JP5172752B2 - Ｒｆタグリーダ回路 - Google Patents

Description

本発明は、いわゆるタグから送信されるデータ（信号）を受信する技術に関する。その中でも特に、アクティブタグから送信される信号をＬｏｗ−ＩＦ方式により受信するＲＦタグリーダの受信回路に関する。

近年、種々の情報を記憶させる手段としてＲＦ型電子タグ（以下、ＲＦタグと呼ぶ）が広く用いられている。ＲＦタグにはパッシブタグとアクティブタグがある。パッシブタグは電池を必要とせず、バックスキャッタ方式により通信を行う。バックスキャッタ方式では、ＲＦタグはＲＦタグリーダから送信される無変調信号から電力の供給を受け、無変調信号の反射量を変化させることで保持しているデータをＲＦタグリーダへ送信する。アクティブタグは、独自に電源および発振器を必要とするが、パッシブタグと比較して長距離の通信が可能となる。

また、ＲＦタグリーダは、パッシブタグとの通信において、無変調波を送信しながらデータを受信する必要がある。そのため、パッシブタグとの通信では、パッシブタグへ送信する無変調波と同一の周波数を局発として利用できるダイレクト・コンバージョン方式が用いられる場合が多い。一方、アクティブタグとの通信においては、送受信を同時に行なう必要がないことから、受信性能の高いＬｏｗ−ＩＦ方式が用いられる場合が多い。例えば、下記の非特許文献１には、Ｌｏｗ−ＩＦ方式を用いたＲＦＩＣの構成が開示されている。

J.Crols, et al., "Low-IF Topologies for High-Performance Analog Front Ends of Fully Integrated Receivers", IEEE Transactions on Circuits and Systems II, Vol.45, No.3, pp.269-282, March 1998.

ところで、パッシブタグは、ＲＦタグリーダからの無変調波を反射することによりデータを内部に保持しているデータを送信するため、ＲＦタグリーダから送信された無変調波の周波数がずれることはない。しかし、アクティブタグは、ＲＦタグリーダとは独立して発振器を有するため、アクティブタグから送信される信号の周波数が、ＲＦタグリーダが受信を想定している信号の周波数とずれる場合がある。両周波数がずれると、ＲＦタグリーダにおける受信特性の劣化につながる。

本発明は上記事情を鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、アクティブタグから送信された電波の受信において受信特性を改善することにある。

上記課題を解決するために本発明では、アクティブタグからの無変調信号に基づいて、ＲＦタグリーダの局発周波数またはバンドパスフィルタの中心周波数を調節する。

例えば、本発明の第一の態様は、アクティブタグから送信される信号をＬｏｗ−ＩＦ方式により受信するＲＦタグリーダの受信回路であって、
基準発振器から出力される信号に対して、設定された分周比の局発信号を出力するプログラマブルＰＬＬと、
アクティブタグから送信された無変調信号を、前記プログラマブルＰＬＬから出力された局発信号を用いてダウンコンバートするミキサと、
前記ミキサからの出力信号の中から、予め定められた帯域の信号を通過させるバンドパスフィルタと、
バンドパスフィルタの出力信号を増幅する増幅器と、
前記増幅器の出力をディジタルデータに変換した後に復調する復調部と、
前記バンドパスフィルタからの出力信号の周波数と、予め定められた基準周波数との差分を示す周波数差を算出する周波数差算出部と、
前記周波数差算出部によって算出された差分に応じた分周比を算出し、算出した分周比を前記プログラマブルＰＬＬに設定する分周比制御部と
を備えることを特徴とするＲＦタグリーダ回路を提供する。

また、本発明の第二の態様は、アクティブタグから送信される信号をＬｏｗ−ＩＦ方式により受信するＲＦタグリーダの受信回路であって、
予め定められた周波数の局発信号を出力する局発信号生成部と、
アクティブタグから送信された無変調信号を、前記局発信号生成部から出力された局発信号を用いてダウンコンバートするミキサと、
入力された制御信号に応じた中心周波数において、前記ミキサからの出力信号の中から、予め定められた帯域幅の信号を通過させるバンドパスフィルタと、
バンドパスフィルタの出力信号を増幅する増幅器と、
前記増幅器の出力をディジタルデータに変換した後に復調する復調部と、
前記バンドパスフィルタからの出力信号の周波数と、予め定められた基準周波数との差分を算出する周波数差算出部と、
前記周波数差算出部によって算出された差分に応じて、前記バンドパスフィルタの帯域の中心周波数を制御するための制御信号を生成して前記バンドパスフィルタに供給するバンドパスフィルタ制御部と
を備えることを特徴とするＲＦタグリーダ回路を提供する。

本発明のＲＦタグリーダ回路によれば、アクティブタグから送信された電波の受信において受信特性を改善することができる。

本発明の一実施形態に係るＲＦＩＤシステム１０の一例を示すシステム構成図である。 アクティブタグ１１から送信される信号のフォーマットの一例を示す図である。 第１の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０の機能構成の一例を示すブロック図である。 周波数差Δｆの算出方法を説明するための概念図である。 Δｆ算出部２１６の他の例を示すブロック図である。 ＰＬＬ２１４の機能構成の一例を示すブロック図である。 分周比制御部２１５の機能構成の一例を示すブロック図である。 分周比テーブル５０に格納されるデータの構造の一例を示す図である。 第１の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０の動作の一例を示すフローチャートである。 第２の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０の機能構成の一例を示すブロック図である。 第２の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０の動作の一例を示すフローチャートである。 第３の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０の機能構成の一例を示すブロック図である。 フィルタ回路２３０の回路構成の一例を示す回路図である。 第４の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０の機能構成の一例を示すブロック図である。 可変ＢＰＦ２４０の回路構成の一例を示す回路図である。 可変抵抗の回路構成の一例を示す回路図である。 ＢＰＦ制御部２４２の機能構成の一例を示すブロック図である。 制御信号テーブル７０に格納されるデータの構造の一例を示す図である。 第４の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０の動作の一例を示すフローチャートである。 第５の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０の機能構成の一例を示すブロック図である。 第５の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０の動作の一例を示すフローチャートである。 第６の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０の機能構成の一例を示すブロック図である。 フィルタ回路２６０の回路構成の一例を示す回路図である。

