JPH11346171A

JPH11346171A - 高周波信号の受信装置

Info

Publication number: JPH11346171A
Application number: JP15326898A
Authority: JP
Inventors: Shigeto Masuda; 成人升田; Kenji Itagaki; 憲志板垣
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1998-06-02
Filing date: 1998-06-02
Publication date: 1999-12-14

Abstract

(57)【要約】【課題】デジタルテレビジョン放送の受信機などに好
適に用いられ、高周波信号をアップ／ダウンコンバート
して所望とする周波数の中間周波信号を得るようにした
受信装置４０において、局部発振回路の小型化および低
コスト化を図る。【解決手段】周波数ｆ_RFの受信高周波信号を、ミキサ
４５において、局部発振回路４７からの周波数ｆ_LO1の
局部発振信号で周波数ｆ_IF1の中間周波信号にアッップ
コンバートし、これをミキサ５１において、局部発振回
路５３からの周波数ｆ_LO2の局部発振信号で周波数ｆ
_IF2の中間周波信号にダウンコンバートし、さらにミキ
サ５７において、周波数ｆ_IF3の中間周波信号にダウン
コンバートする。このとき、ＰＬＬ回路４６，５２にお
ける基準信号を、局部発振回路５８からの発振信号を分
周器６２で分周して作成する。これによって、発振回路
数を削減できるとともに、温度等による誤差の影響も小
さくすることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、デジタルテレビジ
ョン放送などの高周波信号を受信するための装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】図５は、従来からのテレビジョン受信機
における受信装置１の概略的構成を示すブロック図であ
る。アンテナおよび高周波増幅回路を介して入力端子２
に与えられた高周波信号は、可変同調フィルタ３によっ
て選局すべき放送局に対応した周波数帯域の信号成分が
抽出され、さらにトラップフィルタ４において、イメー
ジ周波数成分が除去された後、ミキサ５に入力される。
ミキサ５には、局部発振回路６からの局部発振信号が与
えられており、前記トラップフィルタ４からの高周波信
号は、このミキサ５によって、予め定められている周波
数ｆ_IFの中間周波信号に変換され、この後、バンドパス
フィルタなどで実現される中間周波フィルタで前記中間
周波成分が抽出された後、出力端子７から出力され、後
続の検波回路などに与えられている。

【０００３】前記可変同調フィルタ３、トラップフィル
タ４および局部発振回路６へは、制御電圧印加回路８か
らの制御電圧が与えられており、各フィルタ３，４のフ
ィルタ周波数および局部発振回路６の発振周波数が、こ
の制御電圧に対応して相互に連動して変化される。こう
して、所望とする放送局の映像および音声信号成分が抽
出される。

【０００４】このように構成される受信装置１におい
て、入力端子２から入力される高周波信号の周波数ｆ_RF
は、たとえば米国では、第２チャネルの下側周波数であ
る５４（ＭＨｚ）から、第６９チャネルの上側周波数で
ある８０６（ＭＨｚ）まで変化する。また、１チャネル
当たりの帯域幅は６（ＭＨｚ）であるので、入力される
高周波信号の中心周波数ｆ_RFCは、５７〜８０３（ＭＨ
ｚ）となる。これに対して、ミキサ５から出力すべき中
間周波信号の周波数ｆ_IFは、一定であり、その中心周波
数ｆ_IFCは、４４（ＭＨｚ）である。

【０００５】したがって、局部発振回路６からの局部発
振信号の周波数ｆ_LOは、ｆ_LO＝ｆ_RFC＋ｆ_IFC＝（５７〜８０３）＋４４＝１０１〜８４７（ＭＨｚ） …（１）となる。前記トラップフィルタ４は、イメージ周波数ｆ
_IMであるｆ_RF＋２・ｆ_IF成分を除去するために設けられ
ている。

【０００６】上述のように構成される受信装置１は、い
わゆるシングルコンバージョン方式の受信装置であり、
イメージ周波数ｆ_IMが選局チャネルの周波数ｆ_RFから２
ｆ_IFCだけ、すなわち４４×２＝８８（ＭＨｚ）しか離
れていないので、入力高周波信号の周波数帯域（ｆ_RF＝
５４〜８０６（ＭＨｚ））の変化に対して、フィルタ
３，４の中心周波数および局部発振回路６の発振周波数
ｆ_LOは、相互に連動して高精度に変移する必要がある。

