JP5280868B2 - Ｒｆ−ベースバンド受信機アーキテクチャ - Google Patents

Description

本発明は、無線通信送受信機の分野に関し、特に受信機のアナログアーキテクチャに関する。

無線オーディオ製品が一般化するに連れて、無線ヘッドフォンソリューションに対する必要が生じたが、ブルートゥース技術を使用するもののような現在の回路アーキテクチャは、電力消費量が大きすぎるためあまり成功していない。さらに、そうした技術の干渉管理は貧弱であり、実際の適用業務での性能は許容できないものになっている。

電波（無線）受信機のために一般的に使用されているアーキテクチャはスーパーへテロダイン受信機アーキテクチャと呼ばれるものである。この種の受信機は、アナログ搬送波（ＲＦ）周波数から中間周波数（ＩＦ）への少なくとも１回のダウンコンバートを実行するもので、ローカルシンセサイザ（すなわち、基準周波数シンセサイザ／位相同期ループ（ＰＬＬ）回路）とミキサ回路を使用してベースバンド信号を得ている。固定および非固定両方のＩＦを使用するアーキテクチャが知られているが、不都合にも、前者に関して知られているアーキテクチャは少なくとも２つのシンセサイザ／ＰＬＬ回路を使用する必要があり、後者に関するものは普通サブサンプリングを使用するのに適しておらず、それぞれチャネリングおよびエイリアシングという要因のため、ＩＦの高いダイナミックレンジと第２のダウンコンバートを必要とする。既知のアーキテクチャのこうした要求は受信機全体の所用電力を増大する。

したがって、狭帯域選択能力および低電力消費量を提供する改良型受信機アーキテクチャに対する必要が存在している。

以下の図面を参照しつつ以下の詳細な説明を検討することによって本発明のよりよい理解が得られるだろう。なお、全図を通じて同一参照符号は同一の要素を表す。

特許請求対象の受信機アーキテクチャの諸態様は、無線周波数（ＲＦ）受信機回路と、ＲＦ信号をベースバンドにダウンコンバートする方法とを提供する。ＲＦ信号からＩＦ信号へのＲＦ−ＩＦ変換のために構成したＲＦ−ＩＦ変換回路は、ＲＦ信号をバンドパスＩＦ信号にダウンコンバートするためのミキサ回路を備える。局部発振器回路は、注入同期を行い、ミキサ回路に入力するためのＲＦ−ＩＦ混合信号を発生するように構成し、この混合信号は、基準周波数の第１の事前選択した高調波（例えば９次）である周波数を有する。同調式ＩＦフィルタ回路は、ＩＦフィルタの（例えば中心周波数パラメータおよび／またはＱパラメータ）をバンドパスＩＦ信号の帯域に事前同調し、そのように同調した時、バンドパスＩＦ信号をフィルタリングするように構成する。ＩＦ信号のＩＦ−ベースバンド変換のために構成したＩＦ−ベースバンド変換回路は、入力されるサンプリング信号のサンプリング周波数で動作するサブサンプリングおよびダウンコンバート回路を備え、このサンプリング周波数は基準周波数の第２の事前選択した高調波（例えば２次）である。基準周波数発生源回路（例えばシンセサイザ）は、基準周波数の基準信号を発生するように構成し、その際ミキシング信号およびサンプリング信号は、基準周波数からその高調波として導出される。

選択的に動作する注入同期事前同調回路は、局部発振器回路を、局部発振器回路の同調帯域幅の十分範囲内にある注入同期周波数に同調して基準信号の第１の事前選択した高調波による注入同期を可能にするように構成する。注入同期事前同調回路は、ＲＦ信号をダウンコンバートするためのデジタルベースバンド回路によって決定した選択可能なサンプリング周波数でサブサンプリングダウンコンバート回路を動作させ、その際選択可能なサンプリング周波数は、ダウンコンバートされたＲＦ信号のエネルギーの大きさに基づいて注入同期周波数がそこから区別されるようなエイリアス帯域を生じるように選択する。エネルギー検出構成要素は、エネルギーの大きさを決定するように構成する。サブサンプリングおよびダウンコンバート回路は好適には、Ｉ／Ｑ複合信号成分サブサンプラを備え、受信機回路はまた、アナログデジタル回路と、前記基準周波数を選択するマイクロコントローラを備えるデジタルベースバンド回路とを含んでもよい。同調式ＩＦフィルタ回路は好適には、同調式ＩＦフィルタ回路を同調する際に使用するホワイトノイズ信号を発生し、同調式ＩＦフィルタ回路に選択的に入力するように構成したノイズ発生器を含む。

図１は、受信機アーキテクチャ１００（および例示の目的でのみ、点線の略図で、やはり基準発振器１１５の高調波を使用して注入同期した局部送信発振器（Ｔｘ ＬＯ）２０５を有する相補型の送信機アーキテクチャを有利にも使用する、あり得る送信機回路２２０）を例示する。このアーキテクチャの製品への応用例は、受信送信機回路を、電力消費量が主要な利点となり、例えば２．４ＧＨｚの工業、科学および医療（ＩＳＭ）用無線帯域全体に分布する多数のチャネルを使用し得る携帯電子装置に組み込むことである。

図１を参照すると、受信機アーキテクチャ１００は有利にも、ただ１つのローカルシンセサイザ、すなわち基準周波数シンセサイザ／位相同期ループ（ＰＬＬ）回路１１５（以下より一般的な用語として「基準周波数発生源」とも呼ぶ）を備える。この基準周波数発生源は、ＲＦ−ＩＦおよびＩＦ−ベースバンド両方の変換処理のために使用するので、低い電力消費量を提供する。例示するシンセサイザ／ＰＬＬ１１５は従来の種類のもので、プログラム可能な基準周波数出力信号を提供する。受信機アーキテクチャ１００の２つの特徴は、１つだけの基準周波数発生源のこの新しい使用法に寄与するものである。

