JP2005086441A - 無線通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】フィルタの性能低下や周波数特性のバラツキ等が信号に与える影響を排除することで、送受信信号を正確に処理する。
【解決手段】基準Ｉ信号及び基準Ｑ信号を生成し、この基準Ｉ信号及び基準Ｑ信号を受信側ＬＰＦに入力する。そして、受信側ＬＰＦから出力された受信測定Ｉ信号及び受信測定Ｑ信号と基準Ｉ信号及び基準Ｑ信号とを比較して、受信側ＬＰＦにより発生する位相誤差及び振幅誤差を判定する。そして、上記判定した位相誤差及び振幅誤差に基づいて、ベースバンド回路２４Ａに入力される受信信号の位相と振幅とを補正するようにしている。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線信号によりデータの送受信を行う無線通信装置に関する。

無線信号によりデータの送受信を行うシステムとして、例えば無線ＬＡＮがある。この無線ＬＡＮは、限られたエリア内において、無線ＬＡＮシステムを構築することで、データの送受信を複数の装置間で行うことができる。無線ＬＡＮとして市場に出回っているものは、無線周波数帯に２．４ＧＨｚ帯を用いたIEEE802.11bや無線周波数帯に５ＧＨｚ帯を用いたIEEE802.11aが一般的であり、IEEE802.11bでは最大１１Ｍｂｐｓ、IEEE802.11aでは最大５４Ｍｂｐｓの伝送レートを提供する。

このような無線通信装置において、受信した無線信号は、例えば、受信側ＲＦ（Radio Frequency）フィルタを通過し、３００〜１５００ＭＨｚ帯の中間周波（ＩＦ）信号に周波数変換される。ＩＦ信号の周波数は、システムの要求により最適な値が選定されるが、無線機設計においては設計者の任意であり、無線機に求められる帯域、隣接チャネル減衰量、スプリアス妨害あるいはローカルリークの制限等により異なる。その後ＩＦ信号は、例えば、受信側ＩＦフィルタ、受信側ＡＧＣ（Automatic Gain Control）アンプ、直交変復調回路、受信側ＬＰＦ（Low Pass Filter）を通り、IEEE802.11bでは約１１ＭＨｚの帯域を持つ直交復調信号、IEEE802.11aでは約８．３ＭＨｚの帯域を持つ直交復調信号となり、ＡＤコンバータによってデジタル信号に変換され、ベースバンド処理回路に取り込まれる。

ところで、無線機として重要な要素の一つに、隣接チャネル妨害の除去がある。例えばIEEE802.11aでは隣接チャネル、次隣接チャネルの信号強度に対して無線機が許容すべき強度が規定されており、所望信号に対して隣接チャネルではプラス１６ｄＢ、次隣接チャネルではプラス３２ｄＢまで許容する必要がある。無線機としてそれらの妨害を許容するためには、無線機が有する複数の受信側フィルタにより、隣接チャネル及び次隣接チャネルをそれぞれ所望受信強度以下に減衰させなければならない。

例えばIEEE802.11aに規定されるチャネル間隔は２０ＭＨｚなので、上記複数の受信側フィルタの全体の特性として２０ＭＨｚ離調時に１６ｄＢ以上、４０ＭＨｚ離調時に３２ｄＢ以上の減衰特性を必要とする。直交復調信号の帯域は８．３ＭＨｚなので、８．３ＭＨｚまでは３ｄＢ以内の減衰量でなければならず、結果として非常に急峻なフィルタの減衰特性が必要となる。

このような急峻なフィルタ特性を得るには、扱う周波数の高いＲＦフィルタではＱ値に制限があるため難しく、周波数の比較的低いＩＦ（Intermediate Frequency）フィルタやＬＰＦによって減衰特性を確保する。例えばＲＦフィルタで急峻な減衰特性を持つものを精度良く製造するためには、Ｑ値が約１０００以上且つ素子バラツキが無いように設計する必要があり、現実的には困難である。よって、通常はＩＦ以降の低い周波数帯で減衰特性を確保している。

このような減衰特性を確保するためには、例えば、ＩＦフィルタとしてＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）フィルタのような比較的急峻な減衰特性を有する素子を用い、足りない部分を受信側ＬＰＦで補う。この時、受信側ＬＰＦは、ＩＣに対して外付けの受動素子を用いることもあるが、ＬＰＦの次数が低ければＩＣに内蔵することが可能である。すなわち、ＬＰＦの次数が低いと回路規模を小さく抑えることができるため、ＩＣ内蔵回路を構成する抵抗、コンデンサあるいはトランジスタの製造バラツキによるＬＰＦの特性バラツキが少なくなる。通常、ＬＰＦが２次以内で構成できればＩＣ化はさほど難しくなく、実績として位相誤差±２°以内、振幅誤差−３５ｄＢ以下を実現することが可能である。

ＬＰＦを外付けの受動素子にすると、製造バラツキは製造工程において選別することで抑えられるが、外付けにするための製造コストがかかってしまう。これは、無線機全体のコストアップにつながるため、極力ＬＰＦをＩＣ内で構成することが好ましい。

この種の関連技術として、送信直交ベースバンド信号のパワー値に基づいて、位相調整と振幅調整を行う技術が開示されている（特許文献１）。
特開２０００−２２４０８４号公報

近年、無線機のコストダウンと小型化との要求により、外付けＩＦフィルタを敬遠する傾向がある。ＩＦフィルタは、前述のように急峻な特性を実現するためにＳＡＷフィルタで構成する場合がほとんどであり、通常は送信側と受信側とにそれぞれ１つずつの合計２つ（無線ＬＡＮでは送受信同時動作が無いことを利用して、送受信のＩＦフィルタを共用して1つにすることもできる）のＩＦフィルタが必要である。ＳＡＷフィルタの大きさは、例えば５００ＭＨｚ帯のもので３ｍｍ×３ｍｍ程度であり、これはＲＦＩＣもしくはＩＦＩＣ一つ分の大きさに相当する。コストもＲＦＩＣもしくはＩＦＩＣと同等のものになるため、無線機のコストダウンや小型化を実現しようとすれば、ＩＦフィルタをなるべく削除する必要がある。

