JP5844795B2 - 発振周波数調整装置、発振周波数調整方法及び無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、高周波数帯域において無線通信装置に用いられる発振回路の発振周波数を調整する発振周波数調整装置、発振周波数調整方法及び無線通信装置に関する。

ミリ波の周波数帯域を用いた無線通信装置におけるＲＦ（radio frequency）回路のＭＭＩＣ（monolithic microwave integrated circuit）化が進められている。ミリ波の周波数帯域を用いた無線通信装置を商品化するためには、無線通信装置におけるＲＦ回路は消費電力の低減が要求される。このため、ダイレクトコンバージョン方式の採用が有効であると言われている。

一般的なダイレクトコンバージョン方式では、キャリア周波数と同じ周波数を出力する発振回路と、発振周波数を安定させるためのＰＬＬ（Phase Locked Loop）シンセサイザとが必要となる。マイクロ波の周波数帯域（〜数ＧＨｚ）では、キャリア周波数と同じ周波数を出力する発振回路とＰＬＬとを比較的容易に実現できる（例えば、特許文献１参照）。

図８は、特許文献１の従来のＰＬＬシンセサイザの概略構成図である。図８に示すＰＬＬシンセサイザは、基準発振器２０１、位相比較器２０３、チャージポンプ２０４、ループフィルタ２０５、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２０６、電圧制御発振器２０６の周波数を分周する分周器２０７を含む構成である。

図８に示すＰＬＬシンセサイザの動作を説明する。基準発振器２０１から出力される基準信号は位相比較器２０３に入力される。位相比較器２０３は、電圧制御発振器２０６の発振周波数を分周器２０７にて１／Ｍに分周された周波数成分との比較を行い、その位相差に応じて、チャージポンプ２０４を駆動する。チャージポンプ２０４の出力信号はループフィルタ２０５により平滑化され、電圧制御発振器２０６の制御電圧として電圧制御発振器に印加される。

基準信号に対して分周器２０７の出力信号の位相が遅れている場合又は周波数が低い場合には、ループフィルタ２０５の出力電圧が高くなるため、電圧制御発振器２０６の発振周波数が高くなり位相が進み、基準信号の位相と一致させることができる。

しかしながら、ミリ波の周波数帯域（例えば６０ＧＨｚ）の周波数を出力する発振回路をＣＭＯＳプロセスによって製造する場合、プロセス、周囲温度又は電源電圧のうち１つ以上の変動により、６０ＧＨｚの信号を分周する周波数分周回路は、製造することが困難となる。このため、ミリ波の周波数帯域（例えば６０ＧＨｚ）の周波数を出力する発振回路に、従来のＰＬＬシンセサイザを用いることが困難となる。

例えば、ミリ波の周波数帯域より十分低い周波数帯域において動作可能な注入同期型発振回路及びＰＬＬを含む構成の発振回路が提案されている。この発振回路は、注入同期型発振回路及びＰＬＬに低い周波数の高次高調波の信号を注入同期することで、ミリ波の周波数帯域の周波数を出力する。（たとえば、非特許文献１参照）。

図９は、非特許文献１に記載された従来の発振回路１０９の内部構成を示す説明図である。図９に示す様に、従来の発振回路１０９は、ＰＬＬシンセサイザ１０１及び注入同期型発振回路１０７を含む構成である。

ＰＬＬシンセサイザ１０１は、発振回路１０２、周波数分周回路１０３、位相周波数比較器（ＰＦＤ：phase frequency detector）１０４、チャージポンプ（ＣＰ：charge pump）１０５、及び低域通過フィルタ（ＬＰＦ：low pass filter）１０６を有する。

従来の発振回路１０９の動作を説明する。

発振回路１０２は、低域通過フィルタ１０６から入力される制御電圧を用いて、所望の周波数の１／Ｍによって発振する。周波数分周回路１０３は、発振回路１０２の出力信号をＮ分周する。位相周波数比較器１０４は、周波数分周回路１０３によりＮ分周された信号と基準信号との位相及び周波数を比較する。

チャージポンプ１０５は、位相周波数比較器１０４の比較結果を電圧に変換して低域通過フィルタ１０６に出力する。低域通過フィルタ１０６は、チャージポンプ１０５から出力された電圧を平滑化する。低域通過フィルタ１０６の出力が発振回路１０２の制御電圧となり、ＰＬＬシンセサイザ１０１は、所望の周波数の１／Ｍによって動作する。

注入同期型発振回路１０７は、ＰＬＬシンセサイザ１０１から出力される発振周波数のＭ次高調波信号によって注入同期され、所望の周波数の周波数によって発振し、所望の周波数の信号を出力する。

例えば、所望の周波数が６０ＧＨｚ、ＰＬＬシンセサイザ１０１の発振周波数が所望周波数の１／４である場合に、ＰＬＬシンセサイザ１０１は１５ＧＨｚ程度において動作し、４次高調波信号によって注入同期型発振回路１０７が同期する。これにより、発振回路１０９は、６０ＧＨｚの信号を出力できる。また、周波数分周回路１０３は、１５ＧＨｚの周波数成分を分周すれば良いため、安定したＰＬＬシンセサイザ１０１を提供できる。

