면 용이하게 이해할 수 있는 바와 같이, 도 1 및 도 2의 각 혼합기(140)의 표기(1, -1)는 DC로의 변환을 예시한다. IFA(135) 및 서브-샘플링 혼합기(140)로부터의 광대역 잡음은 또한 그 이후에 혼합되어, 잡음 밀도를 증가시킨다. IFA(135)는 샘플링 커패시터를 구동할 정도로 충분히 낮은 출력 임피던스를 갖도록 설계된 소스 팔로워이다. IFA(135) 및 서브-샘플러(130)에 의해 생성된 잡음은 본질적으로 샘플링 커패시터(138)의 크기에 의해 설정된다. 보다 큰 커패시터는 kT/C 잡음을 감소시키고 IFA(135)에서의 보다 큰 gm은 IFA(135)로부터의 광대역 잡음을 감소시킬 것이다. 샘플러 대역폭을 유지하기 위해서, 스위치는 적절하게 크기 조정되어, 커패시터가 제조될 수 있는 크기를 효율적으로 제한한다.

서브-샘플링으로 인해 가장 가까운 이미지는 f_s/2 오프셋 상태이거나, 본 명세서에서 설명한 특정 일례에 대해 대략 60 MHz 오프셋 상태이다. 제 1 및 최종의 몇몇 채널의 경우, 이 이미지는 대역 내에 있고 최대 효과를 가지며, 중심 채널은 상당히 영향을 받는 것은 아니다.

본 발명의 전술한 예시적인 실시예가 개시됨에 따라, 다음의 특허청구범위에 의해 정의되는 바와 같은 본 발명의 범주 내에 있는 것으로 의도되는 본 발명의 모든 이점을 달성할 다양한 수정 및 변경이 이루어질 수 있다는 것은 당업자에게 명백할 것이다.

Claims (20)

1. RF 신호를 수신하고, 상기 RF 신호를 기저대역으로 다운-변환하도록 구성된 무선 주파수(RF) 수신기 회로로서,

   (a) 상기 RF 신호를 IF 신호로 RF-IF 변환하는 RF-IF 변환 회로 - 상기 RF-IF 변환 회로는, 상기 RF 신호를 대역 통과 IF 신호로 다운-변환하는 혼합기 회로, 상기 혼합기 회로로의 입력을 위해 기준 주파수의 제 1 사전-선택 고조파(a first pre-selected harmonic)인 주파수를 갖는 RF-IF 혼합 신호를 주입 고정 및 생성하는 국부 발진기 회로, 및 상기 IF 필터를 상기 대역 통과 IF 신호의 상기 대역으로 사전-조율하고, 그렇게 조율되면 상기 대역 통과 IF 신호를 필터링하는 조율가능 IF 필터 회로를 포함함 - 와,

   (b) 상기 IF 신호의 IF-기저대역 변환을 위해 구성된 IF-기저대역 변환 회로 - 상기 IF-기저 대역 변환 회로는, 입력되는 샘플링 신호의 샘플링 주파수에서 동작하는 서브-샘플링 및 다운-변환 회로를 포함하며, 상기 샘플링 주파수는 상기 기준 주파수의 제 2 사전-선택 고조파임 - 와,

   (c) 상기 기준 주파수의 기준 신호를 생성하는 기준 주파수원 회로를 포함하되,

   각각의 상기 혼합 신호 및 상기 샘플링 신호는 상기 기준 신호로부터 그의 고조파로서 유도되는

   무선 주파수 수신기 회로.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 서브-샘플링 및 다운-변환 회로는 I 및 Q 복소 신호 성분 서브-샘플러(I and Q complex signal component sub-samplers)를 포함하는

   무선 주파수 수신기 회로.
3. 제 2 항에 있어서,

   마이크로제어기를 포함하는 아날로그-디지털 회로 및 디지털 기저대역 회로를 포함하는

   무선 주파수 수신기 회로.
4. 제 3 항에 있어서,

   상기 국부 발진기 회로의 고정 대역폭 내에서 상기 국부 발진기 회로를 주입 고정 주파수로 충분하게 사전-조율하여, 상기 기준 신호의 상기 제 1 사전-선택된 고조파에 의한 주입 고정을 가능하게 하는 선택적으로 동작 가능한 주입 고정 사전-조율 회로를 포함하는

   무선 주파수 수신기 회로.
5. 제 4 항에 있어서,

   상기 주입 고정 사전-조율 회로는 상기 RF 신호를 다운-변환하는 상기 디지털 기저대역 회로에 의해 결정된 선택가능 샘플링 주파수에서 상기 서브-샘플링 다운-변환 회로를 동작시키고,

   상기 디지털 기저대역 회로는 상기 다운-변환된 RF 신호의 에너지 측정을 결정하는 에너지 검출 소자를 포함하되,

   상기 선택가능 샘플링 주파수는 상기 주입 고정 주파수가 상기 에너지 검출 소자에 의해 검출된 상기 에너지 측정에 기초하여 구별되는 알리아싱 대역(alias bands)을 생성하도록 선택되는

