DE19819092C2

DE19819092C2 - Empfänger für hochfrequente, vektormodulierte Signale

Info

Publication number: DE19819092C2
Application number: DE1998119092
Authority: DE
Inventors: Klaus Jaeger
Original assignee: Cell Q GmbH
Current assignee: Q-CELL GMBH, 07745 JENA, DE
Priority date: 1998-04-29
Filing date: 1998-04-29
Publication date: 2001-02-01
Anticipated expiration: 2018-04-30
Also published as: DE19819092A1

Description

Die Erfindung betrifft einen Empfänger für hochfrequente, vektormodulierte Signale mit einem ein Eingangssignal in zwei gleichphasige Teilsignale aufteilenden Splitter, einem zwei orthogonale Signale erzeugenden Oszillator, zwei die gleichphasigen Teilsignale anhand der orthogonalen Signale des Oszillators in zwei orthogonale, gleichphasige Teilsignale auf einer Zwischenfrequenz umsetzenden Mischern und zwei die orthogonalen gleichphasigen Teilsignale filternden Kanal- und Antialaisingfilter.

Derartige Empfänger für hochfrequente, vektormodulierte Signale sind aus dem Stand der Technik in einer Vielzahl von Ausgestaltungen bekannt. Die Aufgabe eines derartigen Empfängers besteht in der Rückgewinnung oder Demodulation des Nutzsignals aus dem übertragenen vektormodulierten Hochfrequenzsignal (kurz HF-Signal). Aufgrund der stark anwachsenden Nutzung der Signalübertragung über Funkstrecken - vor allem im Mobilfunkbereich - besteht eine wesentliche Anforderung an moderne Sender/Empfänger-Systeme in einer hohen Bandbreiteausnutzung der zur Verfügung stehenden Frequenzbänder. Eine derartig hohe Bandbreiteausnutzung erlauben Modulationsverfahren mit höherwertiger Phasenumtastung oder mit mehrstufiger Amplitudentastung von zwei zueinander orthogonalen Trägerkomponenten. Man bezeichnet im allgemeinen die Modulationsverfahren mit konstanter Amplitude als "Phasenumtastung" und die Verfahren mit Amplitudentastung der beiden Trägerkomponenten bei unterschiedlicher Polarität des Tastsignals als "Quadraturamplitudenmodu lation". Zusammenfassend werden diese Verfahren auch als "Vektormodulationsverfahren" bezeichnet.

Einen guten Überblick über die bekannten Vektormodulationsverfahren gibt die vorveröffentlichte Firmenschrift "Digital Modulation in Communications Systems -An Introduction; Application Note 1298, Hewlett-Packard Company 1997".

Aus der DE 35 18 896 A1 ist ein teilweise digitalisiertes Funkgerät mit analogem HF-Teil und digitalem NF-Teil bekannt, wobei der Empfänger und der Sender des Funkgerätes nach dem ZF-losen Prinzip aufgebaut sind und die Formung des Sendesignals und die Selektion des Empfangssignals im wesentlichen im digitalen Teil erfolgen.

Aus der DE 26 57 170 A1 ist eine Schaltungsanordnung zum Empfang eines der Seitenbänder aus einem Zweitseitenbandsignal mit zwei 1. Mischstufen, in denen das Zweitseitenbandsignal mit je einer von zwei hochfrequenten Oszillatorschwingungen gemischt wird, die gegeneinander eine Phasenverschiebung von 90°, jedoch dieselbe Frequenz haben, bekannt, wobei die Ausgangssignale der beiden Mischstufen tiefpaßgefiltert, verstärkt und zwei 2. Mischstufen zugeführt werden, in denen sie mit je einer von zwei niederfrequenten Oszillatorschwingungen gemischt werden, die gegeneinander eine Phasenverschiebung von 90°, jedoch dieselbe Frequenz haben, und wobei die Ausgangssignale der beiden zweiten Mischstufen einer Überlagerungsschaltung zugeführt werden. Die Frequenz der hochfrequenten Oszillatorschwingungen entspricht der Trägerfrequenz des Zweitseitenbandsignals und die Frequenz der niederfrequenten Oszillatorschwingungen ist größer oder gleich der obersten Frequenz des zu übertragenden Nutzsignals. Der Überlagerungsschaltung ist ein Tiefpaß nachgeschaltet, der Signale mit einer Frequenz oberhalb der Frequenz der niederfrequenten Schwingungen unterdrückt, wobei die Ausgangssignale des Tiefpasses in einer letzten Mischstufe mit der niederfrequenten Schwingung gemischt werden.