米国特許出願公開第２００９／０２０６８９４号明細書

Shoichi Hara., et al.,‘60 GHz Injection Locked Frequency Quadrupler with Quadrature Outputs in 65nm CMOS Process’, Asia Pacific Microwave Conference, pp.2268-2271, Dec. 2009

しかしながら、上述した非特許文献１の注入同期型発振回路１０７におけるプロセス、周囲温度又は電源電圧のうち１つ以上の変動によって、注入同期型発振回路１０７から出力される発振周波数は変動する。

更に、ＰＬＬシンセサイザ１０１の高次高調波信号の注入同期によって、注入同期型発振回路１０７が所望の周波数の信号を出力しているかどうかを確認するためには、注入同期型発振回路１０７の出力信号をモニタする必要がある。

ところが、上述した非特許文献１に示す発振回路１０９には、注入同期型発振回路１０７の出力信号をモニタする機能を有しない。このため、発振回路１０９を無線通信装置に組み込んだ場合に、送受信における所望の周波数の信号が適正に出力されているかどうかを判定することが困難であった。

本発明は、上述した従来の事情に鑑みてなされたものであって、電圧制御型発振回路と注入同期型発振回路との同期を制御し、所望の周波数の信号を出力する発振周波数調整装置、発振周波数調整方法及び無線通信装置を提供することを目的とする。

本発明は、上述した発振周波数調整装置であって、制御電圧に応じた発振周波数において発振する電圧制御発振回路と、前記電圧制御発振回路からの出力信号に応じた発振周波数において発振する第１注入同期型発振回路と、前記電圧制御発振回路からの出力信号に応じた発振周波数において発振する第２注入同期型発振回路と、前記第１注入同期型発振回路の出力信号と前記第２注入同期型発振回路の出力信号とを用いて周波数変換するミキサ回路と、前記ミキサ回路の出力信号に応じて、前記第１注入同期型発振回路及び第２注入同期型発振回路の同期状態を判定する同期判定部と、を備え、前記第１注入同期型発振回路及び前記第２注入同期型発振回路は、前記電圧制御発振回路の発振周波数の整数倍の周波数において同期し、前記同期判定部は、前記ミキサ回路の出力信号が周波数成分を含むか否かに応じて、前記第１注入同期型発振回路及び第２注入同期型発振回路の各同期状態を判定する。

また、本発明は、上述した発振周波数調整方法であって、制御電圧に応じた発振周波数において発振するステップと、前記制御電圧に応じた発振周波数の高次高調波に同期して前記発振周波数より高い第１発振周波数において発振するステップと、前記制御電圧に応じた発振周波数の高次高調波に同期して前記発振周波数より高い第２発振周波数において発振するステップと、前記第１発振周波数の出力信号と前記第２発振周波数の出力信号とを基に周波数変換するステップと、前記周波数変換の出力信号に応じて、前記第１発振周波数の出力信号と前記第２発振周波数の出力信号との同期状態を判定するステップと、を備え、前記第１発振周波数及び前記第２発振周波数は、前記制御電圧に応じた発振周波数の整数倍であり、前記ミキサ回路の出力信号が周波数成分を含むか否かに応じて、前記第１注入同期型発振回路及び第２注入同期型発振回路の各同期状態を判定する。

更に、本発明は、上述した発振周波数調整装置と、前記発振周波数調整装置の前記第１注入同期型発振回路からの第１出力信号と、送信用のベースバンド信号とを基に周波数変換する送信ミキサ回路と、前記発振周波数調整装置の前記第２注入同期型発振回路からの第２出力信号と、高周波受信信号とを基に周波数変換する受信ミキサ回路とを備える。

本発明によれば、電圧制御型発振回路と注入同期型発振回路との同期を制御し、所望の周波数の信号を出力できる。

実施の形態１に係る発振周波数調整装置の内部構成を示す説明図 発振周波数調整装置の各注入同期型発振回路に印加する制御電圧に対する発振周波数特性の一例を示す説明図 発振周波数調整装置のミキサ回路の出力信号の振幅特性の一例を示す説明図、（ａ）同期時、（ｂ）非同期時 発振周波数調整装置を含む無線通信装置の概略構成図 発振周波数調整装置のミキサ回路の出力信号をモニタする一例を示す説明図 実施の形態２に係る発振周波数調整装置の内部構成を示す説明図 実施の形態３に係る発振周波数調整装置の内部構成を示す説明図 従来のＰＬＬシンセサイザの概略構成図 従来の発振回路の内部構成を示す説明図

以下、本発明に係る発振周波数調整装置の実施の形態について、図面を参照して説明する。また、本発明は、発振周波数調整装置の処理（ステップ）を発振周波数調整方法として表現できる。更に、本発明は、後述の図４に示す様に、発振周波数調整装置を組み込んだ無線通信装置として表現できる。

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係る発振周波数調整装置１の内部構成を示す説明図である。図１に示す様に、発振周波数調整装置１は、電圧制御型発振回路２、注入同期型発振回路３，４、ミキサ回路５、同期判定部６、ＡＤコンバータ１５，１６を含む構成である。

