CN102664654B

CN102664654B - 一种具有自适应宽带振荡器的移动终端射频前端收发器

Info

Publication number: CN102664654B
Application number: CN201210153473.6A
Authority: CN
Inventors: 栗志伟
Original assignee: LIWITEK TECHNOLOGY (TIANJIN) CO LTD
Current assignee: Liwitek Semiconductor Wuxi Co ltd
Priority date: 2012-05-17
Filing date: 2012-05-17
Publication date: 2014-06-25
Anticipated expiration: 2032-05-17
Also published as: CN102664654A

Abstract

本发明公开了一种具有自适应宽带振荡器的移动终端射频前端收发器，包括有一个接收机、一个频率合成器和一个发射机，所述接收机的前端设置有一个或者多个射频跟踪滤波器。本发明公开的一种具有自适应宽带振荡器的移动终端射频前端收发器，可以显著降低移动终端的生产成本以及减小移动终端整体芯片的面积，并且射频前端收发器内频率合成器中作为宽带振荡器的压控振荡器，应用标准CMOS互补对称电路作为跨导级，有效节约压控振荡器的功耗，同时还可以自动调整压控振荡器的负跨导，使得压控振荡器在整个频率范围内，相位噪声和起振性能表现一致，从而提高压控振荡器的性能，提升了移动终端的整体性能，进而提升移动终端的价格优势和市场竞争力。

Description

一种具有自适应宽带振荡器的移动终端射频前端收发器

技术领域

本发明涉及移动通信技术领域，特别是涉及一种具有自适应宽带振荡器的移动终端射频前端收发器。

背景技术

目前，随着智能手机和平板电脑的发展，全球移动数据的业务量大幅增长。其中，LTE（长期演进，Long Term Evolution）技术的开发，不仅提高了无线通信的频谱利用率，同时还增加了无线通信的数据传输速率和可处理的数据容量。

目前，LTE技术的无线通信频谱（频率高达3.8 GHz）可以分为43波段，1到21波段被列为LTE-FDD（频分双工），而33至43波段被列为的LTE-TDD（时分双工频段）。

由于移动运营商预期到用户通信的数据使用量将大幅度增长，这样使得移动运营商需要有效利用现有的无线通信频谱资源，并且尽快实施覆盖频段较为广泛的LTE技术。为了推动LTE技术的广泛普及，在做好LTE基础设施建设的同时，移动终端中的信号收发技术也需要同步或者更快速度发展。这时候，移动运营商以及其他厂家需要加大力度进行移动终端的技术研发，目的在于使得一个移动终端，其具有多波段、多模式、双技术的功能，即使得移动终端具有的信号收发器能够覆盖现有LTE无线通信波段，同时可以兼容传统通信网络（WCDMA、EVDO的TD-SCDMA、CDMA和GSM网络），以及支持TDD和FDD技术。需要说明的是，对于目前的第三代移动通信技术（3rd-generation，3G），其包括有四种标准：CDMA2000、WCDMA、TD-SCDMA、WiMAX。

其中，如图1所示，对于现有移动终端的0.7~2.7GH频段的信号收发器（即射频前端收发器），为了让移动终端可以同时处理FDD和TDD技术（即具有双技术的功能），以支持1~21的FDD波段和33~41的TDD频段，需要提高移动终端的数字运算能力，通过将所述信号收发器与基带处理器相连接，从而妥善分配基带处理器与信号收发器之间的运算负荷。

参见图2，对于目前具有LTE/TD-SCDMA通信功能的移动终端（如一个手机），其通常包括有六个功能模块，具体为：LTE/TD-SCDMA射频前端收发器、2G（第二代移动通信技术，例如GSM）射频前端收发器、基带处理器（Base band）、应用处理器（Application Processor）、存储器（Memory）以及电源管理模块（Power Management Unit）。

为了覆盖TD-LTE（分时长期演进）和TD-SCDMA（时分同步码分多址）通信的所有频道，参见图3，现有传统具有LTE/TD-SCDMA通信功能的移动终端的信号发射机（TX）还具有两路输出端，同时，通过在信号收发器（即射频前端收发器RFIC）内接收机的前端使用声表面滤波器（SAW filter），以减少两个波段之间的互相干扰。例如，对于用于接收TD-SCDMA和TD-LTE信号的收发机（RX），具有四个信号接收的波段，具体为34波段、38波段、39波段以及40波段，总共需要使用四个声表面滤波器。而对于用于接收TD-LTE信号的收发机（LTE RX），要求多样化（diversity）以提高数据率和灵敏度，因此，具有三个专门用于接收TD-LTE信号的LTE波段，具体为：38波段、39波段以及40波段。因此，如图3所示，移动终端的信号收发器（即射频前端收发器）一共具有7个信号输入端以及7个声表面滤波器，具体为：在单刀六掷（SP6T）射频开关处具有4个信号输入端，在单刀三掷（SP3T）开关处具有3个信号输入端。因此，现有移动终端的信号射频输入端较多，且具有较多的声表面波滤波器，从而导致移动终端的信号收发器（即射频前端收发器）的生产成本较高，丧失了移动终端的价格竞争优势，并且大大增加了移动终端整体芯片的面积，移动终端芯片面积较大，进而严重影响了移动终端的市场应用前景。

