CN1612490B - 变频电路、射频接收机及射频收发机 - Google Patents

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Abstract

提供一种可进行对集成电路的集成化和小型化的变频电路、射频接收机和射频收发机。其中，所述变频电路包括：第一混频器，将射频信号与频率f LO1的第一本机振荡信号进行混合，以将频率f RF的射频信号下变频为中频信号；以及第二混频器，将所述中频信号与频率为f LO2具有相互不同相位的两个第二本机振荡信号进行混合，以将从第一混频器输出的中频信号下变频为具有相互不同相位的两个基带信号，两个第二本机振荡信号分别具有0°的相位和270°的相位，并满足f LO1＝k×f RF(k＞1)；f LO2＝f LO1/m(m＞1)；k＝m/(m-1)的关系。

Description

变频电路、射频接收机及射频收发机
技术领域
本发明涉及可适用于无线数据通信系统的射频(RF)接收机和射频收发机、以及适用于它们的变频电路，所述无线数据通信系统有通过使用正交混频器，可提取用同相信号和正交信号编码的信号的携带电话和PHS(PersonalHandyphone System；个人手持电话系统)等移动通信系统，以及按IEEE 802.11x规格确定的无线局域网(LAN)通信系统等。
背景技术
现有的典型的射频收发机示于图10。射频收发机由天线1、射频前置选择滤波器(带通滤波器(BPF))2、双工开关3、以及接收路径和发送路径构成。双工开关3将天线1连接到接收机1004的路径或发送机1005的路径。射频收发机的目的在于，将基带(BB)数据变换为射频。在信号能量频率方面，基带数据的频率一般从直流(DC)至数十MHz，另一方面，射频载波的频率处于GHz区域。更详细地说，作为一个例子，无线局域网(WLAN)收发信机采用IEEE 802.11b规格，基带数据具有从DC至11MHz的频率，另一方面，射频载波依赖于选择信道而具有2412MHz～2484MHz的频率。
从发送路径中的基带到射频的变频、以及从接收路径中的射频到基带的变频，可按几种方法来实施。这些方法都使用一个或一个以上的混频器，所述混频器用于频率的上变频或下变频。
图11表示公知的外差(或超外差)方式。在该例子中，接收路径中的射频信号被按两级向基带信号下变频。在第一级的下变频中，将乘以了频率fRF的载波后的接收信号通过低噪声放大器(LNA)4放大，并通过与锁相环(PLL)电路PLL1和电压控制振荡器(VCO)VCO1构成的第一本机振荡器(LO)的输出信号(频率fLO)进行混合，在第一混频器5的输出端上产生频率进行
f1＝fRF-fLO
下变频的信号。在射频收发机中，一般地，为了从频率f1附近的频带中除去干扰信号或噪声，而包含带通滤波器6或非专利文献1的K.L Fong，C.D.Hulland R.G.Meyer，“A Class AB Monolithic Mixer for 900-MHz Applications，”IEEE Journal of Solid-State Circiuts，vol.32，pp.1166-1172，August 1977(1997年8月发行)中公开的LC负载。典型地，在所述的WLAN IEEE 802.11b收发机的例子中，频率f1约为374MHz。
在第二级的下变频中，通过将频率f1的新的载波用第二混频器7与锁相环电路PLL2和电压控制振荡器VCO2构成的第二本机振荡器的输出信号(频率fIF)进行混合而获得基带信号。在本例中，第二本机振荡器的输出信号的频率fIF为fIF＝374MHz。然后，从第二混频器7输出的基带信号(频率fBB)还被低通滤波器8滤波，被放大器8放大，用模拟-数字变换器(ADC)10变换为数字信号，然后被进行数字处理。
在发送路径中，通过将数字的基带信号用DAC(数字-模拟变换器)11变换为模拟信号，用低通滤波器12进行滤波，降低干扰，同时控制信号频带宽度。在滤波后，通过将信号用中频(IF)混频器13与第二本机振荡器的输出信号进行混合，从基带向频率f1进行上变频，并通过带通滤波器，用混频器14与第一本机振荡器的输出信号进行混合，再次进行上变频.通过将上变频后的信号由功率放大器(PA)17进行放大而获得足够的功率并驱动天线.再有，在混频器14和功率放大器17之间，设有带通滤波器16.
图12表示外差方式的下变频产生的频谱的变化。
但是，在第一混频器5中的混合处理中，具有从第一本机振荡器的输出信号的频率中分离出仅频率与要求的射频信号的频率相同的信号，与要求的射频信号同样，被下变频为相同频率f1的信号。
这是外差方式的公知的弱点。如图12所示，如果要求的射频信号的频率为fRF，fRF＞fLO，则存在频率fIM(其中fIM＜fLO)的无用的信号。这种频率fIM的无用的信号在专业术语中称为‘镜像信号’，为了满足
fRF-fLO＝fLO-fIM
，被下变频为相同频率f1的信号。镜像信号的频率fIM被称为‘镜像频率’。例如，上述的WLAN IEEE 802.11b的例子的情况下，如果假设第一本机振荡器的输出信号的频率fLO＝2038MHz，要求的射频信号的频率fRF＝2412MHz，则镜像频率fIM＝1664MHz。
为了避免镜像信号的干扰，还使用图13所示的直接变频方式(也称为零差方式)的收发机。在直接变频方式中，用单一的混合步骤来实施从射频到基带和从基带到射频的变频。例如，在接收路径中，射频信号通过被放大，用混频器21A和21B与频率fLO＝fRF的本机振荡信号进行混合，从而下变频为包含基带分量的信号。
如果是直接变频方式，则可以避免镜像信号的问题。
作为外差的替代方式的所谓双变频方式公开于专利文献1的美国专利第6351502B1号说明书(2002年2月26日公开)。这种双变频方式示于图14。
双变频方式是外差方式的一种形态。其原因是，射频的信号通过第一混频器106、I/Q(I：同相，Q：正交)混频器108A和108B以两级方式被变换为基带的信号。
双变频方式也容易受到频率fIM＝2fLO-fRF的镜像信号的影响。在专利文献1的例子中，fRF＝5.2GHz、fLO＝4.24GHz、及fIM＝3.28GHz时，镜像频率fIM在低噪声放大器105的频带外，因此，镜像信号被极大地衰减。
在非专利文献2的A.Zolfaghani and B.Razavi，“A Low-Power 2.4-GHzTransmitter/Receiver CMOS IC，IEEE Journal of Solid-State Circuits，vol.38，pp.176-183，February 2003(2003年2月发行)中，公开了另一双变频方式的收发机。这种双变频方式的收发机的结构示于图15。
在专利文献2的日本公开专利公报‘特开2000-299646公报(2000年10月24日公开)中，图16所示的电路作为双变频调谐器被公开。
第一混频器402通过将射频信号与来自电压控制振荡器406的频率fLO1的时钟信号(本机振荡信号)混合而进行下变频。第二混频器404将射频信号与按fLO1进行了下变频的信号和来自晶体控制振荡器(XCO)412的频率fLO2的时钟信号(本机振荡信号)进行混合。两个时钟信号满足
fLO1＝fLO2×(N/M)
的关系。
现有的射频收发机成为进行向集成电路(IC)或IC芯片内的全面性安装方面的障碍.