Aus der DE 195 30 812 A1 ist ein Funkempfänger oder Spektrumanalysator bekannt, der mindestens eine Überlagerungsstufe bestehend aus mindestens einem Überlagerungsoszillator und mindestens einem von diesem Oszillator angesteuerten Mischer sowie dieser Überlagerungsstufe im Signalweg nachgeordnet mindestens einen Demodulator enthält, wobei der Oszillator oder das von diesem erzeugte und zum Mischer geführte Signale mit mindestens einem im Empfänger erzeugten Kennungssignal moduliert wird und durch Vergleich des über den Demodulator erhaltenen Empfangssignals mit dem Kennungssignal unerwünschten Anteile des Empfangssignals entfernt oder herausgerechnet werden.

Ein wesentliches Problem der bekannten Empfänger zum Empfang hochfrequenter, vektormodulierter Signale besteht darin, die beim Umsetzen auf eine Zwischenfrequenz und/oder das Basisband entstehenden Spiegelwellen zu unterdrücken. Die bekannten Lösungen zum Unterdrücken von Spielgelwellen in Empfängern basieren entweder auf einem Filterprinzip (Doppelsuperhenerodyn mit Spiegelwellen- filter vor der Mischstufe) oder auf vektoriellen Kompensationsprinzipien (Phasenmethode z. B. nach Weaver). Beide Varianten sind aufwendig zu realisieren, haben Toleranzprobleme oder sind kostenintensiv, wenn bestimmte Parameter langzeitstabil erreicht werden sollen. Sie eignen sich insbesondere nur für diskrete Realisierungen, weil Hochfrequenzfilter- und Koppler hoher Güte und kleiner Toleranzen eingesetzt werden müssen. Insbesondere für Mehrkanal-Systeme, die hohe Anforderungen hinsichtlich minimaler Toleranzen zwischen mehreren Empfangszügen stellen, sind analoge Realisierungen der herkömmlichen Art ungeeignet.

Der Erfindung liegt also die Aufgabe zugrunde einen Empfänger für hochfrequente, vektormodulierte Signale zur Verfügung zu stellen, der das zentrale Problem der Spiegelwellenunterdrückung (Image-Rejection) ohne Toleranzprobleme löst und gleichzeitig kostengünstig herzustellen ist.

Erfindungsgemäß wird die zuvor hergeleitete und auf gezeigte Aufgabe dadurch gelöst, daß zwei die gefilterten, orthogonalen, gleichphasigen Zwischenfrequenz-Teilsignale digitalisierende Analog/Digital-Wandler, zwei die digitalisierten, orthogonalen, gleichphasigen Teilsignale in das Basisband umsetzende digitale Mischer, zwei im Basisband arbeitende, die digitalisierten, orthogonalen, gleichphasigen Teilsignale filternde digitale Tiefpaßfilter und eine aus den tiefpaßgefilterten, orthogonalen, gleichphasigen Teilsignalen Ausgangssignal bildende digitale Summierstufe vorgesehen sind.

Vorteilhaft ist bei dem erfindungsgemäßen Empfänger zunächst der im Vergleich zu konventionellen Empfangssystemen - die beispielsweise nach dem Doppelsuperheterodyn-Prinzip arbeiten - wesentlich geringere Aufwand an frequenzumsetzenden Stufen und zugehörigen Selektionsmitteln bei den die Spiegelwellen unterdrückenden Mischern. Die Teilbaugruppen der Spiegelwellenunterdrückung verteilen sich auf analog arbeitende HF-Bauteile, wie den Splitter und den In-Phase/Quadratur-Mischer und digital im wesentlichen im Basisband arbeitende Bauteile. Der Aufwand an toleranzempfindlichen HF-Bauelementen und der Abgleichaufwand sind minimiert. Die noch notwendigen HF-Bauteile sind für eine Integration gut geeignet. Durch die Minimierung des Aufwands an teuren und toleranzbe hafteten HF-Bauelementen, bei gleichzeitiger Sicherung der Parameterstabilität des Empfängers, ist dieses Konzept insbesondere für parallel arbeitende Empfängersysteme, z. B. Übertragungssysteme mit raumgeteilten Zugriffverfahren, wie etwa zellulare Funknetze, geeignet.

Dadurch, daß die Kanalselektion und die Anti-Alaising-Filterung gleichzeitig in der tiefliegenden Zwischenfrequenz erfolgen, auf der auch die Analog/Digital- Wandlung erfolgt, wird die maximale Eingangsbandbreite der Analog/Digital- Wandler nur durch die Realisierung des Kanal- und Anti-Alaisingfilters bestimmt und kann entsprechend so gering gewählt werden, daß sich kosten günstige Lösungen ergeben.