【０００７】このため、前記周波数変移にずれが生じ、
たとえば選局したチャネル間で、フィルタ３，４の中心
周波数に、局部発振信号の周波数ｆ_LOが対応していない
場合には、図６（ａ）および図６（ｂ）で示すように、
参照符Ｐで示す映像搬送周波数と、参照符Ｓで示す音声
搬送周波数とのいずれかが、抽出された中間周波信号の
帯域幅の端部側に偏ってしまう。また、選局したチャネ
ル間で、フィルタ３，４の選択度が異なる場合には、図
７（ａ）および図７（ｂ）で示すように、フィルタ帯域
幅が異なるようになる。したがって、選局したチャネル
間で、画質および音質が異なってしていまうという問題
がある。

【０００８】このような問題を解決することができる技
術として、入力高周波信号を、一旦、該入力高周波信号
の帯域よりも充分高域側にアップコンバートし、イメー
ジ周波数ｆ_IMを高周波信号帯域から追出し、これを中間
周波フィルタで除去した後、ダウンコンバートするよう
にしたダブルコンバージョン方式の受信装置が実用化さ
れている。

【０００９】一方、本年から、米国および英国において
開始される予定の地上波のデジタルテレビジョン放送で
は、米国の場合、たとえば前記４４（ＭＨｚ）の中心周
波数ｆ_IFCの中間周波信号を、変調方式に対応して予め
規定されており、後続の復調回路に適した、中心周波数
ｆ_IFC' ＝５．３８１（ＭＨｚ）の中間周波信号にダウ
ンコンバートしている。このような中間周波信号を得る
ことができる上記ダブルコンバージョン方式の受信装置
は、たとえば特開平７−２２６８８８号公報で示されて
おり、これから想到できる構成を図８で示す。

【００１０】この受信装置１０は、３回の周波数変換を
行うトリプルコンバージョン方式の受信装置である。こ
の受信装置１０では、入力端子１１に入力された受信高
周波信号は、固定周波数のバンドパスフィルタ（以下、
ＢＰＦと略称する）１２において、受信全周波数帯域成
分が抽出された後、図示しないフィードバック回路によ
って自動的に利得が制御される増幅回路１３によって所
定レベル範囲に制限され、さらに高周波増幅回路１４で
増幅されて、第１のミキサ１５に入力される。

【００１１】第１のミキサ１５では、高周波増幅回路１
４からの受信高周波信号に対して、第１の基準発振回路
１６からの基準信号に基づいて、第１のフェイズロック
ループ（以下、ＰＬＬと略称する）回路１７によって、
発振周波数が所望とする周波数に安定的に制御される第
１の局部発振回路１８からの局部発振信号が混合され、
第１の中間周波信号が作成される。前記局部発振信号の
周波数ｆ_LO1は、高周波信号の周波数をｆ_RFとし、作成
すべき所定の周波数帯域の第１の中間周波信号の周波数
をｆ_IF1とするとき、ｆ_LO1＝ｆ_RF＋ｆ_IF1 …（２）となるように、選局すべき放送局の周波数に対応して変
化され、こうしてミキサ１５からは、前記高周波信号が
アップコンバートされた周波数ｆ_IF1の第１の中間周波
信号が出力される。前記第１の中間周波信号の周波数ｆ
_IF1は、規格によって定められておらず、任意に設定す
ることができる。

【００１２】この第１の中間周波信号は、固定周波数の
ＢＰＦ２１において、選局チャネルの信号成分のみがフ
ィルタリング処理され、第１の中間周波増幅回路２２で
増幅された後、再び固定周波数のＢＰＦ２３で選局チャ
ネルの信号成分がフィルタリング処理されて、第２のミ
キサ２４に入力される。中間周波フィルタを、前記ＢＰ
Ｆ２１，２３のように２段に分割することによって、少
ない挿入損失で、急峻なフィルタ特性を得ることができ
る。