   무선 주파수 수신기 회로.
6. 제 1 항에 있어서,

   상기 조율가능 IF 필터 회로는 상기 조율가능 IF 필터 회로의 중심 주파수 파라미터를 조율하는

   무선 주파수 수신기 회로.
7. 제 1 항에 있어서,

   상기 조율가능 IF 필터 회로는 상기 조율가능 IF 필터 회로의 중심 주파수 파라미터 및 Q 파라미터를 모두 조율하는

   무선 주파수 수신기 회로.
8. 제 1 항에 있어서,

   상기 조율가능 IF 필터 회로는 상기 조율가능 IF 필터 회로를 조율할 때 이용되는 백색 잡음 신호(a white noise signal)를 생성하고 선택적으로 상기 조율 가능 IF 필터 회로에 입력시키는 잡음 생성기를 포함하는

   무선 주파수 수신기 회로.
9. 제 1 항에 있어서,

   상기 기준 주파수원 회로는 합성기이고, 상기 기준 주파수는 상기 마이크로제어기에 의해 선택가능한

   무선 주파수 수신기 회로.
10. 제 1 항에 있어서,

    상기 사전-선택된 고조파는 9이고,

    상기 제 2 사전-선택된 고조파는 2인

    무선 주파수 수신기 회로.
11. RF 신호를 수신하고 상기 RF 신호를 기저대역으로 다운-변환하는 방법으로서,

    (a) 주입 고정 국부 발진기 회로를 포함하여 상기 RF 신호를 대역 통과 IF 신호로 다운-변환하고 상기 RF-IF 다운-변환 시에 사용되는 혼합 신호를 생성하는 단계 및 조율가능 IF 필터 회로를 상기 대역 통과 IF 신호의 상기 대역으로 사전-조율하고, 그렇게 조율되면, 상기 대역 통과 IF 신호를 필터링하는 단계와,

    (b) 상기 IF 신호를 기저 대역 신호로 다운-변환하되, 상기 기준 주파수의 제 2 사전-선택된 고조파인 샘플링 주파수에서 상기 IF 신호를 서브-샘플링하는 것을 포함하는 단계를 포함하는

    신호 수신 및 변환 방법.
12. 제 11 항에 있어서,

    상기 서브-샘플링은 복소수인

    신호 수신 및 변환 방법.
13. 제 12 항에 있어서,

    상기 기저 대역 신호를 아날로그 형태로부터 디지털 형태로 변환하는 단계를 더 포함하는

    신호 수신 및 변환 방법.
14. 제 13 항에 있어서,

    상기 국부 발진기 회로를 상기 국부 발진기 회로의 고정 대역폭 내에서 주입 고정 주파수로 충분히 사전-조율하여, 상기 기준 주파수의 상기 제 1 사전-선택된 고조파에 의한 주입 고정을 가능하게 하는 단계를 포함하는

    신호 수신 및 변환 방법.
15. 제 14 항에 있어서,

    상기 국부 발진기 회로를 사전-조율하는 상기 단계는,

    (i) 상기 주입 고정 주파수가 상기 다운-변환된 RF 신호의 에너지의 측정에 기초하여 구별될 수 있는 알리아싱 대역을 생성하도록 선택된 샘플링 주파수에서 상기 서브-샘플링을 수행하는 단계와,

    (ii) 상기 결정된 에너지 측정에 의해 상기 주입 고정 주파수가 구별될 때까 지 상기 다운-변환된 RF 신호의 상측 에너지 측정을 결정하는 단계를 반복적으로 포함하는

    신호 수신 및 변환 방법.
16. 제 11 항에 있어서,

    조율가능 IF 필터 회로를 사전 조율하는 상기 단계는 상기 조율가능 IF 필터 회로의 중심 주파수 파라미터를 조율하는 단계를 포함하는

    신호 수신 및 변환 방법.
17. 제 11 항에 있어서,

    조율 가능 IF 필터 회로를 사전 조율하는 상기 단계는 상기 조율가능 IF 필터 회로의 중심 주파수 파라미터 및 Q 파라미터를 모두 조율하는 단계를 포함하는

    신호 수신 및 변환 방법.
18. 제 11 항에 있어서,

    조율가능 IF 필터 회로를 사전-조율하는 상기 단계는 백색 잡음을 생성하여 선택적으로 상기 조율가능 IF 필터 회로에 입력하는 단계를 포함하는

    신호 수신 및 변환 방법.
19. 제 11 항에 있어서,

    상기 기준 주파수는 마이크로제어기에 의해 선택되고 합성기에 의해 제공되는

    신호 수신 및 변환 방법.
20. 제 11 항에 있어서,

    상기 제 1 사전-선택된 고조파는 9이고,

    상기 제 2 사전-선택된 고조파는 2인

    신호 수신 및 변환 방법.

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