まず、本発明の第１の実施形態について説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係るＲＦＩＤシステム１０の一例を示すシステム構成図である。ＲＦＩＤシステム１０は、アクティブタグ１１、データ処理装置１２、およびＲＦタグリーダ２０を備える。

本実施形態において、アクティブタグ１１は、ＲＦタグリーダ２０からのWake UPメッセージを受信した場合に、例えば図２に示すように、無変調波（ＣＷ）３０、パイロットトーン３１、プリアンブル３２、およびデータ３３を含むメッセージを送信する。

ＲＦタグリーダ２０にはスイッチ１３が設けられており、ユーザは、アクティブタグ１１からのデータを受信する場合に、当該スイッチ１３を押下する。スイッチ１３が押下された場合、本実施形態のＲＦタグリーダ２０は、Wake UPメッセージを送信し、その後にアクティブタグ１１から送信された無変調波に基づいて、アクティブタグ１１から送信された電波の復調に用いる局発信号の周波数を調節する。そして、ＲＦタグリーダ２０は、無変調波に引き続いて送信されるパイロットトーン、プリアンブル、およびデータを復調し、復調したデータをデータ処理装置１２へ送る。

図３は、第１の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０の機能構成の一例を示すブロック図である。ＲＦタグリーダ２０は、アンテナ２００、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）２０１、ミキサ２０２、ミキサ２０３、ＢＰＦ（Band Pass Filter）２０４、ＢＰＦ２０５、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）アンプ２０６、ＡＧＣアンプ２０７、ＡＤＣ（Analog to Digital converter）２０８、ＡＤＣ２０９、ＬＰＦ（Low Pass Filter）２１０、ＬＰＦ２１１、復調器２１２、移相器２１３、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）２１４、分周比制御部２１５、Δｆ算出部２１６、および制御部２１７を有する。

ＰＬＬ２１４は、水晶振動子等の基準信号源から、分周比制御部２１５または制御部２１７によって設定された分周比の局発信号を生成し、生成した局発信号を、ミキサ２０２に供給すると共に、移相器２１３を介してミキサ２０３に供給する。本実施形態において、ＲＦタグリーダ２０は、Ｌｏｗ−ＩＦ方式でアクティブタグ１１からの信号を受信するため、ＰＬＬ２１４が生成する局発信号は、アクティブタグ１１から送信されるべき信号の周波数から、予め定められた周波数分（例えば１００ｋＨｚ）ずれている。

ＬＮＡ２０１は、アンテナ２００を介してアクティブタグ１１から受信した信号を増幅してミキサ２０２およびミキサ２０３に供給する。ミキサ２０２は、ＰＬＬ２１４から供給された局発信号を乗算することにより、ＬＮＡ２０１から供給された信号をダウンコンバートして受信信号のＩ成分をＢＰＦ２０４に供給する。ミキサ２０２は、移相器２１３によってπ／２ずらされた局発信号を乗算することにより、ＬＮＡ２０１から供給された信号をダウンコンバートして受信信号のＱ成分をＢＰＦ２０５に供給する。

ＢＰＦ２０４は、ミキサ２０２から供給された信号の中から、予め定められた帯域の周波数成分を通過させる。ＢＰＦ２０５は、ミキサ２０３から供給された信号の中から、予め定められた帯域の周波数成分を通過さる。

ＢＰＦ２０４から出力されたＩ成分の受信信号は、ＡＧＣアンプ２０６によって増幅され、ＡＤＣ２０８によってディジタル信号に変換され、ＬＰＦ２１０によって高調波を取り除かれた後に、復調器２１２に供給される。ＢＰＦ２０５から出力されたＱ成分の受信信号は、ＡＧＣアンプ２０７によって増幅され、ＡＤＣ２０９によってディジタル信号に変換され、ＬＰＦ２１１によって高調波を取り除かれた後に、復調器２１２に供給される。復調器２１２は、Ｉ成分およびＱ成分の受信信号に基づいてデータビットを復調し、復調したデータビットをデータ処理装置１２に供給する。

Δｆ算出部２１６は、制御部２１７から指示された場合に、受信信号の周波数と予め定められた周波数との周波数差Δｆを算出し、算出したΔｆの値を分周比制御部２１５に供給する。本実施形態において、Δｆ算出部２１６は、受信信号のＱ成分をモニターし、予め定められた時間間隔Ｔｃにおいて、受信信号の１波長の繰返し回数αをカウントする。そして、Δｆ算出部２１６は、予め定められた周波数の信号においてカウントされるべき１波長の繰返し回数βとの差分に基づいて、（α−β）÷ＴｃをΔｆとして算出する。

なお、本実施形態において、Δｆ算出部２１６は、受信信号のＱ成分からΔｆの値を算出するが、受信信号のＩ成分からΔｆの値を算出してもよい。また、Δｆ算出部２１６は、例えば図４に示すように、予め定められた時間間隔Ｔｃにおいて、受信信号のピークの数を１波長の繰返し回数αとしてカウントするようにしてもよい。

なお、他の形態として、Δｆ算出部２１６は、受信信号のＩ成分とＱ成分とを用いて、アナログＰＬＬまたはディジタルＰＬＬにより周波数差Δｆを算出するようにしてもよい。図５は、Δｆ算出部２１６をディジタルＰＬＬにより構成する場合の例を示す。

図５において、位相比較器４０では、ＬＰＦ２１０から出力されたＩ成分の受信信号にCosine波が乗算器４１によって乗算され、ＬＰＦ２１１から出力されたＱ成分の受信信号にSine波が乗算器４２によって乗算されてインバータ４４によって反転され、乗算器４１の出力とインバータ４４の出力とが、加算器４３で加算されて出力される。

位相比較器４０から出力された信号は、ループフィルタ４５を通った後、周波数差Δｆとして分周比制御部２１５へ出力される。また、ループフィルタ４５からの出力は、ＮＣＯ（numeric controlled oscillator）４６において、加算器４７によって予め定められた周波数を示す基準値を加算され、積分器４８によって積分されて位相比較器４０へフィードバックされる。なお、基準値とは、アクティブタグ１１から送信される信号の周波数とＲＦタグリーダ２０が想定している受信信号の周波数との差がないと仮定した場合のミキサ２０２およびミキサ２０３から出力される信号を示す中間周波数のディジタル値である。