受信機１００の１つのこうした特徴は、第１の混合段（すなわちＲＦ−ＩＦ変換）のために使用する局部受信発振器（Ｒｘ ＬＯ）１０５を同調するために注入同期を使用する構成である。有利にも、Ｒｘ ＬＯ１０５から出力されるＲＦ−ＩＦ混合信号は、例示する例では９次高調波である、基準周波数発生源（シンセサイザ／ＰＬＬ回路）１１５の比較的低い周波数の高次高調波である。また、この例では、基準周波数発生源として使用するためフラクショナルＮ位相同期ループ（ＰＬＬ）を選択していることが分かる。

受信機１００のもう１つのこうした特徴は、第２の変換段（すなわちＩＦ−ベースバンド変換）のためにサブサンプラ／ミキサ１３０、１４０を伴う事前同調式Ｑ拡張ＩＦフィルタ１１０を使用していることである。これによって同じ基準周波数発生源によって駆動される基準周波数の高調波によるサブサンプリングの使用が可能になり、この高調波は例示する例では２次高調波である（〜次という高調波のこの呼び方は、基準周波数にその数をかけた周波数を意味する意図であることを当業者は認識するだろう）。

その結果、２つの変換段は高調波によって関連し同じ周波数基準発生源１１５によって駆動されるので、周波数基準発生源１１５は、有利にも、受信機アーキテクチャにおいて注入同期を組み合わせて使用するため比較的低い周波数の発生源として構成してもよい。その上、同調式ＩＦ帯域通過フィルタリングによる非固定式ＩＦ（「ウォーキング」ＩＦとも呼ぶことがある）を使用することによって、普通サブサンプリングのために起こるエイリアシング障害が解決され、このアーキテクチャにおいて第２の変換のためのサブサンプリングの使用が可能になる。サブサンプリングの使用は、サブサンプリングのためにより低次の高調波を使用できるようにする比較的低周波数の周波数発生源１１５の使用によっても可能になっている。当業者がすぐに認識するように、この新しい受信機アーキテクチャは、従来２段の変換のために２つのシンセサイザ回路を使用していたのを回避し、さらに、サブサンプリングによって第２のダウンコンバートを行うので、有利にも電力消費量を低減する。

以下の表１は、ヘッドフォン製品適用業務が提供する１６チャネル各々についての受信機アーキテクチャの様々な段での周波数値（単位ＭＨｚ）の組み合わせの例を提供するが、その際、ＲＦ周波数間で５ＭＨｚのチャネル間隔を選択し、２２．５７ＭＨｚの周波数ｆ_xtalを提供する水晶を使用している。

上記の表１から、これらの信号の周波数は以下の公式にしたがって関連していることが分かる。
ｆ_RF＝（ｎ±１／４）・ｆ_s、ここでｎは２１となるように選択する。
ｆ_PLL＝２・ｆ_s
ｆ_{Rx LO}＝９・ｆ_PLL
ｆ_IF＝２．７５・ｆ_s

ｎの最適な選択は何らかの特定の適用業務に対してｆ_sに関してなされる選択に依存する。ｎに高い値を選択すればｆ_sに関して低い値を選択することが可能になり、読者が認識するように、この場合ＰＬＬおよびサブサンプラを低い周波数で動作させることができるので、電力消費量を下げるために望ましい。さらに、ｎの値が大きくなればなるほどイメージ信号が接近するので、ｎに関する適当な値の選択は、所与の回路構成にとって許容可能な信号イメージ間の間隔に依存する。また、位相ノイズも個々の設計に関して考慮すべき要因を提示するので、ｎの値の最適な選択においてある役目を果たす。例えば、ｆ_sは、イメージ信号がバンドパスＩＦ信号から十分に遠ざかり、ＩＦフィルタがそれらを影響がない程度に減衰するように十分に高く選択してもよい。本出願で例示する実施形態の例では、ｆ_RF＝（ｎ±１／４）・ｆ_sに関連する±１／４の選択は、ダウンコンバート処理を簡素化して、サブサンプラから出力された離散時間複合信号成分が、実際には、Ｉ成分については一連の（１、０、−１、０）、Ｑ成分については（０、１、０、−１）によって乗算され、対応する出力ベースバンド信号成分１４２を生じることを目的としている。

受信したＲＦ信号１０は、（チャネルエネルギー検出に基づいてベースバンドデジタル処理回路１６５が発生する利得制御信号２０を使用した）自動利得制御のため減衰器４０によって処理し、タンク回路ＲＦフィルタ４５（すなわちオフチップ）を装備した低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２０に供給する。ＲＦフィルタ４５の全体的なＱは定格では中程度（上記のＩＳＭ２．４ＧＨｚ帯の場合３０）であり、ある程度の帯域選択を提供する。そして、処理されたＲＦ信号１２２をミキサ１２５によってダウンコンバートし、信号をＲＦ搬送波からＩＦ（中間周波数）搬送波に変換する。有利にも、これは、ここでは水晶発振器１６０に基づく比較的低周波数のフラクショナルＮ ＰＬＬ１１５である上記の基準周波数発生源に事前同調しそれによって駆動されるように構成した注入同期局部発振器回路（Ｒｘ ＬＯ）１０５によってなされる。これにより、比較的高周波数のＰＬＬ１１５がＲｘ ＬＯ１０５を同期することができる。