外差方式的射频收发机为了抑制镜像信号，需要体积大的IC芯片外部的滤波器。因此，不能进行向集成电路内的全面性安装。而为了驱动IC芯片外部的表面弹性波滤波器，需要将通过低噪声放大器放大后的射频信号输出到IC芯片外部。其结果，需要缓冲放大器。因此，IC的功率消耗增大。
说到图11所示的外差方式的收发机，为了使镜像信号衰减，而设有追加的带通滤波器15。为了获得良好的镜像信号除去特性，带通滤波器15为体积大的离散的部件组，妨碍向集成电路内的安装。其结果，成本高，需要很大的功率消耗。
专利文献2还涉及应用于调谐器的双变频系统。该系统基本上为外差方式。因此，具有上述的问题(不能进行向集成电路内的全面性安装，而且，IC的功率消耗增大)。
在专利文献2的系统中，第二混频器404使用的第二本机振荡信号的频率fLO2被固定，不跟随第一混频器402使用的第一本机振荡信号的频率fLO1的变化而变化。因此，如果第一本机振荡信号的频率fLO1产生变化，则第一本机振荡信号的频率fLO1和第二本机振荡信号的频率fLO2之比会偏离初始的设定值。
此外，在专利文献2的系统中，
fLO1-fLO2＝1.0101×fRF
，这意味着专利文献2的下变频不是对直流的下变频，而只是对第二中频(IF)频带(2.048MHz)的下变频。因此，专利文献2的双变频调谐器不能应用于进行从射频到基带信号的下变频的收发机。
此外，在专利文献2的系统中，在中频fLO2＝800MHz时，需要由锁相环电路控制的电压控制振荡器来取代晶体控制振荡器。
此外，在直接变频方式中，镜像频率的问题被消除，但作为其代价，灵敏度下降，同时本机振荡器的信号向射频端口漏出和进行自混合的结果，在混频器的输出端产生动态的直流偏移。而且，一般来说，需要提高低噪声放大器的增益，因此，有增大功率消耗的可能性。
图14所示的专利文献1的现有的双变频方式、图15所示的非专利文献2的现有的双变频方式都容易受到镜像信号的影响。因此，通常需要用于抑制镜像信号的干扰的一种体积大的滤波器。除去镜像信号的滤波器的大小随着镜像信号的频率下降而增大，所以射频的频率越低(≤2.4GHz)，这种问题越恶化。
在非专利文献2的收发机中，需要用IC芯片上的滤波器的滤波来除去镜像信号。因而，在非专利文献2的收发机中，对于射频信号的频率fRF、用于第一级的下变频的本机振荡信号的频率fLO、通过第一级的下变频获得的中频信号的频率fIF，由于fRF＝2.4GHz、fLO＝(2/3)fRF，所以镜像信号fIM＝fLO-fIF为fIM＝800MHz。这样，由于镜像信号的频率低(fIM＝800MHz)，所以IC芯片上的滤波器通常需要宽的区域。
而且，在专利文献1中，暗示变更第一本机振荡信号(专利文献1中的输入到第一混频器106的LO107)的频率fLO1，以使射频信号的频率fRF更高。但是，专利文献1的收发机因输入到第二混频器108A和108B的本机振荡器信号I和Q处于0°和90°的相位，所以不恰当地进行动作。即，在fLO1＞fRF时，如果作为第二本机振荡信号LO2(I及Q)使用0°和90°两个相位的信号，则不进行适当的动作。
以下，说明这方面。首先，考虑fLO1＜fRF时的频谱变化，包含于边带的某一频率分量(频率比载波高的分量)在第一级的下变频后同样还为比载波高侧的频率。如果用0°和90°的本机振荡信号原封不动地进行第二级的下变频，则作为基带取出时的电压矢量左旋转(从I(0°)向Q(90°)的旋转方向)，可以正常地解调。
其次，这里，在fLO1＞fRF时，在第一级的下变频中，关注的边带分量为比载波低侧的频率。如果0°和90°的本机振荡信号原封不动地进行第二级的下变频，则作为基带取出时的电压矢量右旋转(从Q(90°)向I(0°)的旋转方向)，不能正常地解调。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种可进行对集成电路的集成化和小型化的变频电路、射频接收机和射频收发机。
为了实现上述目的，本发明的变频电路将要求的频率的射频信号下变频为具有相互不同的相位的两个基带信号，所述变频电路包括：第一混频器，将射频信号与第一本机振荡信号进行混合，以将射频信号下变频为中频信号；以及第二混频器，将所述中频信号与具有相互不同相位的两个第二本机振荡信号进行混合，以将从第一混频器输出的中频信号下变频为具有相互不同相位的两个基带信号，两个第二本机振荡信号分别具有0°的相位和270°的相位，设射频信号的频率为fRF、第一本机振荡信号的频率为fLO1、第二本机振荡信号的频率为fLO2，具有
fLO1＝k×fRF(k为满足k＞1的任意数)
fLO2＝fLO1/m(m为满足m＞1的任意数)
k＝m/(m-1)
的关系。
上述关系可如下改写。
fLO1＞fRF＞0    fLO2＜fLO1
fLO2＝fLO1-fRF
即，上述关系可以被换述为：(1)第一本机振荡信号的频率fLO1比射频信号的频率fRF高(由此，中频信号的频率f1满足f1＝fLO1-fRF的关系)，(2)第二本机振荡信号的频率fLO2与中频信号的频率f1相等(由此，第二本机振荡信号的频率fLO2比第一本机振荡信号的频率fLO1低)。再有，在上述结构的变频电路中，一般地，1.125≤k≤1.35。
此外，所述变频电路最好是m为满足
m＝2n(n为正整数)
的整数的结构。
此外，本发明的变频电路最好是还包括用于从第一混频器的输出信号中除去镜像信号的镜像信号除去滤波器。所述镜像信号除去滤波器最好是使镜像信号在镜像频率fIM＝2fLO1-fRF或其以上频率时降低大于或等于10dB的滤波电路。
此外，本发明的变频电路最好是还包括：产生第一本机振荡信号的振荡器；以及通过将第一本机振荡信号进行1/m分频，从而产生相位为0°的第二本机振荡信号和相位为270°的第二本机振荡信号。
为了解决上述课题，本发明的射频接收机用于接收要求的频率的射频载波，其特征在于，所述射频接收机包括本发明的变频电路.