【００１３】同様に、第２のミキサ２４では、ＢＰＦ２
３からの第１の中間周波信号に対して、第２の基準発振
回路２５からの基準信号に基づいて、ＰＬＬ回路２６に
よって、発振周波数が所望とする周波数に安定的に制御
される第２の局部発振回路２７からの局部発振信号が混
合され、第２の中間周波信号が作成される。この第２の
中間周波信号の周波数ｆ_IF2は、局部発振回路２７から
の局部発振信号の周波数をｆ_LO2とするとき、ｆ_IF2＝ｆ_IF1−ｆ_LO2 …（３）となる。すなわち、ミキサ２４において、第１の中間周
波信号は第２の中間周波信号にダウンコンバートされ
る。この第２の中間周波信号の中心周波数ｆ_IF2Cは、た
とえば、我国の場合には５７．００（ＭＨｚ）に選ば
れ、米国の場合には４４．００（ＭＨｚ）に選ばれ、欧
州のＰＡＬ方式の場合には３６．１５（ＭＨｚ）に選ば
れる。

【００１４】前記第２の中間周波信号は、前記ＢＰＦ２
１、中間周波増幅回路２２、ＢＰＦ２３とそれぞれ同様
に、ＢＰＦ３１、第２の中間周波増幅回路３２およびＢ
ＰＦ３３を介して、前記選局チャネルの信号成分がフィ
ルタリングおよび増幅されて、第３のミキサ３４へ出力
される。

【００１５】前記ミキサ３４において、前記第２の中間
周波信号は第３の局部発振回路３５からの第３の局部発
振信号と混合され、作成された第３の中間周波信号が、
ＢＰＦ３６および第３の中間周波増幅回路３７を介して
出力端子３８へ出力され、後続のデジタル復調回路に与
えられる。第３の中間周波信号の周波数ｆ_IF3は、第３
の局部発振信号の周波数をｆ_LO3とするとき、ｆ_IF3＝ｆ_LO3−ｆ_IF2 …（４）となる。この第３の中間周波信号の中心周波数ｆ
_IF3Cは、デジタル変調方式毎に予め定められており、た
とえば６４ＱＡＭ方式の場合には、５（ＭＨｚ）付近に
選ばれている。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】上述のように構成され
る受信装置１０では、３回の周波数変換を行うために、
３つの発振回路１６，２５，３５を相互に独立して備え
ている。したがって、温度ドリフト等によって前記発振
周波数ｆ_LO1，ｆ_LO2，ｆ_LO3がシフトし、たとえば温
度変化に対して、一方が正特性で変化し、他方が負特性
で変化するなどして、場合によっては、これら発振周波
数ｆ_LO1，ｆ_LO2，ｆ_LO3のそれぞれの誤差が蓄積され
てしまうという問題がある。このため、このような誤差
の影響を無視できない場合には、高精度な発振器を使用
する必要があり、コストの上昇を招くとともに、小型化
の障害になるという問題がある。

【００１７】本発明の目的は、小型化および低コスト化
を図ることができる高周波信号の受信装置を提供するこ
とである。

【００１８】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る高
周波信号の受信装置は、入力された受信高周波信号を予
め定められている周波数の中間周波信号に変換して復調
回路に出力する高周波信号の受信装置において、第１の
ＰＬＬ回路によって周波数が制御された局部発振信号
で、前記受信高周波信号を第１の中間周波信号に変換す
る第１の周波数変換手段と、第２のＰＬＬ回路によって
周波数が制御された局部発振信号で、前記第１の中間周
波信号を予め定められている第２の周波数の中間周波信
号に変換する第２の周波数変換手段と、前記第２の周波
数の中間周波信号を前記復調回路に対して予め定められ
ている第３の周波数の中間周波信号に変換する第３の周
波数変換手段とを含み、前記第１または第２のＰＬＬ回
路の少なくともいずれか一方における基準信号発生回路
は、第３の周波数変換手段の局部発振信号を予め定める
分周比で分周する分周器で実現されることを特徴とす
る。

【００１９】上記の構成によれば、第１および／または
第２のＰＬＬ回路における基準信号の周波数は、第３の
周波数変換手段における局部発振信号の周波数に相互に
連動して変化する。したがって、温度等による発振周波
数の誤差は、第３の周波数変換手段における局部発振信
号と第１および／または第２の周波数変換手段における
局部発振信号とに相互に連動して現れる。