注入同期型発振回路３は、注入同期型発振回路３の発振周波数を調整するための制御端子７を有する。注入同期型発振回路４は、注入同期型発振回路４の発振周波数を調整するための制御端子８を有する。

以下、注入同期型発振回路３の出力信号を第１出力信号と記載し、注入同期型発振回路４の出力信号を第２出力信号と記載する。

発振周波数調整装置１の動作を説明する。

電圧制御型発振回路２は、制御電圧を基に発振周波数ｆ_０付近の周波数において発振し、発振周波数ｆ_０付近の発振による出力信号を注入同期型発振回路３，４にそれぞれ出力する。発振周波数ｆ_０と、注入同期型発振回路３，４の発振周波数ｆ_１帯との間には、数式（１）が成立する。

電圧制御型発振回路２は、例えば図８に示すＰＬＬシンセサイザ１０１の発振回路１０２として構成可能である。図１には図示されていないが、発振周波数調整装置１には、図８のＰＬＬシンセサイザ１０１が含まれている。電圧制御型発振回路２は、図８の発振回路１０２に相当する。従って、電圧制御型発振回路２は、図１に示していない低域通過フィルタからの制御電圧を基に、発振周波数ｆ_０付近において発振する。

注入同期型発振回路３は、電圧制御型発振回路２からの出力信号における発振周波数のＮ次高調波の信号の注入（入力）に同期し、同期によって発振周波数ｆ_１付近の周波数において安定的に発振する。注入同期型発振回路３は、発振周波数ｆ_１付近の発振による出力信号を第１出力信号として、ミキサ回路５に出力する。なお、後述する様に、第１出力信号は、送信ミキサ９にも出力される。

注入同期型発振回路４は、電圧制御型発振回路２からの出力信号における発振周波数のＮ次高調波の信号の注入（入力）に同期し、同期によって発振周波数ｆ_１付近の周波数において安定的に発振する。注入同期型発振回路３は、発振周波数ｆ_１付近の発振による出力信号を第２出力信号として、ミキサ回路５に出力する。なお、後述する様に、第２出力信号は、受信ミキサ１０にも出力される。

注入同期型発振回路３，４において、ＣＭＯＳプロセスではプロセス変動が存在するため、注入同期型発振回路３，４が同じ発振器でも、ＣＭＯＳプロセスにおける配置位置によって各発振周波数は微妙に異なる。更に、各注入同期型発振回路３，４がフリーランにおいて発振しているため、各注入同期型発振回路３，４の発振位相も異なる。

従って、第１出力信号ｙ_１の周波数成分をω_１、位相をθ_１、振幅をａ_１とすると、数式（２）が成立する。同様に、第２出力信号ｙ_２の周波数成分をω_２、位相をθ_２、振幅をａ_２とすると、数式（３）が成立する。

ＣＭＯＳプロセスを用いて発振回路を製造する場合、プロセス、周囲温度又は電源電圧の変動によって、電圧制御型発振回路２の発振周波数は変動する。

注入同期型発振回路３，４の発振周波数を調整するために、注入同期型発振回路３には制御端子７、注入同期型発振回路４には制御端子８がそれぞれ設けられている。従って、制御端子７，８に与える制御電圧Ｖｔを制御することによって、注入同期型発振回路３，４の発振周波数を調整できる。

図２は、発振周波数調整装置１の各注入同期型発振回路３，４に印加する制御電圧Ｖ_ｔに対する発振周波数特性の一例を示す説明図である。

図２に示す様に、注入同期型発振回路３，４の制御電圧Ｖ_ｔがＶ_１からＶ_２の間であれば、注入同期型発振回路３，４の発振周波数は電圧制御型発振回路２の発振周波数ｆ_０のＮ倍（Ｎ次高調波）に同期して発振する。

注入同期型発振回路３，４の制御電圧Ｖ_ｔがＶ_１からＶ_２の間でない場合、注入同期型発振回路３，４は電圧制御型発振回路２の発振周波数ｆ_０に同期せず、フリーラン周波数において発振する。

ミキサ回路５は、注入同期型発振回路３，４からの各出力信号（第１出力信号ｙ_１，第２出力信号ｙ_２）を入力する。ミキサ回路５は、入力された各出力信号を基に、第１出力信号と第２出力信号との差分信号を出力する。

具体的には、ミキサ回路５は、数式（２）及び（３）により示された第１出力信号ｙ_１と第２出力信号ｙ_２とを用いてダウンコンバートすることによって、数式（４）に示す差分信号ｙ_３を出力する。

数式（４）において、ｃｏｓ（（ω_１＋ω_２）ｔ＋θ_１＋θ_２）は、第１出力信号ｙ_１，第２出力信号ｙ_２の各周波数の和の成分を示し、注入同期型発振回路３，４の出力信号における所望の発振周波数ｆ_１の約２倍の周波数成分である。

なお、所望の発振周波数ｆ_１は、例えばミリ波の周波数（６０ＧＨｚ）である。従って、ｃｏｓ（（ω_１＋ω_２）ｔ＋θ_１＋θ_２）の出力信号の信号電力は、ｃｏｓ（（ω_１−ω_２）ｔ＋θ_１−θ_２）の出力信号の信号電力に比べて無視できる程に十分に小さいと考えることができる。

