JPS644707B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 技術的分野 本発明は一般に単側波帯伝送における受信と復
調に係り、特に急速に変化する位相ジツタを受け
やすい抑圧搬送波単側波帯データを復調する受信
機に係る。

単側波帯通信方式はこの技術分野で非常によく
知られている。基本的には、単側波帯信号は搬送
波とその側波帯の一方が抑圧される振幅変調ベー
スバンド信号である。よく知られているように、
単側波帯信号の変調は、ベースバンド信号によつ
て変調された搬送波と同一の周波数と位相と持つ
同期基準を必要とする。これは、たいてい局部発
振器の形式をとる。局部発振器と変調された搬送
波の位相差の大きさに応じて復調が不正確とな
る。したがつて高速データ伝送システムは、デー
タ信号を正しく復調するため局部発振器の同期が
極めて精密であることが特に必要とされる。先行
技述による単側波帯データ伝送システムは局部発
振器の同期を維持するため種々の技術を用いた。
あるシステムでは搬送波または監視用トーン信号
を単側波帯信号といつしよに伝送した。ほかのシ
ステムでは抑圧側波帯の残留分を単側波帯信号と
いつしよに伝送した。その結果、これら２つの先
行技術によるシステムは搬送波信号または残留側
波帯を伝送するため余分のバンド幅を必要とし
た。高速データ伝送にとつて、単にこの余分のバ
ンド幅を取得できないだけでなく、搬送波信号ま
たは残留側波帯の伝送は電力の浪費であり、復調
の質をさらに低下させる相互変調や他のひずみを
生じる。上記の問題の結果、単側波帯方式は単側
波帯伝送固有の利点にもかかわらず、高速データ
伝送にはほとんど使用されていない。

背景技術 局部発振器の同期をとるための搬送波または残
留側波帯の伝送を必要としない単側波帯伝送方式
は米国特許第3675131号に記述されている。この
特許は、局部発振器の位相を単側波帯信号の位相
ジツタに応じて補正するための位相誤差信号を発
生するフイードバツク方式を採用している。位相
誤差信号は、搬送波トーン信号または残留側波帯
から出ているというよりもむしろ単側波帯信号自
体から出ているといえる。

上記の特許において、受信単側波帯信号は復調
され、同期成分と直交成分が得られる。検波器回
路は復調波の同相成分からベースベンド波形を検
波する。位相誤差信号のもう１つの成分はベース
バンド・データ波形のヒルベルト変換（Hilbert
transform）に比例する。この成分は、復調波の
同相成分が検波器を通過し、それによつてベース
バンド・データ波形が検波され、そして検波さ
れ、ベース・バンド・データ波形がヒルベルト変
換発生器を通過することによつて得られる。復調
波波同相成分および直角成分とベース・バンド・
データ波形のヒルベルト変換から取り出される位
相誤差信号は局部発振器にフイードバツクする。
そして、局部発振器の位相は受信単側波帯入力信
号の位相ジツタに同期するように調整される。

上記の特許の方式は急速に変化する位相ジツタ
に追従することが不可能である。これは上記の特
許の方式に関する記述を考慮することによつて明
白になる。すなわち、既に記述したように、局部
発振器にフイードバツクする位相誤差信号の一部
はベースバンド・データ波形のヒルベルト変換で
ある。当業者によく知られているように、ヒルベ
ルト変換は全周波数成分の90度の移相に等しい。
90度の移相は無限の遅延によつてのみ得ることが
できる。実際的近似は、その信号のスペクトル成
分が直流成分にまで広がつていないという条件
で、一定の遅延の後に得ることができる。ヒルベ
ルト変換は遅延を伴うので、前記の特許では復調
波の同相成分と直交成分に等量の遅延を加えて位
相誤差信号を形成する。

これらの遅延が位相誤差信号を生成するときに
存在することによつて、上記の特許の方式が急速
に変化する位相ジツタに追従することを妨げる。
さて、受信単側波帯入力波が急速に変化する位相
ジツタを受けていると仮定すれば、上記の特許の
方式は入力単側波帯信号の位相ジツタと同期をと
るため、局部発振器の位相を調整する位相誤差信
号を生成する。位相誤差信号の一部は検波された
ベースバンド・データ波形のヒルベルト変換によ
つて生成されるから、位相誤差信号が生成される
前に相当な遅延が生じる。急速に変化する位相ジ
ツタの場合、入力信号のジツタの値は位相誤差信
号が発生する前に異なつたものとなる。補正しよ
うとした位相ジツタは位相誤差信号が発生する前
に既に過ぎ去つてしまつている。上記の特許の方
式では、フイードバツク・ループの固有の遅延に
より急速に変化する位相ジツタの補正に間に合う
位相誤差信号を発生することは不可能である。