ＩＦフィルタを削除する場合、これまでＩＦフィルタによって減衰させていた信号成分が全て減衰されずに後段のＬＰＦに到達してしまう。よって、隣接チャネルの妨害を除去するためにはＬＰＦの次数を、例えば５次以上にしなければならない。そのため、ＬＰＦの回路構成素子が多くなり、特性バラツキを考慮するとＩＣ化が難しい。よって、ＩＦフィルタを削除した無線機を構成しようとするとＬＰＦを外付けにする必要がある。この結果、無線機のコストダウンや小型化が図れないこととなる。もし、ＬＰＦを低次にすると、当然所望の減衰特性が得られない。この場合、ベースバンド処理回路において、デジタルフィルタを備えることが考えられる。ＡＤコンバータのサンプリング周波数が十分に大きければデジタルフィルタを構成することが可能であるため、ＬＰＦにより所望の減衰特性を得られなくてもよい。

さて、現時点でリーズナブルなＡＤコンバータのサンプリング周波数は４０ＭＨｚ程度であり、ビット数は無線機におけるＡＤコンバータの精度を考慮すると最低でも８ビット程度が必要であり、マージンを見込むと１０ビットが必要である。例えばＰＣＭＣＩＡ（Personal Computer Memory Card International Association）カードの消費電力は、３Ｗ以下、実用上は発熱や電池消耗の問題で２Ｗ以下であることが望ましい。しかし、４０ＭＨｚ−１０ビットのＡＤコンバータだけで約１００ｍＡの電流を消費するため、３Ｖ動作で約０．３Ｗの電力を消費する。

デジタルフィルタを構成する場合、帯域８．３ＭＨｚに対して４０ＭＨｚのサンプリング周波数では十分でなく、最低でも６０ＭＨｚが必要である。しかし、６０ＭＨｚ−１０ビットのＡＤコンバータを導入すると、その電流値だけで１５０ｍＡ程度となり、ＡＤコンバータだけで０．４５Ｗの電力を消費することとなるため、ＡＤコンバータをＰＣＭＣＩＡカードに内蔵することができなくなる。消費電流の少ないＡＤコンバータを構成すれば、ＰＣＭＣＩＡカードに内蔵することも可能であるが、コストアップの原因となる。

以上のことからＩＦフィルタを削除して、無線機のコストダウンと小型化を実現しようとすると、ＬＰＦを外付けの受動素子で構成するか、もしくはＡＤコンバータを６０ＭＨｚ以上にしてベースバンド処理部でデジタルフィルタを構成しなければならないという問題がある。

本発明は、上記のような事情に鑑みてなされたもので、フィルタの性能低下や周波数特性のバラツキ等が信号に与える影響を排除することで、送受信信号を正確に処理することができる無線通信装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明の第１の視点に係る無線通信装置は、受信信号に基づく中間周波信号を復調して受信入力信号を生成する復調回路と、前記受信入力信号を濾過する受信フィルタ回路と、テスト信号を生成するテスト信号生成回路と、前記復調回路から出力される前記受信入力信号を前記受信フィルタ回路に入力する受信状態と、前記テスト信号を前記受信フィルタ回路に入力する受信テスト状態とを切り替える切替回路と、前記受信テスト状態において、前記受信フィルタ回路から出力される受信測定信号と、前記テスト信号とを夫々比較し、前記テスト信号と前記受信測定信号の位相誤差及び振幅誤差を判定する判定回路と、前記受信測定信号に基づく前記位相誤差及び振幅誤差を含む受信補正情報を記憶する記憶回路と、前記受信状態において、前記受信補正情報に基づいて前記受信フィルタ回路から出力される受信出力信号を補正する補正回路とを有する。

また本発明の第２の視点に係る無線通信装置は、受信信号に基づく中間周波信号を復調して受信入力信号を生成する復調回路と、前記受信入力信号を濾過する、周波数特性が可変な受信フィルタ回路と、テスト信号を生成するテスト信号生成回路と、前記復調回路から出力される前記受信入力信号を前記受信フィルタ回路に入力する受信状態と、前記テスト信号を前記受信フィルタ回路に入力する受信テスト状態とを切り替える切替回路と、前記受信テスト状態において、前記受信フィルタ回路から出力される受信測定信号と、前記テスト信号とを夫々比較し、前記テスト信号と前記受信測定信号の位相誤差及び振幅誤差を判定する判定回路と、前記受信測定信号に基づく前記位相誤差及び振幅誤差を含む受信補正情報を記憶する記憶回路と、前記受信状態において、前記受信補正情報に基づいて前記受信フィルタ回路の周波数特性を補正する補正回路とを有する。

本発明によれば、フィルタの性能低下や周波数特性のバラツキ等が信号に与える影響を排除することで、送受信信号を正確に処理することができる無線通信装置を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態における無線通信装置１の回路構成を示すブロック図である。ここでは、ＲＦが５ＧＨｚ帯を例に説明する。

無線通信装置１は、例えば変調方式として６４ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）、データ伝送方式としてＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）を用いている。

無線周波数信号を受信する場合について説明する。図１において、図示しない無線通信装置から送信された５ＧＨｚ帯の無線周波信号は、アンテナ２で受信されたのちバンドパスフィルタとしてのＲＦ（Radio Frequency）フィルタ３を通過した後、送受信切替スイッチ４に入力される。送受信切替スイッチ４は、例えばベースバンド回路２４Ａからの制御信号により受信側に設定される。送受信切替スイッチ４から出力された無線周波信号は、受信側ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）５、バンドパスフィルタとしての受信側ＲＦフィルタ６を介してダウンコンバータ７に入力される。また発振器としてのＲＦ側シンセサイザ８は、４ＧＨｚ帯の局部発振信号を生成し、この局部発振信号はダウンコンバータ７に供給される。

ダウンコンバータ７は、入力された無線周波信号とＲＦ側シンセサイザ８から供給された４ＧＨｚ帯の局部発振信号とを乗算することにより、１４００ＭＨｚ帯の中間周波（ＩＦ）信号に周波数変換する。ここで、ＩＦ信号の周波数は任意であるが、本実施形態では例えば４．９ＧＨｚ〜５．８ＧＨｚをカバーする９００ＭＨｚに５００ＭＨｚの余裕を持った帯域を用いている。ダウンコンバータ７から出力された受信ＩＦ信号は、直交変復調回路９に入力される。また、ＩＦ側シンセサイザ１０は、ＩＦ信号の２倍の周波数である２８００ＭＨｚ帯の局部発振信号を生成し、この局部発振信号を直交変復調回路９に入力する。

直交変復調回路９に入力された受信ＩＦ信号は、ミキサ１２，１３に入力され、直交したＩ信号とＱ信号とに分離される。すなわち、ミキサ１２に入力された受信ＩＦ信号は、ＩＦ側シンセサイザ１０から直交変復調回路９に入力された局部発振信号と混合され、ミキサ１２は受信Ｉ信号を出力する。また、ミキサ１３に供給された受信ＩＦ信号は、９０°移相回路１１を介して供給された局部発振信号と混合され、ミキサ１３は受信Ｑ信号を出力する。この直交した受信Ｉ信号と受信Ｑ信号とは、直交復調信号として直交変復調回路９より出力される。