数式（４）において、ｃｏｓ（（ω_１−ω_２）ｔ＋θ_１−θ_２）は、第１出力信号ｙ_１，第２出力信号ｙ_２の各周波数の差の成分を示し、注入同期型発振回路３，４の出力信号における所望の発振周波数ｆ_１に比べて低次の周波数成分である。

同期判定部６は、ミキサ回路５により出力された注入同期型発振回路３，４の差分信号ｙ_３を基に、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期しているか否かを判定する。

図３は、発振周波数調整装置１のミキサ回路５の出力信号の振幅特性の一例を示す説明図である。同図（ａ）は、同期時の振幅特性の一例を示す説明図である。同図（ｂ）は、非同期時の振幅特性の一例を示す説明図である。

具体的に、同期判定部６は、差分信号ｙ_３が周波数成分を含まないＤＣ（直流）成分の信号（図３（ａ）参照）である場合、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していると判定する。

同期判定部６は、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期しているか否かを示す判定結果に応じた電圧制御信号を、ＡＤコンバータ１５，１６に出力する。

同期判定部６の判定結果に応じた電圧制御信号は、例えば、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していない場合には、注入同期型発振回路３，４への制御電圧を上げる又は下げる旨の制御信号である。

同期判定部６の判定結果に応じた電圧制御信号は、例えば、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期している場合には、注入同期型発振回路３，４への制御電圧を現在の制御電圧に維持する旨の制御信号である。

注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期している場合には、周波数ω_１＝ω_２、位相θ_１＝θ_２となり、数式（４）のｃｏｓ（（ω_１−ω_２）ｔ＋θ_１−θ_２）はｃｏｓ（０）＝１となる。ミキサ回路５の出力信号（差分信号ｙ_３）は、図３（ａ）に示す様に、周波数成分を含まないＤＣ成分となる。

また、同期判定部６は、差分信号ｙ_３が周波数成分を含む信号（図３（ｂ）参照）である場合、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していないと判定する。

注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していない場合は、周波数ω_１＝ω_２、位相θ_１＝θ_２とならない。ミキサ回路５の出力信号（差分信号ｙ_３）は、図３（ｂ）に示す様に、周波数成分の差分（ω_１−ω_２）ｔに相当する信号となる。

ここで、注入同期型発振回路３，４は、プロセスの変動の影響を受けるが、実際には図４に示す様に、それぞれ送信ミキサ９，受信ミキサ１０へのローカル信号源として用いられる。このため、２つの注入同期型発振回路３，４はＣＭＯＳ上において大きく離れて配置されることはない。図４は、発振周波数調整装置１を含む無線通信装置１００の概略構成図である。

従って、２つの注入同期型発振回路３，４は、フリーラン発振している状態（図２の制御電圧Ｖ_１〜Ｖ_２の間以外の状態）では電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していない。しかし、各注入同期型発振回路３，４の出力信号における発振周波数は大きくずれておらず、各発振周波数は近い状態にあると考えられる。

ＡＤコンバータ１５は、同期判定部６により出力された電圧制御信号を入力する。ＡＤコンバータ１５は、入力された電圧制御信号を基に、注入同期型発振回路３の制御端子７に印加するための制御電圧を発生する。ＡＤコンバータ１５は、発生された制御電圧を、注入同期型発振回路３の制御端子７に印加する。

ＡＤコンバータ１６は、同期判定部６により出力された電圧制御信号を入力する。ＡＤコンバータ１６は、入力された電圧制御信号を基に、注入同期型発振回路４の制御端子８に印加するための制御電圧を発生する。ＡＤコンバータ１６は、発生された制御電圧を、注入同期型発振回路４の制御端子８に印加する。

注入同期型発振回路３の制御端子７と、注入同期型発振回路４の制御端子８とにそれぞれ同じ制御電圧Ｖ_ｔを印加することによって、注入同期型発振回路３，４の出力信号における発振周波数はほぼ同じになる。実際には、各発振周波数は異なる。

即ち、ＡＤコンバータ１５は、注入同期型発振回路３が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していないと判定された場合、注入同期型発振回路３の現在の制御電圧Ｖ_ｔを所定量増加又は減少した制御電圧を、制御端子７に印加する。

同様に、ＡＤコンバータ１６は、注入同期型発振回路４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していないと判定された場合、注入同期型発振回路４の現在の制御電圧Ｖ_ｔを所定量増加又は減少した制御電圧を、制御端子８に印加する。

なお、ＡＤコンバータ１５，１６が制御電圧を増加又は減少する場合の所定量は同一である。

制御電圧の増加方法として、例えば、制御電圧Ｖ_ｔの初期値を最小の制御電圧に予め設定しておき、ＡＤコンバータ１５，１６は、同期判定部６の判定結果に応じた電圧制御信号を基に、制御端子７，８への制御電圧を序々に増加する。

制御電圧の減少方法として、例えば、制御電圧Ｖ_ｔの初期値を最大の制御電圧に予め設定しておき、ＡＤコンバータ１５，１６は、同期判定部６の判定結果に応じた電圧制御信号を基に、制御端子７，８への制御電圧を序々に減少する。