本发明的射频接收机最好是还包括：接收射频信号，使包含射频载波的频率的频带通过的带通滤波器；以及将通过了所述带通滤波器的射频信号放大的低噪声放大器。所述低噪声放大器最好是将对使用频带产生干扰的镜像信号进行衰减而使其大体消失。
此外，本发明的射频接收机最好是还包括：对所述变频电路生成的具有两个不同相位的基带信号进行低频带滤波的低通滤波器；以及将基带信号放大的放大器。
为了解决上述课题，本发明的射频收发机的特征在于，包括：本发明的射频接收机；以及用于发送射频的载波的射频发送机，所述射频发送机包括正交调制器，所述正交调制器将频率为fRF、相位分别为0°和90°的时钟信号与基带信号相混合以直接将基带信号上变频到频率fRF的射频信号，所述时钟信号是由第一本机振荡信号与相位分别为0°和270°的第二本机振荡信号相混合而产生的。
此外，本发明的射频收发机最好是包括用于将基带信号直接上变频到频率fRF的射频信号的正交调制器，所述正交调制器包括：第三混频器，将基带信号的同相分量与频率为fRF并且相位为0°的时钟信号进行混合；以及第四混频器，将基带信号的正交分量与频率为fRF并且相位为90°的时钟信号进行混合。
此外，本发明的射频收发机最好是还包括：振荡器，产生第一本机振荡信号；分频器，通过将第一本机振荡信号进行1/m分频，从而产生相位为0°的第二本机振荡信号和相位为270°的第二本机振荡信号；第五混频器，将所述振荡器产生的第一本机振荡信号和所述分频器产生的相位为0°的第二本机振荡信号进行混合，产生频率为fRF并且相位为0°的时钟信号；以及第六混频器，将所述振荡器产生的第一本机振荡信号和所述分频器产生的相位为270°的第二本机振荡信号进行混合，产生频率为fRF并且相位为90°的时钟信号。上述振荡器最好是电压控制振荡器，按第一本机振荡信号的频率fLO1进行动作，由锁相环电路控制，并且被装入锁相环电路内。
此外，本发明的射频收发机最好是所述射频发送机还包括：低通滤波器，用于限制将要发送的数字信号进行模拟变换而成为基带信号的同相分量和正交分量的频带宽度；以及放大器，放大通过所述正交调制器的上变频获得的射频信号的功率。
此外，本发明的射频收发机最好是所述射频收发机还包括产生第一本机振荡信号和第二本机振荡信号并将它们传送到所述射频接收机内的变频电路的信号发生器，所述信号发生器产生用于所述射频发送机内的上变频的时钟信号(频率fRF的射频信号)，并将其传送到所述射频发送机。
此外，本发明的射频收发机最好是还包括：为了接收所述射频载波而设置的天线，以按所述要求的频率高效率地动作；以及用于切换将所述天线连接到所述射频接收机的接收模式和将所述天线连接到所述射频发送机的发送模式的切换部件，在接收模式期间，停止产生所述信号发生器中的时钟信号的电路部分的动作。在上述结构中，在接收模式期间，最好是不仅使产生上述信号发生器中的时钟信号的电路部分的动作停止，而且将从上述频率合成器向射频发送机发送时钟信号的发送路径断路。
根据本发明，由于第二本机振荡信号的频率fLO2与中频信号的频率f1相等，所以可以用第二混频器将中频信号变换为直流的基带信号(DC)。此外，根据本发明，通过将射频信号按两级方式进行下变频，从而可以实现良好的选择性和灵敏度。
此外，根据本发明，由于第一本机振荡信号的频率fLO1比射频信号的频率fRF高，所以将对使用频率产生干扰的镜像信号移动到高频。因此，例如通过适当地选择第一本机振荡信号的频率fLO1，可以使镜像信号移动到没有干扰的使用频带以外的频率(例如4GHz)。其结果，不在集成电路外部设置体积大的滤波器，可以防止镜像信号对使用频带的干扰。
而且，根据本发明，通过满足
fLO2＝fLO1/m(m为满足m＞1的任意数)
的关系，通过对第一本机振荡信号进行分频，可以产生第二本机振荡信号。因此，可以仅用一个锁相环电路来产生第一本机振荡信号和第二本机振荡信号，可以极大地简化结构。因此，可进行对集成电路的集成化和小型化。
此外，在本发明中，用具有0°相位和270°相位的第二本机振荡信号(对于具有0°相位和90°相位的第二本机振荡信号，相当于仅反转正交信号)进行第二级的下变频。由此，将比边带中含有的无线载波的频率高的频率分量作为基带信号取出时的电压矢量左旋转(从I(0°)向Q(270°)的旋转方向)。因此，可以正常地解调比边带中包含的无线载波的频率高的频率分量。
而且，本发明的变频电路，如果为m满足
m＝2n(n为正整数)
的整数的结构，则可以通过数字电路更容易地实现产生对第一本机振荡信号进行分频的第二本机振荡信号。
而且，本发明的变频电路，如果还包括用于从第一混频器的输出信号中除去镜像信号的镜像信号除去滤波器，则可通过第一混频器使镜像信号移动到高频，所以通过镜像信号除去滤波器容易除去镜像信号。而且，在使用LC滤波器作为镜像信号除去滤波器时，由于可以减小构成LC滤波器的线圈的电感和电容器的容量，所以可以将LC滤波器小型化，容易安装在集成电路内。
而且，本发明的变频电路，如果是还包括通过将第一本机振荡信号进行1/m分频，从而产生相位为0°的第二本机振荡信号和相位为270°的第二本机振荡信号的分频器的结构，则可以将本机振荡信号发生部集成化。此外，根据上述结构，可通过数字电路实现。即，上述分频器可用通过将第一本机振荡信号的频率fLO1除以m而产生频率fLO2的第二本机振荡信号的数字除法运算电路来实现。
而且，本发明的射频收发机，如果还包括：振荡器，产生第一本机振荡信号；分频器，通过将第一本机振荡信号进行1/m分频，从而产生相位0°的第二本机振荡信号和相位为270°的第二本机振荡信号；第五混频器，将上述振荡器产生的第一本机振荡信号、上述分频器产生的相位0°的第二本机振荡信号进行混合，产生频率为fRF并且相位0°的时钟信号；以及第六混频器，将上述振荡器产生的第一本机振荡信号、上述分频器产生的相位270°的第二本机振荡信号进行混合，产生频率为fRF并且相位90°的时钟信号，则可以仅用一个振荡器来产生用于下变频的两种本机振荡信号和用于上变频的时钟信号，所以可以实现进一步的结构电路的集成化和小型化。
而且，本发明的射频收发机，如果是以下结构：还包括产生第一本机振荡信号和第二本机振荡信号并将它们传送到上述射频接收机内的变频电路的信号发生器，上述信号发生器产生用于上述射频发送机内的上变频的时钟信号(频率fRF的射频信号)，并将其传送到上述射频发送机，则可以将产生用于下变频的时钟信号(本机振荡信号)的电路和产生用于上变频的时钟信号的电路集中为一个电路，所以可以实现进一步的结构电路的集成化和小型化.