【００２０】したがって、基準となる第３の周波数変換
手段における局部発振回路にも、むやみに高精度な発振
回路を用いる必要がなく、低コスト化を図ることができ
るとともに、発振回路を共用化して、小型化およびさら
なる低コスト化を図ることもできる。

【００２１】また、請求項２の発明に係る高周波信号の
受信装置は、前記第１のＰＬＬ回路と第２のＰＬＬ回路
とに個別に対応した分周器を備えることを特徴とする。

【００２２】上記の構成によれば、第１、第２および第
３の総ての周波数変換手段における局部発振信号の周波
数が相互に連動して変化するので、発振周波数の誤差の
累積を小さくすることができるとともに、第１および第
２のＰＬＬ回路における基準信号発生のための発振回路
を削減し、小型化および低コスト化を図ることができ
る。また、第１および第２のＰＬＬ回路のそれぞれに最
適な分周比で、基準信号を供給することができる。

【００２３】さらにまた、請求項３の発明に係る高周波
信号の受信装置は、前記第１のＰＬＬ回路と第２のＰＬ
Ｌ回路とのいずれか一方にのみ対応した分周器を備え、
いずれか他方は専用の基準信号発生回路を有することを
特徴とする。

【００２４】上記の構成によれば、相互に異なる周波数
の局部発振信号を取扱う第１および第２のＰＬＬ回路が
共通に結線されることはなく、これら２つのＰＬＬ回路
相互間の影響を無くすことができる。

【００２５】

【発明の実施の形態】本発明の実施の第１の形態につい
て、図１に基づいて説明すれば、以下のとおりである。

【００２６】図１は、本発明の実施の第１の形態の受信
装置４０の電気的構成を示すブロック図である。この受
信装置４０は、地上波のデジタルテレビジョン放送の受
信機の受信装置として好適に用いられるトリプルコンバ
ージョン方式の受信装置である。

【００２７】この受信装置４０では、入力端子４１に入
力された受信高周波信号は、固定周波数のＢＰＦ４２に
おいて、受信全周波数帯域成分が抽出された後、図示し
ないフィードバック回路によって自動的に利得が制御さ
れる増幅回路４３によって所定レベル範囲に制限され、
さらに高周波増幅回路４４で増幅されて、第１のミキサ
４５に入力される。

【００２８】第１の周波数変換手段であるミキサ４５に
は、第１のＰＬＬ回路４６によって、発振周波数が所望
とする周波数に安定的に制御される第１の局部発振回路
４７からの局部発振信号が入力されている。前記局部発
振信号の周波数ｆ_LO1は、高周波信号の周波数をｆ_RFと
し、作成すべき所定の周波数帯域の第１の中間周波信号
の周波数をｆ_IF1とするとき、ｆ_LO1＝ｆ_RF＋ｆ_IF1 …（２）となるように、選局すべき放送局の周波数に対応して変
化され、こうしてミキサ４５からは、前記高周波信号が
アップコンバートされた周波数ｆ_IF1の第１の中間周波
信号が出力される。

【００２９】前記高周波信号の中心周波数ｆ_RFCは、た
とえば５７〜８０３（ＭＨｚ）である。また、規格によ
って定められておらず、任意に設定することができる第
１の中間周波信号の中心周波数ｆ_IF1Cは、第１の局部発
振回路４７からの局部発振信号の周波数ｆ_LO1が高周波
信号の周波数ｆ_RFの帯域外となるように、かつ後述する
中間周波フィルタの選択度がむやみに高くならない範囲
内となるように、本例では９５３（ＭＨｚ）に選ばれて
おり、したがってｆ_LO1＝（５７〜８０３）＋９５３＝
１０１０〜１７５６（ＭＨｚ）となる。

【００３０】この第１の中間周波信号は、固定周波数の
ＢＰＦ４８において、選局チャネルの信号成分のみがフ
ィルタリング処理され、第１の中間周波増幅回路４９で
増幅された後、再び固定周波数のＢＰＦ５０で選局チャ
ネルの信号成分がフィルタリング処理されて、第２のミ
キサ５１に入力される。ＢＰＦ４８，５０は、高い選択
度を得ることができる、たとえばＳＡＷ（表面弾性波）
フィルタなどで実現される。また、中間周波フィルタ
を、前記ＢＰＦ４８，５０のように２段に分割すること
によって、少ない挿入損失で、急峻なフィルタ特性を得
ることができる。