制御端子７，８に印加された制御電圧Ｖ_ｔが図２に示した制御電圧Ｖ_１〜Ｖ_２の範囲である場合、注入同期型発振回路３，４は、電圧制御型発振回路２の出力信号に同期する。

従って、発振周波数調整装置１は、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していない場合に、注入同期型発振回路３，４の印加電圧を自動較正（オートキャリブレーション）する。発振周波数調整装置１によれば、オートキャリブレーションにより、注入同期型発振回路３，４と電圧制御型発振回路２の出力信号との同期を実現できる。

なお、発振周波数調整装置１によれば、注入同期型発振回路３，４と電圧制御型発振回路２の出力信号との同期をオートキャリブレーションできるため、出荷検査も不要であり、安価にミリ波帯の発振器を構成できる。

これにより、発振周波数調整装置１は、ローカル信号の発振器として、常に安定した周波数成分のローカル信号を送信ミキサ９，受信ミキサ１０に供給できる。

更に、発振周波数調整装置１によれば、簡易な方法によって注入同期型発振回路の同期状況を判定でき、ミリ波の周波数の様な超高周波数帯域においても注入同期型発振回路を用いた局部発振信号を生成できる。よって、発振周波数調整装置１を含む無線通信装置１００（図４参照）は、安定的に信頼性の高い無線通信ができる。

なお、実施の形態１では、同期判定部６は、ミキサ回路５の出力信号が周波数成分を含むか否かに応じて、注入同期型発振回路３，４と電圧制御型発振回路２とが同期しているか否かを判定した。

同期判定部６の判定方法として、次に示す方法でも良い。例えば、同期判定部６は、ミキサ回路５により出力された差分信号ｙ_３のＤＣ成分を、一定期間積算する。一定期間は、差分信号ｙ_３の１／２周期又は１周期に相当する時間とする。

同期判定部６は、一定期間における積算値が所定の閾値を超えると、注入同期型発振回路３，４は電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していると判定する。同期判定部６は、一定期間における積算値が所定の閾値を超えない場合、注入同期型発振回路３，４は電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していないと判定する。

また、同期判定部６の他の判定方法を、図５を参照して説明する。図５は、発振周波数調整装置１のミキサ回路５の出力信号をモニタする一例を示す説明図である。図５において、発振周波数調整装置１は、ミキサ回路５と同期判定部６との間に、高域通過フィルタ１１及び検波器１２を有する。

図５に示す様に、ミキサ回路５の出力信号（差分信号ｙ_３）は、高域通過フィルタ１１によって差分信号ｙ_３のＤＣ成分が除去された後、検波器１２によってＤＣ成分が除去された差分信号の信号電力が検出される。

検波器１２の出力として差分信号が検出された場合、同期判定部６は、注入同期型発振回路３，４は電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していないと判定する。

検波器１２の出力として差分信号が検出されなかった場合、同期判定部６は、注入同期型発振回路３，４は電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していると判定する。

また、実施の形態１では、注入同期型発振回路３，４の出力信号が直接、ミキサ回路５に入力されている。注入同期型発振回路３，４とミキサ回路５との間に、それぞれバッファアンプが更に設けられても良い。これにより、同期判定部６は、ミキサ回路５の出力信号（差分信号）の信号電力の絶対値が大きくなるため、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期しているか否かを高精度に判定できる。

また、ミキサ回路５と同期判定部６との間に、更にバッファアンプが設けられても良い。これにより、同期判定部６は、ミキサ回路５の出力信号の信号電力がバッファアンプにより増幅されるため、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期しているか否かを高精度に判定できる。

また、実施の形態１では、注入同期型発振回路３，４にＡＤコンバータ１５，１６を接続する構成としたが、ＡＤコンバータ１５，１６に入力される電圧制御信号及び出力される制御電圧は同じである。従って、例えば２つのＡＤコンバータ１５，１６を設けず、単一のＡＤコンバータ１５を設け、ＡＤコンバータ１５の出力を２分岐して制御端子７，８に入力しても良い。これにより、ＡＤコンバータ１５は１つにでき、発振周波数調整装置１の回路の小型化及び低消費電力化を図ることができる。

（実施の形態２）
図６は、実施の形態２に係る発振周波数調整装置１ａの内部構成を示す説明図である。図６に示す様に、発振周波数調整装置１ａは、電圧制御型発振回路２、注入同期型発振回路３，４、ミキサ回路５、同期判定部６、ＡＤコンバータ１５，１６及びスイッチ２１，２２を含む構成である。

スイッチ２１は、注入同期型発振回路３とミキサ回路５との間、又は、注入同期型発振回路３と送信ミキサ９との間の導通を切り換える。スイッチ２１の切り換えは、例えばＡＤコンバータ１５又は不図示のスイッチ制御部により出力された制御電圧Ｖ_ｓｗに応じて制御可能である。以下、スイッチ２１は、ＡＤコンバータ１５により出力された制御電圧Ｖ_ｓｗに応じて制御されるとする。

スイッチ２１は、注入同期型発振回路３が電圧制御型発振回路２の出力信号と同期していない場合、ＡＤコンバータ１５により出力された制御電圧Ｖ_ｓｗに応じて、注入同期型発振回路３とミキサ回路５との間を導通する。