而且，本发明的射频收发机，如果是以下结构：为了接收上述射频载波而设置的天线，以按上述要求的频率高效率地动作；以及用于切换将所述天线连接到所述射频接收机的接收模式和将所述天线连接到所述射频发送机的发送模式的切换部件，在接收模式期间，将产生所述信号发生器中的时钟信号的电路部分的动作停止，则通过在接收模式期间停止产生所述频率合成器中的时钟信号的电路部分(时钟信号发生电路)的动作，从而可以削减功率的浪费，同时减少产生噪声。
再有，专利文献1和非专利文献2公开的那样的切换接收模式和发送模式的所谓天线开关(专利文献1的‘102’)，其自身不削减电力的浪费。
本发明的其他目的、特征、以及优点，可通过以下所示的记述而充分理解。此外，在参照附图的以下说明中会清楚本发明的好处。
附图说明
图1表示本发明一实施方式的收发机结构的方框图。
图2表示上述收发机的时钟合成电路结构的方框图。
图3(a)和图3(b)是分别表示上述收发机中的接收路径中的下变频、以及发送路径中的上变频产生的信号频谱变化的曲线图。
图4是表示上述收发机中的低噪声放大器和第一混频器的电路级的实施例的电路图。
图5是表示上述收发机中的Q混频器和I混频器的电路级的实施例的电路图。
图6是表示上述收发机中的用于发送的I/Q混频器的电路级的实施例的电路图。
图7是表示上述收发机中的功率放大器的电路级的实施例的电路图。
图8是表示上述收发机中的低噪声放大器和第一混频器的电路级的另一实施例的电路图。
图9(a)和图9(b)是表示图8的低噪声放大器的增益与频率的曲线图，图9(a)表示使用了频率比射频载波低的本机振荡信号的情况(比较例)，图9(b)表示使用了频率比射频载波高的本机振荡信号的情况。
图10是表示现有的典型的射频收发机结构的方框图。
图11是表示外差(或超外差)方式的收发机结构的方框图。
图12是表示外差方式的收发机中的下变频产生的频谱变化的曲线图。
图13是表示下变频方式的收发机结构的方框图。
图14是表示专利文献1中公开的双变频方式的收发机结构的方框图。
图15是表示非专利文献2中公开的双变频方式的收发机结构的方框图。
图16是表示专利文献2中公开的双变频调谐器结构的方框图。
具体实施方式
本发明涉及在大于或等于1GHz的射频无线通信系统中使用的IC化的收发机(射频收发机)的模拟信号处理部分.该无线通信系统可适用于携带电话和PHS等的移动通信系统、IEEE802.11规格规定的无线LAN通信系统等.
在用于实施本发明的优选方式的收发机中，对基带信号用射频进行调制(发送)和解调(接收)，但在其方法上有特长。即，本发明以将上述收发机的功能收容在IC芯片上，并且搭载在携带装置上作为目的，实现收发机的小型化。
在优选方式的收发机的接收部中，进行两级的频率变换。
即，进入天线的射频信号被放大后用第一混频器与第一本机振荡信号混合，该混合输出再用第二混频器与相位不同的两种正交信号(第二本机振荡信号)分别混合，获得频率不同的两个正交信号。这两个正交信号被模拟-数字变换后，传输到数字处理部。
然后，在优选方式的收发机中，为了实现小型化，使用锁相环电路，通过用比射频信号频率高的频率进行局部振荡而产生第一本机振荡信号，对第一本机振荡信号进行分频而产生具有相互不同的相位(0°、270°)的两个第一正交信号(第二本机振荡信号)。
另一方面，在优选方式的收发机的发送部中，进行一级的频率变换(直接变频)。即，通过将从数字处理部传送的数字信号进行数字-模拟变换而获得的两个正交信号用混频器分别与第一正交信号和频率不同的两个第二正交信号混合后，汇总为一个并放大后从天线发送。而且，第一正交信号和频率不同的两个第二正交信号，通过在上述分频获得的两个第一正交信号中混合第一本机振荡信号来产生。
这样，在IC化和小型化为核心下开发了优选方式的收发机，具有与现有的收发机不同的电路结构的特征。即，优选方式的收发机以IC化和小型化作为目的，具有以下特征：(1)通过将接收部的第一混频器使用的第一本机振荡信号进行分频，获得相位相互不同的两个信号，由接收部的第二混频器使用这两个信号，(2)分别对于这两个信号，混合第一本机振荡信号，获得频率与上述两个信号不同的两个正交信号，由发送部的混频器使用这两个正交信号。
此外，优选方式的收发机以IC化和小型化为目的，具有以下特征：通过与本机振荡信号的混合来设定本机振荡信号的频率，以使镜像信号(伪信号)为比本机振荡频率高的频率。
在收发机中，一般地，变频时进行本机振荡信号和射频信号的混合，而在这种混合时，必然产生目标性频率的信号和伪频率(镜像频率)的信号(镜像信号)。
在本发明中，由于将本机振荡信号的频率设定得比射频信号(目标信号)的频率高，所以可以使这种镜像信号的频率达到非常高的频率。其结果，通过晶体管等的电路结构部件自身具有的频率特性，可以简单地降低这种镜像信号。因此，可以用IC芯片来实现收发机。而且，即使将用于除去这种镜像信号的滤波器设置在与晶体管等电路结构部件不同的收发机IC芯片上时，由于可以减小构成该滤波器的部件(线圈和电容器等)的常数，所以可以将滤波器小型化。因此，可以缩小滤波器的专用面积，可以将收发机IC芯片整体的尺寸小型化。
本发明还提供对集成电路的安装容易的适合于半双工的新的收发机。以下，根据附图来说明用于实施本发明的优选方式的收发机。图1表示该实施方式的收发机的方框图。
该实施方式的收发机的主要特征如下那样。
a)在用于接收的下变频中，采用由第一混频器204使用比射频载波的频率fRF高的频率fLO1的本机振荡信号的双变频。通过使用频率比射频信号高的本机振荡信号，镜像信号的频率fIM移动到高频。由此，在fLO1＞fRF时，fIM＝2fLO1-fRF并且fIM＞fRF。其结果，通过适当地选择频率fLO1，可以使镜像信号的频率fIM移动到频谱区域内的接收器的频带宽度外部。这种移动后的镜像信号的能量不对收发机的动作产生影响。
b)此外，通过使镜像信号的频率fIM为比射频载波的频率fRF高的频率，通过滤波除去镜像信号非常容易，同时可用集成电路上的小型的滤波器来实现。
c)使用与接收路径中使用的相同的时钟合成电路210，将发送信号按直接变频方式上变频到射频载波的频率。
下面，对于该实施方式的收发机，根据图1，说明主要块和作为收发机的动作。这里，说明在依据WLAN的IEEE 802.11b的半双工收发机中应用本发明的情况。
