CN102723913B - 多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置，该装置包括：单端输入差分输出噪声抵消型低噪声放大器，用于利用信号和噪声相位的相反，使噪声抵消，使信号互补相加；跟踪滤波器品质因数增强电路，用于通过调整负跨导提高输出腔体的品质因数，得到最佳的带外干扰滤波效果；AB类模块，用于使电流模式放大器不饱和，以应对较强的带外干扰。本发明所述装置，采用一个单端输入，使用单一电感，满足噪声性能，同时能够滤除带外大信号，覆盖TD-LTE、TD-SCDMA和四波段GSM的宽带放大器；可以实现成本低、适用标准多、数据率高、灵敏度高、噪声小与占用空间小的优点。

Description

多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置

技术领域

本发明涉及四代移动通信领域，具体地，涉及多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置。

背景技术

随着移动通信技术的飞速发展，为了覆盖分时长期演进(Time Division Long TermEvolution，简称TD-LTE，是由阿尔卡特-朗讯、诺基亚西门子通信、大唐电信、华为技术、中兴通讯、中国移动等业者，所共同开发的第四代即4G移动通信技术与标准)、时分同步码分多址(Time Division-Synchronous Code Division Multiple Access，简称TD-SCDMA；是中国提出的第三代移动通信标准，简称3G；也是ITU批准的三个3G标准中的一个，以我国知识产权为主的、被国际上广泛接受和认可的无线通信国际标准)、以及四频GSM(Quad-GSM)的所有频段，在如图2所示的传统功率放大器中，接收机(Receiver)前端必须使用声表面滤波器(SAW filter)来减小频段之间的互相干扰。

例如，34波段【Band 34:2010～2025MHz(TD-SCDMA)】、38波段【Band 38:2570～2620MHz(TD-LTE)】、39波段【Band 39F:1880～1900MHz(TD-LTE)，Band 39S:1900～1920MHz(TD-SCDMA)】和40波段【Band 40:2300～2400MHz(TD-SCDMA)】，四个波段需要四个声表面滤波器；LTE接收机要求多样化(diversity)来提高数据率和灵敏度，所以另外三个声表面滤波器供给三个LTE波段，即38波段、39波段和40波段。

图1所示的TD-LTE/TD-SCDMA/2G兼容手机，包括电源管理单元，分别与电源管理单元连接的存储器、基带处理器、应用处理器、2G/3G/4G射频收发模块与功率放大器，与基带处理器连接的用户识别卡(SIM卡)，与功率放大器连接的天线，分别与应用处理器连接的导航模块、相机模块、蓝牙模块与无线上网模块；应用处理器及基带处理器，分别与存储器连接。

为了兼容2代手机(参见图1)，需要支持PCS标准的2波段、支持DCS标准的3波段、支持EGSM标准的5波段、以及GSM标准的8波段；所以接收机需要11个声表面滤波器，一共有11个接收输入端。

另外，在图7所示的传统低噪声放大器中，它使用Lg和Ls两个电感做输入阻抗匹配，输出级栅地(Cascode)器件M3-M6的电流操舵实现电流域的增益控制，输出端电感Ld，用来完成输出阻抗匹配；为了抑制共模噪声和干扰以及与混频器的接口，采用差分输入INP和INN两个输入端口。

在上述传统低噪声放大器中，差分输入使输入管脚数倍增，多标准多频段设计是管脚受限的设计；Lg、Ls和Ld三个电感使该模块所占芯片面积相当大；采用Lg和Ls两个电感完成输入匹配，加上输出电感，使该系统成为窄带接收机，不能满足869～2620MHz的多频段的系统的要求。另外，该放大器必须与片外声表面滤波器配合使用，否则带外大信号将使它饱和，使系统的接受灵敏度降低。

在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术中至少存在成本高、适用标准少、数据率低、灵敏度低、噪声大与占用空间大等缺陷。

发明内容

本发明的目的在于，针对上述问题，提出多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置，以实现成本低、适用标准多、数据率高、灵敏度高、噪声小与占用空间小的优点。

本发明的另一目的在于，提出基于以上所述多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置的应用系统，即至少包括多标准全兼容四代移动射频前端收发系统。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置，包括单端输入差分输出噪声抵消型低噪声放大器，以及分别与所述单端输入差分输出噪声抵消型低噪声放大器配合连接的跟踪滤波器品质因数增强电路及AB类模块；其中：

所述单端输入差分输出噪声抵消型低噪声放大器，用于利用信号和噪声相位的相反，使噪声抵消，使信号互补相加；

所述跟踪滤波器品质因数增强电路，用于通过调整负跨导提高输出腔体的品质因数，得到最佳的带外干扰滤波效果；

所述AB类模块，用于使电流模式放大器不饱和，以应对较强的带外干扰。

进一步地，所述单端输入差分输出噪声抵消型低噪声放大器，至少包括可变增益低噪声放大器LNA/VGA；

与所述跟踪滤波器品质因数增强电路相匹配，还设有跟踪滤波器。

进一步地，在所述的可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，设有噪声抵消型class A放大单元(Main)；

所述噪声抵消型class A放大单元的输出端OUTp和输出端OUTn的噪声相位相同，互相抵消，所述LNA的噪声抵消公式为：

$g_{m1}{R}_{L1}\frac{V_{n1}}{2}=g_{m2}{R}_{L2}\frac{V_{n1}}{2};$

其中，g_m1和g_m2为输入器件M1和M2的跨导值，R_L1和R_L2为电感L1和L2在工作频率f₀的有效阻抗；该低噪声放大器的噪声系数可以表达为：

$\mathrm{NF}=1+\frac{R_s}{R_{L1}}+\mathrm{\γ}\frac{R_{L2}}{R_{L1}}+\frac{R_S{R}_{L2}}{R_{L1}^2};$

其中，γ为器件通道热噪声系数，为了减小γ对NF的影响，设计R_L1>R_L2,同时g_m2>g_m1。

进一步地，在所述的可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，设有单端输入差分输出的另一class A放大单元(Main)；所述class A放大单元，经由M1主要信道的信号和经由M2的辅助信号分别在输出端OUTp和OUTn，相位相反，互补增强；和/或，

在所述可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，还设有分别与class A放大单元连接的class AB模式放大单元，所述class AB模式放大单元、class A放大单元，与跟踪滤波器依次配合连接；所述class AB模式放大单元，与峰值探测器配合使用，应对带外干扰，当峰值探测器感知到带外大信号时，打开电流模式的AB放大器，使放大器不至饱和；和/或，