因此，目前迫切需要开发出一种技术，其可以在保证移动终端性能的前提下，有效降低移动终端射频前端收发器的生产成本以及减少收发器芯片的面积，进而降低移动终端整体芯片的面积和生产成本，提高移动终端的价格竞争力，扩大移动终端的市场应用前景。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的是提供一种具有自适应宽带振荡器的移动终端射频前端收发器，该射频前端收发器中集成设置射频跟踪滤波器，可以不需要在射频前端收发器内接收机的输入端设置多个声表面滤波器数量，同时减少射频前端收发器内接收机的输入端数量，因此可以显著降低移动终端的生产成本以及减小移动终端整体芯片的面积，并且可以节约射频前端收发器内频率合成器中作为宽带振荡器的压控振荡器的功耗，提高压控振荡器的性能，进而提升移动终端的整体性能和市场竞争力，具有重大的生产实践意义。

为此，本发明提供了一种多标准移动终端的射频前端收发器，包括有一个接收机、一个频率合成器和一个发射机，所述接收机的前端设置有一个或者多个射频跟踪滤波器。

其中，所述接收机包括有两个低噪声放大器LNA，所述两个低噪声放大器LNA的一端分别与一个信号输入端RXIN相接；

所述两个低噪声放大器LNA的另一端分别与一个可变增益放大器VGA相接，每个所述可变增益放大器VGA分别接一个射频跟踪滤波器和由两个混频器Mixer组成的一个混频器组合，并且两个所述可变增益放大器VGA之间连接有一个功率探测器；

每个所述混频器组合与一个可变增益中频放大和低通滤波器PGA/LPF相接，每个可变增益中频放大和低通滤波器分别与两个数模转换器ADC相接，每个数模转换器ADC与基带处理器相接。

其中，所述频率合成器包括有接收本振产生器，所述接收本振产生器分别接发射本振产生器、除法器、多模数分频器MMD以及所述接收机中的两个混频器组合；

所述除法器依次接压控振荡器VCO、环路滤波器LF和一个鉴相器和电压泵串接模块，所述鉴相器和电压泵串接模块分别接一个数控晶振和一个多模数分频器，所述多模数分频器分别接所述除法器和一个调制器DSM，所述压控振荡器VCO还与一个自动频率控制器AFC相接。

其中，所述发射机包括有四个数模转换器组合，每个数模转换器组合包括有一个混频器和一个射频数模转换器RFDAC，所述混频器与射频数模转换器RFDAC相接；

其中两个数模转换器组合中的混频器与同一个低波段变压器相接，且两个数模转换器组合中的射频数模转换器RFDAC与所述频率合成器中的发射本振产生器相接；另外两个数模转换器组合中的混频器与同一个高波段变压器相接，且数模转换器组合中的射频数模转换器RFDAC与所述频率合成器中的发射本振产生器相接。

其中，所述压控振荡器VCO包括有LC谐振腔，该LC谐振腔由一个电感L和一个电容库组成；

所述电容库包括有波段调整电容库C1和压控电容C2，所述波段调整电容库C1和压控电容C2相并联；

所述压控振荡器VCO的LC谐振腔还与负跨导模块相连接。

其中，所述负跨导模块包括有多个负跨导单元，由所述多个负跨导单元并列组成。

其中，所有负跨导单元的供电电源端VDD、接地端GND和输出端Out_p、Out_n全部对应相连，并且所述多个负跨导单元的控制接口分别接频段控制信号Vband。

其中，每个所述负跨导单元包括有反向器A和反向器B，所述反向器A和反向器B的输入端与输出端互相连接成差分负跨导的模式，并且反向器A和反向器B的电源端和地端都相连；

所述反向器A和反向器B的电源端与一个P型MOS开关管PMOS1相接，所述反向器A和反向器B的地端与一个N型MOS开关管NMOS1相接，所述开关管PMOS1和NMOS1的控制栅极D之间通过一个反向器C相接。

其中，所述负跨导单元中的任意一个反向器都包括有由一个P型MOS开关管PMOS2和一个N型MOS开关管NMOS2共同构成的互补对称型MOS集成电路。

其中，所述开关管PMOS2的栅极G和开关管NMOS2的栅极G与输入端IN相接，所述开关管PMOS2的漏极D和开关管NMOS2的漏极D与输出端OUT相接，所述开关管PMOS2的源极S接一个供电电压VDD，所述开关管NMOS2的源极S接地。

由以上本发明提供的技术方案可见，与现有技术相比较，本发明提供了一种具有自适应宽带振荡器的移动终端射频前端收发器，该射频前端收发器中集成设置射频跟踪滤波器，由射频跟踪滤波器根据本终端信号接收频段的不同来对外部信号进行选择，从而可以不需要在射频前端收发器内接收机的输入端设置多个声表面滤波器数量，同时减少射频前端收发器内接收机的信号输入端数量，因此可以显著降低移动终端的生产成本以及减小移动终端整体芯片的面积，从而提升移动终端的市场竞争力，因此具有重大的生产实践意义。

此外，本发明对于射频前端收发器内频率合成器中的压控振荡器，该压控振荡器作为宽带振荡器，应用标准CMOS互补对称电路作为反向器，有效节约压控振荡器的功耗，同时还可以自动调整压控振荡器的负跨导，使得压控振荡器在整个频率范围内，相位噪声和起振性能表现一致，即无论是在低频段还是在低频段，都可以实现具有较少的噪声和保证容易起振，从而提高压控振荡器的性能，进一步提高了射频前端收发器内频率合成器的性能，提升了移动终端的整体性能。