ミキサ１２５の電流出力は、例示実施形態ではやはりオフチップインダクタを有する中間周波数（ＩＦ）Ｑ同調フィルタ１１０に供給する（代わりにオンチップインダクタを使用する別の設計および周波数プランもあり得ることが理解されるだろう）。約３２０ＭＨｚの中間周波数の場合、ＩＦフィルタ１１０は５ＭＨｚの帯域幅にＱ拡張する。有利にも、このＱ拡張は、サブサンプラ１３０を使用するために必要なエイリアス除去を提供することによって、このサブサンプリングの使用を可能にする。それはまた、ある程度のチャネル選択を提供する。その上、大きな量の受信機利得の前にこの高Ｑフィルタを使用することによって受信機１００のダイナミックレンジが改善し、後続段での電力消費量が低下する。

初段のダウンコンバートした信号１１２は、Ｉ／Ｑ信号成分サブサンプラ１３０とサブサンプリングミキサ１４０とを備える第２段ミキサを駆動するｇｍブーストフィードバックを伴うソースフォロワから構成したＩＦ増幅器（ＩＦＡ）１３５に供給する。サブサンプラ１３０から出力されるＩ／Ｑ信号１３２は、ｆ_sが図１および２に示すような実効サンプリング周波数である時ｆ_s／４を中心とする帯域通過周波数領域を有する。サブサンプリングミキサ１４０は信号１３２を変調して、それを連続時間低域通過信号１４２に変換する。

図１〜４Ａに示す受信機の以下の構成要素は当業者に周知され理解されているものであり、個々の適用業務で使用するため多くの変形および修正を考案し得るものである。例えば、ヘッドフォン送受信機適用業務の例では、必要な利得を提供するためプログラム可能利得増幅器（ＰＧＡ）１４５を使用してもよく、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１５０は２次連続時間フィルタおよび２ビット量子化器を備えてもよいが、ここでは信号は低域通過信号であり部分的にフィルタリングされているので、ＰＧＡ１４５およびＡＤＣ１５０に対する線形性および帯域幅の要求は緩和されることが認識されるだろう。減衰器４０による自動利得制御のためのアナログ制御信号２０は、受信機デジタルベースバンド回路１６５でのチャネルエネルギー検出を使用した自動利得制御（ＡＧＣ）デジタル処理回路１５５によって生成する。さらに、状態機械（図示せず）はＡＤＣ１５０からの飽和信号１５３に反応して、ＡＤＣ１５０で検出した残余帯域外干渉（ただしデジタルフィルタリングされておりエネルギー検出の一部を形成しない）に基づいてデジタルベースバンド回路１６５のＡＧＣ回路が生成した制御信号２２に応答してＰＧＡ１４５によって受信機利得が低減されるようにしてもよい。

図２Ａで特定した回路位置に示す信号を参照すると、図２Ｂ〜２Ｆは、各点の信号の周波数領域を示すものであって、これらの図は、図１によって構成した受信機のＲＦ−ＩＦおよびＩＦ−ベースバンドの周波数変換を集合的に例示する。図２Ａは、概ね図１と同じであるが、便宜上、図１に示す受信機局部発振器（Ｒｘ ＬＯ）回路１０５およびいくつかの他の構成要素を図示しておらず、サブサンプリング回路から始まるＩ−Ｑ処理回路の半分だけを図示している。図２Ｂは図２Ａの位置（ａ）での受信ＲＦ信号の周波数領域をグラフで示すと共に、局部発振器回路Ｒｘ ＬＯ１１５から出力されるＲＦ−ＩＦ混合信号Ｒｘ ＬＯを示す。図２Ｃは、図２Ａの位置（ｂ）でのダウンコンバートしたＩＦ信号の周波数領域をグラフで示す。図２Ｄおよび２Ｅは、ＩＦ−ベースバンドの周波数ダウンコンバートに関するＩ／Ｑ信号成分をグラフで示しており、前者は位置（ｃ）でのサブサンプリングした信号の周波数領域（ただし、当業者が認識するように、実際には、Ｉ／Ｑ信号成分は各々、ここで例示のために使用したｆ_s／４ではなくｆ_s／２にある）を示し、後者は図２Ａの位置（ｄ）でのミキサ変換した信号の周波数領域を示す。図２Ｆは、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）による処理の後の位置（ｄ）でのダウンコンバートした信号を示す。

図１を参照すると、送信機２００は受信機１００の相補型アーキテクチャを容易に使用できることを当業者は認識するだろう。受信機１００でなされたように、オフチップインダクタを装備した送信局部発振器（Ｔｘ ＬＯ）２０５も、同様に、基準周波数発生源（ＰＬＬ）１１５の高調波から駆動される注入同期が可能である。例えば、送信モードの場合、ＰＬＬ１１５は、例えば、ＰＬＬ１１５の１１次高調波を使用した直接アップコンバートが可能になるようにわずかに異なる周波数（例えば、〜２２０ＭＨｚ）に調整してもよい。送信機ベースバンドのクロックレートは水晶発振器１６０の周波数であり、ＰＬＬ１１５は、送信（Ｔｘ）および受信（Ｒｘ）の周波数間の６０μｓのスイッチング時間制約を満たしつつ非常に低い電流ドローを達成することができる。そして、送信機２００の他の回路構成要素２２０は、当業者に周知の標準構成で配置してもよい。

上記で強調したように、受信機１００の単一基準シンセサイザアーキテクチャは、本出願と同じ譲受人に譲受された、２００５年１１月８日発行の米国特許第６，９６３，２４９号の主題であるＲＸ ＬＯ１０５の注入同期の使用による第２の無線周波数（ＲＦ）ＰＬＬの必要を回避する。一方、本実施形態では、ＰＬＬ１５５の基準信号がＲｘ ＬＯに入力される時注入同期を行えるようにするため、Ｒｘ ＬＯの同期帯域幅の十分範囲内にある注入同期周波数にＲｘ ＬＯ１０５をデジタル的に事前同調することによって、この注入同期を達成している。事前同調は、発振器の自走周波数を、注入同期を保証できるような望ましい周波数に十分に近づける。この事前同調がない場合、発振器のタンク回路の処理変化を想定すると、Ｒｘ ＬＯ１０５（またはＴｘ ＬＯ２０５）を注入同期することはできないだろう。