直交変復調回路９より出力された受信Ｉ信号は、切替スイッチ１４を介して受信側ＬＰＦ（Low Pass Filter）１５を通過し、約８．３ＭＨｚの帯域を持つ受信Ｉ信号となる。受信側ＬＰＦ１５から出力された受信Ｉ信号は、切替スイッチ１６を介して受信側ＡＧＣ（Automatic Gain Control）アンプ１７に入力される。受信側ＡＧＣアンプ１７は、受信Ｉ信号を所定の利得に増幅する。受信側ＡＧＣアンプ１７から出力された受信Ｉ信号は、ＡＤコンバータ１８により受信デジタルＩ信号に変換され、ベースバンド回路２４Ａに入力される。

また、直交変復調回路９より出力された受信Ｑ信号は、切替スイッチ１９を介して受信側ＬＰＦ２０を通過し、約８．３ＭＨｚの帯域を持つ受信Ｑ信号となる。受信側ＬＰＦ２０から出力された受信Ｑ信号は、切替スイッチ２１を介して受信側ＡＧＣアンプ２２に入力される。受信側ＡＧＣアンプ２２は、受信Ｑ信号を所定の利得に増幅する。受信側ＡＧＣアンプ２２から出力された受信Ｑ信号は、ＡＤコンバータ２３により受信デジタルＱ信号に変換され、ベースバンド回路２４Ａに入力される。

一方、無線周波数帯として５ＧＨｚ帯の無線周波信号を送信する場合について説明する。

ベースバンド回路２４Ａから出力された送信デジタルＩ信号は、ＤＡコンバータ２５によってアナログ信号からなる送信Ｉ信号に変換される。ＤＡコンバータ２５から出力された送信Ｉ信号は、送信側ＡＧＣアンプ２６により所定の利得に増幅される。送信側ＡＧＣアンプ２６から出力された送信Ｉ信号は、切替スイッチ２７を介して送信側ＬＰＦ２８に入力される。送信Ｉ信号は、送信側ＬＰＦ２８によってデジタルノイズが軽減された後、切替スイッチ２９を介して直交変復調回路９に入力される。

また、ベースバンド回路２４Ａから出力された送信デジタルＱ信号は、ＤＡコンバータ３０によってアナログ信号からなる送信Ｑ信号に変換される。ＤＡコンバータ３０から出力された送信Ｑ信号は、送信側ＡＧＣアンプ３１により所定の利得に増幅される。送信側ＡＧＣアンプ３１から出力された送信Ｑ信号は、切替スイッチ３２を介して送信側ＬＰＦ３３に入力される。送信Ｑ信号は、送信側ＬＰＦ３３によってデジタルノイズが軽減された後、切替スイッチ３４を介して直交変復調回路９に入力される。

直交変復調回路９に入力された送信ＩＱ信号は、それぞれミキサ３５、３６に入力される。ＩＦ側シンセサイザ１０は、上記同様２８００ＭＨｚ帯の局部発振信号を生成し、この局部発振信号を直交変復調回路９に入力する。送信Ｉ信号は、ミキサ３５により局部発振信号と混合され、送信Ｑ信号はミキサ３６により９０°移相回路１１により移相がシフトされた局部発振信号と混合される。このようにして送信ＩＱ信号が１４００ＭＨｚ帯の送信ＩＦ信号に変調される。これらミキサ３５、３６の出力信号は重畳される。

直交変復調回路９より出力された送信ＩＦ信号は、アップコンバータ３８に入力される。アップコンバータ３８は、送信ＩＦ信号をＲＦ側シンセサイザ８が生成した４ＧＨｚ帯の局部発振信号と乗算することにより、５ＧＨｚ帯の無線周波信号に周波数変換する。この無線周波信号は、バンドパスフィルタとしての送信側ＲＦフィルタ３９、ドライバアンプ４０、パワーアンプ４１、送信側ＬＰＦ４２により所定の帯域及び利得を備えた無線周波信号に変換され、送受信切替スイッチ４に入力される。送受信切替スイッチ４は、例えばベースバンド回路２４Ａからの制御信号により送信側に設定される。送受信切替スイッチ４より出力された無線周波信号は、ＲＦフィルタ３を通過し、アンテナ２から空中に送信される。

また、ベースバンド回路２４Ａには、水晶発振器４３からクロックが供給される。この水晶発振器４３は、例えばＴＣＸＯ（Temperature Compensated Crystal Oscillator）により構成され、２０ＭＨｚのクロックを生成する。ベースバンド回路２４Ａは、このクロックをシステムクロックとして用いる。さらに、上記クロックは、ＲＦ側シンセサイザ８とＩＦ側シンセサイザ１０とＡＤコンバータ１８，２３とＤＡコンバータ２５，３０とに供給される。

ところで、ベースバンド回路２４Ａは、基準信号生成回路２４ａと、テストモード切替回路２４ｂと、判定回路２４ｃと、補正情報記憶回路２４ｄと、補正回路２４ｅとを備える。

基準信号生成回路２４ａは、ベースバンド信号と同じ周波数を有する基準Ｉ信号と基準Ｑ信号とを生成する。この基準Ｉ信号と基準Ｑ信号とは、上記水晶発振器４３から供給されるクロックを分周或いは逓倍することにより生成される。

テストモード切替回路２４ｂは、送受信モードとテストモードとの切り替えを行う。テストモードとは、上記基準Ｉ信号と基準Ｑ信号とを夫々受信側ＬＰＦ１５，２０と送信側ＬＰＦ２８，３３に入力し、位相誤差と振幅誤差とを判定するモードである。一方、送受信モードとは、相手装置との間で通常の信号の送受信を行うモードである。

送受信モードの動作について説明する。判定回路２４ｃは、上記テストモード時に、受信側ＬＰＦ１５及び２０から出力される受信測定Ｉ信号及び受信測定Ｑ信号と、上記基準Ｉ信号及び基準Ｑ信号とを夫々比較し、位相誤差及び振幅誤差を判定する。同様に、送信側ＬＰＦ２８及び３３から出力される送信測定Ｉ信号及び送信測定Ｑ信号と、上記基準Ｉ信号及び基準Ｑ信号とを夫々比較し、位相誤差及び振幅誤差を判定する。