附图说明

图1为现有第四代无线通信LTE的无线通信频谱分配图；

图2为现有一种具有LTE/TD-SCDMA通信功能的移动终端的结构简图；

图3为现有具有LTE/TD-SCDMA通信功能的移动终端的传输信号示意图；

图4为本发明提供的一种具有自适应宽带振荡器的移动终端射频前端收发器所应用的多标准移动终端的传输信号示意图；

图5为本发明提供的一种具有自适应宽带振荡器的移动终端射频前端收发器的结构框图；

图6为本发明提供的一种具有自适应宽带振荡器的移动终端射频前端收发器中接收机内射频跟踪滤波器的校正框图；

图7为现有传统的射频前端收发器中频率合成器具有的压控振荡器的电路结构示意图；

图8为图5所示射频前端收发器中的频率合成器的放大结构框图；

图9为本发明提供的一种具有自适应宽带振荡器的移动终端射频前端收发器中频率合成器的频率规划图；

图10为在本发明提供的一种具有自适应宽带振荡器的移动终端射频前端收发器中，频率合成器内具有自适应跨导性能的压控振荡器VCO的电路原理图；

图11为对于现有传统的射频前端收发器中频率合成器具有的压控振荡器，其相位噪声和起振频率的波形对比示意图；

图12为在本发明提供的一种具有自适应宽带振荡器的移动终端射频前端收发器中，频率合成器内具有自适应跨导性能的压控振荡器VCO的相位噪声和起振频率的波形对比示意图；

图13为在图9所示压控振荡器VCO的电路原理图中，其中的一个负跨导单元的电路原理放大示意图；

图14为在图9所示压控振荡器VCO的电路原理图中，反向器应用了互补对称的标准CMOS开关管时的电路简图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面结合附图和实施方式对本发明作进一步的详细说明。

参见图4，本发明提供了一种多标准移动终端，可以覆盖TD-LTE（分时长期演进）和TD-SCDMA（时分同步码分多址）通信的所有频道，对TD-LTE和TD-SCDMA信号进行接收处理，其包括有一个基带处理器BBIC 101、一个射频前端收发器RFIC 102、两个发射端功率放大器PA 103以及一个射频开关 104，所述射频开关104与一个天线105相连接，其中：

基带处理器BBIC 101，用于进行移动通信过程中的数据处理和存储；

射频前端收发器RFIC 102，分别与基带处理器101、一个天线105相连接，用于通过天线接收多个波段的外部信号，并根据外部信号接收频段的不同，对外部信号进行选择，然后将所选择的信号转发给发射端功率放大器103；

每个发射端功率放大器PA 103，与射频前端收发器RFIC 102相连接，用于对所接收到的信号进行放大处理，然后通过所述射频开关传送给相连接的天线105，由天线105进行信号发射。

在本发明中，参见图4，所述射频开关104具体为单刀四掷（SP4T）开关。

对于本发明，所述射频前端收发器RFIC 102包括有一个接收机1021、一个频率合成器1022和一个发射机1023三部分，其中，所述接收机1021用于实时接收外部天线所转发的信号；所述频率合成器1022分别与接收机、发射机相接，用于产生本振信号，并将本振信号的频率与发射机或者接收机处的信号进行频率叠加合成处理；所述发射机1023，用于将信号通过射频开关，最终发射出去。

在本发明中，具体实现上，所述射频前端收发器RFIC 102在接收机1021的前端设置有一个或者多个射频跟踪滤波器，所述射频跟踪滤波器是能够对移动终端所需频率的信号进行预选的带通滤波器，它是品质参数Q增强型的滤波器，可以抑制外部的镜像频率，降低本振经由天线的辐射。因此，本发明的射频前端收发器102通过设置有该射频跟踪滤波器，可以根据外部信号接收频段的不同，对外部信号进行选择。例如，目前的无需通信频谱中，对于34波段的TD-SCDMA信号，其频段为2010~2025MHZ；对于38波段的TD-LTE信号，其频段为2570-2620 MHZ；对于39F波段的TD-LTE信号，其频段为1880~1900MHZ；对于39S波段的TD-SCDMA信号，其频段为1900~1920MHZ；对于40波段的TD-SCDMA信号，其频段为2300~2400MHZ。因此，鉴于不同波段的TD-LTE信号和TD-SCDMA信号具有不同的频段，因此，本发明只需根据不同的频段，而可以区分出不同波段、不同类型的信号，实现对外部信号进行选择，避免了两个波段信号之间的相互干扰。

因此，如上所述，本发明与现有技术相比较，通过在接收机1021的前端设置有射频跟踪滤波器，从而无需再设置用于减少两个波段之间的互相干扰的多个声表面滤波器（SAW filter），参见图4，同时相应地还可以减少射频前端收发器内接收机的信号输入端数量，因此可以显著降低移动终端的生产成本以及减小移动终端整体芯片的面积，进而提升移动终端的市场竞争力。

一并参见图5，对于本发明，提供了一种具有自适应宽带振荡器的移动终端射频前端收发器，本发明的射频前端收发器可以实现单端输入、双通路输出以及单一频率合成器。具体实现上，本发明射频前端收发器RFIC 102包括有接收机1021、频率合成器1022和发射机1023三部分，其中：