【００３１】第２の周波数変換手段であるミキサ５１で
は、前記ミキサ４５と同様に、ＢＰＦ５０からの第１の
中間周波信号に対して、第２のＰＬＬ回路５２によって
発振周波数が所望とする周波数に安定的に制御される第
２の局部発振回路５３からの局部発振信号が混合され、
第２の中間周波信号が作成される。この第２の中間周波
信号の周波数ｆ_IF2は、局部発振回路５３からの第２の
局部発振信号の周波数をｆ_LO2とするとき、ｆ_IF2＝ｆ_IF1−ｆ_LO2 …（３）となる。すなわち、ミキサ５１において、第１の中間周
波信号は第２の中間周波信号にダウンコンバートされ
る。

【００３２】前記第２の中間周波信号の中心周波数ｆ
_IF2Cは、任意に設定することができ、本例では４３（Ｍ
Ｈｚ）に選ばれており、したがってｆ_LO2＝９５３−４
３＝９１０（ＭＨｚ）となる。

【００３３】前記第２の中間周波信号は、前記ＢＰＦ４
８、中間周波増幅回路４９、ＢＰＦ５０とそれぞれ同様
に、ＢＰＦ５４、第２の中間周波増幅回路５５およびＢ
ＰＦ５６を介して、前記選局チャネルの信号成分がフィ
ルタリングおよび増幅されて、第３のミキサ５７へ出力
される。

【００３４】第３の周波数変換手段であるミキサ５７で
は、前記第２の中間周波信号は、第３の局部発振回路５
８からの局部発振信号と混合され、作成された第３の中
間周波信号が、ＢＰＦ５９および第３の中間周波増幅回
路６０を介して出力端子６１へ出力され、後続の復調回
路に与えられる。第３の中間周波信号の周波数ｆ
_IF3は、第３の局部発振信号の周波数をｆ_LO3とすると
き、ｆ_IF3＝ｆ_LO3−ｆ_IF2 …（４）となる。

【００３５】前記第３の中間周波信号の中心周波数ｆ
_IF3Cは、変調方式に対応して決定されており、たとえば
６４ＱＡＭ変調方式では５．３８１（ＭＨｚ）に選ばれ
ているが、説明の簡略化のために、これを仮に５（ＭＨ
ｚ）とする。したがって、ｆ_LO3＝４３＋５＝４８（Ｍ
Ｈｚ）となる。

【００３６】注目すべきは本例では、前記第１および第
２のＰＬＬ回路４６，５２の基準信号が、個別の発振回
路ではなく、分周器６２によって、第３の局部発振回路
５８からの局部発振信号を分周して作成されることであ
る。分周器６２の分周比ｎ₁は、任意に設定することが
でき、たとえば本例では、１２に選ぶ。したがって、第
１および第２のＰＬＬ回路４６，５２のそれぞれの基準
信号の周波数ｆ_r1，ｆ_r2は、ともに４８／１２＝４（Ｍ
Ｈｚ）となる。

【００３７】前記第１のＰＬＬ回路４６は、分周器７
１，７２と、位相比較器７３と、ローパスフィルタ（Ｌ
ＰＦ）７４とを備えて構成されている。分周器７１は前
記周波数ｆ_LO1の第１の局部発振信号を所定の分周比Ｎ
_L1で分周し、分周器７２は前記周波数ｆ_r1の第１の基準
信号を所定の分周比Ｎ_r1で分周する。前記分周比Ｎ
_L1は、受信周波数に対応して、たとえば４０４０〜７０
２４に変化され、これによって前記周波数ｆ_LO1＝１０
１０〜１７５６（ＭＨｚ）の第１の局部発振信号が、周
波数ｆ_LO1'＝２５０（ｋＨｚ）に分周される。これに対
して、前記分周比Ｎ_r1は、１６に選ばれており、これに
よって前記周波数ｆ_r1＝４（ＭＨｚ）の第１の基準信号
が、周波数ｆ_r1'＝２５０（ｋＨｚ）に分周される。