在所述的可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，设有增益控制单元(VaribleGain Amplifier，简称VGA)；所述VGA，通过接收由基带处理器BBIC来的增益控制信号GC(Gain Control)和增益控制相反端信号GCB，来控制低噪声放大器的级联器件M3、M4、M5和M6的导通和断开，来完成增益控制。

进一步地，在所述跟踪滤波器内部，设有片内Q值矫正单元；

所述片内Q值矫正单元，包括LNA、滤波模块、本振产生器、比较器与数字矫正中央控制器；其中：

在矫正状态时，所述LNA的输出端，分别与滤波模块的输入端、以及比较器的第一输入端连接；本振产生器的输出端与比较器的第二输入端连接，比较器的输出端与数字矫正中央控制器的输入端连接，数字矫正中央控制器的输出端与滤波模块的控制端连接。

进一步地，在所述跟踪滤波器内部，还设有与片内Q值矫正单元配合连接的Q增强量调节单元；

所述Q增强量调节单元，包括用于字编程控制的-g_mn模块；通过-g_mn模块，根据不同的频段，设置不同的-g_mn值，使Q增强量Q_enh的调节公式为：

$Q_{\mathrm{enh}}=\frac{1}{1-g_{\mathrm{mn}}{R}_p}{Q}_0;$

其中，g_mn为输入器件Mn的跨导值，输出腔有效阻抗R_P，Q₀为Q的有效值，f₀为调节的频率，R_S为电感的寄生电阻，n为自然数。

同时，本发明采用的另一技术方案是：基于以上所述多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置的应用系统，至少包括多标准全兼容移动用户终端芯片的射频前端收发系统；该多标准全兼容移动用户终端芯片的射频前端收发系统，包括：

基于所述多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置的所述LTE多样化接收机，用于对预设频谱(如自天线单端接收频率为869-2620MHz)的射频信号，进行至少包括跟踪滤波、混频、可变增益中频和/或低噪声放大、功率探测与AD转换操作中任意多种的前端处理后，并将所得前端处理结果发送至单一频率合成器；

单一频率合成器，用于基于所述LTE多样化接收机发送的前端处理结果，进行至少包括多模数分频、鉴相、振荡、低通滤波与调制操作中任意多种的频率合成处理，并将所得频率合成结果发送至发射机；

发射机，用于基于所述单一频率合成器发送的频率合成结果，进行至少包括射频DA转换、信号衰减与变频操作中任意多种的频率转换处理，并将频率转换处理所得多个频率转换结果(如频率为2300-2620MHz的高频信号、频率为1880-2025MHz的中频信号、以及频率为824-915MHz的低频信号)，分别选择从高频输出端、中频输出端及低频输出端进行三端输出。

进一步地，所述LTE多样化接收机，包括并行设置的两个信号处理通道、以及配合设置在所述两个信号处理通道之间的功率探测器(Power Detector)；

每个信号处理通道，包括依次信号连接的可变增益低噪声放大器(LNA)/VGA、混频器、可编程增益放大器(PGA)/低通滤波器(LPF)、以及并行设置的两个模数转换器(ADC)，以及信号连接在LNA/VGA输出端的至少为Q增强型和/或Q可调型的跟踪滤波器(Tracking Filter)；

所述两个ADC的第一输出端，分别用作LTE多样化接收机的多样化正交I输出端RXI_diversity与多样化正交Q输出端RXQ_diversity、或者用作LTE接收机的正交I输出端RXI与接收机正交Q输出端RXQ；两个ADC的第二输出端相连，用于接收从频率合成器来的信号作为采样频率；

所述功率探测器，连接在两个信号处理通道中LNA/VGA输出端之间；功率探测器的输出端，用于输出功率探测结果。

进一步地，在所述跟踪滤波器内部，设有片内Q值矫正单元；

所述片内Q值矫正单元，包括LNA、滤波模块、本振产生器(Local Oscilator)、比较器与数字矫正中央控制器(Digital Calibration Engine)；其中：

在矫正状态时，所述LNA的输出端，分别与滤波模块的输入端、以及比较器的第一输入端连接；本振产生器的输出端与比较器的第二输入端连接，比较器的输出端与数字矫正中央控制器的输入端连接，数字矫正中央控制器的输出端与滤波模块的控制端连接；以及，

在所述跟踪滤波器内部，还设有与片内Q值矫正单元配合连接的Q增强量调节单元；

所述Q增强量调节单元，包括用于字编程控制的-g_mn模块；通过-g_mn模块，根据不同的频段，设置不同的-g_mn值，使Q增强量Q_enh的调节公式为：

$Q_{\mathrm{enh}}=\frac{1}{1-g_{\mathrm{mn}}{R}_p}{Q}_0;$

其中，g_mn为输入器件Mn的跨导值，输出腔有效阻抗R_P，Q₀为Q的有效值，f₀为调节的频率，R_S为电感的寄生电阻，n为自然数。

进一步地，在所述的可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，设有噪声抵消型class A放大单元(Main)；

所述噪声抵消型class A放大单元的输出端OUTp和输出端OUTn的噪声相位相同，互相抵消，所述LNA的噪声抵消公式为：

$g_{m1}{R}_{L1}\frac{V_{n1}}{2}=g_{m2}{R}_{L2}\frac{V_{n1}}{2};$

其中，g_m1和g_m2为输入器件M1和M2的跨导值，R_L1和R_L2为电感L1和L2在工作频率f₀的有效阻抗；该低噪声放大器的噪声系数可以表达为：

$\mathrm{NF}=1+\frac{R_s}{R_{L1}}+\mathrm{\γ}\frac{R_{L2}}{R_{L1}}+\frac{R_S{R}_{L2}}{R_{L1}^2};$

其中，γ为器件通道热噪声系数，为了减小γ对NF的影响，设计R_L1>R_L2,同时g_m2>g_m1；或，

在所述的可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，设有单端输入差分输出的另一class A放大单元(Main)；

经由M1主要信道的信号和经由M2的辅助信号在输出端OUTp和输出端OUTn，相位相反，互补增强；和/或，

在所述可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，还设有分别与class A放大单元连接的class AB模式放大单元，所述class AB模式放大单元、class A放大单元，与跟踪滤波器依次配合连接；

所述class AB模式放大单元，与峰值探测器配合使用，应对带外干扰，当峰值探测器感知到带外大信号时，打开电流模式的AB放大器，使放大器不至饱和；和/或，

在所述的可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，设有增益控制单元VGA；

所述VGA，通过接收由基带处理器BBIC来的增益控制信号GC和增益控制相反端信号GCB，来控制低噪声放大器的级联器件M3、M4、M5和M6的导通和断开，来完成增益控制。