電話線路によつてデータを伝送するときに出会
う代表的なものは、180ヘルツ以下の周波数を持
つ数度の位相ジツタである。上記の特許の方式の
フイードバツク・ループの固有の遅延のために、
上記の方式は入力信号が上記のような急速な位相
ジツタを受けるときには、局部発振器の同期を維
持するのに不適当である。その結果、単側波帯方
式は貧弱な電話線路による高速データ伝送に使用
することができない。

本発明の開示 本発明の第１の目的は抑圧搬送波単側波帯デー
タを復調する機能を単側波帯信号機に与えること
である。

本発明の第２の目的は急速な位相ジツタを受け
やすい抑圧搬送波単側波帯データを復調する機能
を単側波帯受信機に与えることである。

本発明は、この目的を達成するため、(a)単側波
帯信号を受取つて該単側波帯信号をヒルベルト変
換した信号である第１の信号及び該ヒルベルト変
換に要する時間だけ遅延された上記単側波帯信号
である第２信号の信号を生成する手段１１と、(b)
局部発振器１６を用いて上記第１の信号及び第２
の信号に基づき上記受信された単側波帯信号の復
調された同相成分及び直角成分を生成すると共に
そのベースバンド信号を生成する手段と１２，１
３，１４，１５，１６，１７，１８及び１９と、
(c)上記復調された同相成分及び直角成分ならびに
ベースバンド信号を代数的に処理することにより
位相ジツタ補正のための位相誤差信号を生成しこ
れを上記局部発振器にフイードバツクする手段２
０、又は２１及び２２と、を有することを特徴と
している。

位相誤差信号を発生する誤差補正フイードバツ
ク・ループ内にヒルベルト変換を必要としない単
側波帯受信機によつて本発明の上記およびその他
の目的は達成される。３つだけの波形すなわち復
調波の同相成分および直交成分ならびに検波され
たベースバンド波形−すべて単側波帯入力信号と
局部発振器から出てきたもの−を適切に処理する
ことによつて、位相誤差信号を発生することがで
きる。位相誤差信号の発生はヒルベルト変換を必
要としないから、この位相誤差信号は実算的に局
部発振器に対して時間遅延がなく、瞬時に局部発
振器の位相を調整し急速な位相ジツタを補償する
ことができる。

本発明について２つの実施態様が示される。こ
の２つの実施態様において単側波帯入力信号は最
初ヒルベルト・スピリツタを通過する。ヒルベル
ト・スプリツタは発生する信号の間に遅延を生じ
ることなく単側波帯入力信号のヒルベルト変換お
よび単側波帯入力信号のレプリカ（写し）を発生
する。ヒルベルト・スプリツタの２つの出力は局
部発振器に結合されて復調波の同相成分と直交成
分を発生する。これらの成分の発生は局部発振器
に対して遅延を生ずることなく行われる。復調波
の同相成分はベースバンド・データ波形を得るた
め検波器を通過する。

本発明の第１の実施例において、復調波の同相
成分および直交成分とベースバンド・データ波形
は結合され、位相ジツタを正確に補償する位相誤
差信号が得られる。この結合は純粋に代表的であ
り、ヒルベルト変換等の遅延の発生を伴うもので
はない。位相誤差信号は局部発振器にフイードバ
ツクされ、急速な位相ジツタに対する補償を正確
に行うため局部発振器の位相を調整する。

本発明の第２の実施絡において、復調波の同相
および直交成分とベースバンド・データ波形の結
合によつて位相誤差信号が得られる。この位相誤
差信号は実際の入力信号の位相ジツタの近似に過
ぎない。しかしながら、電話線路によるデータ伝
送で生じる特有な、値の小さい位相ジツタに対し
て、この近似は非常に効果がある。位相ジツタに
近似の位相誤差信号の発生に必要な回路は、第１
の実施例における正確な位相誤差信号の発生に要
する回路に較べると大幅に簡略化される。