Geht man nun davon aus, daß die analogen Komponenten ideal arbeiten, so ist im In-Phase-Zweig der Zwischenfrequenz-Lage der Faktor KI = 1 . e^io und im Quadratur-Zweig KQ = 1 . eⁱ ^π ^/2 einzufügen, um nach der Summierung beider Signale die Unterdrückung der Spiegelwelle zu erreichen. Da sich selbstverständlich die analogen Komponenten, also der Splitter und der In- Phase/Quadratur-Mischer nur nicht ideal realisieren lassen, verhindern Phasenabweichungen und Amplituden-Unsymmetrien in den Teilsignalen eine ausreichende Unterdrückung der Spiegelfrequenz. Diese Phasenabweichungen und Amplituden-Unsymmetrien lassen sich durch das Einfügen von komplexen Korrekturfaktoren kompensieren. Bei dem erfindungsgemäßen Empfänger lassen sich gemäß weiteren Ausgestaltungen diese Korrekturfaktoren vorteilhaft im digitalen Signalverarbeitungsteil integrieren.

Sind mit den digitalen Mischern numerisch gesteuerte Oszillatoren verbunden, so läßt sich über die Steuerung der Frequenz der numerisch gesteuerten Oszillatoren ohne zusätzliche Rechenleistung in der Signalverarbeitung eine Korrektur der Phasenabweichungen erzielen.

Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung, die eine Korrektur der Amplituden- Unsymmetrien ohne zusätzliche Rechenleistung in der Signalverarbeitung gewährleistet, ist dadurch gekennzeichnet, daß zwei auf dem Basisband arbeitende, die digitalisierten, orthogonalen, gleichphasigen Teilsignale verstärkende digitale Verstärker vorgesehen sind. Diese digitalen Verstärker bzw. Multiplizierer lassen eine denkbar einfache Korrektur von Amplituden- Unsymmetrien zu.

Die Korrekturfaktoren für die Einstellung der numerisch gesteuerten Oszillatoren und der digitalen Verstärker werden gespeichert und können bei einer wiederholten Systemeichung aktualisiert werden. Derartige System eichungen sind auch während des Empfängerbetriebs denkbar, so daß über eine regelmäßige Aktualisierung der Korrekturfaktoren eine konstant optimale Spiegelwellenunterdrückung gewährleistet werden kann. Vorzugsweise erfolgt die Systemeichung über softwaregestützte Korrekturroutinen.

Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung erfährt ein erfindungsgemäßer Empfänger dadurch, daß weiter eine das Ausgangssignal umsetzende Hilberttransformationsstufe vorgesehen ist, mit Hilfe derer über eine komplexe Hilberttransformation das für die nachfolgende Basisbandverarbeitung wichtige Quadratursignal generiert wird. Im Vergleich zu analog realisierten Hilberttrans formationsstufen arbeitet die gemäß dieser Ausgestaltung vorgesehene digital arbeitende Hilberttransformationsstufe toleranzunempfindlich und parameterstabil.

Es gibt nun eine Vielzahl von Möglichkeiten den erfindungsgemäßen Empfänger auszugestalten und weiterzubilden. Hierzu wird verwiesen einerseits auf die dem Patentanspruch 1 nachgeordneten Patentansprüche und andererseits auf die Beschreibung eines bevorzugten Ausführungs beispiels in Verbindung mit der Zeichnung.

In der Zeichnung zeigt die einzige Figur ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäß ausgestalteten Empfängers.

Bei dem in der einzigen Figur dargestellten Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Empfängers wird das vektormodulierte HF-Signal in einen HF-Vorverstärker 1 eingespeist und verstärkt. Anschließend wird das verstärkte HF-Signal in einer HF-Filterbaugruppe 2 bandbegrenzt. Im nachfolgenden Splitter 3 wird das Signal in zwei gleichphasige Teilsignale aufgeteilt. Diese Teilsignale werden mit den orthogonalen Signalen eines Oszillators 4 separat in den Mischern 5, 6 in eine Zwischenfrequenz-Lage umgesetzt. Das hochfrequente Mischprodukt der Mischer 5, 6 wird über zwei Kanal- und Antialaisingfilter 7, 8 eliminiert, wodurch auch für die nachfolgende Analog/Digital-Wandlung durch zwei Analog/Digital-Wandler 9, 10 ein ausreichender Abstand der Alaisingprodukte sichergestellt ist. Daneben sichern die Kanal- und Antialaisingfilter 7, 8 auch die Nachbarkanaldämpfung.