在上述多标准全兼容四代移动射频前端收发系统中，所述频率合成器，包括与每个信号处理通道中的两个ADC连接的多模数分频器(MMD)，与每个信号处理通道中的混频器连接的接收本振产生器(RX LO Gen)，分别与所述MMD及接收本振产生器连接的发射本振产生器(TX LO Gen)，依次与发射本振产生器连接的自动频率控制器(AFC)、鉴相器(PFD)/电压泵(CP)、以及数控晶振(DCXO)，以及分别与自动频率控制器及PFD/CP连接的调制器(DSM)。

在上述多标准全兼容四代移动射频前端收发系统中，所述发射机包括与发射本振产生器的1880-2025MHz射频信号输出端连接的中频发射单元，与发射本振产生器的2300-2620MHz射频信号输出端连接的高频发射单元，以及与发射本振产生器的低频射频信号输出端连接的低频发射单元；

所述高频发射单元的第一输入端与中频发射单元的第一输入端，为发射机正交输入端TXI；高频发射单元的第二输入端与中频发射单元的第二输入端，为发射机正交输入端TXQ。

在上述多标准全兼容四代移动射频前端收发系统中，所述高频发射单元，包括并行设置的两个RFDAC，以及原边与所述两个RFDAC的输出端交叉连接的高波段变压器T_H；

所述中频发射单元，包括并行设置的两个RFDAC，以及原边与所述两个RFDAC的输出端交叉连接的中波段变压器T_M；

所述低频发射单元，包括功放驱动器(PAD)，以及与所述PAD的输出端连接的低波段变压器T_L。

在上述多标准全兼容四代移动射频前端收发系统中，每个RFDAC，用于接收由BBIC提供的时钟为ClockBB的数据，包括依次与BBIC信号连接的DAC及混频器(Mixer)。

在上述多标准全兼容四代移动射频前端收发系统中，每个RFDAC单元还包括数字控制单元，所述数字控制单元分别与数模转换器(DAC)及混频器信号连接；

在Quad-GSM模式，所述数字控制单元，用于采用编程的方式，将TD-LTD模式与TD-SCDMA模式的数据线断开，使射频数模转换器(RFDAC)的混频及DA转换功能暂停，仅实现对LOGEN来到信号Lop和Lon的缓冲放大功能。

本发明各实施例的多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置，由于该装置包括：单端输入差分输出噪声抵消型低噪声放大器，用于利用信号和噪声相位的相反，使噪声抵消，使信号互补相加；跟踪滤波器品质因数增强电路，用于通过调整负跨导提高输出腔体的品质因数，得到最佳的带外干扰滤波效果；AB类模块，用于使电流模式放大器不饱和，以应对较强的带外干扰；可以采用单端输入三端输出的方式，使用单一电感满足低噪声性能，同时滤除带外大信号，且覆盖TD-LTE、TD-SCDMA和四波段GSM的宽带信号；从而可以克服现有技术中成本高、适用标准少、数据率低、灵敏度低、噪声大与占用空间大的缺陷，以实现成本低、适用标准多、数据率高、灵敏度高、噪声小与占用空间小的优点。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在所写的说明书、权利要求书、以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

附图说明

附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：

图1为现有TD-LTE/TD-SCDMA/2G兼容手机的工作原理框图；

图2为传统功率放大器的工作原理示意图；

图3为本发明多标准全兼容四代移动射频前端系统的工作原理示意图；

图4为本发明中TD-LTE/TD-SCDMA射频集成电路(RFIC)前端部分(即多标准全兼容四代移动射频前端收发系统)的工作原理示意图；

图5为本发明中射频滤波器的校正框图；

图6a为图5中不同Q值的滤波波形；

图6b为跟踪滤波器中片内Q值矫正单元的工作原理框图；

图6c为本发明中射频数模转换器(RFDAC)的电气原理示意图；

图6d为本发明中由RFDAC构成缓冲器的电气原理示意图；

图7为传统低噪声放大器的电气原理示意图；

图8为本发明多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大器的电气原理框图；

图9为基于图8的Q增强量可调节的低噪声放大器的电气原理示意图；

图10为基于图8的Q增强型可应对带外干扰的低噪声放大器的电气原理示意图；

图11为基于图8的Q增强型可应对带外干扰的低噪声放大器的详细实现电气原理示意图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

射频前端宽带低噪声放大装置实施例

根据本发明实施例，如图5-图6d、以及图8-图10所示，提供了多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置，包括单端输入差分输出噪声抵消型低噪声放大器，以及分别与单端输入差分输出噪声抵消型低噪声放大器配合连接的跟踪滤波器品质因数增强电路及AB类模块；其中：

单端输入差分输出噪声抵消型低噪声放大器，用于利用信号和噪声相位的相反，使噪声抵消，使信号互补相加；

跟踪滤波器品质因数增强电路，用于通过调整负跨导提高输出腔体的品质因数，得到最佳的带外干扰滤波效果；

AB类模块，用于使电流模式放大器不饱和，以应对较强的带外干扰。

上述单端输入差分输出噪声抵消型低噪声放大器，至少包括可变增益低噪声放大器LNA/VGA；与跟踪滤波器品质因数增强电路相匹配，还设有跟踪滤波器。

在上述的可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，设有噪声抵消型class A放大单元(Main)；噪声抵消型class A放大单元的输出端OUTp和输出端OUTn的噪声相位相同，互相抵消，LNA的噪声抵消公式为：

$g_{m1}{R}_{L1}\frac{V_{n1}}{2}=g_{m2}{R}_{L2}\frac{V_{n1}}{2};$

其中，

$g_{m1}{R}_{L1}\frac{V_{n1}}{2}=g_{m2}{R}_{L2}\frac{V_{n1}}{2};$

其中，g_m1和g_m2为输入器件M1和M2的跨导值，R_L1和R_L2为电感L1和L2在工作频率f₀的有效阻抗；该低噪声放大器的噪声系数可以表达为：

$\mathrm{NF}=1+\frac{R_s}{R_{L1}}+\mathrm{\γ}\frac{R_{L2}}{R_{L1}}+\frac{R_S{R}_{L2}}{R_{L1}^2};$

其中，γ为器件通道热噪声系数，为了减小γ对NF的影响，设计R_L1>R_L2,同时g_m2>g_m1。

在上述可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，设有单端输入差分输出的另一class A放大单元(Main)；所述class A放大单元，经由M1主要信道的信号和经由M2的辅助信号分别在输出端OUTp和OUTn，相位相反，互补增强；和/或，