２つの実施例において、単側波帯入力信号のヒ
ルベルト変換の発生に際し、単側波帯受信機入力
に遅延があることが注目される。しかしながら、
この遅延は単側波帯入力波が局部発振器によつて
復調される以前に生じる。局部発振器が復調のた
めの動作を開始する点から、局部発振器の位相が
調整される点に至るまで、各種の波形は純粋に代
数的な処理を受け、遅延をこうむることはない。
局部発振器は瞬時に補正されるので急速な位相ジ
ツタに追従する。繰り返していえば、フイードバ
ツク・ループを形成する位相誤差信号に遅延はな
い。唯一の遅延は局部発振器による復調以前に受
信機の入力端に生じるものである。

本発明を実施するための最良の方式 ア 単側波帯の変調 単側波帯信号を発生するためにベースバンド
波形を変調する各種の技術が当業者に知られて
いる。１つの方法は一般にフイルタ方式といわ
れ、フイルタを通る搬送波の周波数ωを持つベ
ースバンド波形ｆ（ｔ）と、その側波帯の１つ
の乗算を伴う。第２の方法は一般に位相方式と
いわれ、ベースバンド波形ｆ（ｔ）の同相成分
および直交成分と、周波数ωの搬送波の同相成
分および直列成分の乗算を伴う。上記のどちら
の方法においても、また他のいかなる単側波帯
方式においても、単側波帯信号は次のように表
わすことができる。

ｓ（ｔ）＝ｆ（ｔ）cosωt−f^（ｔ）sinωt ただし、ｓ（ｔ）：単側波帯信号、ｆ（ｔ）：ベ
ースバンド・データ波形、ω：搬送周波数、f^
（ｔ）：ｆ（ｔ）のヒルベルト変換通信方式につ
いて当業者によく知られているように、ｆ（ｔ）
のヒルベルト変換は次のように定義される。

f^（ｔ）＝−１／π∫^+∞ _-∞ｆ（λ）dλ／ｔ−λ(
2) そしてｆ（ｔ）のヒルベルト変換は直観的に
入力波形の90度移相の変形とみなすことができ
る。

また、ここに記述した単側波帯信号ｓ（ｔ）
は下側波帯であることも、当業者に注目される
であろう。上側波帯に対しては、負の符号の代
りに正の符号が方程式(1)で使用される。側波帯
の選択は任意であるから、下記の分析では下側
波帯によるものとする。

イ 単側波帯の復調 変調の技術と同様、単側波帯入力信号を復調
する各種の技術がある。１つの方法は、受信し
た単側波帯入力信号と周波数ωの局部発振周波
数の乗算、ならびにベースバンド・データ波形
を得るための低域通過フイルタ作用を伴う。よ
く知られているように、いかなるフイルタも持
前の性質として遅延を生じる。上記の技術で
は、遅延は局部発振器による乗算の後に起こ
る。この技術の使用は位相誤差信号の瞬時発生
を妨げる。よつて上記の復調技術は本発明では
使用しない。

フイルタを使用せずに単側波帯入力信号を復
調するために、入力の単側波帯信号ｓ（ｔ）の
ヒルベルト変換s^（ｔ）が最初に発生される。本
発明では、この目的のためにヒルベルト・スピ
リツタが、下記のように受信機の入力端で使用
される。単側波帯入力信号のヒルベルト変換
は、方程式(1)のヒルベルト変換を用いて数学的
に表現するこができる。ここに用いるヒルベル
ト変換の関数でよく知られているのは、たとえ
ば“IEEE Transaction on Communications
Vol.Com−20、No.６、December1972、
pp.1194−1198”のヒルベルト変換の表にリス
トされている下記の方程式である。

s^（ｔ）＝−ｆ（ｔ）sinωt−f^（ｔ）cosωt (3) ヒルベルト・スプリツタはまた、発生したヒ
ルベルト変換s^（ｔ）と同期する単側波帯信号ｓ
（ｔ）のレプリカ（写し）を発生する。

単側波帯信号ｓ（ｔ）とそのヒルベルト変換s^
（ｔ）を同期させると、復調は下記の方程式の
ように、ｓ（ｔ）に局部発振器の同相成分
cosωtを乗じ、s^（ｔ）に局部発振器の直交成分
sinωtを乗ずることによつて行われる。

ｘ（ｔ）＝ｓ（ｔ）cosωt−s^（ｔ）sinωt (4) ｘ（ｔ）すなわち合成された復調波の同相成
分がベースバンド・データ波形に等しいこと
は、式(1)、(3)を式(4)に代入して下記の結果を得
ることから知ることができる。