对于接收机（Receiver ）1021，其包括有两个低噪声放大器LNA，所述两个低噪声放大器LNA的一端分别与一个信号输入端RXIN相接，其中一个信号输入端RXIN直接连接天线105，另外一个信号输入端RXIN通过射频开关104与天线105相接；所述两个低噪声放大器LNA的另一端分别与一个可变增益放大器VGA相接，每个所述可变增益放大器VGA分别接一个射频跟踪滤波器（Tracking Filter）和由两个混频器Mixer组成的一个混频器组合，并且两个所述可变增益放大器VGA之间连接有一个功率探测器（Power Detector）；每个所述混频器组合与一个可变增益中频放大和低通滤波器（PGA/LPF，即将中频可编程增益放大器PGA和低通滤波器LPF串联在一起）相接，每个可变增益中频放大和低通滤波器分别与两个数模转换器ADC相接，每个数模转换器ADC与基带处理器101相接。

在本发明中，对于本发明提供的射频前端收发器，其可以包括有两路结构完全相同的接收机1021，其上面标有多样化（Diversity）标识，是专门为实现LTE的标准要求，利用多样化、多信道来提高数据率和灵敏度。

需要说明的是，对于接收机1021部分，其中的第一模块为低噪声放大器（Low Noise Amplifier，LNA），在保证本身低噪声的同时，通过其增益一致后端模块的噪声。其后的可变增益放大器模块（Variable Gain Amplifier，VGA），用于控制低噪声放大器的增益，来满足接收机动态范围的要求，也就是根据使接收机可以根据输入信号的大小来调节其增益的大小。跟踪滤波器（Tracking Filter）用于根据接收频道信息，调整滤波器中心频率，滤除带外干扰，保护之后的混频器工作在它的线性度范围。功率探测器（Power Detector）用于感知滤波后的信号功率大小，为基带处理器提供信号功率信息来设置接收机。混频器Mixer用于把本振发生器的频率信号与接收频率混频，把接收到的频率信号转化为低频信号，中频可编程增益放大器（Programmable Gain Amplifier， PGA），进一步把小信号放大到模数转换器可处理的幅度，同时控制增益来适应不同的输入信号幅度。低通滤波器（Low Pass Filter， LPF）进一步在中频滤除带外干扰信号，确保信号处于数模转换器（Analog to Digital Converter, ADC）可处理的信号动态范围内。数模转换器ADC用于把模拟信号转换为数字信号，以提供给数字基带处理器（Baseband，BB）处理。

对于频率合成器（Synthesizer）1022，其包括有接收本振产生器（RX LO GEN），所述接收本振产生器分别接发射本振产生器（TX LO GEN）、除法器、多模数分频器MMD以及所述接收机1021中的两个混频器组合，所述多模数分频器MMD分别接所述接收机1021中的四个数模转换器ADC；

此外，所述除法器依次接压控振荡器VCO、环路滤波器（LF）和一个鉴相器和电压泵串接模块（PFD/CP，即将电压泵CP和鉴相器PFD串联在一起的模块），所述鉴相器和电压泵串接模块分别接一个数控晶振和一个多模数分频器（/N），所述多模数分频器分别接所述除法器和一个调制器DSM；所述压控振荡器VCO还与一个自动频率控制器AFC相接。

需要说明的是，对于频率合成器（Synthesizer）1022，其中的数控晶振（Digital Controlled Crystal Oscillator，DCXO，即为数字控制晶振)利用较为精确片外晶振，与片内振荡电路结合产生精确的26MHz频率信号作为频率合成器的参考源，压控振荡器（Voltage Controlled Oscillator，VCO）产生的频率信号经过模拟除法器除2后，再经过多模数分频器（Multi-Modules Divider， MMD)形成了26MHz频率信号，通过鉴相器（Phase Frequency Detector，PFD）与数控晶振产生的参考源比较，它们的频率和相位的不同之处通过电压泵（Charge Pump，CP）转化为电压，来反馈调整压控振荡器VCO的电压，从而输出稳定精确的频率信号。此外，为抑制多模数分频器MMD引入的杂扰，在电压泵CP和压控振荡器VCO之间加环路滤波器（Loop Filter，LF）以及自动频率控制（Automatic Frequency Control，AFC），实现对压控振荡器VCO在锁定之前的频率进行粗调。调制器（Delta-Sigma Modulator， DSM）用于通过调整多模数分频器MMD的分频倍数，引入调制信号。为GSM的调制方式（即GMSK）的频率合成器直接调制模式使用。

一并参见图8，对于所述发射机1023，其包括有四个数模转换器组合，每个数模转换器组合包括有一个混频器和一个射频数模转换器RFDAC，所述混频器与射频数模转换器RFDAC相接（如图5、图9所示），其中，两个数模转换器组合中的混频器与同一个低波段变压器100（低频的波段为B34和39）相接，且两个数模转换器组合中的射频数模转换器RFDAC与所述频率合成器1022中的发射本振产生器（TX LO GEN）相接；另外两个数模转换器组合中的混频器与同一个高波段变压器200（高频的波段为B38和B40）相接，且数模转换器组合中的射频数模转换器RFDAC与所述频率合成器1022中的发射本振产生器（TX LO GEN）相接。

参见图5，所述低波段变压器100与一个低频信号输出端TX_LB相接，所述高波段变压器200分别与一个高频信号输出端TX_HB相接，所述低频信号输出端TX_LB和高频信号输出端TX_HB分别与发射端功率放大器PA 103相接。