该实施方式的收发机，射频收发机包括：用于射频载波的发送接收的天线200；射频带通滤波器201；从天线200接收射频信号的接收路径(射频接收机)(接收部)；将射频信号发送到天线200的发送路径(射频发送机)(发送部)；以及开关202。
天线200接收的射频载波的频率在2412MHz～2484MHz的范围，该频率依赖于选择的信道。天线200以所要求的射频载波的频率高效率地动作来设计。射频带通滤波器201限制射频信号(从天线输入到接收路径、或从发送路径输入到天线的射频信号)的带宽。射频带通滤波器201接收射频信号，使包含要提取的射频载波的频率的频带通过。开关202选择(通过LNA203)接收路径或(通过功率放大器226)发送路径作为天线200的连接目的地。即，开关202具备作为将天线200切换到连接到接收路径的接收模式、以及将天线200切换到连接到发送路径的发送模式的切换部件的功能。这些方面与现有的收发机相同。
该实施方式的收发机还包括用于产生在接收路径和发送路径的变频中使用的时钟信号(本机振荡信号)并供给接收路径和发送路径的时钟合成电路(信号发生器)210。在时钟合成电路210中，按射频载波的频率fRF产生发送路径的变频中使用的两个时钟信号224。这两个信号的频率和振幅相等，但相位有90度不同。
上述接收路径将要求的频率的射频信号按两级方式进行下变频，包括：低噪声放大器203；进行第一级下变频的第一混频器204；电容器206；使用两个第二本机振荡信号208来进行第二级下变频的作为第二混频器的Q混频器207A和I混频器207B；低通滤波器211；以及放大器212。其中，通过第一混频器204、电容器206、以及Q混频器207A和I混频器207B，构成变频电路。
低噪声放大器203将通过了射频带通滤波器201的射频信号放大，并使频带中产生干扰的镜像信号衰减，以使其基本上消失。第一混频器204将射频信号与第一本机振荡信号进行混合，以使射频信号下变频为具有比其频率低的频率的中频信号。在低噪声放大器203中，可以设置用于从第一混频器204的输出信号中除去镜像信号的镜像信号除去滤波器。镜像信号除去滤波器最好是使镜像信号在镜像频率fIM＝2fLO1-fRF或其以上的频率时降低10dB以上。如后述那样，镜像信号除去滤波器可以用尺寸小的IC芯片上LC滤波器来实现。再有，镜像信号除去滤波器也可以设置在第一混频器204与Q混频器207A和I混频器207B之间。
Q混频器207A和I混频器207B将从第一混频器204经由电容器206输入的中频信号下变频为具有比其频率低的频率并且具有互不相同的相位的两个基带信号209A、209B。即，Q混频器207A将上述中频信号与具有270°相位的第二本机振荡信号208进行混合，以使中频信号被下变频为具有90°相位的基带信号209A(Q信号)。I混频器207B将上述中频信号与具有0°相位的第二本机振荡信号208进行混合，以使中频信号被下变频为具有0°相位的基带信号209A(I信号)。
低通滤波器211对Q混频器207A和I混频器207B生成的具有两个不同相位的基带信号(基带的同相信号和正交信号)进行低频滤波。放大器212放大由低通滤波器211低频滤波后的基带信号。
上述发送路径包括：低通滤波器221，用于限制这些基带信号的同相分量和正交分量的频带宽度，以输入将要发送的数字信号进行模拟变换的基带信号的同相分量(I)220A和正交分量(Q)220B；正交调制器，用于将基带信号的同相分量(I信号)222A和正交分量(Q信号)222B直接上变频到频率fRF的射频信号；以及功率放大器226，放大通过上述正交调制器上变频获得的射频信号的功率。上述正交调制器包括：将基带信号的同相分量222A与频率为fRF并且相位为0°的时钟信号224进行混合的I/Q混频器(第三混频器)223A；将基带信号的正交分量222B与频率为fRF并且相位为90°的时钟信号224进行混合的I/Q混频器(第四混频器)223B；以及将I/Q混频器223A的输出信号和I/Q混频器223B的输出信号进行耦合的加法器225。
第一混频器204中使用的第一本机振荡信号(来自时钟合成电路210内的本机振荡器的时钟信号)205的频率fLO1相对于射频载波的频率fRF，存在
fLO1＝k×fRF(其中k＞1)的关系。K典型地为1.15～1.35。Q混频器207A和I混频器207B中使用的两个第二本机振荡信号208具有频率fLO2，并具有互不相同的相位(0°和270°)。频率fLO2相对于频率fLO1，存在
fLO2＝fLO1/m
的关系。m是比1大的数(最好是大于或等于2的整数)，k和m存在
k＝m/(m-1)，m＞1
的关系。频率fLO2随着频率fLO1的变化而变化。
通过在第一混频器204中使用比射频载波的频率fRF高的频率fLO1的本机振荡信号，具有以下优点。
(1)如果镜像信号的频率为非常高的频率，例如约4GHz，则受到镜像信号的干扰的无线通信系统是点对点微波连接系统和电波探测系统。这样的频率非常高的镜像信号，一般不干扰通常的WLAN的使用。
(2)通过使用尺寸小的IC芯片上的LC滤波器(镜像信号除去滤波器)以高频率来滤波第一混频器204的输出信号，从而除去镜像信号。
下面，说明收发机的动作。
首先，说明接收时的动作。从天线200经由开关202输入到接收路径的频率fRF的射频信号被低噪声放大器203放大后，用第一混频器204下变频为频率f1＝fLO1·fRF的信号(中频信号)，从第一混频器204输出。
从第一混频器204输出的中频信号通过Q混频器207A，与频率fLO2并且具有270°相位的时钟信号(正交信号Q)混合.同样，从第一混频器204输出的中频信号，通过I混频器207B，与相同的频率fLO2并且具有0°相位的时钟信号(信号I)混合。由于频率fLO2与中频信号的中心频率f1相等，所以混频器207A和207B的输出包含基带信号分量。
为了除去频带分量，从Q混频器207A输出的基带信号209A(VQP和VQN)和从I混频器207B输出的基带信号209B(VIP和VIN)被传送到低通滤波器211，由放大器212放大。由此，如果基带信号进行模拟/数字变换，则成为完成接收信号的复原的状态。
下面，说明发送时的动作。