在上述可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，还设有分别与class A放大单元连接的class AB模式放大单元，class AB模式放大单元、class A放大单元，与跟踪滤波器依次配合连接；class AB模式放大单元，与峰值探测器配合使用，应对带外干扰，当峰值探测器感知到带外大信号时，打开电流模式的AB放大器，使放大器不至饱和；和/或，

在上述的可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，设有增益控制单元VGA；VGA，通过接收由基带处理器BBIC来的增益控制信号GC和增益控制相反端信号GCB，来控制低噪声放大器的级联器件M3、M4、M5和M6的导通和断开，来完成增益控制。

在上述跟踪滤波器内部，设有片内Q值矫正单元；片内Q值矫正单元，包括LNA、滤波模块、本振产生器、比较器与数字矫正中央控制器；其中：

在矫正状态时，LNA的输出端，分别与滤波模块的输入端、以及比较器的第一输入端连接；本振产生器的输出端与比较器的第二输入端连接，比较器的输出端与数字矫正中央控制器的输入端连接，数字矫正中央控制器的输出端与滤波模块的控制端连接。

在上述跟踪滤波器内部，还设有与片内Q值矫正单元配合连接的Q增强量调节单元；Q增强量调节单元，包括用于字编程控制的-g_mn模块；通过-g_mn模块，根据不同的频段，设置不同的-g_mn值，使Q增强量Q_enh的调节公式为：

$Q_{\mathrm{enh}}=\frac{1}{1-g_{\mathrm{mn}}{R}_p}{Q}_0;$

其中，g_mn为输入器件Mn的跨导值，输出腔有效阻抗R_P，Q₀为Q的有效值，f₀为调节的频率，R_S为电感的寄生电阻，n为自然数。

射频前端收发系统实施例

根据本发明实施例，如图3-图6d、以及图8-图10所示，提供了基于上述多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置应用系统，至少包括多标准全兼容四代移动射频前端收发系统。

如图3所示，将本实施例的多标准全兼容四代移动射频前端收发系统应用于多标准全兼容四代移动射频前端系统时，该多标准全兼容四代移动射频前端系统，包括BBIC，与BBIC信号连接、且用于实现单输入三输出多频段信号收发的射频集成电路RFIC，分别与RFIC信号连接的多频段功率放大器PA，分别与RFIC及多频段PA信号连接的高功率RF开关，以及分别与RFIC及高功率RF开关信号连接的天线。

这里，上述高功率RF开关，至少包括高功率单刀5掷开关SP5T；多频段PA，包括并行信号连接在RFIC与SP5T之间的34及49波段PA、38及40波段PA、以及800-900MHz高线性PA。

在图3中，采用频率合成器，对多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置的前端部分进行优化；例如，可以兼容TD-LTE标准、TD-SCDMA标准与Quad-GSM标准等。

其中，接收机使用片内可校正、可重构的跟踪滤波器，这样，波段2、3、5、8、34、38、39和40，频率信号从869MHz到2620MHz共用同一个输入端，经由片内Q增强型的滤波器，根据接收频段不同对信号进行选择，与图2所示的现有技术相比，减小了11个声表面滤波器，从而减小了成本；芯片包装减小了10个接收机输入端，从而减小了系统的复杂度和提高了系统的可行性；然而这样的接收机需要面对高线性低噪声前端器件的设计和片内滤波处理的问题。

在图3中，使用的器件名称和型号包括：

34、49波段功率放大器(B34,B39PA；Skyworks SKY77712)；

38、40波段功率放大器(B38,B40PA；Skyworks SKY77441)；

800-900MHz高线性功率放大器(B5,B8PA；Skyworks SKY65126-21)；

高功率单刀5掷开关(High-Power Single Pole Five Throw，SP5T；Skyworks，SKY13415-485LF)；

LTE基带芯片(BBIC，TD-LTE/TD-SCDMA/GSM Baseband Modem，Spreadtrum，SC9610)；

Band 2:1930～1990MHz RX,1850-1910MHz TX(PCS)；

Band 3:1805～1880MHz RX,1710-1785MHz TX(DCS)；

Band 5:869～894MHz RX,824～849MHz TX(EGSM)；

Band 8:925～960MHz RX,880～915MHz TX(GSM)；

Band 34:2010～2025MHz(TD-SCDMA)；

Band 38:2570～2620MHz(TD-LTE)；

Band 39F:1880～1900MHz(TD-LTE)；

Band 39S:1900～1920MHz(TD-SCDMA)；

Band 40:2300～2400MHz(TD-SCDMA)。

如图4和图5所示，上述多标准全兼容四代移动射频前端收发系统包括：依次信号连接的LTE多样化接收机、单一频率合成器与发射机，该LTE多样化接收机基于上述多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置而设置。

其中，基于上述多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置的LTE多样化接收机，用于对预设频谱(如天线单端接收频率为869-2620MHz)的射频信号，进行至少包括跟踪滤波、混频、可变增益中频和/或低噪声放大、功率探测与AD转换操作中任意多种的前端处理后，将所得前端处理结果发送至单一频率合成器；该接收机(Receiver)包括两路，两路结构完全相同，上面接收机标有多样化(Divercity)标识，是专门为实现LTE的标准要求，利用多样化、多信道来提高数据率和灵敏度。接收机部分第一模块为低噪声放大器(Low Noise Amplifier，简称LNA)，在保证本身低噪声的同时，通过其增益一致后端模块的噪声。其后的增益控制单元(Varibl GainAmplifier，简称VGA)，用于控制低噪声放大器的增益，来满足接收机动态范围的要求，也就是根据使接收机可以根据输入信号的大小来调节其增益的大小。跟踪滤波器(Tracking Filter)根据接收频道信息，调整滤波器中心频率，滤除带外干扰，保护之后的混频器工作在它的线性度范围。功率探测器感知滤波后的信号功率大小，为基带处理器提供信号功率信息来设置接收机。混频器把本振发生器的频率信号与接收频率混频，把接收到的频率信号转化为低频信号，中频可编程增益放大器(ProgrammableGain Amplifier，简称PGA)，进一步把小信号放大到模数转换器可处理的幅度，同时控制增益来适应不同的输入信号幅度。低通滤波器(Low Pass Filter，简称LPF)进一步在中频滤除带外干扰信号，确保信号处于数模转换器(Analog to Digital Converter，简称ADC)可处理的信号动态范围内。数模转换器把模拟信号转换为数字信号，以供数字基带处理器(Baseband，简称BB)处理。频率合成器，用于产生发射机混频和接收机混频所需的本地振荡信号，进行至少包括多模数分频、鉴相、振荡、低通滤波与调制操作中任意多种的频率合成处理后，将所得频率合成结果发送至发射机和接收机；