図３によって例示するように、デジタルベースバンド回路１６５のデジタル処理能力を使用して、Ｒｘ ＬＯ１０５（および恐らくは相補型送信回路アーキテクチャ中のＴｘ ＬＯ２０５もであるが、このことは以下繰り返し説明しない）の出力の中心周波数（ｆ_c）を決定する。Ｒｘ ＬＯ１０５の同調はデジタル領域で達成する。初めに、通常Ｒｘ ＬＯ１０５に入力されるＰＬＬ１１５が提供する基準周波数信号を無効にし、その代わり、以下説明するように、副経路を有効にする。Ｒｘ ＬＯ１０５の出力を、例示するようにこの副経路を介して、直接サブサンプラ１３０に送信することによって事前同調を行い、受信機１００は、この副経路モードの間にＲｘ ＬＯ１０５の出力の中心周波数を決定する。サブサンプリングした信号１３７は、（利得およびＤＡＣ構成要素１４５、１５０を介して）利得を得るように処理し、デジタル形式に変換する。結果として得られるデジタル信号は、受信機ベースバンド回路１６５中のデジタルマイクロコントローラを使用してデジタル領域で処理し、Ｒｘ ＬＯ１０５の中心周波数（ｆ_c）を決定する。

当業者が理解するように、必要とされるｆ_cの決定のため、いくつかの異なる方法が利用可能である。典型的な実施形態では、信号帯域中のエネルギーに比例する信号を生成する受信機デジタルベースバンド回路１６５内の「エネルギー検出」構成要素（特に図示せず）の使用を通じてこれを達成する。この議論では、図３を参照すると、決定（検査）の対象となるのはＲＸ ＬＯ１０５出力の周波数である。デジタルベースバンドの帯域幅は有限なので、試験対象のＲＸ ＬＯ１０５出力の中心周波数がチャネル内にある場合、これはエネルギー検出構成要素が発生する出力信号から明らかである。

この手順によれば、ＰＬＬ１１５の周波数は、この副経路モードの間使用されるサンプリング周波数がＲｘ ＬＯ１０５の望ましい周波数からの変換に適合する周波数変換を行うように設定し、この望ましい周波数とは、Ｒｘ ＬＯが事前選択したＲＦチャネルに関する注入同期およびＲＦ−ＩＦダウンコンバートのために十分に事前同調された目標注入同期信号である。そして、最大値から下方向へのＲＸ ＬＯ１０５の周波数のスイープを実行し、各段階で、エネルギー検出構成要素の出力信号を検討する。エネルギー検出構成要素の出力がある限度を越えた時にスイープを停止し、この時点で、ＲＸ ＬＯ１０５の周波数は、注入同期周波数かまたは、代わりに、エイリアス周波数かのいずれかであることが分かる。後者の可能性があるため、同調を完了する前に、どちらが正しいかを決定する必要がある。そこで、ＰＬＬ１１５を第２のサンプリング周波数に設定して、ＲＸ ＬＯ１０５の望ましい周波数が帯域内に留まるが、望ましくないエイリアス周波数は帯域内に入らないようにする。この情報から、望ましい周波数に到達したという確認が得られるか否かを（すなわち、この論理的結果として）決定する。確認が得られた場合、ＲＸ ＬＯはそのＲＦチャネルについての注入同期周波数に事前同調されている。このステップで望ましい周波数が見つからない場合、スイープを止めた周波数から継続して次のピークを発見し、望ましい適合条件が満たされるまでこのアルゴリズムを繰り返す。

例示のみの目的で、２４０８ＭＨｚに等しい周波数ｆ_RFのＲＦ信号を受信するようにＲＸ ＬＯ１０５を同調するのが望ましいというシナリオを検討したい。ＲＸ ＬＯ１０５をこの望ましい（目標）チャネルに同調するための処理を実現するために、マイクロコントローラはまず、サンプリング周波数を１１６ＭＨｚに設定する。ＲＸ ＬＯ１０５を所定の最大周波数に設定し、エネルギー検出構成要素が適切なしきい値エネルギーを検出するまでその周波数のスイープを開始する。この時点では、ＲＸ ＬＯ１０５が望ましい周波数を実際に出力しているか否かは分からない。説明のために、この時点で、ＲＸ ＬＯ１０５が（２４０８＋１１６／２）ＭＨｚ＝２４６６ＭＨｚのｆ_RF値、すなわち、望ましい周波数チャネルの上の最初のエイリアス帯域を実際に出力しているかを検討する。すなわち、この時点では、Ｒｘ ＬＯ１０５が望ましい周波数を出力しているか否かを見分けることは不可能である。そこで、２０．７５の係数（すなわち、ｆ_RF＝（ｎ±１／４）・ｆ_sの関係において、ｎを２１となるように選択すると、係数ｎ±１／４は２０．７５または２１．２５である）の代わりに、２１．２５という他の係数を使用する。これは、サンプリング周波数が１１３．３ＭＨｚに設定されることを意味する。この周波数は２４０８ＭＨｚをも発見する。しかし、（２４０８＋１１３．３／２＝２４６４であるため）２４６６ＭＨｚは発見しない。したがって、サンプリング周波数をしかるべく変更すべき場合でも、ベースバンドのエネルギー中のこうしたピークの検出はなされないだろう。そこで、元のサンプリング周波数を使用する処理に戻って、周波数スイープを実行し最終的にエネルギー中の別のピークを検出するが、この時、第２のサンプリング周波数を適用すると、ベースバンドでピークエネルギーがさらに検出されるが、これはＲｘ ＬＯ１０５出力が今、このチャネルに同調するための望ましい周波数にあることを意味する。