ここで、ＬＰＦ２１０またはＬＰＦ２１１から出力される信号の周波数をω_Ｓ／２π、予め定められた中間周波数をω_ＩＦ／２πとすると、下記の算出式（１）により周波数差Δｆ（＝（ω_Ｓ−ω_ＩＦ）／２π）を算出することができる。

ＰＬＬ２１４は、例えば図６に示すように、位相比較器６０、チャージポンプ６１、ループフィルタ６２、ＶＣＯ（voltage controlled oscillator）６３、および可変分周器６４を有する。可変分周器６４は、ＶＣＯ６３の出力信号の周波数をｆ_ＶＣＯ、可変分周器６４の出力信号の周波数をｆ_ＯＵＴとした場合、分周比制御部２１５から供給された分周比の設定値であるパラメータＡ、パラメータＢ、およびパラメータＮに基づいて、下記の算出式（２）に従った周波数ｆ_ＯＵＴの信号を出力する。

位相比較器６０は、基準信号源からの基準信号と可変分周器６４からのｆ_ＯＵＴとの位相差に応じた信号を出力し、チャージポンプ６１は位相比較器６０からの信号を電圧に変換する。ループフィルタ６２は、チャージポンプ６１の出力電圧を平均化し、ＶＣＯ６３は、ループフィルタ６２の出力電圧に応じた周波数の信号を出力する。なお、本実施形態では、可変分周器６４として整数分周器を例に説明したが、ＰＬＬ２１４は、可変分周器６４として分周分周器を用いたフラクショナルＰＬＬとして構成されてもよい。

分周比制御部２１５は、例えば図７に示すように、分周比テーブル５０および分周比設定部５１を有する。分周比テーブル５０には、例えば図８に示すように、周波数差５００に対応付けて、ＰＬＬ２１４に設定すべき各パラメータの値５０１が予め格納されている。分周比テーブル５０内の各パラメータの値５０１は、対応する周波数差がΔｆ算出部２１６によって算出された場合に、当該周波数差を０にする局発周波数を生成するためにＰＬＬ２１４に設定されるべき値であり、製造者等により実験で予め測定されて格納される。

分周比設定部５１は、Δｆ算出部２１６から周波数差Δｆを示す信号を受信した場合に、受信した周波数差Δｆに対応する分周比の各パラメータを分周比テーブル５０から抽出し、抽出した各パラメータをＰＬＬ２１４の可変分周器６４に設定する。

ここで、アクティブタグ１１内の基準信号と、ＲＦタグリーダ２０内の基準信号とのずれにより、アクティブタグ１１から送信された信号の周波数と、ＲＦタグリーダ２０が想定する受信信号の周波数とが、予め定められた周波数分以上ずれている、または、周波数のずれ量が予め定められた周波数に満たない場合、Ｌｏｗ−ＩＦ方式による受信では、ミキサ２０２およびミキサ２０３によってダウンコンバートされた信号の周波数が、それぞれ、ＢＰＦ２０４およびＢＰＦ２０５の通過帯域から外れる場合がある。

ＢＰＦ２０４およびＢＰＦ２０５の通過帯域から外れた信号は、ＡＧＣアンプ２０６およびＡＧＣアンプ２０７以降に供給されないため、復調器２１２は、このままではアクティブタグ１１からの信号を正しく復調することができない。

これに対し、分周比制御部２１５は、Δｆ算出部２１６によって算出された周波数差Δｆに応じて、ＰＬＬ２１４による局発信号の周波数を、アクティブタグ１１の信号周波数から予め定められた周波数分ずれた周波数となるように設定する。これにより、ミキサ２０２およびミキサ２０３によってダウンコンバートされた信号の周波数は、それぞれ、ＢＰＦ２０４およびＢＰＦ２０５の通過帯域から外れることなく、ＡＧＣアンプ２０６およびＡＧＣアンプ２０７以降に供給される。

従って、本実施形態のＲＦタグリーダ２０は、アクティブタグ１１内の基準信号と、ＲＦタグリーダ２０内の基準信号とがずれている場合であっても、アクティブタグ１１からの信号を正しく復調することができる。

次に、制御部２１７の動作を、図９のフローチャートを参照しながら説明する。図９は、第１の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０の動作の一例を示すフローチャートである。ＲＦタグリーダ２０に設けられたスイッチ１３を介して、アクティブタグ１１からのデータの受信をユーザから指示された場合に、ＲＦタグリーダ２０は、本フローチャートに示す動作を開始する。

まず、制御部２１７は、ＰＬＬ２１４に分周比の初期値を設定し（Ｓ１００）、図示しない送信機により、Wake UPメッセージを送信する。そして、制御部２１７は、ＬＰＦ２１１から無変調信号が出力されたか否かを判定する（Ｓ１０１）。無変調信号が出力されていない場合（Ｓ１０１：Ｎｏ）、制御部２１７は、無変調信号が出力されるまでステップＳ１０１を繰り返す。

無変調信号が出力された場合（Ｓ１０１：Ｙｅｓ）、制御部２１７は、分周比制御部２１５およびΔｆ算出部２１６を起動させ（Ｓ１０２）、Δｆ算出部２１６による周波数差Δｆの算出、分周比制御部２１５による分周比の設定、およびＰＬＬ２１４による局発周波数の切り替えが終了するまでの間、所定時間（例えば数十μ秒）待機する。

Δｆ算出部２１６は、受信信号の周波数と予め定められた周波数との周波数差Δｆを算出し、算出したΔｆの値を分周比制御部２１５に供給する。ＰＬＬ２１４は、Δｆ算出部２１６から受信した周波数差Δｆに対応する分周比の各パラメータを分周比テーブル５０から抽出し、抽出した各パラメータをＰＬＬ２１４の可変分周器６４に設定する（Ｓ１０３）。

次に、制御部２１７は、分周比制御部２１５およびΔｆ算出部２１６を停止させる（Ｓ１０４）。そして、ＰＬＬ２１４は、ステップＳ１０３において分周比制御部２１５によって設定された分周比で動作を続け、復調器２１２は、アクティブタグ１１から無変調波に続いて送信されたデータを復調し（Ｓ１０５）、ＲＦタグリーダ２０は、本フローチャートに示した動作を終了する。