数字控制晶振器(Digital Controlled Crystal Oscilator，简称DCXO)利用较为精确片外晶振，与片内振荡电路结合产生精确的26MHz频率信号作为频率合成器的参考源，压控振荡器(Voltage Controled Ocsilator，简称VCO)产生的频率信号经过模拟除发器除2后由多模式除发器(Multi-Modulas Divider，简称MMD)后的26MHz频率信号，通过鉴相器(Phase Frequency Detector，简称PFD)与数控晶振产生的参考源比较，它们的频率和相位的不同之处通过电压泵(Charge Pump，简称CP)转化为电压，来反馈调整压控振荡器的电压，从而输出稳定精确的频率信号，为抑制数字多磨分频器引入的杂扰，在电压泵和压控振荡器之间加环路滤波器(Loop Filter，简称LP)。自动频率控制(Automatic Frequency Control，简称AFC)，对压控振荡器在锁定之前的频率进行粗调。Delta-Sigma调制器(Delta-Sigma Modulator，简称DSM)通过调整多模分频器的分频倍数，引入调制信号，为GMSK的频率合成器直接调制模式使用。

上述单一频率合成器，用于基于LTE多样化接收机发送的前端处理结果，进行至少包括多模数分频、鉴相、振荡、低通滤波与调制操作中任意多种的频率合成处理，并将所得频率合成结果发送至发射机。

上述发射机，用于基于单一频率合成器发送的频率合成结果，进行至少包括射频DA转换、信号衰减与变频操作中任意多种的频率转换处理，并将频率转换处理所得多个频率转换结果(如频率为2300-2620MHz的高频信号、频率为1880-2025MHz的中频信号、以及频率为824-915MHz的低频信号)，分别选择从高频输出端、中频输出端及低频输出端进行三端输出。

该发射机按照输出频率分为高波段(TX_HB)和低波段(TX_LB)，高波段覆盖频率波段从1880MHz到2025MHz，低波段覆盖频率波段从2300MHz到2620MHz，为取得最佳峰值相应，分别有相应的高波段变压器和低波段变压器。高波段的正交I输出和Q输出在高波段变压器处相加，取消镜像信号，由于是差分设计，本振泄漏也在此处取消。低波段的正交I输出和Q输出在低波段变压器处相加，取消镜像信号，由于是差分设计，本振泄漏也在此处取消。低波段的本振正交I和Q输入信号频率为1880MHz到2025MHz，高波段的本振正交I和Q输入信号频率为23000MHz到2620MHz.高波段和低波段部分分别接受由基带处理器而来的正交输入信号TXI和TXQ。RFDAC为射频数模转换器，后面有详细描述。

具体地，上述LTE多样化接收机，包括并行设置的两个信号处理通道、以及配合设置在两个信号处理通道之间的功率探测器；每个信号处理通道，包括依次信号连接的LNA/VGA、混频器、PGA/LPF、以及并行设置的两个ADC，以及信号连接在LNA/VGA输出端的至少为Q增强型和/或Q可调型的跟踪滤波器；

两个ADC的第一输出端，分别用作LTE多样化接收机的多样化正交I输出端RXI_diversity与多样化正交Q输出端RXQ_diversity、或者用作LTE接收机的正交I输出端RXI与接收机正交Q输出端RXQ；两个ADC的第二输出端相连，用于接收从频率合成器来的信号作为采样频率；功率探测器，连接在两个信号处理通道中LNA/VGA输出端之间；功率探测器的输出端，用于输出功率探测结果。

在将上述LTE多样化接收机用作单端输入的多频段接收机的实现过程中，由于没有前端的滤波器，低噪声接收机LNA的前端跨导级(Gm)不仅能够放大微弱信号，同时在面对功率高达0dBm的带外干扰信号(Blocker)时，不能失真。为此，可以采取AB类和A类复合型跨导级，当带外干扰信号来临是，由AB类提供更多的电流来保证不失真，而由A类跨导级来保证小信号线性度和灵敏度。

可变增益放大器(VGA)用来保证接收机的动态范围。射频滤波器位于LNA输出端，由输出电感，电容库和负跨导三部分组成，1880～2620MHz目标频段比较有利于较高Q值片内电感的实现，频率不是很高而且电感值不用太大以至于需要很大的芯片面积，电容库用来调整目标频段，负跨导可以把整体Q值提高到20以上。同时结合占空比25％本地振荡器信号被动混频器和之后的中频滤波，整体达到20dBc的20MHz带外信号抑制能力，能够达到系统指标要求。

如图6b所示，在上述跟踪滤波器内部(即跟踪滤波器的芯片内部，Chip Inside)，设有片内Q值矫正单元；片内Q值矫正单元，包括低噪声放大器(LNA)、滤波模块、本振产生器(Local Oscillator)、比较器与数字矫正中央控制器(Digital CalibrationEngine)；其中：在矫正状态时，LNA的输出端，分别与滤波模块的输入端、以及比较器的第一输入端连接；本振产生器的输出端与比较器的第二输入端连接，比较器的输出端与数字矫正中央控制器的输入端连接，数字矫正中央控制器的输出端与滤波模块的控制端连接。

在图6b中，对跟踪滤波器的Q值进行校正，数字校正发动机控制整个校正过程和时序，校正过程包括：

⑴把LNA输入端从天线断开，通过增加负跨导把滤波器编程为振荡器；

⑵把本地振荡器(即本振产生器)编程为期望频段的中心频率；

⑶通过混频器的中频输出端DC直流偏置检测到振荡器的起振；

⑷减小负跨导值，直到前端振荡消失，记录负跨导值设置；

⑸增加一个固定的负跨导值设置余量来保证前端放大滤波稳定。此时Q值最佳。

如图4和图5所示，上述频率合成器，包括与每个信号处理通道中的两个ADC连接的MMD，与每个信号处理通道中的混频器连接的接收本振产生器，分别与MMD及接收本振产生器连接的发射本振产生器，依次与发射本振产生器连接的自动频率控制器、PFD/CP、以及数控晶振，以及分别与自动频率控制器及PFD/CP连接的调制器。

在将频率合成器用作单一频率合成器的过程中，因为TD-LTE和TD-SCDMA都是时分双工(time division duplex TDD)的系统，接收发射分时(不同时)进行，所以接收器和发射器可以使用同一频率合成器，与双频率合成器系统相比减少系统复杂程度，同时由于减少芯片面积减少了成本。