一旦Ｒｘ ＬＯ１０５周波数を決定したら、上述のように、デジタルベースバンド回路１６５が発生するフィードバック制御信号１６６および１６８によってＲｘ ＬＯ１０５を調整し、デジタルアナログ変換器１７２によってアナログ形式に変換する。望ましいＲｘ ＬＯ１０５周波数に到達するまでこの事前同調フィードバック処理を連続して繰り返す。

Ｒｘ ＬＯ１０５を、注入同期を可能にする望ましい発振周波数（すなわち、ＬＢＷの範囲内）に十分近づけて事前同調したら、ＰＬＬ１１５を再び有効にして、事前同調副経路を無効にする。

Ｒｘ ＬＯ１０５の発振周波数ｆ_cが望ましい周波数に近づくようにＲｘ ＬＯ１０５を事前同調することによって、注入同期を達成するために必要な同期帯域幅（ＬＢＷ）は大きく縮小される。ＬＢＷが縮小されると注入同期基準周波数発生源１１５の信号の所用電力も低減されるので、ダウンコンバートのために比較的低い基準周波数のより高次の高調波を使用することが可能になる。図１に示すように、ＰＬＬ１１５と共に低周波数水晶発振器１６０を使用して、ＲＦ Ｒｘ ＬＯ１０５をｘ次高調波に注入同期するが、この例ではｘは９になるように選択する。

図５は、注入同期回路を示す、Ｒｘ ＬＯ１０５のより詳細な構成図による例示である。矩形波はＰＬＬ１１５から出力し（すなわち、多くの高調波成分を有する）、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１１９に印加して、望ましい、奇数次高調波を選択するが、ここで、ヘッドフォン受信機の適用業務で奇数次高調波を使用するのは、差動入力をＲｘ ＬＯ１０５に印加するため（この適用業務では９次高調波を使用する）ためである。その選択した高調波信号をＲｘ ＬＯ１０５に印加すると、Ｒｘ ＬＯ１０５はその高調波信号に同期しその状態を保持する。図示するように、ＲＸ ＬＯ１０５回路では、その後、注入同期トランスコンダクタ１２６によって高調波信号を電流に変換し、ＲＸ ＬＯ１０５のコア１２８に直接供給する。

注入同期帯域幅は通常入力注入同期電力に関連し、前者が増大するに連れて後者も増大する（単位ｄＢｍ）。結果として得られる同期ＬＯの位相ノイズは、ｎが使用される注入同期高調波である時、ソース信号（すなわち、ＰＬＬ１１５）の位相ノイズよりｎ²または２０ｌｏｇ（ｎ）倍だけ大きい。当業者は、望ましい場合、この作用に対処するために利用可能な既知の方策に精通しているだろう。この方策には、とりわけ、ＰＬＬ１１５のコア電圧制御発振器（ＶＣＯ）のために高Ｑインダクタを装備したオフチップタンク回路を使用する可能性、または、受信機（および送信機）での誤りベクトル度（ＥＶＭ）に対する位相ノイズの影響を低下させるため、差動検出スキームを使用する可能性（差動検出が着信信号からその付近の同相ノイズを阻止する効果を有することは当業技術分野で周知である）が含まれる。

有利にもＩＦフィルタ１１０による狭帯域フィルタリングのために使用されるフィルタＱ同調回路を図４Ａに示す。図４Ｂは、Ｑ同調ＩＦフィルタ構成要素のための回路の例を提供する。周知のように、フィルタ１１０の帯域通過周波数応答はそのフィルタパラメータＱとその中心周波数ｆ_cとによって特徴付けられ、また、フィルタの直接同調に関するさらなる議論については、本出願と同じ譲受人に譲受された、２００６年１月３日発行の米国特許第６，９８３，１３６号を参照してもよい。

本出願で説明した典型例では、以下の処理によってフィルタ１１０を事前同調する。第１のステップとして、発振点を越えてＱパラメータを増大することによって、フィルタ１１０を発振状態にする。そして、周波数が望ましい中心周波数の約２ＭＨｚ以内（すなわち、約１％以内）になるまで、Ｒｘ ＬＯ１０５の周波数の決定に関して上記で説明したのと同様の方法で、フィルタ１１０の周波数ｆ_cを決定する。

フィルタ１１０の周波数ｆ_cが望ましい周波数の目標の範囲内になったら、局部発振器Ｒｘ ＬＯ１０５からの回路経路を無効にし、その代わり、ノイズ発生器３００からの副経路を有効にする。このノイズ発生経路は、フィルタ１１０に、十分に平坦な電力スペクトル密度を有するホワイトノイズ信号を提供する。そして、ノイズ信号をＩＦフィルタ１１０によってフィルタリングして、ＩＦフィルタ１１０の周波数応答に比例する電力スペクトル密度を有する信号をフィルタ出力１１７に生じる。フィルタ出力１１７をサブサンプラ１３０に直接供給し、サブサンプリングした信号を（利得およびＤＡＣ構成要素１４５、１５０を介して）利得を得るように処理し、デジタル形式に変換する。結果として得られるデジタル信号を、受信機ベースバンド回路１６５中のデジタルマイクロコントローラを使用してデジタル領域で処理し、フィルタパラメータＱおよびｆ_cを決定する。

デジタル処理回路１６５は、フィルタ１１０のＱおよびｆ_cを調整するためのデジタル制御信号１１２を生じる。これらはデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）１１４を使用してアナログ制御信号１１６、１１８に変換する。図４Ｂに示すように、フィルタ１１０は、特徴的なパラメータ各々について対応するフィルタ要素を直接調整するアナログフィルタ調整入力ａおよびｂを装備している。