【００３８】こうして、位相比較器７３での位相比較が
可能となり、該位相比較器７３は、第１の局部発振信号
の分周信号と第１の基準信号の分周信号との位相を相互
に比較し、両者の位相差に対応した誤差信号をＬＰＦ７
４へ出力する。ＬＰＦ７４は、前記誤差信号を平滑化
し、前記局部発振回路４７は、この平滑化された誤差信
号電圧に対応した周波数で発振を行い、こうして受信周
波数に対応した周波数で、安定した発振を行うことがで
きる。

【００３９】同様に、第２のＰＬＬ回路５２は、分周器
７５，７６と、位相比較器７７と、ＬＰＦ７８とを備え
て構成されている。分周器７５は前記周波数ｆ_LO2の第
２の局部発振信号を所定の分周比Ｎ_L2で分周し、分周器
７６は前記周波数ｆ_r2の第２の基準信号を所定の分周比
Ｎ_r2で分周する。前記分周比Ｎ_L2は、たとえば１１６４
８０に選ばれており、これによって前記周波数ｆ_LO2＝
９１０（ＭＨｚ）の第２の局部発振信号が、周波数ｆ
_LO2'＝７．８１２５（ｋＨｚ）に分周される。これに対
して、前記分周比Ｎ_r2は、５１２に選ばれており、これ
によって前記周波数ｆ_r2＝４（ＭＨｚ）の第２の基準信
号が、周波数ｆ_r2'＝７．８１２５（ｋＨｚ）に分周さ
れる。

【００４０】こうして、位相比較器７７での位相比較が
可能となり、該位相比較器７７は、第２の局部発振信号
の分周信号と第２の基準信号の分周信号との位相を相互
に比較し、両者の位相差に対応した誤差信号をＬＰＦ７
８へ出力する。ＬＰＦ７８は、前記誤差信号を平滑化
し、前記局部発振回路５３はこの平滑化された誤差信号
電圧に対応した周波数で発振を行い、こうして所定の周
波数ｆ_LO2で、安定した発振を行うことができる。

【００４１】以上のように、本発明に従う受信装置４０
では、第１〜第３の局部発振信号を発振するために、個
別の発振回路ではなく、第１および第２のＰＬＬ回路４
６，５２における基準信号として、共通に、分周器６２
による第３の局部発振信号の分周出力を用いるので、第
１および第２の局部発振信号の周波数は、第３の局部発
振信号の周波数に相互に連動して変化する。

【００４２】したがって、局部発振回路５８の発振周波
数ｆ_LO3に誤差が生じても、該誤差は、同様に第１およ
び第２の局部発振信号にも現れるので、基準となる該局
部発振回路５８にむやみに高精度な発振回路を用いる必
要がなく、低コスト化を図ることができる。また、第１
および第２の局部発振信号は、分周器６２によって、第
３の局部発振信号を分周して作成されるので、発振回路
を２つ削減することができ、小型化および低コスト化を
図ることができる。

【００４３】なお、特開平９−９８１０１号公報には、
ダブルコンバージョンタイプの高周波回路において、後
段回路への発振器の出力を分周して、前段回路のＰＬＬ
基準信号とすることが記載されているが、本発明の前提
とする構成は、トリプルコンバージョンタイプの高周波
回路であり、これによって、第１の中間周波信号の周波
数ｆ_IF1だけでなく、第２の中間周波信号の周波数ｆ
_IF2も任意に設定できるものであり、上記のように１つ
の分周器６２からの出力を第１および第２のＰＬＬ回路
４６，５２で共用しても何ら問題が生じることはない。
ただし、上記の各周波数や分周比は一例であり、他の値
が用いられてもよいことは言うまでもない。

【００４４】本発明の実施の第２の形態について、図２
に基づいて説明すれば、以下のとおりである。

【００４５】図２は、本発明の実施の第２の形態の受信
装置８０の電気的構成を示すブロック図である。この受
信装置８０は、前述の受信装置４０に類似し、対応する
部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略す
る。

【００４６】注目すべきは本例では、第１および第２の
ＰＬＬ回路８１，５２に個別に対応して、分周器８２，
６２がそれぞれ設けられていることである。分周器８２
の分周比ｎ₂は、任意に設定することができ、たとえば
本例では、４８に選ぶ。したがって、第１のＰＬＬ回路
８１の基準信号の周波数ｆ_r11は、４８／４８＝１（Ｍ
Ｈｚ）となる。