補正情報記憶回路２４ｄは、上記位相誤差及び振幅誤差を含む補正情報（受信補正情報及び送信補正情報）を記憶する。

補正回路２４ｅは、上記送受信モード時に、上記補正情報に基づいて送受信信号の補正を行う。すなわち、受信の場合、受信側ＬＰＦ１５及び２０を通過してベースバンド回路２４Ａに入力された受信デジタルＩ信号と受信デジタルＱ信号とに対して上記受信補正情報に基づいて補正した後、ベースバンド処理を行う。一方、送信の場合、ベースバンド回路２４Ａにより生成された送信デジタルＩ信号と送信デジタルＱ信号とに対して上記送信補正情報に基づいて補正した後、ベースバンド回路２４Ａから送信デジタルＩ信号と送信デジタルＱ信号とを出力する。

次に、テストモードの動作について説明する。先ず、受信回路のテストモードについて説明する。このテストモードは、例えば無線通信装置１の電源投入時など無線通信装置１の使用を開始する際に実行される。また、所定時間が経過する毎に実行するようにしてもよい。

テストモード切替回路２４ｂによりテストモードが選択されると、基準信号生成回路２４ａは、基準Ｉ信号と基準Ｑ信号とを生成する。次に、テストモード切替回路２４ｂは、切替スイッチ３７を受信回路側に設定する。さらにテストモード切替回路２４ｂは、切替スイッチ１４，１９をベースバンド回路２４Ａに接続されるように設定する。同様に、テストモード切替回路２４ｂは、切替スイッチ１６，２１をベースバンド回路２４Ａに接続されるように設定する。

基準Ｉ信号は、切替スイッチ３７と切替スイッチ１４とを介して受信側ＬＰＦ１５に入力される。受信側ＬＰＦ１５を通過した受信測定Ｉ信号は、切替スイッチ１６を介してベースバンド回路２４Ａに入力される。また、基準Ｑ信号は、切替スイッチ３７と切替スイッチ１９とを介して受信側ＬＰＦ２０に入力される。受信側ＬＰＦ２０を通過した受信測定Ｑ信号は、切替スイッチ２１を介してベースバンド回路２４Ａに入力される。

判定回路２４ｃは、受信測定Ｉ信号及び受信測定Ｑ信号と基準Ｉ信号及び基準Ｑ信号とを夫々比較し、位相誤差と振幅誤差を判定する。補正情報記憶回路２４ｄは、この位相誤差と振幅誤差からなる受信補正情報を記憶する。

テストモードが終了すると、テストモード切替回路２４ｂは、切替スイッチ１４，１９，１６，２１を受信信号が処理可能な通常の接続状態に設定する。

相手装置が送信した無線信号を無線通信装置１が処理し、上記受信デジタルＩ信号と受信デジタルＱ信号とがベースバンド回路２４Ａに入力されると、補正回路２４ｅは、上記受信補正情報に基づいて上記受信デジタルＩ信号と受信デジタルＱ信号との位相誤差と振幅誤差とを補正する。

次に、送信回路のテストモードについて説明する。テストモード切替回路２４ｂは、例えば受信側のテストモードが終了すると、送信側のテストモードを実行する。実行する順番は、これに限定されるものではない。また、ユーザが選択することで、受信側と送信側とのテストモードを別々に実行するようにしてもよい。

送信側のテストモードが実行されると、基準信号生成回路２４ａは、基準Ｉ信号と基準Ｑ信号とを生成する。次に、テストモード切替回路２４ｂは、切替スイッチ３７を送信回路側に設定する。さらにテストモード切替回路２４ｂは、切替スイッチ２７，３２をベースバンド回路２４Ａに接続されるように設定する。同様に、テストモード切替回路２４ｂは、切替スイッチ２９，３４をベースバンド回路２４Ａに接続されるように設定する。

基準Ｉ信号は、切替スイッチ３７と切替スイッチ２７とを介して送信側ＬＰＦ２８に入力される。送信側ＬＰＦ２８を通過した送信測定Ｉ信号は、切替スイッチ２９を介してベースバンド回路２４Ａに入力される。また、基準Ｑ信号は、切替スイッチ３７と切替スイッチ３２とを介して送信側ＬＰＦ３３に入力される。送信側ＬＰＦ３３を通過した送信測定Ｑ信号は、切替スイッチ３４を介してベースバンド回路２４Ａに入力される。

判定回路２４ｃは、送信測定Ｉ信号及び送信測定Ｑ信号と基準Ｉ信号及び基準Ｑ信号とを比較し、位相誤差と振幅誤差を判定する。補正情報記憶回路２４ｄは、この位相誤差と振幅誤差からなる送信補正情報を記憶する。

テストモードが終了すると、テストモード切替回路２４ｂは、切替スイッチ２７，３２，２９，３４を送信信号が処理可能な通常の接続状態に設定する。

無線通信装置１が相手装置に送信するための送信デジタルＩ信号と送信デジタルＱ信号とを生成すると、補正回路２４ｅは、上記送信補正情報に基づいて、送信デジタルＩ信号と送信デジタルＱ信号との位相と振幅とを、送信側ＬＰＦ２８，３３が位相誤差と振幅誤差とが発生するのを見越した位相と振幅とに補正する。

以上詳述したように本実施形態では、基準Ｉ信号及び基準Ｑ信号を生成し、この基準Ｉ信号及び基準Ｑ信号を受信側ＬＰＦに入力する。そして、受信側ＬＰＦから出力された受信測定Ｉ信号及び受信測定Ｑ信号と基準Ｉ信号及び基準Ｑ信号を比較して、受信側ＬＰＦにより発生する位相誤差と振幅誤差とを判定する。そして、上記判定した位相誤差と振幅誤差とに基づいて、ベースバンド回路２４Ａに入力される受信信号の位相と振幅とを補正するようにしている。また、送信側についても同様である。

したがって本実施形態によれば、受信側ＬＰＦにより位相誤差や振幅誤差が発生しても、ベースバンド回路２４Ａで受信信号を処理する前に補正することができる。よって、ベースバンド回路２４Ａは、受信信号を正確に処理することができる。

また、送信側ＬＰＦにより位相誤差や振幅誤差が発生しても、ベースバンド回路２４Ａにより送信側ＬＰＦの位相誤差や振幅誤差を見越した送信信号を生成している。よって、相手端末に正確なデータを送信することが可能となる。

また、受信ＬＰＦ及び送信ＬＰＦの性能に依存することなく、送受信信号を正確に処理することができる。

また、切替スイッチ３７を設けることで、基準Ｉ信号と基準Ｑ信号とが同時に受信ＬＰＦと送信ＬＰＦとに行かないようにしているため、判定回路２４ｃを受信側と送信側とで別々に構成する必要がない。