如图4和图5所示，上述发射机包括与发射本振产生器的1880-2025MHz射频信号输出端连接的中频发射单元，与发射本振产生器的2300-2620MHz射频信号输出端连接的高频发射单元，以及与发射本振产生器的824-915MHz射频信号输出端连接的低频发射单元；

高频发射单元的第一输入端与中频发射单元的第一输入端，为发射机正交输入端TXI；高频发射单元的第二输入端与中频发射单元的第二输入端，为发射机正交输入端TXQ。

上述高频发射单元，包括并行设置的两个RFDAC，以及原边与两个RFDAC的输出端交叉连接的高波段变压器；中频发射单元，包括并行设置的两个RFDAC，以及原边与两个RFDAC的输出端交叉连接的中波段变压器；低频发射单元，包括功放驱动器(PAD)，以及与PAD的输出端连接的低波段变压器。

这里，发射机可以作为三输出发射器，如图5所示，由于发射机输出频谱纯净度，效率和线性度的要求，片外分为独立高频、中频和低频三路，高频的B38和B40，中频的B2、B3、B34和39，以及低频B5和B8。同样道理片内的信号通道也分为独立高频、中频和低频三路，以便单独优化设计。

图5可以显示片内射频滤波器的校正过程，图中深色模块为在校正过程中激活的功能模块，此时前端模块通过增加负跨导值编程为振荡器，振荡器频率与频率合成器信号混频后输出基带中频信号，由基带电路来检测频率，通过调整前端的电容库来设定射频滤波器，设定后通过减小负跨导使前端器件离开震荡状态，进入放大状态。此时射频滤波器Q值最高，滤波器的选择性最好，如图6a所示滤波器的Q值可以从3提高到100左右。

如图6c所示，每个RFDAC，用于接收由BBIC提供的时钟为ClockBB的数据，包括依次与BBIC信号连接的DAC及混频器。

图6c可以显示上述实施例采用的RF-DAC式的发射机电路，使用f_LO/2频率来作为DAC的采样频率，这样DAC采样频率2倍频f_LO为输出信号，不须滤除，可以与发射机输出信号直接叠加后输出，增强了输出信号功率，而3倍频以上的DAC重复频谱由于频率很高，可以由输出端射频变压器的选择性滤除，这样系统不需要低通滤波器，也不需要电流电压的转换接口模块，从而与传统的发射机相比，减小了功耗和噪声。由于采用数字化单元设计，多单元的加权可以驱动片外的功放，所以此系统也不需要功放驱动器(PAD)模块。

如图6d所示，每个RFDAC单元还包括数字控制单元，数字控制单元分别与DAC及混频器信号连接；在Quad-GSM模式，数字控制单元，用于采用编程的方式，将TD-LTD模式与TD-SCDMA模式的数据线断开，使RFDAC的混频及DA转换功能暂停，仅实现对LOGEN来到信号Lop和Lon的缓冲放大功能。

在Quad-GSM模式，为了满足严格系统的噪声的要求，也由于此模式信号带宽200KHz较窄，比较适于基带信号直接调制频率合成器的方式，所以此模式发射机不需要数模转换器，为了与其他模式共用中频段(MB)输出模块及片内变压器，可以采用可编程的方式，通过数字控制单元把数模转换器编程为输出缓冲器。如图6d所示，把其他模式使用的数据线断开，把DAC单元的器件接入固定电平，如高电平给NMOS，使之处于导通状态，此时，RF-DAC没有混频和数模转换功能，只有对LOGEN来到信号Lop和Lon的缓冲放大功能。

图8为本发明低噪声放大器原理框图。该低噪声放大器接收单端输入信号IN，宽带阻抗匹配到class A模式主放大器(Main)进行放大，和增益控制Gain Control(简称GC)，在输出前经过跟踪滤波器Tracking Filter，差分输出OUTp和OUTn。当峰值探测器Peak Detector感知到带外大信号干扰时，class AB模式的启动辅助(Aux)放大器。来保持输出信号的线性度。

在图9中，跟踪滤波器包括片内Q值矫正单元。在图10中，在跟踪滤波器内部，还设有与片内Q值矫正单元配合连接的Q增强量调节单元；Q增强量调节单元，包括用于字编程控制的-g_mn模块；通过-g_mn模块，根据不同的频段，设置不同的-g_mn值，使Q增强量Q_enh的调节公式为：

$Q_{\mathrm{enh}}=\frac{1}{1-g_{\mathrm{mn}}{R}_p}{Q}_0;$

其中，g_mn为输入器件Mn的跨导值，输出腔有效阻抗R_P，Q₀为Q的有效值，f₀为调节的频率，R_S为电感的寄生电阻，n为自然数。

在图10中，在跟踪滤波器内部，还设有分别与片内Q值矫正单元配合连接的AB模式时钟单元及Q增强型宽带单元，AB模式时钟单元、片内Q值矫正单元与Q增强型宽带单元依次配合连接；AB模式时钟单元，包括用于使使放大器不至饱和的峰值探测器和AB模式电流域设计模块；Q增强型宽带单元，包括用于选择接收信号并滤除干扰信号的Q增强型的输出LC腔。

在图9和图10中，采用单端输入共删放大器设计，输入从器件M1的源极加入，漏极输出，它的的输入阻抗匹配是宽带的，只要满足1/gR_S＝1/g_m1，g_m1为M1的跨导。但是，共删设计的缺点是噪声系数(Noise Figure)大于3dB，所以我们采用热噪声取消的设计，增加共源的器件M2，信号从M2删极进入，漏极输出，这样M1的删极热噪声Vn1经由M1的源极在M2的删极相位不变，然而在M2的漏极相位相反，经由级联器件相位不变，输出端OUTn的相位与Vn1相反，同时Vn1经由M1的漏极相位反向，经由级联器件会在输出端OUTp的相位也与Vn1相反，这样M1的删极热噪声Vn1在差分输出端OUTp和OUTn体现为共模噪声，从而抑制抵消。

在可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，设有噪声抵消型class A放大单元(Main)；噪声抵消型class A放大单元的输出端OUTp和输出端OUTn的噪声相位相同，互相抵消；为了使噪声抵消，LNA的噪声抵消公式必须满足：