以上、本発明の第１の実施形態について説明した。

上記説明から明らかなように、本実施形態のＲＦタグリーダ２０によれば、アクティブタグ１１から送信された電波の受信において受信特性を改善することができる。

次に、本発明の第２の実施形態について説明する。

図１０は、第２の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０の機能構成の一例を示すブロック図である。本実施形態のＲＦタグリーダ２０は、アンテナ２００、ＬＮＡ２０１、ミキサ２０２、ミキサ２０３、ＢＰＦ２０４、ＢＰＦ２０５、ＡＧＣアンプ２０６、ＡＧＣアンプ２０７、ＡＤＣ２０８、ＡＤＣ２０９、ＬＰＦ２１０、ＬＰＦ２１１、復調器２１２、移相器２１３、ＰＬＬ２１４、分周比制御部２１５、Δｆ算出部２１６、制御部２１７、スイッチ２２０、スイッチ２２１、ＬＰＦ２２２、およびＬＰＦ２２３を有する。

本実施形態におけるＲＦタグリーダ２０は、スイッチ２２０、スイッチ２２１、ＬＰＦ２２２、およびＬＰＦ２２３を有する点が、図３を用いて説明した第１の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０とは異なる。なお、以下に説明する点を除き、図１０において、図３と同じ符号を付した部材は、図３における部材と同一または同様の機能を有するため説明を省略する。

スイッチ２２０は、制御部２１７からの指示に応じて、ミキサ２０２の出力信号を、ＬＰＦ２２２またはＢＰＦ２０４へ送る。スイッチ２２１は、制御部２１７からの指示に応じて、ミキサ２０３の出力信号を、ＬＰＦ２２３またはＢＰＦ２０５へ送る。

ＬＰＦ２２２は、スイッチ２２０を介して提供された信号の中から、所定の周波数以下の帯域の信号を抽出してＡＧＣアンプ２０６に供給する。ＬＰＦ２２３は、スイッチ２２１を介して提供された信号の中から、所定の周波数以下の帯域の信号を抽出してＡＧＣアンプ２０７に供給する。

次に、本実施形態における制御部２１７の動作を、図１１のフローチャートを参照しながら説明する。図１１は、第２の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０の動作の一例を示すフローチャートである。本実施形態において、ＲＦタグリーダ２０に設けられたスイッチ１３は、アクティブタグの受信またはパッシブタグの受信のいずれかをＲＦタグリーダ２０に指示することができる。ＲＦタグリーダ２０は、スイッチ１３が操作された場合に、本フローチャートに示す動作を開始する。

まず、制御部２１７は、スイッチ１３を介したユーザの操作がアクティブタグの受信を指示するものであったか否かを判定する（Ｓ２００）。アクティブタグの受信をユーザから指示された場合（Ｓ２００：Ｙｅｓ）、制御部２１７は、ミキサ２０２の出力信号をＢＰＦ２０４へ送るようにスイッチ２２０を切り替えると共に、ミキサ２０３の出力信号をＢＰＦ２０５へ送るようにスイッチ２２１を切り替える（Ｓ２０１）。

次に、制御部２１７は、Ｌｏｗ−ＩＦ方式の受信における局発周波数を生成するための分周比の初期値をＰＬＬ２１４に設定し（Ｓ２０２）、図示しない送信機により、Wake UPメッセージを送信する。そして、制御部２１７は、ＬＰＦ２１１から無変調信号が出力されたか否かを判定する（Ｓ２０３）。無変調信号が出力されていない場合（Ｓ２０３：Ｎｏ）、制御部２１７は、無変調信号が出力されるまでステップＳ２０３を繰り返す。

無変調信号が出力された場合（Ｓ２０３：Ｙｅｓ）、制御部２１７は、分周比制御部２１５およびΔｆ算出部２１６を起動させ（Ｓ２０４）、Δｆ算出部２１６による周波数差Δｆの算出、分周比制御部２１５による分周比の設定、およびＰＬＬ２１４による局発周波数の切り替えが終了するまでの間、所定時間（例えば数十μ秒）待機する。

Δｆ算出部２１６は、受信信号の周波数と予め定められた周波数との周波数差Δｆを算出し、算出したΔｆの値を分周比制御部２１５に供給する。分周比制御部２１５は、Δｆ算出部２１６から受信した周波数差Δｆに対応する分周比の各パラメータを分周比テーブル５０から抽出し、抽出した各パラメータをＰＬＬ２１４の可変分周器６４に設定する（Ｓ２０５）。

次に、制御部２１７は、分周比制御部２１５およびΔｆ算出部２１６を停止させる（Ｓ２０６）。そして、ＰＬＬ２１４は、ステップＳ２０５において分周比制御部２１５によって設定された分周比で動作を続け、復調器２１２は、アクティブタグ１１から無変調波に続いて送信されたデータを復調し（Ｓ２０７）、ＲＦタグリーダ２０は、本フローチャートに示した動作を終了する。

ステップＳ２００において、ユーザによるスイッチ１３の操作がパッシブタグの受信を指示するものであった場合（Ｓ２００：Ｎｏ）、制御部２１７は、ミキサ２０２の出力信号をＬＰＦ２２２へ送るようにスイッチ２２０を切り替えると共に、ミキサ２０３の出力信号をＬＰＦ２２３へ送るようにスイッチ２２１を切り替える（Ｓ２０８）。

次に、制御部２１７は、ダイレクト・コンバージョン方式の受信における局発周波数を生成するための分周比の初期値をＰＬＬ２１４に設定する（Ｓ２０９）。そして、制御部２１７は、キャリアセンスを行ない、他に通信中のＲＦタグが存在しないか否かを判定する（Ｓ２１０）。他に通信中のＲＦタグが存在する場合（Ｓ２１０：Ｙｅｓ）、制御部２１７は、他に通信中のＲＦタグが存在しなくなるまでステップＳ２１０を繰り返す。

他に通信中のＲＦタグが存在しない場合（Ｓ２１０：Ｎｏ）、制御部２１７は、図示しない送信機にパッシブタグへ電波の送信を開始させ（Ｓ２１１）、復調器２１２は、パッシブタグから送信されたデータを復調し（Ｓ２１２）、ＲＦタグリーダ２０は、本フローチャートに示した動作を終了する。