本出願で説明した典型例では、フィルタ１１０のパラメータｆ_cおよびＱは以下のように決定する。狭帯域幅を有するデジタルフィルタ（図示せず）を使用して、ＩＦフィルタ１１０の周波数応答をより精密に分析する。これは、ＩＦフィルタ１１０の望ましい中心周波数を変換して電力をデジタルフィルタによって計算するようにＰＬＬ１１５を設定することによって行い、それによってその中心周波数での電力を提供する。そして、ｆ_c＋５ＭＨｚがフィルタ１１０によって捕捉され電力が計算されるように、ＰＬＬ１１５の周波数を変更する（ｆ_PLLの必要な変更は、上記の周波数方程式によって導出する）。そして、３つの異なる電力点が分かるようにｆ_c−５ＭＨｚを使用してこの第３の読み取りを実行する（すなわち、ｆ_c＋５ＭＨｚ、ｆ_c、およびｆ_c−５ＭＨｚ）。そして、領域の端部、すなわちｆ_c−５ＭＨｚおよびｆ_c＋５ＭＨｚ各々での計算電力が等しくなることは、フィルタ１１０がそれら２つの点の中心にあることを示すので、その状態になるまで、ＰＬＬ１１５の周波数を調整して、上記の３点測定ステップを繰り返す。この後、ｆ_cとｆ_c−５ＭＨｚおよびｆ_c＋５ＭＨｚのうち１つとでの電力の比を使用してフィルタ１１０のパラメータＱの値を計算する（周知のように、Ｑとこの比との間には一対一の対応が存在する）。

必要な速度、精度および所用電力に応じて個々の適用業務に適合し得る、フィルタ１１０のパラメータｆ_cおよびＱを決定する異なる方法が存在することを当業者は認識するだろう。こうした他の方法の例には、本譲受人の上記米国特許第６，９８３，１３６号に記載のものや、サンプリングしたデータのＦＦＴを実行すること（すなわち、狭帯域の望ましい信号と何らかの他の干渉信号を除去し、必要な場合増幅したノイズを平滑化して、その結果得られた周波数応答のピークを発見する）が含まれる。他の代替例も当業技術分野で周知であり、個々の速度、精度および／または所用電力に応じて、所与の適用業務に関して適宜こうした他の方法の１つを選択してもよい。

図６を参照すると、受信機サブサンプリング回路１３０のより詳細な構成図による例示が提供される。ＩＦ信号をサンプリング周波数ｆ_sの高調波からｆ_s／４だけオフセットして、ｆ_s／２のオフセットにイメージが現れるようにする。そして、ミキサ１４０で信号を交互に反転することによって、ベースバンド変換が容易になる。当業者が容易に理解するように、図１および２で各ミキサ１４０に付した記号（１、−１）はＤＣへの変換を意味する。ＩＦＡ１３５およびサブサンプリングミキサ１４０からの広帯域ノイズも混合して、ノイズ密度を増大する。ＩＦＡ１３５はソースフォロワであり、十分に低い出力インピーダンスでサンプリングコンデンサを駆動するように設計する。ＩＦＡ１３５およびサブサンプラ１３０によって発生するノイズは基本的にはサンプリングコンデンサ１３８のサイズによって設定される。コンデンサが大きくなるとｋＴ／Ｃノイズが減少し、ＩＦＡ１３５のｇｍが大きくなるとＩＦＡ１３５からの広帯域ノイズが減少する。サンプラの帯域幅を維持するため、スイッチは適切なサイズにし、コンデンサをどれだけ大きくしてよいかに関する有効限度を設定する。

本出願で説明した特定の例の場合、サブサンプリングによる最も近いイメージはｆ_s／２のオフセット、または約６０ＭＨｚのオフセットにある。最初と最後の数チャネルに関しては、このイメージは帯域内にあってもっとも大きな影響を有するが、中心チャネルに対する影響は重大ではない。

本発明の上記の典型的な実施形態を開示したが、本発明の利点を達成する様々な変更および修正が可能であり、それらは全て、以下の請求項に記載の本発明の範囲内にあるものとする。

本発明のある実施形態に係る受信機回路の例であり、例示目的で相補型送信機局部発振器（Ｔｘ ＬＯ）回路を示す概略構成図である。 図１によって構成した受信機のＲＦ−ＩＦおよびＩＦ−ベースバンド周波数変換を示す図である。 図１によって構成した受信機のＲＦ−ＩＦおよびＩＦ−ベースバンド周波数変換を示す図である。 図１によって構成した受信機のＲＦ−ＩＦおよびＩＦ−ベースバンド周波数変換を示す図である。 図１によって構成した受信機のＲＦ−ＩＦおよびＩＦ−ベースバンド周波数変換を示す図である。 図１によって構成した受信機のＲＦ−ＩＦおよびＩＦ−ベースバンド周波数変換を示す図である。 図１によって構成した受信機のＲＦ−ＩＦおよびＩＦ−ベースバンド周波数変換を示す図である。 フラクショナルＮ位相同期ループ（ＰＬＬ）による注入同期以前にＲｘ ＬＯを事前同調するように動作する回路の構成図による例示である。 狭帯域フィルタリングのためのＩＦフィルタＱ同調回路の構成図である。 Ｑ同調式ＩＦフィルタの回路の例を示す図である。 注入同期を示すＲｘ ＬＯのより詳細な構成図による例示である。 受信機サブサンプリング回路のより詳細な構成図による例示である。

Claims (20)