此外，所述低波段变压器100相连接的一个数模转换器组合和所述高波段变压器200相连接的一个数模转换器组合两者通过一个第一信道I与所述基带处理器101相接，所述低波段变压器100相连接的另外一个数模转换器组合和所述高波段变压器200相连接的另外一个数模转换器组合两者通过一个第二信道Q与所述基带处理器101相接。

需要说明的是，对于发射机1023，其按照输出频率分为高波段（TX_HB）和低波段（TX_LB），分别从高频信号输出端TX_HB和低频信号输出端TX_LB进行信号输出，高波段覆盖频率波段从1880MHz到2025MHz，低波段覆盖频率波段从2300MHz到2620MHz，为取得最佳峰值相应，分别有相应的高波段变压器200和低波段变压器100。高波段的正交I输出和Q输出在高波段变压器200处相加，取消镜像信号，由于是差分设计，本振泄漏也在此处取消。低波段的正交I输出和Q输出在低波段变压器处相加，取消镜像信号，由于是差分设计，本振泄漏也在此处取消。低波段的本振正交I和Q输入信号频率为1880MHz到2025MHz，高波段的本振正交I和Q输入信号频率为23000MHz到2620MHz，高波段和低波段部分分别接受由基带处理器BBIC而来的正交输入信号TXI和TXQ。RFDAC为射频数模转换器，后面有详细描述。

需要说明的是，对于本发明提供的一种多标准移动终端具有的射频前端收发器，其具有以下技术效果：

1、具有单端信号输入且能够接受多频段信号的功能。对于本发明，与现有技术相比较，由于没有前端的声表面滤波器，低噪声放大器LNA的前端跨导级（Gm）不仅能够放大微弱信号，同时在面对功率高达0dBm的带外干扰信号（Blocker）时，不能失真。为此，本发明可以采取AB类和A类复合型跨导级，当带外干扰信号来临是，由AB类提供更多的电流来保证不失真，而由A类跨导级来保证小信号线性度和灵敏度。可变增益放大器VGA用来保证接收机的动态范围。

本发明的射频跟踪滤波器位于低噪声放大器LNA的输出端，由输出电感，电容库和负跨导三部分组成，1880～2620MHz目标频段比较有利于较高Q值片内电感的实现，频率不是很高而且电感值不用太大以至于需要很大的芯片面积，电容库用来调整目标频段，负跨导可以把整体Q值提高到20 以上。同时结合占空比25%本地振荡器信号，被动混频器和之后的中频滤波，整体达到20dBc的20MHz带外信号抑制能力，能够达到系统指标要求。

图6为射频跟踪滤波器校正的框图，参见图6，对于接收机（Receiver ）1021中的射频跟踪滤波器，其中的前端模块（具体为低噪声放大器LNA）通过增加负跨导值编程为振荡器，振荡器频率与频率合成器的信号混频后，再输出基带中频信号，由基带电路来检测频率，然后通过调整前端的电容库来设定射频跟踪滤波器，设定后通过减小负跨导使前端器件离开震荡状态，进入放大状态。此时射频跟踪滤波器Q值最高。

对于射频跟踪滤波器，整个校正过程是：首先把LNA输入端从天线断开，通过增加负跨导把滤波器编程为振荡器，然后把本地振荡器编程为期望频段的中心频率，并通过混频器的中频输出端DC直流偏置检测到振荡器的起振，通过减小负跨导值，直到前端振荡消失，记录负跨导值设置，以及增加一个固定的负跨导值设置余量来保证前端放大滤波稳定。此时Q值最佳。

2、只需要使用一个频率合成器。对于本发明，因为TD-LTE和TD-SCDMA都是时分双工（TDD）的系统，因此接收和发射可以分时（不同时）进行，所以射频前端收发器中的接收器和发射器可以使用同一频率合成器，因此，与现有双频率合成器系统的射频前端收发器相比较，本发明提供的射频前端收发器可以大大减少系统的复杂程度，同时由于减少芯片面积和降低收发器芯片的生产成本。

3、本发明的发射器可以实现双通路输出。参见图4所示，为了提高本发明的射频前端收发器中发射机的输出频谱纯净度、效率和线性度，本发明的发射机的信号分为独立高频和低频两路输出，高频的波段为B38和B40，低频的波段为B34和39。同样道理，对于本发明，射频前端收发器芯片内的RFDAC和变压及单双端转换器也分为独立高频和低频通路，以便单独优化。

参见图7，图7为现有传统的射频前端收发器中频率合成器具有的压控振荡器VCO的电路结构示意图。

参见图7，M1为二极管式链接直流偏置器件，通过镜像尾电流器件M2，以及从电源Supply来的参考电流源Ibias，为压控振荡器VCO负跨导核心器件M3和M4提供稳定的直流偏置电流。通过来自基带处理器BBIC的控制信号Vband，来控制数字可变电容Cb，以把压控振荡器VCO设置到所需的工作频段。通过从电压泵CP经由环路滤波器LF而来的电压信号Vcontrol，调整可变压控电容Cv来在频段内锁定频率合成器的锁相环。差分振荡信号由Vout_p和Vout_n输出。