在发送模式中，为了节省功率而中止接收路径的电路的动作。已经变换为复合I/Q型的模拟信号的基带信号，即基带信号的同相分量220A和正交分量220B根据按发送规格确立的规定被传送到低通滤波器221，以便限制发送信号的频带宽度。滤波后的信号222A和222B被传送到I/Q混频器223A和223B，用I/Q混频器223A和223B将其与频率fRF的射频的时钟信号混合。接着，I/Q混频器223A和223B的输出由加法器进行结合，用功率放大器226放大，并被传送到天线用于发送。
这里，m最好是满足m＝2n(n为正整数)的整数。满足该条件的m和k的可能的四种组合(m＝21、22、23、24)、在各组合中fRF＝2400MHz的情况下使用的频率fLO1和fLO2、各组合中产生的镜像信号的频率fIM、以及射频载波的频率fRF和镜像信号的频率fIM之差ΔIM示于表1。
表1
  m   k   f<sub>LO1</sub>[MHz]   f<sub>LO2</sub>[MHz]   f<sub>IM</sub>[MHz]   ΔIM＝f<sub>RF</sub>-f<sub>IM</sub>[MHz]
  2   2.000   4800.00   2400.00   7200.00   4800.00
  4   1.333   3200.00   800.00   4000.00   1600.00
  8   1.143   2742.86   342.86   3085.71   685.71
  16   1.067   2560.00   160.00   2720.00   320.00
如表1所示，例如，在m＝4、k＝4/3、以及fLO1＝3200MHz时，镜像信号的频率为fIM＝4000MHz，与射频信号隔开1600MHz。
在图3(a)和图3(b)中，表示在该实施方式的晶体管中，m＝4、k＝4/3、以及fLO1＝3200MHz情况下的接收路径中的下变频、以及发送路径中的上变频产生的信号频谱的变化。
图2是表示图1所示的收发机的时钟合成电路210内的电路结构的图。
如图2所示，时钟合成电路210由电压控制振荡器(VCO)301和锁相环(PLL)电路300来实现，电压控制振荡器通过按频率fLO1＝k×fRF进行动作并振荡而产生输出频率fLO1的信号，锁相环电路使电压控制振荡器301的频率稳定并进行控制.电压控制振荡器301的输出信号作为第一本机振荡信号供给第一混频器204，同时供给后述的混频器(第五混频器)303A和混频器(第六混频器)303B.电压控制振荡器301的输出信号通过分频电路(分频器)302进行1/m分频.分频电路302通过这种分频，同时产生频率fLO2相位0°的信号305A、以及频率fLO2相位270°的信号305B。信号305A和信号305B分别作为第二本机振荡信号供给Q混频器207A和I混频器207B，同时供给后述的混频器303A和混频器303B。
混频器(第五混频器)303A通过将频率fLO1的电压控制振荡器301的输出信号和频率fLO2相位0°的信号305A进行混合，产生频率fRF相位0°的射频信号304A，作为时钟信号224输出到I/Q混频器223A。混频器(第六混频器)303B通过将频率fLO1的电压控制振荡器301的输出信号和频率fLO2相位270°的信号305B进行混合，产生频率fRF相位90°的射频信号304B，作为时钟信号224输出到I/Q混频器223B。
为了节省功率同时减少转换装置产生噪声，在接收期间(即通过开关202使收发机的动作模式为接收模式的期间)，使混频器303A和303B(产生射频信号304A和304B的电路部分)的动作中止，同时将从混频器303A和303B至I/Q混频器223A和223B的射频信号304A和304B的发送路径断路。
图4～图7中表示该实施方式的收发机(前端射频收发机)的各部的电路级的实施例。
本发明提供用于无线通信的收发机的系统实现。该收发机系统以使用了CMOS(互补型金属氧化膜半导体)工艺技术或BiCOMS工艺技术的标准的集成电路(IC)工艺中的实现为目标。
本发明的收发机可通过在集成电路工艺中使用标准的电路技术来实现。该实施例的收发机通过互补型金属氧化物半导体(CMOS)集成电路来实施。但是，该收发机即使是其他的集成电路、例如双极BiCMOS等也可以实施。为了高频动作(GHz级)中的效率，最好是可实现金属-绝缘体-金属(MIM)这样的面积效率高的电容器、以及用于芯片上的电感线圈的厚金属层的高速晶体管工艺。而且，该实施方式的收发机不限定于集成电路的实施，当然也可以是使用单独元件组的实施。
图4表示低噪声放大器203和第一混频器204的电路级的实施例。
低噪声放大器(LNA)203用管脚(输入端子)Vin接收来自天线200和开关202的信号。如图4所示，晶体管M1～M4形成通过线圈Ld加载的低噪声放大器203。调整该线圈Ld，以使电容器Cc1和下级的输入阻抗配合，由此获得的频率为载波的射频频率。使用DC屏蔽电容器和电感器Lg及Le，以便使输入阻抗适合于50Ω，并且使低噪声放大器203的噪声指数减少。
如图4所示，第一混频器204是本领域技术人员公知的双平衡吉尔伯特型混频器。如图4所示，第一混频器204通过放大来自低噪声放大器203的射频信号的差动晶体管M5和M6、通过第一本机振荡信号205按频率fLO1的时钟动作的四重转换晶体管M8～M11、以及电流源晶体管M7来实现。第一混频器204通过阻抗元件Zf被加载，与下级进行电容耦合。
在第一混频器204中的信号混合处理中，还产生频率f2＝fRF+fLO1的射频信号。这种射频信号(f2＞fRF和f2＞fLO1)影响阻抗元件Zf的频率特性。因此，在实用上，仅频率f1＝fLO1-fRF的差分信号从第一混频器204通过混频器207A和混频器207B.在第一本机振荡信号205的频率fLO1为fLO1＝3200MHz时，频率f1为f1＝800MHz。
图5表示差动I/Q混频器的Q混频器207A和I混频器207B的电路级的实施例。
Q混频器207A由晶体管M14和M15及M18～M21和负载M26、M27形成。另一方面，I混频器207B由晶体管M16和M17及M22～M25形成，将负载M28～M29进行加载。从第一混频器204传送的通过下变频获得的频率f1的信号、电压Vop和电压Von被供给输入差动对晶体管M14和M15及输入差动对晶体管M16和M17。