$g_{m1}{R}_{L1}\frac{V_{n1}}{2}=g_{m2}{R}_{L2}\frac{V_{n1}}{2};$

g_m1和g_m2为输入器件M1和M2的跨导值，R_L1和R_L2为电感L1和L2在工作频率f₀的有效阻抗；该低噪声放大器的噪声系数可以表达为：

$\mathrm{NF}=1+\frac{R_s}{R_{L1}}+\mathrm{\γ}\frac{R_{L2}}{R_{L1}}+\frac{R_S{R}_{L2}}{R_{L1}^2};$

其中，γ为器件通道热噪声系数，为了减小γ对NF的影响，设计R_L1>R_L2,同时g_m2>g_m1。这样同时实现了抑制噪声和单端输入到差分输出的转换。

或者，在可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，设有单端输入差分输出的另一class A放大单元(Main)；经由M1主要信道的信号和经由M2的辅助信号在输出端OUTp和输出端OUTn，相位相反，互补增强；和/或，

在可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，还设有分别与class A放大单元连接的class AB模式放大单元，class AB模式放大单元、class A放大单元，与跟踪滤波器依次配合连接；class AB模式放大单元，与峰值探测器配合使用，应对带外干扰，当峰值探测器感知到带外大信号时，打开电流模式的AB放大器，使放大器不至饱和；和/或，

在可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，设有增益控制单元VGA；VGA，通过接收由基带处理器BBIC来的信号GC和GCB，来控制低噪声放大器的级联器件M3、M4、M5和M6的导通和断开，来完成增益控制。

峰值探测器(Peak Detector)用来探测输入信号的大小，由于它连接在没有频率选择性的输入端，能够感知到带外的大信号，当干扰信号超过阈值时，接入更多的输入器件M1和M2(如虚线所示)，降低他们的直流偏置，使其工作在class AB模式，而不是通常的class A模式，AB模式是电流模式，当信号太大，电压域受电源电压的限制没有空间时，采用电流模式使信号不至于饱和。

另外，输出电感并接电容库，针对不同的频段通过控制信号Band进行调整，使输出端有频率的选择性，滤除带外干扰，由于片内电感的品质因数都不高，通常Q值在10，当增加电容值把系统设置为低频段时，有效Q值最低，因为其中f₀为调节的频率，R_S为电感的寄生电阻。Q值接近3，对带外干扰没有太多的抑制效果，所有我们使用Q₀值增强技术，如图8右边所示，使用负跨导产生-1/g_mn与输出腔有效阻抗R_P并联，因为：

$Q_{\mathrm{enh}}=\frac{1}{1-g_{\mathrm{mn}}{R}_p}{Q}_0;$

当g_mn值增加到1/R_P时，Q_enh的理论值为无穷大，会使这个放大器开始振荡。

因为，不同的频段所需的-g_mn值都不同，如图10所示，通过设计可数字编程控制的-g_mn模块，根据不同的频段，设置不同的-g_mn值，使Q值最大化，而不振荡。因为，

$R_P=\frac{{\left(2\mathrm{\π}{f}_{0}L\right)}^2}{R_s};$

所以最低频段的R_P值最小，所以需要最大的g_mn值。

在图11中，采用两个措施来应对带外大信号干扰，首先采用峰值探测器和classAB电流域设计使放大器不至饱和，如右侧部分所示，峰值探测器报警后通过控制信号Bias_BLK和BLK来设置class AB模式。此时由于是大信号模式，电流较大，输入的阻抗匹配不再重要。其次通过Q增强型的输出LC腔来选择接收信号，滤除干扰信号，使之不能进入下一个模块，下变频混频器：

$Q_{\mathrm{enh}}=\frac{1}{1-g_m{R}_p}{Q}_0.$

上述实施例的多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置，鉴于传统的低噪声放大器的问题和不足，采用一个单端输入，使用单一电感，满足噪声性能，同时能够滤除带外大信号，覆盖TD-LTE、TD-SCDMA和四波段GSM的宽带放大器。

上述实施例的本发明多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置，至少可以达到以下有益效果：

⑴单端输入，节省管脚数；

⑵宽带匹配，适合多标准，多频段系统；

⑶低噪声，应用噪声取消技术；

⑷片内高频滤波，不需片外声表面滤波器，节省系统开销；

⑸单一片内电感设计，节省芯片面积。

最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置，其特征在于，包括单端输入差分输出噪声抵消型低噪声放大器，以及分别与所述单端输入差分输出噪声抵消型低噪声放大器配合连接的跟踪滤波器品质因数增强电路及AB类模块；其中：

所述单端输入差分输出噪声抵消型低噪声放大器，用于利用信号和噪声相位的相反，使噪声抵消，使信号互补相加；

所述跟踪滤波器品质因数增强电路，用于通过调整负跨导提高输出腔体的品质因数，得到最佳的带外干扰滤波效果；

所述AB类模块，用于使电流模式放大器不饱和，以应对较强的带外干扰；

所述单端输入差分输出噪声抵消型低噪声放大器，至少包括可变增益低噪声放大器LNA/VGA；

与所述跟踪滤波器品质因数增强电路相匹配，还设有跟踪滤波器；

在所述的可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，设有噪声抵消型class A放大单元Main；

所述噪声抵消型class A放大单元的输出端OUTp和输出端OUTn的噪声相位相同，互相抵消，所述LNA的噪声抵消公式为：

$g_{m1}{R}_{L1}\frac{V_{n1}}{2}=g_{m2}{R}_{L2}\frac{V_{n1}}{2};$

其中，g_m1和g_m2为输入器件M1和M2的跨导值，R_L1和R_L2为电感L1和L2在工作频率f₀的有效阻抗；该低噪声放大器的噪声系数可以表达为：

$\mathrm{NF}=1+\frac{R_s}{R_{L1}}+\mathrm{\γ}\frac{R_{L2}}{R_{L1}}+\frac{R_S{R}_{L2}}{R_{L1}^2};$

其中，γ为器件通道热噪声系数，为了减小γ对NF的影响，设计R_L1>R_L2,同时g_m2>g_m1；

在所述跟踪滤波器内部，设有片内Q值矫正单元；

所述片内Q值矫正单元，包括LNA、滤波模块、本振产生器、比较器与数字矫正中央控制器；其中：

在矫正状态时，所述LNA的输出端，分别与滤波模块的输入端、以及比较器的第一输入端连接；本振产生器的输出端与比较器的第二输入端连接，比较器的输出端与数字矫正中央控制器的输入端连接，数字矫正中央控制器的输出端与滤波模块的控制端连接。