ｘ（ｔ）＝ｆ（ｔ）cos²ωt−f^（ｔ）sinωt cosωt ＋ｆ（ｔ）sin²ωt＋f^（ｔ）cosωt sinωt ＝ｆ（ｔ）（cos²ωt＋sin²ωt）＝ｆ（ｔ） (5) よつて、局部発振器後のフイルタ作用を伴わ
ない単側波帯の復調は、単側波帯入力信号をヒ
ルベルト変換し、単側波帯入力信号に局部発振
器の同相成分を乗じ、ヒルベルト変換に局部発
振器の直交成分を乗じ、そして上記の２つの積
の差をとることによつて達成することができ
る。

ｓ（ｔ）の直交成分ｙ（ｔ）を局部発振器後の
フイルタ作用を伴うことなく、下記のような類
似の方法で再生できることは注目される。

ｙ（ｔ）＝−ｓ（ｔ）sinωt−s^（ｔ）cosωt (6) 式(6)に式(1)、(3)を代入することによつて、式
(6)のｙ（ｔ）はf^（ｔ）すなわちベースバンド・
データ波形のヒルベルト変換に等しいことを示
す。

ウ 位相誤差を伴う単側波帯の復調 上記の分析は単側波帯信号に位相誤差がない
という仮定によるものであつた。しかしなが
ら、電話線路による単側波帯伝送は大きさは小
さい（±数度）が周波数の高い（たとえば180
ヘルツ）位相ジツタを生じる。上記の復調技術
における位相誤差の影響についてこれから分析
する。

位相（および周波数）のオフセツト（片寄
り）がある場合は、式(4)のωtはωt＋φに置き
換えられ、式（4a）が得られる。

ｘ（ｔ）＝ｓ（ｔ）cos（ωt＋φ） −s¨（ｔ）sin（ωt＋φ） （4a） 式（4a）の右辺の項ｓ（ｔ）、s^（ｔ）に式(1)、
(3)を代入して式(5)で行なつたように展開するこ
とによつて、復調した単側波帯の波形の同相成
分に対する下記の方程式を得る。

ｘ（ｔ）＝ｆ（ｔ）cosφ＋f^（ｔ）sinφ （5a） 復調波の同相成分ｘ（ｔ）は位相誤差により、
もはやベースバンド波形ｆ（ｔ）に等しくない
ことがわかる。単側波帯信号の復調波の直交成
分についても、上記と同様な方法によつて下記
の方程式が得られる。

ｙ（ｔ）−ｆ（ｔ）sinφ＋f^（ｔ）cosφ （6a） エ 遅延を伴わない位相誤差 復調に際して復調波の同相成分ｘ（ｔ）と復
調波の直交成分ｙ（ｔ）の値は分かつている。
ベースバンド・データ波形ｆ（ｔ）の値は、ｘ
（ｔ）を検波器を通過させることによつて復調
波の同相成分ｘ（ｔ）から得ることができる。

当業者によく知られている検波器について、
さらに深く述べる。復調と検波の結果、ｘ
（ｔ）、ｙ（ｔ）およびｆ（ｔ）の値は局部発振器
に遅延を生じることなく得られる。式（5a）、
（6a）を調べると、位相誤差φの値を得るため
には、f^（ｔ）の値が必要なのであることが分か
る。前に述べたように、f^（ｔ）すなわちベース
バンド・データ波形ｆ（ｔ）のヒルベルト変換
は遅延を必要する。φを得るのにこのような遅
延を生じることは、φが急速な位相ジツタに追
従することを妨げる。これが上記の米国特許第
3675131号において出会う問題である。f^（ｔ）
の値はφを決定するため必要であるが、遅延な
しにf^（ｔ）の値を得ることはできない。φが決
定され局部発振器にフイードバツクされた時点
では、局部発振器の位相誤差を補正するのに間
に合わない。

急速な位相ジツタに追従するためには、φの
値は遅延を発生することなく得られなければな
らない。これはf^（ｔ）の発生を不可能にする。
しかしながら、φは次の方法によつてf^（ｔ）の
値を知ることなく得ることができる。式
（5a）、（6a）の項の配列を下記のように変更す
る。

f^（ｔ）sinφ＝ｘ（ｔ）−ｆ（ｔ）cosφ （5b） f^（ｔ）cosφ＝ｙ（ｔ）＋ｆ（ｔ）sinφ （6b） 式（5b）を式（6b）で割ると次のようにな
る。

sinφ／cosφ＝ｘ（ｔ）−ｆ（ｔ）cosφ／ｙ（ｔ）
＋ｆ（ｔ）sinφ(7) 式(7)の分母を取り払い、三角関数の公式
sin²φ＋cos²φ＝１を適用すると次の式が得られ
る。