Q混频器207A的四重转换晶体管M18～M21被频率fLO2具有270°相位的正交信号Q(QN和QP；QP＝-QN)同步(clocking)。在本实施例中，频率fLO2为fLO2＝fLO1/4。同样，I混频器207B的四重转换晶体管M22～M25同样被频率fLO2具有0°相位的信号I(IN和IP；IP＝-IN)同步。由于频率fLO2与输入到Q混频器207A和I混频器207B的中频信号的中心频率f1相等，所以混频器207A和混频器207B的输出包含基带信号。
图6表示用于发送的I/Q混频器223A和223B的电路级的实施例。
就I/Q混频器223A和223B来说，使用两个吉尔伯特型混频器。将来自低通滤波器221的I信号222A和Q信号222B分别称为TxI(TxIP和TxIN)和TxQ(TxQP和TxQN)。这些信号分别被差动晶体管M30和M31(TxI)和差动晶体管M33和M34(TxQ)放大，由四重晶体管M36～M39和四重晶体管M40～M43进行混合。I/Q混频器223A和223B的输出信号被电抗元件Zh(加法器225)结合，进入功率放大器226。
图7表示功率放大器226的电路级的实施例。
在本实施例中，作为功率放大器226，使用两级的级联放大器。来自I/Q混频器223A和223B的差分信号VTN和VTP被第一级的晶体管M44～M48和第二级的晶体管M49～M53放大。在最后级上，将上述信号变换为单端信号，为了驱动天线，使用平衡-不平衡变换器负载。
在图8和图9(a)及图9(b)中，表示使用了比射频载波fRF高的频率fLO1(fLO1＞fRF)的本机振荡信号时的集成效率。
在图8中，表示低噪声放大器203和第一混频器204的电路级的另一实施例。该实施例的低噪声放大器203相对于上述图4所示的实施例的低噪声放大器203来说，追加了用于除去镜像信号的镜像陷阱(trap)滤波器(镜像信号除去滤波器)。用于减少频率fIM的镜像信号的影响的镜像陷阱滤波器(陷波滤波器)设置在低噪声放大器203的阴极节点上。该镜像陷阱滤波器在频率fIM时具有非常低的阻抗，使镜像频率fIM时的低噪声放大器203的增益S21降低。镜像陷阱滤波器通过线圈Lr和电容器Cr及Cs形成的谐振电路来实现。在该谐振电路中，
fIM≈1/{2(LrCr)1/2}
。图8的低噪声放大器203按fRF＝2.4GHz可动作来调整。
图9(a)和图9(b)是表示包括镜像陷阱滤波器的图8的低噪声放大器中的频率与两种增益的曲线图，图9(a)是使用比射频载波fRF低的频率fLO1(fLO1＜fRF)的本机振荡信号，fIM＝1.5GHz的情况(比较例)，图9(b)是使用比射频载波fRF高的频率fLO1(fLO1＞fRF)的本机振荡信号，fIM＝4GHz的情况。
镜像陷阱滤波器与要求的频率fRF的射频信号进行比较，输出使镜像信号减少大于或等于20dB的输出信号。
如图9(a)所示，线圈Lr的电感Lr和电容器Cr及Cs的电容Cr和Cs，在使用比射频载波fRF低的频率fLO1的本机振荡信号时，Lr＝4.5nH、Cr＝2pF、Cs＝0.5pF。相对于此，如图9(b)所示，通过使用比射频载波fRF高的频率fLO1的本机振荡信号，Lr＝1.5nH、Cr＝1pF、Cs＝0.1pF，电感Lr减少1/3，电容Cr减少1/2。因此，可以将镜像陷阱滤波器集成为更小型的电路。
如以上那样，本发明通过采用集成电路技术，可以使半导体衬底内的集成度增大，提供可适用于半双工的收发机。
在本实施方式的收发机中，以下的情况是可能的。
1)通过所有的滤波器的集成化，可以削减消耗功率、IC芯片外部的部件、以及成本。
2)通过按两级方式进行接收路径中的下变频，可以实现高选择性。
3)在进行第一级下变频的第一混频器中，使用频率比射频载波高的本机振荡信号，所以容易抑制镜像信号。此外，由于镜像信号的频率与射频载波相比为高频，所以镜像除去滤波器更小，可安装在集成电路内。
4)通过使用单一的电压控制振荡器和锁相环电路而产生接收部中所有必要的时钟信号(本机振荡信号)，所以可以降低功率消耗。
5)电压控制振荡器按与射频载波不同的频率进行动作，除去频率的拉近效应。
本发明的射频收发机也可以是射频前端收发机，包括：以频率fRF的射频(RF)载波高效率地进行动作而设置的天线；具有包含射频载波的通过频带的带通滤波器；以及用于切换发送模式的信号路径(发送路径)和接收模式的信号路径(接收路径)的开关，上述接收路径具有：放大接收的频率fRF的信号，使频带干扰信号衰减而使其大致消失的低噪声放大器(LNA)；第一混频器；以及正交混频器，上述第一混频器通过将射频信号和具有比射频载波的频率高的频率fLO1的第一本机振荡器(LO1)信号进行混合，将接收信号下变频为具有更低频率f1＝fLO1-fRF的信号，频率fLO1相对于RF频率，满足
fLO1＝k×fRF(其中k＞1)的关系，k一般为1.125～1.35，正交滤波器通过将频率f1的第一混频器的输出信号和具有与频率f1相等的频率fLO2、并且具有0°相位和270°相位的第二本机振荡器(LO2)信号进行混合，将具有大约f1频率的信号下变频到基带，频率fLO2相对于频率fLO1存在
fLO2＝fLO1/m
的关系，系数k和m存在
k＝m/(m-1)，m＞1
的关系，而且，由正交混频器生成的基带的同相(I)信号和正交(Q)信号被低频滤波、放大，上述发送路径包括：低通滤波器，用于限制被发送的信号的模拟变换后的同相分量和正交分量的带宽；第一混频器和第二混频器构成的正交调制器，为了用频率fRF的RF载波将基带信号直接上变频到射频信号，而将基带信号的同相分量和正交分量分别混合；以及放大器，为了驱动天线，而实质性地放大上变频后的信号的功率。
此外，上述射频前端收发机，上述射频载波的频率相对于第一本机振荡器信号的频率fLO1和第二本机振荡器信号的频率fLO2，满足
fRF＝fLO1-fLO2
和
fRF＝fLO1×(m-1)/m
的关系就可以。
此外，上述射频前端收发机也可以是以下结构：产生第一本机振荡器信号和第二本机振荡器信号，以使值m为2的乘幂，即满足下式
m＝2n(n＝1、2、...)