2.根据权利要求1所述的多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置，其特征在于，在所述的可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，设有单端输入差分输出的另一class A放大单元Main；所述class A放大单元，经由M1主要信道的信号和经由M2的辅助信号分别在输出端OUTp和OUTn，相位相反，互补增强；和/或，

在所述可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，还设有分别与噪声抵消型class A放大单元Main连接的class AB模式放大单元，所述class AB模式放大单元、噪声抵消型class A放大单元Main，与跟踪滤波器依次配合连接；所述class AB模式放大单元，与峰值探测器配合使用，应对带外干扰，当峰值探测器感知到带外大信号时，打开电流模式的AB放大器，使放大器不至饱和；和/或，

在所述的可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，设有增益控制单元VGA；所述VGA，通过接收由基带处理器BBIC来的增益控制信号GC和增益控制相反端信号GCB，来控制低噪声放大器的级联器件M3、M4、M5和M6的导通和断开，来完成增益控制。

3.根据权利要求1所述的多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置，其特征在于，在所述跟踪滤波器内部，还设有与片内Q值矫正单元配合连接的Q增强量调节单元；

所述Q增强量调节单元，包括用于字编程控制的-g_mn模块；通过-g_mn模块，根据不同的频段，设置不同的-g_mn值，使Q增强量Q_enh的调节公式为：

$Q_{\mathrm{enh}}=\frac{1}{1-g_{\mathrm{mn}}{R}_p}{Q}_0;$

其中，g_mn为输入器件Mn的跨导值，输出腔有效阻抗R_P，Q₀为Q的有效值，f₀为调节的频率，R_S为电感的寄生电阻，n为自然数。

4.基于权利要求1所述的多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置的应用系统，其特征在于，至少包括多标准全兼容移动用户终端芯片的射频前端收发系统；

该多标准全兼容移动用户终端芯片的射频前端收发系统，包括：

基于所述多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置的LTE多样化接收机，用于对预设频谱的射频信号，进行至少包括跟踪滤波、混频、可变增益中频和/或低噪声放大、功率探测与AD转换操作中任意多种的前端处理；

单一频率合成器，用于基于所述LTE多样化接收机进行前端处理所得前端处理结果，进行至少包括多模数分频、鉴相、振荡、低通滤波与调制操作中任意多种的频率合成处理；

发射机，用于基于所述单一频率合成器进行频率合成处理所得频率合成结果，进行至少包括射频DA转换、信号衰减与变频操作中任意多种的频率转换处理，并将频率转换处理所得多个频率转换结果，分别选择从高频输出端、中频输出端及低频输出端进行三端输出；

所述LTE多样化接收机，包括并行设置的两个信号处理通道、以及配合设置在所述两个信号处理通道之间的功率探测器；

每个信号处理通道，包括依次信号连接的可变增益低噪声放大器LNA/VGA、混频器、PGA/LPF、以及并行设置的两个ADC，以及信号连接在LNA/VGA输出端的至少为Q增强型和/或Q可调型的跟踪滤波器；

所述两个ADC的第一输出端，分别用作LTE多样化接收机的多样化正交I输出端RXI_diversity与多样化正交Q输出端RXQ_diversity、或者用作LTE接收机的正交I输出端RXI与接收机正交Q输出端RXQ；两个ADC的第二输出端相连，用于接收从频率合成器来的信号作为采样频率；

所述功率探测器，连接在两个信号处理通道中LNA/VGA输出端之间；功率探测器的输出端，用于输出功率探测结果。

5.根据权利要求4所述的多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置的应用系统，其特征在于，在所述跟踪滤波器内部，设有片内Q值矫正单元；

所述片内Q值矫正单元，包括LNA、滤波模块、本振产生器、比较器与数字矫正中央控制器；其中：

在矫正状态时，所述LNA的输出端，分别与滤波模块的输入端、以及比较器的第一输入端连接；本振产生器的输出端与比较器的第二输入端连接，比较器的输出端与数字矫正中央控制器的输入端连接，数字矫正中央控制器的输出端与滤波模块的控制端连接；以及，

在所述跟踪滤波器内部，还设有与片内Q值矫正单元配合连接的Q增强量调节单元；

所述Q增强量调节单元，包括用于字编程控制的-g_mn模块；通过-g_mn模块，根据不同的频段，设置不同的-g_mn值，使Q增强量Q_enh的调节公式为：

$Q_{\mathrm{enh}}=\frac{1}{1-g_{\mathrm{mn}}{R}_p}{Q}_0;$

其中，g_mn为输入器件Mn的跨导值，输出腔有效阻抗R_P，Q₀为Q的有效值，f₀为调节的频率，R_S为电感的寄生电阻，n为自然数。

6.根据权利要求4所述的多标准全兼容四代移动射频前端宽带低噪声放大装置的应用系统，其特征在于，在所述的可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，设有噪声抵消型class A放大单元Main；

所述噪声抵消型class A放大单元的输出端OUTp和输出端OUTn的噪声相位相同，互相抵消，所述LNA的噪声抵消公式为：

$g_{m1}{R}_{L1}\frac{V_{n1}}{2}=g_{m2}{R}_{L2}\frac{V_{n1}}{2};$

其中，g_m1和g_m2为输入器件M1和M2的跨导值，R_L1和R_L2为电感L1和L2在工作频率f₀的有效阻抗；该低噪声放大器的噪声系数可以表达为：

$\mathrm{NF}=1+\frac{R_s}{R_{L1}}+\mathrm{\γ}\frac{R_{L2}}{R_{L1}}+\frac{R_S{R}_{L2}}{R_{L1}^2};$

其中，γ为器件通道热噪声系数，为了减小γ对NF的影响，设计R_L1>R_L2,同时g_m2>g_m1；或，

在所述的可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，设有单端输入差分输出的另一class A放大单元Main；

经由M1主要信道的信号和经由M2的辅助信号分别在输出端OUTp和输出端OUTn，相位相反，互补增强；和/或，

在所述可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，还设有分别与噪声抵消型class A放大单元Main连接的class AB模式放大单元，所述class AB模式放大单元、噪声抵消型class A放大单元Main，与跟踪滤波器依次配合连接；

所述class AB模式放大单元，与峰值探测器配合使用，应对带外干扰，当峰值探测器感知到带外大信号时，打开电流模式的AB放大器，使放大器不至饱和；和/或，

在所述的可变增益低噪声放大器LNA/VGA内部，设有增益控制单元VGA；

所述增益控制单元VGA，通过接收由基带处理器BBIC来的增益控制信号GC和增益控制相反端信号GCB，来控制低噪声放大器的级联器件M3、M4、M5和M6的导通和断开，来完成增益控制。