以上、本発明の第２の実施形態について説明した。

上記説明から明らかなように、本実施形態のＲＦタグリーダ２０によれば、アクティブタグ１１から送信された電波の受信において受信特性を改善することができると共に、アクティブタグからのデータと、パッシブタグからのデータとを、１台のＲＦタグリーダ２０で切り替えて受信することができる。

次に、本発明の第３の実施形態について説明する。

図１２は、第３の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０の機能構成の一例を示すブロック図である。本実施形態のＲＦタグリーダ２０は、アンテナ２００、ＬＮＡ２０１、ミキサ２０２、ミキサ２０３、ＡＧＣアンプ２０６、ＡＧＣアンプ２０７、ＡＤＣ２０８、ＡＤＣ２０９、ＬＰＦ２１０、ＬＰＦ２１１、復調器２１２、移相器２１３、ＰＬＬ２１４、分周比制御部２１５、Δｆ算出部２１６、制御部２１７、およびフィルタ回路２３０を有する。

本実施形態におけるＲＦタグリーダ２０は、ＢＰＦ２０４およびＢＰＦ２０５に代えて、フィルタ回路２３０を有する点が、図３を用いて説明した第１の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０とは異なる。なお、以下に説明する点を除き、図１０において、図３と同じ符号を付した部材は、図３における部材と同一または同様の機能を有するため説明を省略する。

フィルタ回路２３０は、制御部２１７からの指示により、ＢＰＦまたはＬＰＦのいずれかとして動作する。フィルタ回路２３０は、例えば図１３に示すような構成であり、スイッチ２３１〜２３６が全てオフの場合にはＬＰＦとして動作し、スイッチ２３１〜２３６が全てオンの場合には複素フィルタのＢＰＦとして動作する。制御部２１７は、パッシブタグの受信時にスイッチ２３１〜２３６を全てオフに制御し、アクティブタグの受信時にスイッチ２３１〜２３６を全てオンに制御する。

以上、本発明の第３の実施形態について説明した。

上記説明から明らかなように、本実施形態のＲＦタグリーダ２０によれば、アクティブタグ１１から送信された電波の受信において受信特性を改善することができると共に、アクティブタグからのデータとパッシブタグからのデータとを１台のＲＦタグリーダ２０で切り替えて受信する際の回路構成を小型化することができる。

次に、本発明の第４の実施形態について説明する。

図１４は、第４の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０の機能構成の一例を示すブロック図である。本実施形態のＲＦタグリーダ２０は、アンテナ２００、ＬＮＡ２０１、ミキサ２０２、ミキサ２０３、ＡＧＣアンプ２０６、ＡＧＣアンプ２０７、ＡＤＣ２０８、ＡＤＣ２０９、ＬＰＦ２１０、ＬＰＦ２１１、復調器２１２、移相器２１３、ＰＬＬ２１４、Δｆ算出部２１６、制御部２１７、可変ＢＰＦ２４０、可変ＢＰＦ２４１、およびＢＰＦ制御部２４２を有する。

本実施形態におけるＲＦタグリーダ２０は、ＢＰＦ２０４、ＢＰＦ２０５、および分周比制御部２１５に代えて、可変ＢＰＦ２４０、可変ＢＰＦ２４１、およびＢＰＦ制御部２４２を有する点が、図３を用いて説明した第１の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０とは異なる。なお、以下に説明する点を除き、図１４において、図３と同じ符号を付した部材は、図３における部材と同一または同様の機能を有するため説明を省略する。

可変ＢＰＦ２４０は、ＢＰＦ制御部２４２からの制御信号に応じて、通過帯域の帯域幅を維持したまま、通過帯域の中心周波数が変化する。可変ＢＰＦ２４０は、例えば図１５に示すような回路構成である。ＢＰＦ制御部２４２は、可変抵抗２４３−１および可変抵抗２４３−２の抵抗値を変化させることにより、可変ＢＰＦ２４０の通過帯域の中心周波数が変化させることができる。

ここで、それぞれの可変抵抗２４３は、例えば図１６に示すように構成することができる。ＢＰＦ制御部２４２は、それぞれのスイッチ２４４をオンまたはオフにすることにより、可変抵抗２４３全体の抵抗値を変化させることができる。なお、ＢＰＦ制御部２４２は、可変抵抗２４３の抵抗値の変化に代えて、または、可変抵抗２４３の抵抗値の変化と共に、可変ＢＰＦ２４０内のコンデンサの容量を変化させるようにしてもよい。また、図１６の例では、可変ＢＰＦ２４０は、抵抗とコンデンサにより構成されるが、他の形態として、可変ＢＰＦ２４０は、コイルとコンデンサにより構成されてもよい。可変ＢＰＦ２４１も可変ＢＰＦ２４０と同様の構成であるため、説明を省略する。

ＢＰＦ制御部２４２は、例えば図１７に示すように、制御信号テーブル７０および制御信号供給部７１を有する。制御信号テーブル７０には、例えば図１８に示すように、周波数差７００に対応付けて、可変ＢＰＦ２４０および可変ＢＰＦ２４１内の各スイッチの制御を示す制御信号７０１が予め格納されている。制御信号テーブル７０内の制御信号７０１は、対応する周波数差がΔｆ算出部２１６によって算出された場合に、当該周波数差分、可変ＢＰＦ２４０および可変ＢＰＦ２４１の通過帯域の中心周波数をずらすために可変ＢＰＦ２４０および可変ＢＰＦ２４１に供給されるべき値であり、製造者等により実験で予め測定されて格納される。

制御信号供給部７１は、Δｆ算出部２１６から周波数差Δｆを示す信号を受信した場合に、受信した周波数差Δｆに対応する制御信号を制御信号テーブル７０から抽出し、抽出した制御信号を可変ＢＰＦ２４０および可変ＢＰＦ２４１に供給する。

ここで、アクティブタグ１１内の基準信号と、ＲＦタグリーダ２０内の基準信号とのずれにより、アクティブタグ１１から送信された信号の周波数と、ＲＦタグリーダ２０が想定する受信信号の周波数とが、予め定められた周波数分以上ずれている、または、周波数のずれ量が予め定められた周波数に満たない場合、Ｌｏｗ−ＩＦ方式による受信では、ミキサ２０２およびミキサ２０３によってダウンコンバートされた信号の周波数が、それぞれ、可変ＢＰＦ２４０および可変ＢＰＦ２４１の通過帯域から外れる場合がある。