【００４７】これに合わせて、第１のＰＬＬ回路８１内
の分周器８３は、前記周波数ｆ_r11の第１の基準信号を
所定の分周比Ｎ_r11で分周する。前記分周比Ｎ_r11は、
４に選ばれており、これによって前記周波数ｆ_r11＝１
（ＭＨｚ）の第１の基準信号が、周波数ｆ_r1'＝２５０
（ｋＨｚ）に分周される。こうして、前記位相比較器７
３での位相比較が可能となる。

【００４８】このように構成することによって、第１お
よび第２のＰＬＬ回路８１，５２のそれぞれに最適な分
周比ｎ₂，ｎ₁で基準信号を供給することができ、ＰＬ
ＬＩＣの仕様の違いから、基準入力周波数が異なる場合
にも対応することができる。

【００４９】本発明の実施の第３の形態について、図３
に基づいて説明すれば、以下のとおりである。

【００５０】図３は、本発明の実施の第３の形態の受信
装置９０の電気的構成を示すブロック図である。この受
信装置９０は、前述の受信装置４０に類似し、対応する
部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略す
る。

【００５１】注目すべきは本例では、第１のＰＬＬ回路
４６に関しては、前記分周器６２が設けられているのに
対して、第２のＰＬＬ回路５２に関しては、専用の基準
信号発生回路９１が設けられていることである。基準信
号発生回路９１の発振周波数ｆ_r2は、たとえば前記分周
器６２からの基準信号と同様に、４（ＭＨｚ）に選ばれ
ている。

【００５２】このように構成することによって、相互に
異なる周波数の局部発振信号を取扱う第１および第２の
ＰＬＬ回路４６，５２が共通に結線されることは無くな
り、これら２つのＰＬＬ回路４６，５２相互間の影響を
無くすことができる。

【００５３】同様に、図４で示す本発明の実施の第４の
形態の受信装置１００のように、第２のＰＬＬ回路５２
に関して前記分周器６２を設け、第１のＰＬＬ回路４６
に関して専用の基準信号発生回路１０１を設けるように
してもよいことは、言うまでもない。

【００５４】本発明は、地上波のデジタルテレビジョン
放送の受信機に限らず、ケーブルテレビジョンの受信機
などのトリプルコンバージョンを行う高周波信号の受信
装置に好適に実施することができる。

【００５５】

【発明の効果】請求項１の発明に係る高周波信号の受信
装置は、以上のように、入力された受信高周波信号を、
第１、第２および第３の周波数変換手段で周波数変換を
行い、第３の中間周波信号を復調回路へ出力する高周波
信号の受信装置において、第３の周波数変換手段におけ
る局部発振信号を基準とし、第１の周波数変換手段への
局部発振信号を制御する第１のＰＬＬ回路または第２の
周波数変換手段への局部発振信号を制御する第２のＰＬ
Ｌ回路の少なくともいずれか一方における基準信号を、
前記第３の周波数変換手段における局部発振信号を分周
器で分周して作成し、温度等による発振周波数の誤差
が、第３の周波数変換手段における局部発振信号と第１
および／または第２の周波数変換手段における局部発振
信号とに相互に連動して現れるようにする。

【００５６】それゆえ、基準となる第３の周波数変換手
段における局部発振回路にも、むやみに高精度な発振回
路を用いる必要がなく、低コスト化を図ることができる
とともに、発振回路を共用化して、小型化およびさらな
る低コスト化を図ることもできる。

【００５７】また、請求項２の発明に係る高周波信号の
受信装置は、以上のように、前記第１のＰＬＬ回路と第
２のＰＬＬ回路とに個別に対応した分周器を備え、第
１、第２および第３の総ての周波数変換手段における局
部発振信号の周波数を相互に連動して変化するように構
成する。

【００５８】それゆえ、発振周波数の誤差の累積を小さ
くすることができるとともに、第１および第２のＰＬＬ
回路における基準信号発生のための発振回路を削減し、
小型化および低コスト化を図ることができる。また、第
１および第２のＰＬＬ回路のそれぞれに最適な分周比
で、基準信号を供給することができる。