1. ＲＦ信号を受信して前記ＲＦ信号をベースバンドにダウンコンバートするように構成した無線周波数（ＲＦ）受信機回路であって、前記受信機回路が、
   （ａ）前記ＲＦ信号からＩＦ信号へのＲＦ−ＩＦ変換のために構成したＲＦ−ＩＦ変換回路であって、前記ＲＦ−ＩＦ変換回路が、前記ＲＦ信号をバンドパスＩＦ信号にダウンコンバートするためのミキサ回路と、前記ミキサ回路に入力するためのＲＦ−ＩＦ混合信号を注入同期して発生するように構成した局部発振器回路であって、前記混合信号が基準周波数の事前選択した整数倍の周波数を有する局部発振器回路と、前記バンドパスＩＦ信号の前記帯域に前記ＩＦフィルタを事前同調し、そのように同調した時、前記バンドパスＩＦ信号をフィルタリングするように構成してフィルタリングされたＩＦ信号を得る同調式ＩＦフィルタ回路とを備えるＲＦ−ＩＦ変換回路と、
   （ｂ）前記フィルタリングされたＩＦ信号のＩＦ−ベースバンド変換のために構成したＩＦ−ベースバンド変換回路であって、前記ＩＦ−ベースバンド変換回路が、入力されるサンプリング信号のサンプリング周波数で動作するサブサンプリングおよびダウンコンバート回路を備え、前記サンプリング周波数が前記基準周波数の約数であるＩＦ−ベースバンド変換回路と、
   （ｃ）プログラム可能な前記基準周波数の基準信号を発生するように構成した基準周波数発生源回路であって、前記混合信号および前記サンプリング信号の各々が前記基準信号から導出される基準周波数発生源回路と、
   アナログデジタル回路と、マイクロコントローラを備えるデジタルベースバンド回路とを備え、
   前記アナログデジタル回路は、第１のシグマデルタアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）および第２のシグマデルタアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）を備え、前記第１のシグマデルタアナログデジタル変換器は、前記サブサンプリングおよびダウンコンバート回路によって生成されたＩ成分信号をデジタル化するよう構成され、前記第２のシグマデルタアナログデジタル変換器は、前記サブサンプリングおよびダウンコンバート回路によって生成されたＱ成分信号をデジタル化するよう構成される無線周波数（ＲＦ）受信機回路。
2. 前記基準信号は矩形波である請求項１に記載の受信機回路。
3. 前記サブサンプリングおよびダウンコンバート回路は、デバイダ回路とＩ成分サブサンプラとＱ成分サブサンプラとを備え、前記デバイダ回路は、サンプリング信号を２で周波数分割するよう構成されて第２のサンプリング信号を得るものであり、前記Ｉ成分サブサンプラは、前記第２のサンプリング信号に基づいて前記フィルタリングされたＩＦ信号をサブサンプリングするよう構成されてサブサンプリングしたＩ信号を得るものであり、前記Ｑ成分サブサンプラは、前記第２のサンプリング信号の補数に基づいて前記フィルタリングされたＩＦ信号をサブサンプリングするよう構成されてサブサンプリングしたＱ信号を得るものである請求項１に記載の受信機回路。
4. 前記サブサンプリングおよびダウンコンバート回路はＩ成分ミキサおよびＱ成分ミキサをさらに備え、前記Ｉ成分ミキサは、前記サブサンプリングされたＩ信号を１および−１の各値で交互に掛け算することによって前記Ｉ成分信号を得るものであり、前記Ｑ成分ミキサは、前記サブサンプリングされたＱ信号を１および−１の各値で交互に掛け算することによって前記Ｑ成分信号を得るものである請求項３に記載の受信機回路。
5. 前記基準信号の事前選択した整数倍が前記局部発振器回路の同調帯域幅の十分範囲内に入るように前記局部発振器回路の自走周波数を事前同調するように構成した注入同期事前同調回路を備え、前記局部発振器回路は、トランスコンダクタ回路、電圧制御発振器およびＬＣフィルタを含み、前記ＬＣフィルタは、並列に接続された第１のインダクタおよび第１の可変コンデンサを含む請求項１に記載の受信機回路。
6. 前記局部発振器回路は、前記基準信号をフィルタリングするよう構成した高調波選択フィルタをさらに備え、前記高調波選択フィルタは、並列に接続された第２のインダクタおよび第２の可変コンデンサを含む請求項４に記載の受信機回路。
7. 前記同調式ＩＦフィルタ回路が、前記同調式ＩＦフィルタ回路の中心周波数パラメータを同調するように構成される請求項１に記載の受信機回路。
8. 前記同調式ＩＦフィルタ回路が、前記同調式ＩＦフィルタ回路の中心周波数パラメータとＱパラメータとの両方を同調するように構成される請求項１に記載の受信機回路。
9. 前記同調式ＩＦフィルタ回路で使用するホワイトノイズ信号を発生して前記同調式ＩＦフィルタ回路に選択的に入力するように構成したノイズ発生器を備える請求項１に記載の受信機回路。
10. マイクロコントローラをさらに備え、前記基準周波数発生源回路がシンセサイザであり、前記基準周波数が前記マイクロコントローラによって選択可能である請求項１に記載の受信機回路。
11. 前記事前選択した整数の倍数が９であり前記サンプリング周波数が前記基準周波数の半分である請求項１に記載の受信機回路。
12. ＲＦ信号を受信して前記ＲＦ信号をベースバンドにダウンコンバートするための方法であって、前記方法が、
    （ａ）前記ＲＦ−ＩＦダウンコンバートで使用するための、基準周波数の事前選択した整数倍の周波数を有する混合信号を発生する注入同期局部発振器回路を使用するステップを含むバンドパスＩＦ信号に前記ＲＦ信号をダウンコンバートするステップであって、同調式ＩＦフィルタ回路を前記バンドパスＩＦ信号の前記帯域に事前同調し、前記同調式ＩＦフィルタ回路がそのように同調した時、前記バンドパスＩＦ信号をフィルタリングしてフィルタリングされたＩＦ信号を得るステップと、