可変ＢＰＦ２４０および可変ＢＰＦ２４１の通過帯域から外れた信号は、ＡＧＣアンプ２０６およびＡＧＣアンプ２０７以降に供給されないため、復調器２１２は、このままではアクティブタグ１１からの信号を正しく復調することができない。

これに対し、ＢＰＦ制御部２４２は、Δｆ算出部２１６によって算出された周波数差Δｆに応じて、可変ＢＰＦ２４０および可変ＢＰＦ２４１の通過帯域の中心周波数を、当該周波数差Δｆ分ずらすための制御信号を可変ＢＰＦ２４０および可変ＢＰＦ２４１にそれぞれ供給する。これにより、ミキサ２０２およびミキサ２０３によってダウンコンバートされた信号の周波数は、それぞれ、可変ＢＰＦ２４０および可変ＢＰＦ２４１の通過帯域から外れることなく、ＡＧＣアンプ２０６およびＡＧＣアンプ２０７以降に供給される。従って、本実施形態のＲＦタグリーダ２０は、アクティブタグ１１からの信号を正しく復調することができる。

次に、本実施形態における制御部２１７の動作を、図１９のフローチャートを参照しながら説明する。図１９は、第４の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０の動作の一例を示すフローチャートである。ＲＦタグリーダ２０に設けられたスイッチ１３を介して、アクティブタグ１１からのデータの受信をユーザから指示された場合に、ＲＦタグリーダ２０は、本フローチャートに示す動作を開始する。なお、以下に説明する点を除き、図１９において、図９と同じ符号を付した処理は、図９における処理と同様であるため説明を省略する。

ステップＳ１０１において、ＬＰＦ２１１から無変調信号が出力された場合（Ｓ１０１：Ｙｅｓ）、制御部２１７は、Δｆ算出部２１６およびＢＰＦ制御部２４２を起動させ（Ｓ１１０）、Δｆ算出部２１６による周波数差Δｆの算出、および、ＢＰＦ制御部２４２による制御信号の供給が終了するまでの間、所定時間（例えば数十μ秒）待機する。

Δｆ算出部２１６は、受信信号の周波数と予め定められた周波数との周波数差Δｆを算出し、算出したΔｆの値をＢＰＦ制御部２４２に供給する。ＢＰＦ制御部２４２は、Δｆ算出部２１６から受信した周波数差Δｆに対応する制御信号を制御信号テーブル７０から抽出し、抽出した制御信号を可変ＢＰＦ２４０および可変ＢＰＦ２４１にそれぞれ供給する（Ｓ１１１）。

次に、制御部２１７は、Δｆ算出部２１６およびＢＰＦ制御部２４２を停止させる（Ｓ１１２）。そして、復調器２１２は、アクティブタグ１１から無変調波に続いて送信されたデータを復調し（Ｓ１０５）、ＲＦタグリーダ２０は、本フローチャートに示した動作を終了する。

以上、本発明の第４の実施形態について説明した。

上記説明から明らかなように、本実施形態のＲＦタグリーダ２０においても、アクティブタグ１１から送信された電波の受信において受信特性を改善することができる。

次に、本発明の第５の実施形態について説明する。

図２０は、第５の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０の機能構成の一例を示すブロック図である。本実施形態のＲＦタグリーダ２０は、アンテナ２００、ＬＮＡ２０１、ミキサ２０２、ミキサ２０３、ＡＧＣアンプ２０６、ＡＧＣアンプ２０７、ＡＤＣ２０８、ＡＤＣ２０９、ＬＰＦ２１０、ＬＰＦ２１１、復調器２１２、移相器２１３、ＰＬＬ２１４、Δｆ算出部２１６、制御部２１７、可変ＢＰＦ２４０、可変ＢＰＦ２４１、ＢＰＦ制御部２４２、スイッチ２５０、スイッチ２５１、ＬＰＦ２５２、およびＬＰＦ２５３を有する。

本実施形態におけるＲＦタグリーダ２０は、スイッチ２５０、スイッチ２５１、ＬＰＦ２５２、およびＬＰＦ２５３を有する点が、図１４を用いて説明した第４の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０とは異なる。なお、以下に説明する点を除き、図２０において、図１４と同じ符号を付した部材は、図１４における部材と同一または同様の機能を有するため説明を省略する。

スイッチ２５０は、制御部２１７からの指示に応じて、ミキサ２０２の出力信号を、ＬＰＦ２５２または可変ＢＰＦ２４０へ送る。スイッチ２５１は、制御部２１７からの指示に応じて、ミキサ２０３の出力信号を、ＬＰＦ２５３または可変ＢＰＦ２４１へ送る。

ＬＰＦ２５２は、スイッチ２５０を介して提供された信号の中から、所定の周波数以下の帯域の信号を抽出してＡＧＣアンプ２０６に供給する。ＬＰＦ２５３は、スイッチ２５１を介して提供された信号の中から、所定の周波数以下の帯域の信号を抽出してＡＧＣアンプ２０７に供給する。

次に、本実施形態における制御部２１７の動作を、図２１のフローチャートを参照しながら説明する。図２１は、第５の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０の動作の一例を示すフローチャートである。

本実施形態において、ＲＦタグリーダ２０に設けられたスイッチ１３は、アクティブタグの受信またはパッシブタグの受信のいずれかをＲＦタグリーダ２０に指示することができる。ＲＦタグリーダ２０は、スイッチ１３が操作された場合に、本フローチャートに示す動作を開始する。なお、以下に説明する点を除き、図２１において、図１１と同じ符号を付した処理は、図１１における処理と同様であるため説明を省略する。

ステップＳ２０３において、ＬＰＦ２１１から無変調信号が出力された場合（Ｓ２０３：Ｙｅｓ）、制御部２１７は、Δｆ算出部２１６およびＢＰＦ制御部２４２を起動させ（Ｓ２２０）、Δｆ算出部２１６による周波数差Δｆの算出、および、ＢＰＦ制御部２４２による制御信号の供給が終了するまでの間、所定時間（例えば数十μ秒）待機する。

Δｆ算出部２１６は、受信信号の周波数と予め定められた周波数との周波数差Δｆを算出し、算出したΔｆの値をＢＰＦ制御部２４２に供給する。Δｆ算出部２１６から受信した周波数差Δｆに対応する制御信号を制御信号テーブル７０から抽出し、抽出した制御信号を可変ＢＰＦ２４０および可変ＢＰＦ２４１にそれぞれ供給する（Ｓ２２１）。