スイッチ２１は、注入同期型発振回路３が電圧制御型発振回路２の出力信号と同期している間、例えばＡＤコンバータ１５により出力された制御電圧Ｖ_ｓｗに応じて、注入同期型発振回路３と送信ミキサ９との間を導通する。

これにより、注入同期型発振回路３が電圧制御型発振回路２の出力信号と同期している間、注入同期型発振回路３の出力信号がミキサ回路５ではなく送信ミキサ９に入力される。

スイッチ２２は、注入同期型発振回路４とミキサ回路５との間、又は、注入同期型発振回路４と受信ミキサ１０との間の導通を切り換える。スイッチ２２の切り換えは、例えばＡＤコンバータ１６又は不図示のスイッチ制御部により出力された制御電圧Ｖ_ｓｗに応じて制御可能である。以下、以下、スイッチ２２は、ＡＤコンバータ１６により出力された制御電圧Ｖ_ｓｗに応じて制御されるとする。

スイッチ２２は、注入同期型発振回路４が電圧制御型発振回路２の出力信号と同期していない場合、ＡＤコンバータ１６により出力された制御電圧Ｖ_ｓｗに応じて、注入同期型発振回路４とミキサ回路５との間を導通する。

スイッチ２２は、注入同期型発振回路４が電圧制御型発振回路２の出力信号と同期している間、例えばＡＤコンバータ１６により出力された制御電圧Ｖ_ｓｗに応じて、注入同期型発振回路４と受信ミキサ１０との間を導通する。

これにより、注入同期型発振回路４が電圧制御型発振回路２の出力信号と同期している間、注入同期型発振回路４の出力信号がミキサ回路５ではなく受信ミキサ１０に入力される。

発振周波数調整装置１ａの動作を説明する。

実施の形態１において説明した動作と同一の動作の説明は省略する。ここでは、実施の形態１と異なる動作を説明する。

発振周波数調整装置１ａを含む無線通信装置２００は、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していると判定されるまで、通信を開始しない。
スイッチ２１，２２は、初期状態（通信開始前）では、制御電圧Ｖ_ｓｗに従って、注入同期型発振回路３，４の出力信号をミキサ回路５に入力するために、注入同期型発振回路３，４とミキサ回路５との間を導通している。

発振周波数調整装置１ａは、スイッチ２１，２２の初期状態の下において、実施の形態１に記載したオートキャリブレーションにより、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期されたと判定したとする。

この後、スイッチ２１は、ＡＤコンバータ１５により印加された制御電圧Ｖ_ｓｗに応じて、注入同期型発振回路３と送信ミキサ９との間を導通する。これにより、注入同期型発振回路３の出力信号が送信ミキサ９に入力可能となる。

同様に、スイッチ２２は、ＡＤコンバータ１６により印加された制御電圧Ｖ_ｓｗに応じて、注入同期型発振回路４と受信ミキサ１０との間を導通する。これにより、注入同期型発振回路４の出力信号が受信ミキサ１０に入力可能となる。

以上説明した様に、実施の形態２では、注入同期型発振回路３，４の出力にスイッチ２１，２２が設けられている。よって、発振周波数調整装置１ａを含む無線通信装置２００は、通信開始前（オートキャリブレーション終了前）には、注入同期型発振回路３，４の各出力信号を、ミキサ回路５に入力するために、スイッチ２１，２２を制御する。

オートキャリブレーションの終了後、発振周波数調整装置１ａを含む無線通信装置２００は、注入同期型発振回路３，４の各出力信号を、送信ミキサ９，受信ミキサ１０に入力するために、スイッチ２１，２２を制御する。

即ち、発振周波数調整装置１ａは、通信開始前には注入同期型発振回路３，４の各出力信号がすべてミキサ回路５に入力されるため、ミキサ回路５の出力信号を大きくでき、結果として同期判定部６による高精度な判定を実現できる。

また、オートキャリブレーション終了前まで、即ち、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期するまで、注入同期型発振回路３，４の出力信号が送信ミキサ９，受信ミキサ１０に入力されない。注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期して初めて、注入同期型発振回路３，４の衆力信号が送信ミキサ９、受信ミキサ１０に入力される。これにより、発振周波数調整装置１ａを含む無線通信装置２００は、高品質に通信できる。

また、実施の形態２では、注入同期型発振回路３，４の出力信号が直接、ミキサ回路５に入力されている。注入同期型発振回路３，４とミキサ回路５との間に、それぞれバッファアンプが更に設けられても良い。これにより、同期判定部６は、ミキサ回路５の出力信号（差分信号）の信号電力の絶対値が大きくなるため、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期しているか否かを高精度に判定できる。

また、ミキサ回路５と同期判定部６との間に、更にバッファアンプが設けられても良い。これにより、同期判定部６は、ミキサ回路５の出力信号の信号電力がバッファアンプにより増幅されるため、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期しているか否かを高精度に判定できる。