また、ダウンコンバータ７と直交変復調回路９との間、或いはアップコンバータ３８と直交変復調回路９との間にＩＦフィルタを設けない場合でも、送受信信号を正確に処理することができる。

なお、上記第１の実施形態において、基準信号として基準Ｉ信号と基準Ｑ信号とを用いている。しかし、１つの基準信号により位相誤差と振幅誤差とを判定するようにしてもよい。

また、受信側ＬＰＦ及び送信側ＬＰＦは、ＬＰＦに限定されるものではなく、例えばＢＰＦ（Band Pass Filter）を用いてもよい。また、上記第１の実施形態において、ＲＦが５ＧＨｚ帯を例に説明したが、勿論２．４ＧＨｚ帯でも同様に適用可能である。

（第２の実施形態）
第２の実施形態は、例えば受信回路において、ＬＰＦとＡＧＣアンプとＡＤコンバータとに依存する位相誤差と振幅誤差とを補正するようにしたものである。

図２は、本発明の第２の実施形態における無線通信装置５０の回路構成を示すブロック図である。なお、図１と同一部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。

受信側ＡＧＣアンプ５１，５２と、送信側ＡＧＣアンプ５３，５４とは、ベースバンド回路２４Ｂにより供給される利得信号に基づいて利得を所定利得に固定する。

アンプ利得選択回路２４ｈは、受信側ＡＧＣアンプ５１，５２又は送信側ＡＧＣアンプ５３，５４を所定の利得に固定するための利得信号を生成する。上記所定の利得は、例えば送受信中にＡＧＣアンプが増幅する利得の平均値から算出される。そして、アンプ利得選択回路２４ｈは、上記利得信号を上記それぞれのアンプに供給する。

基準信号生成回路２４ｆは、ベースバンドＩＦ信号と同じ周波数を有する第１基準Ｉ信号と第１基準Ｑ信号とを生成する。この第１基準Ｉ信号と第１基準Ｑ信号とは、水晶発振器４３から供給されるクロックを分周或いは逓倍することにより生成される。

さらに、基準信号生成回路２４ｆは、上記第１基準Ｉ信号が受信側ＡＧＣアンプ５１により上記所定の利得に増幅され、さらにＡＤコンバータ１８を通過したと仮定した場合の第２基準Ｉ信号を算出して記憶する。この第２基準Ｉ信号は、実際に受信側ＡＧＣアンプ５１とＡＤコンバータ１８とを通過した信号ではなく、受信側ＡＧＣアンプ５１とＡＤコンバータ１８との性能から算出した理想の信号である。同様に、基準信号生成回路２４ｆは、第２基準Ｑ信号を算出して記憶する。

また、基準信号生成回路２４ｆは、第３基準Ｉ信号を算出して記憶する。この第３基準Ｉ信号は、ＤＡコンバータ２５と送信側ＡＧＣアンプ５３とを通過した結果、上記第１基準Ｉ信号になる信号を算出したものである。上記第３基準Ｉ信号は、実際にＤＡコンバータ２５と送信側ＡＧＣアンプ５３とを通過した信号が上記第１基準Ｉ信号になる信号ではなく、ＤＡコンバータ２５と送信側ＡＧＣアンプ５３との性能から算出した理想の信号である。

判定回路２４ｅは、テストモード時に、第１基準Ｉ信号及び第１基準Ｑ信号がＡＤコンバータ１８及びＡＤコンバータ２３から出力される受信測定信号と、第２基準Ｉ信号及び第２基準Ｑ信号とを夫々比較し、位相誤差及び振幅誤差を判定する。同様に、送信側ＬＰＦ２８及び３３から出力される送信測定信号と、第１基準Ｉ信号及び第１基準Ｑ信号とを夫々比較し、位相誤差及び振幅誤差を判定する。

次に、このように構成された無線通信装置５０のテストモードの動作について説明する。先ず、受信回路のテストモードについて説明する。
テストモード切替回路２４ｂによりテストモードが選択されると、テストモード切替回路２４ｂは、切替スイッチ１４，１９をベースバンド回路２４Ｂに接続されるように設定する。また、アンプ利得選択回路２４ｈは、受信側ＡＧＣアンプ５１と受信側ＡＧＣアンプ５２とを上記所定の利得に固定するための利得信号を生成し、受信側ＡＧＣアンプ５１と受信側ＡＧＣアンプ５２とに供給する。これにより、受信側ＡＧＣアンプ５１と受信側ＡＧＣアンプ５２とは、上記所定の利得に固定される。

次に、基準信号生成回路２４ｆは、第１基準Ｉ信号を出力する。この第１基準Ｉ信号は、切替スイッチ１４を介して受信側ＬＰＦ１５に入力される。受信側ＬＰＦ１５を通過した第１基準Ｉ信号は、さらに受信側ＡＧＣアンプ５１とＡＤコンバータ１８とを通過し、受信測定Ｉ信号としてバースバンド回路２４Ｂに入力される。

また、基準信号生成回路２４ｆは、第１基準Ｑ信号を出力する。この第１基準Ｑ信号は、切替スイッチ１９を介して受信側ＬＰＦ２０に入力される。受信側ＬＰＦ２０を通過した第１基準Ｑ信号は、さらに受信側ＡＧＣアンプ５２とＡＤコンバータ２３とを通過し、受信測定Ｑ信号としてバースバンド回路２４Ｂに入力される。

次に、判定回路２４ｇは、受信測定Ｉ信号及び受信測定Ｑ信号と第２基準Ｉ信号及び第２基準Ｑ信号とを夫々比較し、位相誤差と振幅誤差とを判定する。補正情報記憶回路２４ｄは、この位相誤差と振幅誤差からなる受信補正情報を上記所定利得に対応付けて記憶する。

テストモードが終了すると、テストモード切替回路２４ｂは、切替スイッチ１４，１９を受信信号が処理可能な通常の接続状態に設定する。

次に、送信回路のテストモードについて説明する。テストモード切替回路２４ｂにより送信側のテストモードが実行されると、テストモード切替回路２４ｂは、切替スイッチ２９，３４をベースバンド回路２４Ｂに接続されるように設定する。また、アンプ利得選択回路２４ｈは、送信側ＡＧＣアンプ５３と送信側ＡＧＣアンプ５４とを上記所定の利得に固定するための利得信号を生成し、送信側ＡＧＣアンプ５３と送信側ＡＧＣアンプ５４とに供給する。これにより、送信側ＡＧＣアンプ５３と送信側ＡＧＣアンプ５４とは、上記所定の利得に固定される。