ｙ（ｔ）sinφ＋ｆ（ｔ）＝ｘ（ｔ）cosφ (8) 式(8)からはf^（ｔ）が取り除かれているから、
望ましくなり遅延を伴うヒルベルト変換を取り
出す必要は除去されたのである。繰り返して言
うと、f^（ｔ）はφの計算から完全に取り除かれ
たのである。

式(8)をφについて解くことができる。式(8)の
両辺を２乗し、cos²φを１−sin²φに置き換えて
項の配列を変更することにより、下記のsinφの
２次方程式が得られる。

〔｛ｘ（ｔ）｝²＋｛ｙ（ｔ）｝²〕sin²φ ＋2y（ｔ）ｆ（ｔ）sinφ＋｛ｆ（ｔ）｝²−｛ｘ
（ｔ）｝²＝０ (9) 式(9)をsinφ（さらにsinφをφ）について解け
ば次の結果が得られる。

φの解は２つの値、すなわち式(10)の平方根の
項が正負の符号を持つことによつて２つの値を
有することが注目される。どちらの値も位相誤
差信号として使用可能である。しかしながら、
位相ジツタにより正確に追尾するためには、２
つの値のうち小さい方がよいと思う。たとえ
ば、ｘ（ｔ）、ｙ（ｔ）およびｆ（ｔ）の特定の値
に対する解として、φの２つの値を発生させて
両者の大きさを比較することによつて、小さい
方の値を得ることができる。代りに、式(10)の平
方根の項の符号を、ｘ（ｔ）、ｙ（ｔ）およびｆ
（ｔ）を互いに乗ずるときに得られる符号に対
応するように選び、常にφの値の小さい方を得
ることができる。

オ 位相誤差信号の近似値の決定 式(10)によつて与えられる位相誤差信号φの値
は、もつぱら既知のｘ（ｔ）、ｙ（ｔ）およびｆ
（ｔ）の値の代数的処理によつて遅延を生じる
ことなく発生することができる。しかしなが
ら、式(10)の関数を発生させるための回路はかな
り複雑であることが認められる。低価格の単側
波帯受信機の設計においては、式(10)の関数を発
生せずにｘ（ｔ）、ｙ（ｔ）およびｆ（ｔ）から位
相誤差φを発生させることが望ましい。

代表的な位相ジツタの特性を考慮することに
よつてφの表現を簡単にすることができる。既
に述べたように、電話線路の代表的な位相ジツ
タは、急速（たとえば、180ヘルツ程度）では
あるが、小さい（たとえば、±数度）。代表的な
φの値がわずか数度であるという事実を利用し
て、簡単になつたφの表現を得ることができ
る。式(8)は次のように配例を変更することがで
きる。

sinφ＝ｘ（ｔ）cosφ−ｆ（ｔ）／ｙ（ｔ） (11) 当業者によく知られているように、角φが小
さいとき sinφφ；cosφ１ (12) これらの関係を式(11)に置き換えると次式を得
る。

φｘ（ｔ）−ｆ（ｔ）／ｙ（ｔ）（13） この関数は減算と除算の回路によつて実行す
ることができる。

式(8)は既述の他の式と組合せ、その結果に式
(12)の均似値を置き換えて、φを簡単な別の表現
で表わすことができる。φがｆ（ｔ）、ｙ（ｔ）
およびｘ（ｔ）の関数として表現される限り、
φは遅延なしに得ることができる、急速な位相
ジツタは追従可能である。

本発明の第１の実施例を用いる単側波帯受信機 第１図は本発明の第１の実施例を用いる単側波
帯受信機を図解する。単側波帯受信機はヒルベル
ト・スプリツタ１１、倍率器１２−１４、局部発
振器１６、総和器１７，１８、検波器１９および
関数発生器２０から成る。

単側波帯入力信号ｓ（ｔ）はヒルベルト・スプ
リツタ１１の入力端で受信される。ヒルベルト・
スプリツタ１１は単側波帯入力波ｓ（ｔ）のヒル
ベルト変換s^（ｔ）と入力波ｓ（ｔ）自体を出力す
る。ｓ（ｔ）とs^（ｔ）は同期している。すなわち
ヒルベルト・スプリツタ１１の出力端においてｓ
（ｔ）とs^（ｔ）の間に遅延はない。