如图7所示，现有的压控振荡器为传统的LC库压控振荡器，其输出端整体有效阻抗R_eq为：

；其中，Rp为没有压控振荡器加负跨导时输出端有效阻抗，g_mn为负跨导值。

对于图7所示现有射频前端收发器中频率合成器的压控振荡器VCO，当g_mn负跨导大于LC库有效电阻的倒数（1/Rp）时，压控振荡器的输出端整体有效阻抗趋于无穷大，开始振荡。该电路具有两个缺点，首先由于此电路为单一N型MOS（metal-oxide-semiconductor，金属氧化物半导体场效应晶体管）电路，而非互补对称电路，所以功耗较高；其次，当调节频率范围较大时，比如频率调节范围除以中心频率大于35%时，现有压控振荡器的相位噪声性能和电路起振性能表现不一致，具体为：低频时相位噪声较好，但是不容易起振，高频时比较容易起振（即起振频率较低），但是相位噪声性能较差。

为了解决上述现有频率合成器中压控振荡器VCO的功耗问题以及相位噪声性能和电路起振性能表现不一致的问题，参见图8至图10所示，本发明通过应用标准CMOS互补对称电路节省功耗，同时根据自动调整负跨导，使电路在整个频率范围内，相位噪声和起振性能表现一致，即无论是在低频段还是在低频段，都可以实现具有较少的噪声和保证容易起振。

下面说明本发明压控振荡器的具体技术实现过程。

图8为本发明所提出的频率合成方案，图9为频率规划图。在本发明中，压控振荡器VCO的振荡频率为接收和发射信号频率的2倍频，经过除法器后产生IQ正交信号，然后经过接收机的本振产生器和发射机的本振产生器为接收机和发射机提供足够的驱动能力。这样的设计使整个频率合成器系统占用芯片面积较小。

如图9的频率规划图所示，为覆盖整个34、38、39F、39S和40波段，鉴于如前所述，目前的无需通信频谱中，对于34波段的TD-SCDMA信号，其频段为2010~2025MHZ；对于38波段的TD-LTE信号，其频段为2570-2620 MHZ；对于39F波段的TD-LTE信号，其频段为1880~1900MHZ；对于39S波段的TD-SCDMA信号，其频段为1900~1920MHZ；对于40波段的TD-SCDMA信号，其频段为2300~2400MHZ。因此，本发明提供的压控振荡器VCO的振荡频率作为接收和发射信号频率的2倍频，频率范围为3760MHz到5240MHz，并在增加5%的频率余量后，本发明的压控振荡器的振荡频率调节范围为1554MHz，相对于中心频率4500MHz，具有35%的频调率。

图10为在本发明提供的一种多标准移动终端的射频前端收发器中，频率合成器内具有自适应跨导性能的压控振荡器VCO的电路原理图。

参见10，本发明的压控振荡器VCO的输出端具有LC谐振腔，该LC谐振腔由一个电感L和一个电容库组成，所述电感L上具有电压输出端Vout_P和Vout_N。该电容库由相互并联的两个可调电容C组成，具体为：由波段调整电容库C1（由频段控制信号Vband控制）和由电压控制信号Vcontrol控制的压控电容C2两部分组成，所述波段调整电容库C1和压控电容C2相并联。其中，波段调整电容库C1用来切换频段（如，34、38、39和40波段），压控电容C2用来在各个波段内通过锁相环PLL调整锁定输出频率。

需要说明的是，一并参见图5，在本发明中，由基带处理器BBIC 101输出所述频段控制信号Vband，来对电容库C1进行控制，以把压控振荡器VCO设置到所需的工作频段。此外，由电压泵CP输出电压信号，并经过环路滤波器LF滤波后，形成电压控制信号Vcontrol向压控电容C2输出。

在本发明提供的压控振荡器VCO中，其LC腔的品质系数为：

；其中，

为压控振荡器的振荡频率，

为电感（即图10中的电感L）自身带有的寄生串联电阻值，L为电感值。

在本发明中，电感L值取决于最高振荡频率如5240MHz，所以高频段的LC腔品质系数高，容易起振，需要相对较小的跨导（gm）即可起振，同时小的gm值意味较少的器件在运行，引入较少噪声，解决了高频段的相位噪声性能的问题。而低频段相位噪声通常相对较好，可是由于LC腔的品质系数较低，不太容易起振，所以需要较大的gm值来保证起振。

需要说明的是，振荡频率，Cvar为电感（即图10中的电感L）自身带有的可变电容，Cpara为电感（即图10中的电感L）自身带有的固定的寄生电容，因为振荡频率f_osc与L值成反比，所以当Cvar为零，最高振荡频率和Cpara确定了L值，通过增加Cvar值来取得较低的振荡频率。这样L值为最大的可能值，取得振荡腔体的品质系数Q最高。

在本发明中，所述压控振荡器VCO的最高振荡频率由系统所需接受和发射的最高频率决定，具体是通过基带处理器BBIC来的频段控制信号Vband来控制的。

需要明确的是，对于本发明的压控振荡器VCO，其腔体的品质系数Q值，还可以为Q=Rp/X，X为谐振时的电抗值，Rp为没有压控振荡器加负跨导时输出端有效阻抗。其中，X取决于腔体的电容值C（等于图10中的C1和C2之和），腔体的电容值C越大，X越大；Rp取决于腔体的电感值L，L越大，Rp越大。根据振荡频率

，参见图10，因为压控振荡器VCO中的电感L是不可调的，所以Rp值也不可调，所以对于不同的振荡频率f_osc，电感L值固定，振荡频率f_osc越低，腔体的电容值C越大，则X越大，而其腔体的品质系数Q值为Q=Rp/X，从而品质系数Q值越低，压控振荡器不容易起振，鉴于此时品质系数Q值越低，这意味着Rp较小，鉴于压控振荡器VCO输出端整体有效阻抗R_eq的计算公式为