    （ｂ）前記基準周波数の第２の事前選択した高調波であるサンプリング信号のサンプリング周波数で前記フィルタリングされたＩＦ信号をサブサンプリングするステップを含む、前記フィルタリングされたＩＦ信号をベースバンド信号にダウンコンバートするステップであって、前記サンプリング周波数が前記基準周波数の約数であり、前記ダウンコンバートにより、Ｉ成分信号およびＱ成分信号が生成されるステップと、
    （ｃ）プログラム可能な前記基準周波数の基準信号を生成するステップであって、前記混合信号および前記サンプリング信号のそれぞれは、前記基準信号から導出されるステップと、
    （ｄ）前記Ｉ成分信号および前記Ｑ成分信号をデジタル化されたＩ信号およびデジタル化されたＱ信号にそれぞれ変換するステップと、
    を備える方法。
13. 前記基準信号は矩形波である請求項１２に記載の方法。
14. 前記サブサンプリングが、
    ハーフレート信号に基づいて前記フィルタリングされたＩＦ信号をサブサンプリングし、サブサンプリングされたＩ信号を得ることと、
    前記ハーフレート信号の補数に基づいて前記フィルタリングされたＩＦ信号をサブサンプリングし、サブサンプリングされたＱ信号を得ることと、
    を含み、
    前記ハーフレート信号は、前記サンプリング信号を２で周波数分割することによって導出されるものである請求項１２に記載の方法。
15. 前記基準信号の事前選択した整数倍が前記局部発振器回路の同調帯域幅の十分範囲内に入るように前記局部発振器回路の自走周波数を事前同調して、前記局部発振器回路が前記基準信号の事前選択した整数倍への注入同期を可能にするステップを備える請求項１４に記載の方法。
16. 前記同調式ＩＦフィルタ回路を事前同調する前記ステップが、
    前記同調式ＩＦフィルタ回路の中心周波数パラメータとＱパラメータとの両方を同調するステップと、
    ホワイトノイズ信号を発生して前記同調式ＩＦフィルタ回路に選択的に入力するステップと、
    を含む請求項１２に記載の方法。
17. 前記ステップ（ａ）、前記ステップ（ｂ）および前記ステップ（ｃ）を実行する前に、前記局部発振器回路の自走周波数を同調するステップをさらに備え、前記同調するステップは、
    ＲＦミキサからサブサンプリングシステムへの第１の回路経路を無効にするステップと、
    前記局部発振器回路から前記サブサンプリングシステムへの第２の回路経路を有効にするステップと、
    前記基準信号を発生する基準周波数発生源から前記局部発振器回路への第３の回路経路を無効にするステップと、
    前記サンプリング信号の前記サンプリング周波数が第１の値と等しくなるように前記基準周波数発生源を設定するステップと、
    前記局部発振器回路によって生成された局部発振器信号を前記サンプリング信号に基づいてサンプリングして、サンプリングされたＩ信号およびＱ信号を得るステップと、
    前記サンプリングされたＩ信号およびＱ信号をデジタル化して、デジタル化されたＩ信号およびＱ信号を得るステップと、
    前記デジタル化されたＩ信号およびＱ信号に関するベースバンド信号のエネルギーがしきい値を超えるまで、前記局部発振器回路の前記自走周波数のスイープを実行するステップと、
    前記サンプリング周波数を第２の値に変換するステップと、
    前記サンプリング周波数の変換の後、前記デジタル化されたＩ信号およびＱ信号に関するベースバンド信号のエネルギーがしきい値を超えていないとの判定に応答して、
    前記サンプリング周波数を前記第１の値に変換し戻し、
    前記デジタル化されたＩ信号およびＱ信号に関するベースバンド信号のエネルギーがしきい値を超えるまで、前記局部発振器回路の前記自走周波数のスイープを継続する
    ステップと、
    を含む請求項１２に記載の方法。
18. 前記サンプリング周波数の第２の値は、前記自走周波数の望ましい値をベースバンドチャネルへダウンコンバートし、エイリアス周波数をベースバンドチャネルの外にダウンコンバートするように選択される請求項１７に記載の方法。
19. 前記同調したＩＦフィルタ回路を前記事前同調するステップは、
    ＲＦミキサから前記同調式ＩＦフィルタ回路への第１の回路経路を無効にするステップと、
    ノイズ発生器から前記同調式ＩＦフィルタ回路への第２の回路経路を有効にするステップと、
    前記同調式ＩＦフィルタ回路が、前記第２の回路経路を介して前記ノイズ発生器からノイズ信号を受信したことに応答してフィルタリングされた試験信号を生成するステップと、
    前記基準周波数が、対応する期間の間に第１の値、第２の値および第３の値と等しくなるように、前記基準周波数を連続して調整するステップと、
    前記フィルタリングされた試験信号を前記基準周波数から導出されたサンプリング周波数に基づいてサンプリングするステップであって、サンプリングされたＩ信号およびＱ信号を得るステップと、
    前記サンプリングされたＩ信号およびＱ信号をデジタル化するステップであって、デジタル化されたＩ信号およびＱ信号を得るステップと、
    前記期間の間に前記デジタル化されたＩ信号およびＱ信号に関する電力を測定するステップであって、前記基準周波数の前記第１の値、前記第２の値および前記第３の値にそれぞれ対応する３つの電力の値を生成するステップと、
    前記３つの電力の値に基づいて前記ＩＦフィルタの中心周波数を変換するステップと、
    前記３つの電力の値のうちの最初の値が前記３つの電力の値のうちの最後の値と等しくなるまで、前記連続して調整するステップ、前記サンプリングするステップ、前記デジタル化するステップ、前記電力を測定するステップ、および前記中心周波数を変換するステップ、を繰り返し実行するステップと、
    を含む請求項１２に記載の方法。
20. 前記３つの電力の値の第２の値と前記最初の値および前記最後の値のうちの選択された１つとの比に基づいて、クオリティファクタＱを計算するステップをさらに備える請求項１９に記載の方法。

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