（実施の形態３）
図７は、実施の形態３に係る発振周波数調整装置１ｂの内部構成を示す説明図である。図７に示す様に、発振周波数調整装置１ｂは、電圧制御型発振回路２、注入同期型発振回路３，４、ミキサ回路５、同期判定部６、ＡＤコンバータ１５，１６、スイッチ２１，２２、及び中間周波数用ミキサ回路１３，１４を含む構成である。

実施の形態１において説明した動作と同一の動作の説明は省略する。ここでは、実施の形態１と異なる動作を説明する。

図７に示す様に、注入同期型発振回路３，４の出力信号は、それぞれスイッチ２１，２２を介して、中間周波数用ミキサ回路１３，１４に入力される。

中間周波数用ミキサ回路１３は、スイッチ２１によって注入同期型発振回路３とミキサ回路５との間が導通している場合の注入同期型発振回路３の出力信号と、電圧制御型発振回路２の出力信号とを入力する。

中間周波数用ミキサ回路１３は、入力された電圧制御型発振回路２の出力信号と注入同期型発振回路３の出力信号とを基にダウンコンバートし、注入同期型発振回路３の出力信号と電圧制御型発振回路２の出力信号との差分信号をミキサ回路５に出力する。

中間周波数用ミキサ回路１４は、スイッチ２２によって注入同期型発振回路４とミキサ回路５との間が導通している場合の注入同期型発振回路４の出力信号と、電圧制御型発振回路２の出力信号とを入力する。

中間周波数用ミキサ回路１４は、入力された電圧制御型発振回路２の出力信号と注入同期型発振回路４の出力信号とを基にダウンコンバートし、注入同期型発振回路４の出力信号と電圧制御型発振回路２の出力信号との差分信号をミキサ回路５に出力する。

ミキサ回路５は、中間周波数用ミキサ回路１３，１４から出力された差分信号を入力する。差分信号の周波数は、注入同期型発振回路３，４の出力信号における発振周波数から電圧制御型発振回路２の出力信号における発振周波数ｆ_０を減算した周波数である。

ミキサ回路５は、注入同期型発振回路３，４の発振周波数より低い周波数を用いて、数式（４）に示した周波数変換が出来る。これにより、ミキサ回路５を具体的に構成するトランジスタの動作能力がより高い状況において使用でき、ミキサ回路５の出力信号を大きくできる。発振周波数調整装置１ｂにおいて、注入同期型発振回路３、４の出力信号をミキサ回路５に入力することによって、ミキサ回路５は、例えば、バッファアンプを用いることなく、安定的に動作する。

以上のように、発振周波数調整装置１ｂによれば、ミキサ回路５の出力レベルを大きくでき、安定的に同期判定部６によって同期判定ができる。

以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

なお、本出願は、２０１１年３月２４日出願の日本特許出願（特願２０１１−０６６２８６）に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。

本発明は、電圧制御型発振回路と注入同期型発振回路との同期を制御し、所望の周波数の信号を出力する発振周波数調整装置、発振周波数調整方法及び無線通信装置に適用可能である。
また、本発明は、所望のキャリア周波数より低い周波数によってＰＬＬシンセサイザを構成し、低い周波数の整数倍の信号を用いて注入同期型発振回路を同期させることによって、ミリ波帯のような超高周波数帯におけるローカル信号（局部信号）を生成するための回路として有効である。

１ 発振周波数調整装置
２ 電圧制御型発振回路
３、４ 注入同期型発振回路
５ ミキサ回路
６ 同期判定部
７、８ 制御端子
９ 送信ミキサ
１０ 受信ミキサ
１３、１４ 中間周波数用ミキサ回路
１５、１６ ＡＤコンバータ
２１、２２ スイッチ

Claims (9)