次に、制御部２１７は、Δｆ算出部２１６およびＢＰＦ制御部２４２を停止させる（Ｓ２２２）。そして、復調器２１２は、アクティブタグ１１から無変調波に続いて送信されたデータを復調し（Ｓ２０７）、ＲＦタグリーダ２０は、本フローチャートに示した動作を終了する。

以上、本発明の第５の実施形態について説明した。

上記説明から明らかなように、本実施形態のＲＦタグリーダ２０においても、アクティブタグ１１から送信された電波の受信において受信特性を改善することができると共に、アクティブタグからのデータと、パッシブタグからのデータとを、１台のＲＦタグリーダ２０で切り替えて受信することができる。

次に、本発明の第６の実施形態について説明する。

図２２は、第６の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０の機能構成の一例を示すブロック図である。本実施形態のＲＦタグリーダ２０は、アンテナ２００、ＬＮＡ２０１、ミキサ２０２、ミキサ２０３、ＡＧＣアンプ２０６、ＡＧＣアンプ２０７、ＡＤＣ２０８、ＡＤＣ２０９、ＬＰＦ２１０、ＬＰＦ２１１、復調器２１２、移相器２１３、ＰＬＬ２１４、Δｆ算出部２１６、制御部２１７、ＢＰＦ制御部２４２、およびフィルタ回路２６０を有する。

本実施形態におけるＲＦタグリーダ２０は、可変ＢＰＦ２４０および可変ＢＰＦ２４１に代えて、フィルタ回路２６０を有する点が、図１４を用いて説明した第４の実施形態におけるＲＦタグリーダ２０とは異なる。なお、以下に説明する点を除き、図２２において、図１４と同じ符号を付した部材は、図１４における部材と同一または同様の機能を有するため説明を省略する。

フィルタ回路２６０は、制御部２１７からの指示により、ＢＰＦまたはＬＰＦのいずれかとして動作する。フィルタ回路２６０は、例えば図２３に示すような構成であり、スイッチ２６１〜２６６が全てオフの場合にはＬＰＦとして動作し、スイッチ２６１〜２６６が全てオンの場合には複素フィルタのＢＰＦとして動作する。制御部２１７は、パッシブタグの受信時にスイッチ２６１〜２６６を全てオフに制御し、アクティブタグの受信時にスイッチ２６１〜２６６を全てオンに制御する。

また、ＢＰＦ制御部２４２は、スイッチ２６１〜２６６が全てオンとなり、複素フィルタのＢＰＦとして動作する場合に、スイッチ２６１〜２６６のそれぞれに接続されている可変抵抗に、Δｆ算出部２１６によって算出された周波数差Δｆに対応する制御信号を供給することにより、ＢＰＦとして動作するフィルタ回路２６０の通過帯域の中心周波数を、Δｆ算出部２１６によって算出された周波数差Δｆ分ずらす。

以上、本発明の第６の実施形態について説明した。

上記説明から明らかなように、本実施形態のＲＦタグリーダ２０においても、アクティブタグ１１から送信された電波の受信において受信特性を改善することができると共に、アクティブタグからのデータとパッシブタグからのデータとを１台のＲＦタグリーダ２０で切り替えて受信する際の回路構成を小型化することができる。

なお、本発明は、上記した実施形態に限定されるものではなく、その要旨の範囲内で数々の変形が可能である。

例えば、上記した第３の実施形態におけるフィルタ回路２３０および第６の実施形態におけるフィルタ回路２６０において、Ｉ成分およびＱ成分のＬＰＦを、それぞれ、シングルエンドで３次の実フィルタを例に説明したが、本発明はこれに限られない。他の形態として、フィルタ回路のＩ成分およびＱ成分のＬＰＦは、それぞれ、差動で構成されてもよく、３次未満または３次以上の次数の実フィルタで構成されてもよい。

また、フィルタ回路のＩ成分およびＱ成分のＬＰＦは、特開２００８−２０５９６２に開示されているように、それぞれ、差動で５次の実フィルタで構成されるようにしてもよい。なお、第６の実施形態におけるフィルタ回路２６０として特開２００８−２０５９６２に開示されているフィルタ回路を用いる場合、Ｉ成分のＬＰＦとＱ成分のＬＰＦとの間に挿入されている抵抗を、制御部２１７の制御により抵抗値が変化する可変抵抗とすればよい。

１０・・・ＲＦＩＤシステム、１１・・・アクティブタグ、１２・・・データ処理装置、１３・・・スイッチ、２０・・・ＲＦタグリーダ、２００・・・アンテナ、２０１・・・ＬＮＡ、２０２・・・ミキサ、２０３・・・ミキサ、２０４・・・ＢＰＦ、２０５・・・ＢＰＦ、２０６・・・ＡＧＣアンプ、２０７・・・ＡＧＣアンプ、２０８・・・ＡＤＣ、２０９・・・ＡＤＣ、２１０・・・ＬＰＦ、２１１・・・ＬＰＦ、２１２・・・復調器、２１３・・・移相器、２１４・・・ＰＬＬ、２１５・・・分周比制御部、２１６・・・Δｆ算出部、２１７・・・制御部、２２０・・・スイッチ、２２１・・・スイッチ、２２２・・・ＬＰＦ、２２３・・・ＬＰＦ、２３０・・・フィルタ回路、２４０・・・可変ＢＰＦ、２４１・・・可変ＢＰＦ、２４２・・・ＢＰＦ制御部、２４３・・・可変抵抗、２４４・・・スイッチ、２５０・・・スイッチ、２５１・・・スイッチ、２５２・・・ＬＰＦ、２５３・・・ＬＰＦ、２６０・・・フィルタ回路、３０・・・ＣＷ、３１・・・パイロットトーン、３２・・・プリアンブル、３３・・・データ、５０・・・分周比テーブル、５１・・・分周比設定部、７０・・・制御信号テーブル、７１・・・制御信号供給部

Claims (7)