次に、基準信号生成回路２４ｆは、第３基準Ｉ信号を出力する。この第３基準Ｉ信号は、ＤＡコンバータ２５に入力される。ＤＡコンバータ２５から出力された第３基準Ｉ信号は、送信側ＡＧＣアンプ５３と、送信側ＬＰＦ２８と、切替スイッチ２９とを通過し、送信測定Ｉ信号としてバースバンド回路２４Ｂに入力される。

また、基準信号生成回路２４ｆは、第３基準Ｑ信号を出力する。この第３基準Ｑ信号は、ＤＡコンバータ３０に入力される。ＤＡコンバータ３０から出力された第３基準Ｑ信号は、送信側ＡＧＣアンプ５４と、送信側ＬＰＦ３３と、切替スイッチ３４とを通過し、送信測定Ｑ信号としてバースバンド回路２４Ｂに入力される。

次に、判定回路２４ｇは、送信測定Ｉ信号及び送信測定Ｑ信号と第１基準Ｉ信号及び第１基準Ｑ信号とを夫々比較し、位相誤差と振幅誤差とを判定する。補正情報記憶回路２４ｄは、この位相誤差と振幅誤差からなる送信補正情報を上記所定利得に対応付けて記憶する。

テストモードが終了すると、テストモード切替回路２４ｂは、切替スイッチ２９，３４を送信信号が処理可能な通常の接続状態に設定する。

一方、相手装置が送信した無線信号を無線通信装置５０が処理し、受信デジタルＩ信号と受信デジタルＱ信号とがベースバンド回路２４Ｂに入力されると、補正回路２４ｅは、上記受信補正情報に基づいて上記受信デジタルＩ信号と受信デジタルＱ信号との位相誤差と振幅誤差とを補正する。

また、無線通信装置５０が相手装置に送信するための送信デジタルＩ信号を生成すると、補正回路２４ｅは、上記送信補正情報に基づいて、上記送信デジタルＩ信号の位相と振幅とを、ＤＡコンバータ２５と送信側ＡＧＣアンプ５３と送信側ＬＰＦ２８とにより位相誤差と振幅誤差とが発生するのを見越した位相と振幅とに補正する。送信デジタルＱ信号についても同様である。

以上詳述したように本実施形態では、テストモード時に受信側ＬＰＦと受信側ＡＧＣアンプとＡＤコンバータとにより発生する位相誤差と振幅誤差とを判定しておく。そして、相手装置から受信した信号を上記位相誤差と振幅誤差とからなる受信補正情報に基づいて補正するようにしている。

また、テストモード時にＤＡコンバータと送信側ＡＧＣアンプと送信側ＬＰＦとにより発生する位相誤差と振幅誤差とを判定しておく。そして、無線通信装置５０が相手装置に送信するための信号を、ＤＡコンバータと送信側ＡＧＣアンプと送信側ＬＰＦとにより位相誤差と振幅誤差とが発生するのを見越した位相と振幅とに補正するようにしている。

したがって本実施形態によれば、受信側ＬＰＦにより発生する位相誤差や振幅誤差のみならず、受信側ＡＧＣアンプとＡＤコンバータとにより発生する位相誤差や振幅誤差についても補正することが可能となる。よって、データの受信を上記第1の実施形態に比べてより高精度で行うことが可能である。

また、送信側ＬＰＦにより発生する位相誤差や振幅誤差のみならず、ＤＡコンバータと送信側ＡＧＣアンプとにより発生する位相誤差や振幅誤差についても補正することが可能となる。よって、データの送信を上記第1の実施形態に比べてより高精度で行うことが可能である。

また、本実施形態では、上記第1の実施形態と比べてテストモード時の切替スイッチを少なくすることができるので、回路構成を簡単にでき、且つベースバンド回路２４Ｂの処理負担を軽減することができる。

なお、受信側ＬＰＦ１５と受信側ＡＧＣアンプ５１とを通過した信号の位相誤差及び振幅誤差を補正することも可能である。この場合、受信側ＡＧＣアンプ５１とＡＤコンバータ１８との間に切替スイッチを挿入し、且つ上記第２基準Ｉ信号の算出値を変更することで簡単に実現できる。送信側についても同様である。

さらに、上記第２の実施形態では、上記各ＡＧＣアンプの利得を所定の１点に固定するようにしている。しかし、上記各ＡＧＣアンプの利得を複数点に固定して、それぞれについて位相誤差及び振幅誤差を測定して記憶するようにしてもよい。この場合、上記アンプ利得選択回路２４ｈが受信信号を処理している時の受信側ＡＧＣアンプの利得をフィードバックする、そして、補正回路２４ｅは、上記フィードバックした利得に近い補正情報により補正を行う。このような構成にすると、受信側ＡＧＣアンプの位相誤差及び振幅誤差をより正確に補正することができる。送信側についても同様である。

また、位相誤差については利得を１点のみに固定して測定し、振幅誤差については利得を複数点に固定して測定する。このようにすることで、位相誤差及び振幅誤差の判定に要する時間を短縮することがでる。

（第３の実施形態）
第３の実施形態は、周波数特性を制御電圧或いは電流により可変できるＬＰＦを用いて無線通信装置６０を構成したものである。

図３は、本発明の第３の実施形態における無線通信装置６０の回路構成を示すブロック図である。なお、図１と同一部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。

受信側ＬＰＦ６１，６２と送信側ＬＰＦ６３，６４とは、ベースバンド回路２４Ｃから供給される特性制御信号に基づいて、周波数特性が変化する。この周波数特性は、減衰特性を含む。図４に、周波数特性が可変する可変形ＬＰＦの一例を示す。

上記可変形ＬＰＦは、入力端子６５と、制御端子６６と、可変抵抗器Ｒ１，Ｒ２と、電流源６７，６９と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、増幅器６８，７０と、出力端子７１とを有する２次ＬＰＦである。

上記電流源６７，６９は、制御端子６６から入力される特性制御信号（例えば、直流電流からなる）により電流量が変化する。上記電流源６７，６９の電流量の変化により上記可変抵抗器Ｒ１，Ｒ２の抵抗値が可変制御される。これにより、当該可変形ＬＰＦの周波数特性を可変することができる。

なお本実施形態では、受信側を例に説明すると、制御端子６６がベースバンド回路２４Ｃに接続され、入力端子６５が切替スイッチ１４に接続され、出力端子７１が切替スイッチ１６に接続される。