【００５９】さらにまた、請求項３の発明に係る高周波
信号の受信装置は、以上のように、前記第１のＰＬＬ回
路と第２のＰＬＬ回路とのいずれか一方にのみ対応した
分周器を備え、いずれか他方は専用の基準信号発生回路
とし、相互に異なる周波数の局部発振信号を取扱う第１
および第２のＰＬＬ回路が共通に結線されないようにす
る。

【００６０】それゆえ、前記２つのＰＬＬ回路相互間の
影響を無くすことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の第１の形態のデジタルテレビジ
ョン放送の受信機における受信装置の電気的構成を示す
ブロック図である。

【図２】本発明の実施の第２の形態のデジタルテレビジ
ョン放送の受信機における受信装置の電気的構成を示す
ブロック図である。

【図３】本発明の実施の第３の形態のデジタルテレビジ
ョン放送の受信機における受信装置の電気的構成を示す
ブロック図である。

【図４】本発明の実施の第４の形態のデジタルテレビジ
ョン放送の受信機における受信装置の電気的構成を示す
ブロック図である。

【図５】従来からのテレビジョン受信機における受信装
置の概略的構成を示すブロック図である。

【図６】（ａ）および（ｂ）は、図５で示す受信装置に
おけるフィルタの中心周波数と局部発振信号との周波数
とが対応していない場合の中間周波信号の周波数スペク
トラムを示す図である。

【図７】（ａ）および（ｂ）は、図５で示す受信装置に
おいて、選局したチャネル間でフィルタの選択度が異な
る場合の中間周波信号の周波数スペクトラムを示す図で
ある。

【図８】デジタルテレビジョン放送の受信機における従
来技術の受信装置の電気的構成を示すブロック図であ
る。

【符号の説明】

４０受信装置４２ＢＰＦ４３増幅回路４４高周波増幅回路４５ミキサ（第１の周波数変換手段）４６ＰＬＬ回路（第１のＰＬＬ回路）４７局部発振回路（第１の局部発振回路）４８ＢＰＦ４９中間周波増幅回路５０ＢＰＦ５１ミキサ（第２の周波数変換手段）５２ＰＬＬ回路（第２のＰＬＬ回路）５３局部発振回路（第２の局部発振回路）５４ＢＰＦ５５中間周波増幅回路５６ＢＰＦ５７ミキサ（第３の周波数変換手段）５８局部発振回路（第３の局部発振回路）５９ＢＰＦ６０中間周波増幅回路６２分周器７１分周器７２分周器７３位相比較器７４ローパスフィルタ７５分周器７６分周器７７位相比較器７８ローパスフィルタ８０受信装置８１ＰＬＬ回路（第１のＰＬＬ回路）８２分周器８３分周器９０受信装置９１基準信号発生回路１００受信装置１０１基準信号発生回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力された受信高周波信号を予め定められ
ている周波数の中間周波信号に変換して復調回路に出力
する高周波信号の受信装置において、第１のＰＬＬ回路によって周波数が制御された局部発振
信号で、前記受信高周波信号を第１の中間周波信号に変
換する第１の周波数変換手段と、第２のＰＬＬ回路によって周波数が制御された局部発振
信号で、前記第１の中間周波信号を予め定められている
第２の周波数の中間周波信号に変換する第２の周波数変
換手段と、前記第２の周波数の中間周波信号を前記復調回路に対し
て予め定められている第３の周波数の中間周波信号に変
換する第３の周波数変換手段とを含み、前記第１または第２のＰＬＬ回路の少なくともいずれか
一方における基準信号発生回路は、第３の周波数変換手
段の局部発振信号を予め定める分周比で分周する分周器
で実現されることを特徴とする高周波信号の受信装置。
【請求項２】前記第１のＰＬＬ回路と第２のＰＬＬ回路
とに個別に対応した分周器を備えることを特徴とする請
求項１記載の高周波信号の受信装置。
【請求項３】前記第１のＰＬＬ回路と第２のＰＬＬ回路
とのいずれか一方にのみ対応した分周器を備え、いずれ
か他方は専用の基準信号発生回路を有することを特徴と
する請求項１記載の高周波信号の受信装置。