，其中，Rp为没有压控振荡器加负跨导时输出端有效阻抗，g_mn为负跨导值，从而在此时品质系数Q值越低时，意味着Rp较小，需要较大的跨导gm值才能使gmnRp=1，从而使得压控振荡器VCO的输出端整体有效阻抗R_eq趋于无穷大，使压控振荡器VCO开始振荡。

反之，如果振荡频率f_osc越高，那么腔体的电容值C越小，则X越小，从而品质系数Q值越高，意味着Rp较大，此时，只需要较小的gmn值（指的是负跨导值gmn的绝对值）就能使gmnRp=1，从而使得压控振荡器VCO的输出端整体有效阻抗R_eq趋于无穷大，使压控振荡器VCO更容易开始振荡。压控振荡器VCO越容易起振，因此只需要较小的跨导gm值。

因此，对于本发明的压控振荡器，如前所述，所述压控振荡器VCO的最高振荡频率由系统所需接受和发射的最高频率决定，具体是通过基带处理器BBIC来的频段控制信号Vband来控制的。因此，当基带处理器的频段控制信号Vband的信号为高频段控制信号时，只需要较少的跨导单元，即只需要较小的跨导gm值，即可实现容易起振，而当基带处理器的频段控制信号Vband的信号为低频段控制信号时，需要较多的跨导单元，即只需要较大的跨导gm值（即跨导gm值的绝对值，等于负跨导值gmn的绝对值），才可以实现起振。

需要说明的是，在本发明中，所述负跨导值gmn和跨导gm值，绝对值相同，本发明所说的负跨导值gmn大小，都是指负跨导值gmn的绝对值大小，所以两个值等同描述，这里因为需要实现振荡的功能，gm连接成负跨导的模式。

参见图10，为了保证压控振荡器VCO具有较大的gm值，从而保证容易起振，所述压控振荡器VCO的LC谐振腔还与负跨导模块相连接，所述负跨导模块包括有多个标准负跨导单元，由所述多个负跨导单元并列组成。其中，所有负跨导单元的供电电源端VDD、接地端GND和输出端Out_p、Out_n全部对应相连，并且所述多个负跨导单元的控制接口control1、control2和controlN（所述N为大于0的任意整数）各自独立，分别接频段控制信号Vband<1:N>。

对于本发明来说，所述负跨导模块中开启和关闭的负跨导单元数取决于频段控制信号Vband<1:N>，在频段控制信号Vband的信号为高频段时，控制开启较少的单元，意味较少量的器件在运行，引入较少噪声，解决了高频段的相位噪声性能的问题。在频段控制信号Vband的信号为低频段时，控制开启较多的单元。以解决低频段LC腔的品质系数较低，不太容易起振的问题。因此，总的跨导值gm为多个已开启的跨导gm单元的跨导值加权，本发明的压控振荡器VCO可以在频段控制信号的控制下，实现自适应调整跨导，即无论是在低频段还是在低频段，都可以实现具有较少的噪声和保证容易起振。

需要说明的是，对于本发明，所述频段控制信号Vband由基带处理器BBIC来提供，基带处理器BBIC拥有频段高低的各项信息，比如2620MHz与1880MHz相比为较高频段，为满足谐振条件，电感值固定时，高频段需要较小的电容值。具体的控制实现，可以预先在基带处理器，设置不同频段和需要开启的不同负跨导单元数以及它们之间的对应关系（例如一一对应关系，具体可以形成一个信息对照表格），由基带处理器根据不同的频段对应输出用于开启不同负跨导单元数的频段控制信号Vband，从而实现对负跨导单元开启操作。

参见图11、图12所示，相对于图11所示现有传统压控振荡器的相位噪声和起振性能，本发明提供的压控振荡器VCO采用自动gm调整的VCO的相位噪声和起振性能，如图12所示，本发明的压控振荡器VCO在整个频率范围内的起振性能和相位噪声都比较一致，具有良好的性能。而图11所示的传统的VCO由于整个频段采用统一的gm，所以高频段有相位噪声的问题，低频段有不容易起振的问题。

具体实现上，参见图10、图13，本发明的压控振荡器VCO中负跨导模块包括有多个负跨导单元，每个所述负跨导单元包括有两个标准数字反向器，即为反向器A和反向器B，这两个标准数字反向器作为跨导gm使用，所述反向器A和反向器B的输入端与输出端互相连接成差分负跨导的模式，并且这两个反向器的电源端和地端都相连，其中，所述反向器A的输出端Out_p为正极，另一个反向器B的输出端Out_n为负极。所述反向器A和反向器B的电源端与一个P型MOS开关管PMOS1（具体为漏极）相接，所述反向器A和反向器B的地端与一个N型MOS开关管NMOS1（具体为漏极）相接。所述开关管PMOS1和NMOS1的控制栅极D之间通过一个反向器C相接。

对于图13所示的负跨导单元，和图10所示的其他负跨导单元一样，由同一个控制信号（即为频段控制信号Vband<1:N>）控制该负跨导单元的开启和断开。其中的每个反向器可以应用互补对称的标准CMOS数字器件，实现低功耗。