1. アクティブタグから送信される信号をＬｏｗ−ＩＦ方式により受信するＲＦタグリーダの受信回路であって、
   基準発振器から出力される信号に対して、設定された分周比の局発信号を出力するプログラマブルＰＬＬと、
   アクティブタグから送信された無変調信号を、前記プログラマブルＰＬＬから出力された局発信号を用いてダウンコンバートするミキサと、
   前記ミキサからの出力信号の中から、予め定められた帯域の信号を通過させるバンドパスフィルタと、
   バンドパスフィルタの出力信号を増幅する増幅器と、
   前記増幅器の出力をディジタルデータに変換した後に復調する復調部と、
   前記バンドパスフィルタからの出力信号の周波数と、予め定められた基準周波数との差分を示す周波数差を算出する周波数差算出部と、
   前記周波数差算出部によって算出された差分に応じた分周比を算出し、算出した分周比を前記プログラマブルＰＬＬに設定する分周比制御部と
   を備えることを特徴とするＲＦタグリーダ回路。
2. 請求項１に記載のＲＦタグリーダ回路であって、
   前記分周比制御部は、
   異なる周波数差の値毎に、当該周波数差が前記周波数差算出部から出力された場合に、前記プログラマブルＰＬＬに設定すべき分周比のパラメータの値を予め格納している分周比テーブルと、
   前記周波数差算出部から周波数差が出力された場合に、当該周波数差に対応する分周比のパラメータを前記分周比テーブルから抽出し、抽出した分周比のパラメータを前記プログラマブルＰＬＬに設定する分周比設定部と
   を有することを特徴とするＲＦタグリーダ回路。
3. 請求項１または２に記載のＲＦタグリーダ回路であって、
   前記ミキサからの出力信号の中から、予め定められた周波数以下の帯域の信号を通過させて前記増幅器に供給するローパスフィルタと、
   供給される切替信号に応じて、前記ミキサの出力信号を、前記バンドパスフィルタまたは前記ローパスフィルタのいずれかに供給するスイッチと、
   ユーザからパッシブタグの受信を指示された場合に、前記プログラマブルＰＬＬに予め定められた搬送波の周波数を出力するように分周比を設定し、前記ミキサの出力信号が前記ローパスフィルタに供給されるように前記スイッチに切替信号を供給し、前記周波数差算出部および前記分周比制御部の動作を停止させ、
   ユーザからアクティブタグの受信を指示された場合に、前記搬送波の周波数から予め定められた周波数分オフセットした周波数を出力するように前記プログラマブルＰＬＬに分周比を設定し、前記ミキサの出力信号が前記バンドパスフィルタに供給されるように前記スイッチに切替信号を供給し、前記周波数差算出部および前記分周比制御部の動作を開始させる受信方式切替部と
   をさらに備えることを特徴とするＲＦタグリーダ回路。
4. アクティブタグから送信される信号をＬｏｗ−ＩＦ方式により受信するＲＦタグリーダの受信回路であって、
   予め定められた周波数の局発信号を出力する局発信号生成部と、
   アクティブタグから送信された無変調信号を、前記局発信号生成部から出力された局発信号を用いてダウンコンバートするミキサと、
   入力された制御信号に応じた中心周波数において、前記ミキサからの出力信号の中から、予め定められた帯域の信号を通過させるバンドパスフィルタと、
   バンドパスフィルタの出力信号を増幅する増幅器と、
   前記増幅器の出力をディジタルデータに変換した後に復調する復調部と、
   前記バンドパスフィルタからの出力信号の周波数と、予め定められた基準周波数との差分を算出する周波数差算出部と、
   前記周波数差算出部によって算出された差分に応じて、前記バンドパスフィルタの帯域の中心周波数を制御するための制御信号を生成して前記バンドパスフィルタに供給するバンドパスフィルタ制御部と
   を備えることを特徴とするＲＦタグリーダ回路。
5. 請求項４に記載のＲＦタグリーダ回路であって、
   前記バンドパスフィルタは、
   入力された制御信号に応じて、当該バンドパスフィルタを構成する素子の一部の定数を変化させることにより、通過帯域の中心周波数を変化させ、
   前記バンドパスフィルタ制御部は、
   異なる周波数差の値毎に、当該周波数差が前記周波数差算出部から出力された場合に、前記バンドパスフィルタに供給すべき制御信号の値を予め格納している制御信号テーブルと、
   前記周波数差算出部から周波数差が出力された場合に、当該周波数差に対応する制御信号の値を前記制御信号テーブルから抽出し、抽出した制御信号を前記バンドパスフィルタに入力する制御信号供給部と
   を有することを特徴とするＲＦタグリーダ回路。
6. 請求項４または５に記載のＲＦタグリーダ回路であって、
   前記局発信号生成部は、
   基準発振器から出力される信号に対して、設定された分周比の局発信号を出力するプログラマブルＰＬＬであり、
   前記ＲＦタグリーダ回路は、
   前記ミキサからの出力信号の中から、予め定められた周波数以下の帯域の信号を通過させて前記増幅器に供給するローパスフィルタと、
   供給される切替信号に応じて、前記ミキサの出力信号を、前記バンドパスフィルタまたは前記ローパスフィルタのいずれかに供給するスイッチと、
   ユーザからパッシブタグの受信を指示された場合に、前記プログラマブルＰＬＬに予め定められた搬送波の周波数を出力するように分周比を設定し、前記ミキサの出力信号が前記ローパスフィルタに供給されるように前記スイッチに切替信号を供給し、前記周波数差算出部および前記バンドパスフィルタ制御部の動作を停止させ、
   ユーザからアクティブタグの受信を指示された場合に、前記プログラマブルＰＬＬに前記搬送波の周波数から予め定められた周波数だけオフセットした周波数を出力するように分周比を設定し、前記ミキサの出力信号が前記バンドパスフィルタに供給されるように前記スイッチに切替信号を供給し、前記周波数差算出部および前記バンドパスフィルタ制御部の動作を開始させる受信方式切替部と
   をさらに備えることを特徴とするＲＦタグリーダ回路。
7. 請求項１から６のいずれか一項に記載のＲＦタグリーダ回路であって、
   前記周波数差算出部は、
   予め定められた時間間隔における、前記バンドパスフィルタから出力された無変調信号の１波長の繰返し回数から、当該時間間隔における前記基準周波数の信号の１波長の繰返し回数を引いた差分を、当該時間間隔で割ることにより、周波数差を算出することを特徴とするＲＦタグリーダ回路。

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