此外，上述射频前端收发机在接收模式期间，也可以是中止发送路径和用于频率fRF的射频载波的时钟发生电路的结构。
此外，上述射频前端收发机也可以是在上述接收路径中，包含用于使信号在频率fIM＝2fLO1-fRF或其以上的频率降低10dB以上的滤波电路的结构。
此外，上述射频前端收发机也可以是以下结构：通过使用(a)按第一本机振荡器信号的频率fLO1进行动作，由锁相环电路控制，并且装入锁相环电路内的电压控制振荡器(VCO)、(b)通过将第一本机振荡器信号的频率fLO1除以m而产生频率fLO2的第二本机振荡器信号的除法电路、(c)将第一本机振荡器信号和频率为fLO2并且相位为0°的第二本机振荡器信号混合，产生频率为fRF并且相位为0°的时钟信号的第一混频器、以及(d)将第一本机振荡器信号和频率为fLO2并且相位为270°的第二本机振荡器信号混合，产生频率为fRF并且相位为90°的时钟信号的第二混频器，来产生上述第一本机振荡器信号、上述第二本机振荡器信号、以及频率fRF的时钟信号。
本发明的变频电路、射频接收机、以及射频收发机可应用于携带电话和PHS(Personal Handyphone System)等的移动通信系统、按IEEE 802.11x规格确定的无线局域网络(LAN)通信系统等这样的无线数据通信系统。而且，本发明的结构是小型的，所以作为内置于携带装置的结构是特别有用的。
再有，在发明的详细说明的项目中形成的具体的实施方式、或实施例毕竟是用于使本发明的技术内容清楚，而不是仅限于这样的具体例并被狭义地解释。在本发明的精神和权利要求书的范围内，可以进行各种变更来实施。

Claims (13)

1.一种变频电路，将要求的频率的射频信号下变频为具有相互不同的相位的两个基带信号，所述变频电路包括：
第一混频器，将射频信号与第一本机振荡信号进行混合，以将射频信号下变频为中频信号；以及
第二混频器，将所述中频信号与具有相互不同相位的两个第二本机振荡信号进行混合，以将从第一混频器输出的中频信号下变频为具有相互不同相位的两个基带信号，
两个第二本机振荡信号分别具有0°的相位和270°的相位，
设射频信号的频率为fRF、第一本机振荡信号的频率为fLO1、第二本机振荡信号的频率为fLO2，存在
fLO1＝k×fRF
fLO2＝fLO1/m
k＝m/(m-1)
的关系，
其中，k为满足k＞1的任意数，m为满足m＞1的任意数。
2.如权利要求1所述的变频电路，其中，m是满足
m＝2n
的整数，
其中，n为正整数。
3.如权利要求1所述的变频电路，其中，所述变频电路还包括用于从第一混频器的输出信号中除去镜像信号的镜像信号除去滤波器。
4.如权利要求1所述的变频电路，其中，所述变频电路还包括：
产生第一本机振荡信号的振荡器；以及
通过将第一本机振荡信号进行1/m分频，从而产生相位为0°的第二本机振荡信号和相位为270°的第二本机振荡信号的分频器。
5.一种射频接收机，用于接收所要求的频率的射频载波，其中，所述射频接收机包括权利要求1所述的变频电路。
6.如权利要求5所述的射频接收机，其中，所述射频接收机还包括：
接收射频信号，使包含射频载波的频率的频带通过的带通滤波器；以及
将通过了所述带通滤波器的射频信号放大的低噪声放大器。
7.如权利要求5所述的射频接收机，其中，所述射频接收机还包括：
对所述变频电路生成的具有两个不同相位的基带信号进行低频带滤波的低通滤波器；以及
将基带信号放大的放大器。
8.一种射频收发机，包括：
权利要求5所述的射频接收机；以及
用于发送射频的载波的射频发送机，所述射频发送机包括正交调制器，所述正交调制器将频率为fRF、相位分别为0°和90°的时钟信号与基带信号相混合以直接将基带信号上变频到频率fRF的射频信号，所述时钟信号是由第一本机振荡信号与相位分别为0°和270°的第二本机振荡信号相混合而产生的。
9.如权利要求8所述的射频收发机，其中，
所述射频发送机包括用于将基带信号直接上变频到频率fRF的射频信号的正交调制器，
所述正交调制器包括：
第三混频器，将基带信号的同相分量与频率为fRF并且相位为0°的时钟信号进行混合；以及
第四混频器，将基带信号的正交分量与频率为fRF并且相位为90°的时钟信号进行混合。
10.如权利要求9所述的射频收发机，其中，所述射频收发机还包括：
振荡器，产生第一本机振荡信号；
分频器，该分频器通过将第一本机振荡信号进行1/m分频，从而产生相位为0°的第二本机振荡信号和相位为270°的第二本机振荡信号；
第五混频器，将所述振荡器产生的第一本机振荡信号和所述分频器产生的相位为0°的第二本机振荡信号进行混合，产生频率为fRF并且相位为0°的时钟信号；以及
第六混频器，将所述振荡器产生的第一本机振荡信号和所述分频器产生的相位为270°的第二本机振荡信号进行混合，产生频率为fRF并且相位为90°的时钟信号。
11.如权利要求9所述的射频收发机，其中，所述射频发送机还包括：
低通滤波器，用于限制对将要发送的数字信号进行模拟变换而成为基带信号的同相分量和正交分量的频带宽度；以及
放大器，放大通过所述正交调制器的上变频获得的射频信号的功率。
12.如权利要求9所述的射频收发机，其中，所述射频收发机还包括产生第一本机振荡信号和第二本机振荡信号并将它们传送到所述射频接收机内的变频电路的信号发生器，
所述信号发生器产生用于所述射频发送机内的上变频的时钟信号，并将其传送到所述射频发送机。
13.如权利要求12所述的射频收发机，其中，所述射频收发机还包括：
为了接收所述射频载波而设置的天线，以按所述要求的频率高效率地动作；以及
用于对将所述天线连接到所述射频接收机的接收模式和将所述天线连接到所述射频发送机的发送模式进行切换的切换部件，
在接收模式期间，将产生所述信号发生器中的时钟信号的电路部分的动作停止。
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