周波数特性記憶回路２４ｉは、受信側ＬＰＦ６１，６２及び送信側ＬＰＦ６３，６４における、周波数特性と上記特性制御信号との対応関係からなる特性情報を記憶する。

補正回路２４ｊは、送受信モード時に、補正情報記憶回路２４ｄが記憶する補正情報に基づいて送受信信号の補正を行う。すなわち、上記補正情報が有する位相誤差と振幅誤差とを上記各ＬＰＦが補正できるような上記特性制御信号を生成し、この特性制御信号を上記各ＬＰＦに供給する。

次に、このように構成された無線通信装置６０の動作について説明する。先ず、受信回路ついて説明する。なお、上記受信補正情報を記憶するまでの動作は上記第１の実施形態と同じである。テストモードが終了すると、補正回路２４ｊは、補正情報記憶回路２４ｄに記憶された受信補正情報と周波数特性記憶回路２４ｉに記憶された特性情報とに基づいて特性制御信号を生成する。そして、ベースバンド回路２４Ｃは、上記特性制御信号を受信側ＬＰＦ６１，６２に供給する。これにより、受信側ＬＰＦ６１，６２は、受信状態に最適な周波数特性を有するように設定される。

次に、送信回路の動作ついて説明する。なお、上記送信補正情報を記憶するまでの動作は上記第１の実施形態と同じである。上記テストモードが終了すると、補正回路２４ｊは、補正情報記憶回路２４ｄに記憶された送信補正情報と周波数特性記憶回路２４ｉに記憶された特性情報とに基づいて特性制御信号を生成する。そして、ベースバンド回路２４Ｃは、上記特性制御信号を送信側ＬＰＦ６３，６４に供給する。これにより、送信側ＬＰＦ６３，６４は、送信状態に最適な周波数特性を有するように設定される。

したがって本実施形態によれば、位相誤差や振幅誤差をＬＰＦの周波数特性を変化させて補正することで、送受信信号を正確に処理することができる。

また、上記第１の実施形態と比べて、補正回路の構成を簡単にすることが可能である。

なお、上記第１の実施形態と第３の実施形態とを組み合わせることで、位相誤差や振幅誤差をベースバンド回路が補正しきれない場合に、ＬＰＦのアナログ回路の特性を変更することで補うことができる。

（第４の実施形態）
図５は、本発明の第４の実施形態における無線通信装置８０の回路構成を示すブロック図である。第４の実施形態は、無線機の構成を変更したものである。無線通信装置８０は、ＲＦが５ＧＨｚ帯と２．４ＧＨｚ帯とを混載させている。なお、図１と同一部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。

２．４ＧＨｚ帯の電波を受信する場合、アンテナ２’から入力された２．４ＧＨｚ帯の無線周波信号は、ＲＦフィルタ３’を通過した後、送受信切替スイッチ４’を介して受信側ＬＮＡ５’、受信側ＲＦフィルタ６’、ダウンコンバータ７’を通過し、無線周波信号は１４００ＭＨｚ帯の周波数を有するＩＦ信号に周波数変換される。ここでは、ＩＦ信号の周波数を２．４ＧＨｚ帯と５ＧＨｚ帯とで共有化を図るため、上記５ＧＨｚ帯のＩＦ周波数と同じ１４００ＭＨｚ帯とした。すなわち、ＲＦ側シンセサイザ８，８’を３．８ＧＨｚ付近にすれば、５ＧＨｚ帯に対しては下側ローカル信号、２．４ＧＨｚ帯に対しては上側ローカル信号となり、ＲＦ側シンセサイザ８，８’のＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）を共有化できる。この時ＲＦ側シンセサイザ８は３．８ＧＨｚ帯で発振し、２．４ＧＨｚ帯の無線周波信号とダウンコンバータ７によって乗算することにより、１４００ＭＨｚ帯の受信ＩＦ信号を得る。

次に、２．４ＧＨｚ帯の無線周波信号を送信する場合について説明する。直交変復調回路９より出力された１４００ＭＨｚ帯の送信ＩＦ信号は、アップコンバータ３８’により２．４ＧＨｚ帯の無線周波信号に周波数変換される。その後、送信側ＲＦフィルタ３９’、ドライバアンプ４０’、パワーアンプ４１’、送信側ＬＰＦ４２’により所定の帯域及び利得を備えた無線周波信号に変換される。そして、送受信切替スイッチ４’を介してアンテナ２’から空中に送信される。

ところで、５ＧＨｚ帯の電波を扱うIEEE802.11aと２．４ＧＨｚ帯を扱うIEEE802.11bとは同時動作してはならないため、ベースバンド回路２４Ａにより時分割に制御される。すなわち、５ＧＨｚ帯の電波を受信している時は、２．４ＧＨｚ帯を受信するためのアンテナ２’からダウンコンバータ７’までの区間及びＲＦ側シンセサイザ８’を停止状態とし、５ＧＨｚ帯を受信するためのアンテナ２からダウンコンバータ７及びＲＦ側シンセサイザ８を動作状態とする。

また、５ＧＨｚ帯の電波を送信している時は、２．４ＧＨｚ帯を送信するためのアンテナ２’からアップコンバータ３８’までの区間及びＲＦ側シンセサイザ８’を停止状態とし、５ＧＨｚ帯を送信するためのアンテナ２からアップコンバータ３８及びＲＦ側シンセサイザ８を動作状態とする。逆に２．４ＧＨｚ帯の電波を送受信する際はその逆の操作を施す。

このような２．４ＧＨｚ帯と５ＧＨｚ帯との回路を混載した無線通信装置８０においても、上記第１乃至第３の実施形態と同様の効果を得ることができる。

さらに、無線ＬＡＮシステムに限定されず、無線信号を扱う無線機についても適用することができる。

この発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、その他、本発明の要旨を変更しない範囲において種々変形して実施可能なことは勿論である。

本発明の第１の実施形態に係る無線通信装置１の回路構成を示すブロック図。 本発明の第２の実施形態に係る無線通信装置５０の回路構成を示すブロック図。 本発明の第３の実施形態に係る無線通信装置６０の回路構成を示すブロック図。 周波数特性が可変する可変形ＬＰＦの一例を示す図。 本発明の第４の実施形態に係る無線通信装置８０の回路構成を示すブロック図。