例如，参见图14所示反向器的具体电路结构图，所述负跨导单元中的任意一个反向器（如反向器A、B、C）都包括有由一个P型MOS开关管PMOS2和一个N型MOS开关管NMOS2共同构成的互补对称型MOS集成电路。其中，具体结构为：所述开关管PMOS2的栅极G和开关管NMOS2的栅极G与输入端IN相接，所述开关管PMOS2的漏极D和开关管NMOS2的漏极D与输出端OUT相接，所述开关管PMOS2的源极S接一个供电电压VDD，所述开关管NMOS2的源极S接地。

因此，综上所述，对于本发明提供的射频前端收发器内频率合成器，其具有的压控振荡器采用标准CMOS互补对称电路涉及，所需功耗较低，还减小芯片面积，降低生产成本。同时，由于该压控振荡器可以在频段控制信号的控制下，实现自适应调整跨导，使得压控振荡器电路在整个频率范围内，相位噪声和起振性能一致，即无论是在低频段还是在低频段，都可以实现具有较少的噪声和保证容易起振。

综上所述，与现有技术相比较，本发明提供的一种具有自适应宽带振荡器的移动终端射频前端收发器，该射频前端收发器中集成设置射频跟踪滤波器，由射频跟踪滤波器根据本终端信号接收频段的不同来对外部信号进行选择，从而可以不需要在射频前端收发器内接收机的输入端设置多个声表面滤波器数量，同时减少射频前端收发器内接收机的信号输入端数量，因此可以显著降低移动终端的生产成本以及减小移动终端整体芯片的面积，从而提升移动终端的市场竞争力，因此具有重大的生产实践意义。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims

1.一种具有自适应宽带振荡器的移动终端射频前端收发器，其特征在于，包括有一个接收机、一个频率合成器和一个发射机，所述接收机的前端设置有一个或者多个射频跟踪滤波器；所述接收机包括有两个低噪声放大器LNA，所述两个低噪声放大器LNA的一端分别与一个信号输入端RXIN相接；所述两个低噪声放大器LNA的另一端分别与一个可变增益放大器VGA相接，每个所述可变增益放大器VGA分别接一个射频跟踪滤波器和由两个混频器Mixer组成的一个混频器组合，并且两个所述可变增益放大器VGA之间连接有一个功率探测器；每个所述混频器组合与一个可变增益中频放大和低通滤波器PGA/LPF相接，每个可变增益中频放大和低通滤波器分别与两个数模转换器ADC相接，每个数模转换器ADC与基带处理器相接。

2.如权利要求1所述的射频前端收发器，其特征在于，所述频率合成器包括有接收本振产生器，所述接收本振产生器分别接发射本振产生器、除法器、多模数分频器MMD以及所述接收机中的两个混频器组合；所述多模数分频器MMD分别接所述接收机中的四个数模转换器ADC，所述除法器依次接压控振荡器VCO、环路滤波器LF和一个由电压泵CP和鉴相器PFD串联在一起形成的鉴相器和电压泵串接模块，所述鉴相器和电压泵串接模块分别接一个数控晶振和一个多模数分频器，所述多模数分频器分别接所述除法器和一个调制器DSM，所述压控振荡器VCO还与一个自动频率控制器AFC相接。

3.如权利要求2所述的射频前端收发器，其特征在于，所述发射机包括有四个数模转换器组合，每个数模转换器组合包括有一个射频数模转换器RFDAC和一个与所述射频数模转换器RFDAC相接的混频器，其中两个数模转换器组合中的混频器与同一个低波段变压器相接，且两个数模转换器组合中的射频数模转换器RFDAC与所述频率合成器中的发射本振产生器相接；另外两个数模转换器组合中的混频器与同一个高波段变压器相接，且数模转换器组合中的射频数模转换器RFDAC与所述频率合成器中的发射本振产生器相接。

4.如权利要求2或3所述的射频前端收发器，其特征在于，所述压控振荡器VCO包括有LC谐振腔，该LC谐振腔由一个电感L和一个电容库组成；所述电容库包括有波段调整电容库C1和压控电容C2，所述波段调整电容库C1和压控电容C2相并联；所述压控振荡器VCO的LC谐振腔还与负跨导模块相连接。

5.如权利要求4所述的射频前端收发器，其特征在于，所述负跨导模块包括有多个负跨导单元，所有负跨导单元的供电电源端VDD、接地端GND和输出端Out_p、Out_n全部对应相连，并且所述多个负跨导单元的控制接口分别接频段控制信号Vband。

6.如权利要求5所述的射频前端收发器，其特征在于，每个所述负跨导单元包括有反向器A和反向器B，所述反向器A和反向器B的输入端与输出端互相连接成差分负跨导的模式，并且反向器A和反向器B的电源端和接地端都对应相连；所述反向器A和反向器B的电源端与一个P型MOS开关管PMOS1相接，所述反向器A和反向器B的接地端与一个N型MOS开关管NMOS1相接，所述开关管PMOS1和NMOS1的控制栅极D之间通过一个反向器C相接。

7.如权利要求6所述的射频前端收发器，其特征在于，所述负跨导单元中的任意一个反向器都包括有由一个P型MOS开关管PMOS2和一个N型MOS开关管NMOS2共同构成的互补对称型MOS集成电路;所述开关管PMOS2的栅极G和开关管NMOS2的栅极G与输入端IN相接，所述开关管PMOS2的漏极D和开关管NMOS2的漏极D与输出端OUT相接，所述开关管PMOS2的源极S接一个供电电压VDD，所述开关管NMOS2的源极S接地。