1. 制御電圧に応じた発振周波数によって発振する電圧制御発振回路と、
   前記電圧制御発振回路からの出力信号に応じた発振周波数によって発振する第１注入同期型発振回路と、
   前記電圧制御発振回路からの出力信号に応じた発振周波数によって発振する第２注入同期型発振回路と、
   前記第１注入同期型発振回路の出力信号と前記第２注入同期型発振回路の出力信号とを基に周波数変換するミキサ回路と、
   前記ミキサ回路の出力信号に応じて、前記第１注入同期型発振回路及び第２注入同期型発振回路の同期状態を判定する同期判定部と、を備え、
   前記第１注入同期型発振回路及び前記第２注入同期型発振回路は、前記電圧制御発振回路の発振周波数の整数倍の周波数によって同期し、
   前記同期判定部は、前記ミキサ回路の出力信号が周波数成分を含むか否かに応じて、前記第１注入同期型発振回路及び第２注入同期型発振回路の各同期状態を判定する、発振周波数調整装置。
2. 制御電圧に応じた発振周波数によって発振する電圧制御発振回路と、
   前記電圧制御発振回路からの出力信号に応じた発振周波数によって発振する第１注入同期型発振回路と、
   前記電圧制御発振回路からの出力信号に応じた発振周波数によって発振する第２注入同期型発振回路と、
   前記第１注入同期型発振回路の出力信号と前記第２注入同期型発振回路の出力信号とを基に周波数変換するミキサ回路と、
   前記ミキサ回路の出力信号に応じて、前記第１注入同期型発振回路及び第２注入同期型発振回路の同期状態を判定する同期判定部と、を備え、
   前記第１注入同期型発振回路及び前記第２注入同期型発振回路は、前記電圧制御発振回路の発振周波数の整数倍の周波数によって同期し、
   前記同期判定部は、前記ミキサ回路の一定期間における出力信号を積算し、前記出力信号の積算値が所定の閾値を超えているか否かに応じて、前記第１注入同期型発振回路及び前記第２注入同期型発振回路の各同期状態を判定する、発振周波数調整装置。
3. 制御電圧に応じた発振周波数によって発振する電圧制御発振回路と、
   前記電圧制御発振回路からの出力信号に応じた発振周波数によって発振する第１注入同期型発振回路と、
   前記電圧制御発振回路からの出力信号に応じた発振周波数によって発振する第２注入同期型発振回路と、
   前記第１注入同期型発振回路の出力信号と前記第２注入同期型発振回路の出力信号とを基に周波数変換するミキサ回路と、
   前記ミキサ回路の出力信号に応じて、前記第１注入同期型発振回路及び第２注入同期型発振回路の同期状態を判定する同期判定部と、
   前記ミキサ回路の出力信号のうち高域成分を通過する高域通過フィルタと、
   前記高域通過フィルタを通過した信号を検波する検波器と、を更に備え、
   前記第１注入同期型発振回路及び前記第２注入同期型発振回路は、前記電圧制御発振回路の発振周波数の整数倍の周波数によって同期し、
   前記同期判定部は、前記検波された前記ミキサ回路の出力信号が所定の閾値を超えているか否かに応じて、前記第１注入同期型発振回路及び前記第２注入同期型発振回路の各同期状態を判定する、発振周波数調整装置。
4. 請求項１〜３のうちいずれか一項に記載の発振周波数調整装置であって、
   前記同期判定部の判定結果を基に、前記第１注入同期型発振回路の制御電圧を出力する第１ＡＤ変換部と、
   前記同期判定部の判定結果を基に、前記第２注入同期型発振回路の制御電圧を出力する第２ＡＤ変換部と、を更に備え、
   前記第１注入同期型発振回路及び前記第２注入同期型発振回路は、発振周波数を調整するための各制御端子を有し、
   前記第１ＡＤ変換部及び前記第２ＡＤ変換部は、前記同期判定部の判定結果を基に同期していない場合、前記電圧制御発振回路に同期するまで前記各制御端子に与える制御電圧を同時に調整する発振周波数調整装置。
5. 請求項１〜４のうちいずれか一項に記載の発振周波数調整装置であって、
   前記第１注入同期型発振回路と前記ミキサ回路との間に配置された第１増幅器と、
   前記第２注入同期型発振回路と前記ミキサ回路との間に配置された第２増幅器と、を更に備える発振周波数調整装置。
6. 請求項４に記載の発振周波数調整装置であって、
   前記第１注入同期型発振回路の出力段に配置された第１スイッチと、
   前記第２注入同期型発振回路の出力段に配置された第２スイッチと、を備え、
   前記第１ＡＤ変換部及び前記第２ＡＤ変換部は、前記第１注入同期型発振回路及び前記第２注入同期型発振回路が、前記電圧制御発振回路に同期するまで、前記発振周波数調整装置の外部に前記第１注入同期型発振回路及び前記第２注入同期型発振回路の各信号を供給しない発振周波数調整装置。
7. 請求項６に記載の発振周波数調整装置であって、
   前記第１注入同期型発振回路の出力信号と前記電圧制御発振回路の出力信号とを基に周波数変換して、前記ミキサ回路に出力する第１中間周波数用ミキサ回路と、
   前記第２注入同期型発振回路の出力信号と前記電圧制御発振回路の出力信号とを基に周波数変換して、前記ミキサ回路に出力する第２中間周波数用ミキサ回路と、を備える発振周波数調整装置。
8. 制御電圧に応じた発振周波数によって発振するステップと、
   前記制御電圧に応じた発振周波数の高次高調波に同期して前記発振周波数より高い第１発振周波数によって発振するステップと、
   前記制御電圧に応じた発振周波数の高次高調波に同期して前記発振周波数より高い第２発振周波数によって発振するステップと、
   前記第１発振周波数の出力信号と前記第２発振周波数の出力信号とを基に周波数変換するステップと、
   前記周波数変換の出力信号に応じて、前記第１発振周波数の出力信号と前記第２発振周波数の出力信号との同期状態を判定するステップと、を備え、
   前記第１発振周波数及び前記第２発振周波数は、前記制御電圧に応じた発振周波数の整数倍であり、
   ミキサ回路の出力信号が周波数成分を含むか否かに応じて、第１注入同期型発振回路及び第２注入同期型発振回路の各同期状態を判定する、発振周波数調整方法。
9. 請求項１〜７のうちいずれか一項に記載の発振周波数調整装置と、
   前記発振周波数調整装置の前記第１注入同期型発振回路からの第１出力信号と、送信用のベースバンド信号とを基に周波数変換する送信ミキサ回路と、
   前記発振周波数調整装置の前記第２注入同期型発振回路からの第２出力信号と、高周波受信信号とを基に周波数変換する受信ミキサ回路と、を備える無線通信装置。

Images