Im Anschluß an die Analog/Digital-Wandlung führt der erfindungsgemäß vorgesehene Downconverter- und Filterblock 11 die Umsetzung ins Basisband durch.

Der Downconverter-Filterblock 11 weist auf einen Downconverter- Taktgenerator 12, zwei digitale Mischer 13, 14 zur Umsetzung der orthogonalen, gleichphasigen Teilsignale von der Zwischenfrequenz-Lage in das Basisband, zwei im Basisband arbeitende, die digitalisierten, orthogonalen, gleichphasigen Teilsignale filternde Tiefpaßfilter 15, 16 mit integrierter Verstärkungsstellung und eine aus den tiefpaßgefilterten, orthogonalen, gleichphasigen Teilsignalen ein Ausgangssignal bildende Summierstufe 17.

Mit Hilfe der integrierten digitalen Verstärkungsstellung in den Tiefpaßfiltern 15, 16 werden Amplituden-Unsymmetrien in den orthogonalen, gleichphasigen Teilsignalen ausgeglichen. Zur Korrektur von Phasenabweichungen zwischen den orthogonalen, gleichphasigen Teilsignalen sind in dem Downconverter- Filterblock 11 zwei numerisch gesteuerte Oszillatoren 18, 19 vorgesehen. Durch die mit Hilfe der digitalen Verstärkungsstellung in den Tiefpaßfiltern 15, 16 gewährleistete Angleichung der Amplituden und die über die numerisch gesteuerten Oszillatoren 18, 19 reduzierten Phasenabweichungen zwischen den orthogonalen, gleichphasigen Teilsignalen wird eine optimale Unterdrückung der Spiegelfrequenz gewährleistet. Mit der Summierung in der Summierstufe 17 wird die Spiegelwellenunterdrückung abgeschlossen. Die Spiegelsignale sind aus dem Signalspektrum eliminiert und das gewünschte Basisbandsignal steht zur Verfügung.

Schließlich weist das in der einzigen Figur dargestellte Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Empfängers eine Hilberttransformationsstufe 20 zur Ausführung der komplexen Hilberttransformation auf, mit Hilfe der das für die nachfolgende Basisbandverarbeitung wichtige Quadratursignal generiert wird.

BEZUGSZEICHENLISTE

1

HF-Vorverstärker

2

HF-Filterbaugruppe

3

Splitter

4

Oszillator

5

,

6

Mischer

7

,

8

Kanal- und Antialaisingfilter

9

,

10

Analog/Digital-Wandler

11

Downconverter-Filterblock

12

Downconverter-Taktgenerator

13

,

14

digitale Mischer

15

,

16

digitale Tiefpaßfilter

17

Summierstufe

18

,

19

Oszillator

20

Hilberttransformationsstufe

Claims

1. Empfänger für hochfrequente, vektormodulierte Signale mit einem ein Eingangssignal in zwei gleichphasige Teilsignale aufteilenden Splitter (3), einem zwei orthogonale Signale erzeugenden Oszillator (4), zwei die gleichphasigen Teilsignale anhand der orthogonalen Signale des Oszillators (4) in zwei orthogonalen, gleichphasigen Teilsignalen auf eine Zwischenfrequenz umsetzenden Mischern (5, 6) und zwei die orthogonalen, gleichphasigen Teilsignale filternden Kanal- und Antialaisingfilter (7, 8), dadurch gekennzeichnet, daß zwei die gefilterten, orthogonalen, gleichphasigen Teilsignale digitalisierende Analog/Digital-Wandler (9, 10), zwei die digitalisierten, orthogonalen, gleichphasigen Teilsignale in das Basisband umsetzende digitale Mischer (13, 14), zwei im Basisband arbeitende, die digitalisierten, orthogonalen, gleichphasigen Teilsignale filternde digitale Tiefpaßfilter (15, 16) und eine aus den tiefpaßgefilterten, orthogonalen, gleichphasigen Teilsignalen ein Ausgangssignal bildende digitale Summierstufe (17) vorgesehen sind.

2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mit den digitalen Mischern (13, 14) numerisch gesteuerte Oszillatoren (18, 19) verbunden sind.

3. Empfänger nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwei auf dem Basisband arbeitende, die digitalisierten, orthogonalen, gleichphasigen Teilsignale verstärkende digitale Verstärker vorgesehen sind.

4. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine das Ausgangssignal umsetzende Hilberttransformationsstufe (20) vorgesehen ist.