符号の説明

１，５０，６０，８０…無線通信装置、２，２’…アンテナ、３，３’…ＲＦフィルタ、４，４’…送受信切替スイッチ、５，５’…受信側ＬＮＡ、６，６’…ＲＦフィルタ、７，７’…ダウンコンバータ、８，８’…ＲＦ側シンセサイザ、９…直交変復調回路、１０…ＩＦ側シンセサイザ、１１…移相回路、１２，１３，３５，３６…ミキサ、１４，１６，１９，２１，２７，２９，３２，３４，３７…切替スイッチ、１５，２０…受信側ＬＰＦ、１７，２２…受信側ＡＧＣアンプ、１８，２３…ＡＤコンバータ、２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃ…ベースバンド回路、２４ａ，２４ｆ…基準信号生成回路、２４ｂ…テストモード切替回路、２４ｃ，２４ｅ，２４ｇ…判定回路、２４ｄ…補正情報記憶回路、２４ｅ，２４ｊ…補正回路、２４ｈ…アンプ利得選択回路、２４ｉ…周波数特性記憶回路、２５，３０…ＤＡコンバータ、２６，３１…送信側ＡＧＣアンプ、２８，３３…送信側ＬＰＦ、３８，３８’…アップコンバータ、３９，３９’…送信側ＲＦフィルタ、４０，４０’…ドライバアンプ、４１，４１’…パワーアンプ、４２，４２’…送信側ＬＰＦ、４３…水晶発振器、５１，５２…受信側ＡＧＣアンプ、５３，５４…ＡＧＣアンプ、６１，６２…受信側ＬＰＦ、６３，６４…送信側ＬＰＦ、６５…入力端子、６６…制御端子、６７，６９…電流源、６８，７０…増幅器、７１…出力端子、Ｒ１，Ｒ２…可変抵抗器、Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ。

Claims (8)

1. 受信信号に基づく中間周波信号を復調して受信入力信号を生成する復調回路と、
   前記受信入力信号を濾過する受信フィルタ回路と、
   テスト信号を生成するテスト信号生成回路と、
   前記復調回路から出力される前記受信入力信号を前記受信フィルタ回路に入力する受信状態と、前記テスト信号を前記受信フィルタ回路に入力する受信テスト状態とを切り替える切替回路と、
   前記受信テスト状態において、前記受信フィルタ回路から出力される受信測定信号と、前記テスト信号とを夫々比較し、前記テスト信号と前記受信測定信号の位相誤差及び振幅誤差を判定する判定回路と、
   前記受信測定信号に基づく前記位相誤差及び振幅誤差を含む受信補正情報を記憶する記憶回路と、
   前記受信状態において、前記受信補正情報に基づいて前記受信フィルタ回路から出力される受信出力信号を補正する補正回路と、
   を具備することを特徴とする無線通信装置。
2. 受信信号に基づく中間周波信号を復調して受信入力信号を生成する復調回路と、
   前記受信入力信号を濾過する、周波数特性が可変な受信フィルタ回路と、
   テスト信号を生成するテスト信号生成回路と、
   前記復調回路から出力される前記受信入力信号を前記受信フィルタ回路に入力する受信状態と、前記テスト信号を前記受信フィルタ回路に入力する受信テスト状態とを切り替える切替回路と、
   前記受信テスト状態において、前記受信フィルタ回路から出力される受信測定信号と、前記テスト信号とを夫々比較し、前記テスト信号と前記受信測定信号の位相誤差及び振幅誤差を判定する判定回路と、
   前記受信測定信号に基づく前記位相誤差及び振幅誤差を含む受信補正情報を記憶する記憶回路と、
   前記受信状態において、前記受信補正情報に基づいて前記受信フィルタ回路の周波数特性を補正する補正回路と、
   を具備することを特徴とする無線通信装置。
3. 前記切替回路は、前記復調回路と前記受信フィルタ回路との間に接続された第１受信スイッチと、前記受信フィルタ回路の後段に接続された第２受信スイッチとをさらに有することを特徴とする請求項１又は２記載の無線通信装置。
4. 送信信号に基づく送信入力信号を生成するベースバンド回路と、
   前記送信入力信号を濾過する送信フィルタ回路と、
   前記送信フィルタ回路から出力された送信出力信号を変調する変調回路とをさらに具備し、
   前記切替回路は、前記ベースバンド回路から出力される前記送信入力信号を前記送信フィルタ回路に入力する送信状態と、前記テスト信号を前記送信フィルタ回路に入力する送信テスト状態とを切り替える回路をさらに具備し、
   前記判定回路は、前記送信テスト状態において、前記送信フィルタ回路から出力される送信測定信号と、前記テスト信号とを夫々比較し、前記テスト信号と前記送信測定信号の位相誤差及び振幅誤差を判定する回路をさらに具備し、
   前記記憶回路は、前記送信測定信号に基づく前記位相誤差及び振幅誤差を含む送信補正情報を記憶する回路をさらに具備し、
   前記補正回路は、前記送信状態において、前記送信補正情報に基づいて前記送信入力信号を補正する回路をさらに具備することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
5. 送信信号に基づく送信入力信号を生成するベースバンド回路と、
   前記送信入力信号を濾過する、周波数特性が可変な送信フィルタ回路と、
   前記送信フィルタ回路から出力された送信出力信号を変調する変調回路とをさらに具備し、
   前記切替回路は、前記ベースバンド回路から出力される前記送信入力信号を前記送信フィルタ回路に入力する送信状態と、前記テスト信号を前記送信フィルタ回路に入力する送信テスト状態とを切り替える回路をさらに具備し、
   前記判定回路は、前記送信テスト状態において前記送信フィルタ回路から出力される送信測定信号と、前記テスト信号とを夫々比較し、前記テスト信号と前記送信測定信号の位相誤差及び振幅誤差を判定する回路をさらに具備し、
   前記記憶回路は、前記送信測定信号に基づく前記位相誤差及び振幅誤差を含む送信補正情報を記憶する回路をさらに具備し、
   前記補正回路は、前記送信状態において、前記送信補正情報に基づいて前記送信フィルタ回路の周波数特性を補正する回路をさらに具備することを特徴とする請求項２記載の無線通信装置。
6. 前記切替回路は、前記テスト信号を、前記受信フィルタ回路に入力するか或いは前記送信フィルタ回路に入力するかを選択する選択スイッチをさらに有することを特徴とする請求項４又は５記載の無線通信装置。
7. 前記切替回路は、前記ベースバンド回路と前記送信フィルタ回路との間に接続された第１送信スイッチと、前記送信フィルタ回路と前記変調回路との間に接続された第２送信スイッチとをさらに有することを特徴とする請求項４又は５記載の無線通信装置。
8. 前記テスト信号生成回路は、クロックを生成するクロック生成回路と、前記クロックから前記中間周波信号と同じ周波数帯を有する前記テスト信号を生成する変換回路とを有することを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の無線通信装置。

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