当業者によく知られているように、ヒルベルト
変換の発生は必ず遅延を必要とする。ｓ（ｔ）とs^
（ｔ）の間に時間遅延を与えないため、ｓ（ｔ）は
s^（ｔ）の発生に必要な時間に等しい時間だけヒル
ベルト・スプリツタ１１の内部で遅延される。

第１図の実施例において、ヒルベルト・スプリ
ツタ１１は受信機の入力端に置かれており、局部
発振器後のフイードバツク・ループ内ではない。
ヒルベルト・スプリツタによつて生じた遅延は局
部発振器後の位相誤差を調整するフイードバツ
ク・ループの動作に影響しない。当業者によく知
られているように、ヒルベルト・スプリツタ１１
は90度移相器とそれに並列な遅延線から成る。本
発明の目的に対し、どんな形式のヒルベルト・ス
プリツタでも使用可能である。

局部発振器１６は水晶発振器、正弦波発振器、
ROM（読取り専用メモリ）テーブル索引等から
成る。局部発振器１６は、第１図でcos（ωt＋φ）
で表わされる搬送周波数ωの同相成分と、sin（ωt
＋φ）で表わされる搬送周波数ωの直交成分の２
つの出力を持つている。遅延した単側波帯入力信
号ｓ（ｔ）とヒルベルト変換s^（ｔ）から、入力単
側波帯信号の復調波の同相成分ｘ（ｔ）と直交成
分ｙ（ｔ）を得るため、いろいろな入力波に対す
る適切な乗算と総和が乗算器１２，１３，１４，
１５と総和器１７，１８によつてそれぞれ実行さ
れる。その詳細については次に記述する。

入力単側波帯信号の復調波の同相成分ｘ（ｔ）
の発生は下記のとおりである。局部発振器１６の
出力の同相成分と単側波帯入力信号は倍率器１３
で乗算され、乗算器１３の出力にｓ（ｔ）cos（ωt
＋φ）を生じる。局部発振器の出力の直交成分と
単側波帯入力信号のヒルベルト変換は乗算器１４
で乗算され、乗算器１４の出力にs^（ｔ）sin（ωt＋
φ）を生じる。乗算器１４の出力はその後総和器
１８によつて乗算器１３の出力から引かれ、総和
器１８の出力に復調波の同相成分ｘ（ｔ）を生じ
る。ｘ（ｔ）の値は式（4a）によつて与えられ
る。

ｘ（ｔ）は単に乗算と減算の動作によつて発生
されるから、ヒルベルト・スプリツタ１１におい
て局部発振器前の遅延はあるけれども、局部発振
器後の遅延は存在しない。よつて、入力単側波帯
信号の復調波の同相成分ｘ（ｔ）は局部発振器１
６から見て遅延なしで発生される。

入力単側波帯信号の復調波の直交成分ｙ（ｔ）
の発生も上記の類似の方法で行われる。単側波帯
入力信号と局部発振器出力の直交成分は乗算器１
５で乗算され、乗算器１５の出力にｓ（ｔ）sin
（ωt＋φ）を生じる。単側波帯入力信号のヒルベ
ルト変換と局部発振器１６の出力の同相成分は乗
算器１２で乗算され、乗算器１２の出力にs^（ｔ）
cos（ωt＋φ）を生じる。乗算器１２，１５の出
力はその後総和器１７によつて合計され反転され
て、総和器１７の出力に復調波の直交成分ｙ（ｔ）
を生じる。ｙ（ｔ）の値は式(6)によつて与えられ
る。入力単側波帯信号の復調波の直交成分の発生
は、単に乗算と加算によつて行われるから、復調
波の直交成分ｙ（ｔ）と局部発振器１６の間に遅
延は生じないことが注目される。

復調波の同相成分ｘ（ｔ）からベースバンド・
データ波形ｆ（ｔ）の発生は、検波器１９によつ
て達成される。２進データの信号に対して検波器
１９は、雑音で変形した同相成分ｘ（ｔ）から正
しい値ｆ（ｔ）を決定するため、ｘ（ｔ）の値を理
想的な２進信号の限界値と比較する決定回路とな
る。別な表現をすれば、検波器はｘ（ｔ）の実際
の値を限界値と比較してｘ（ｔ）が持つていたは
ずの値を決定する。それがｆ（ｔ）の値である。
たとえば、単側波帯データ伝送システムにおい
て、２進の１は＋１ボルト、２進のゼロ（０）は
−１ボルトとすると、ｆ（ｔ）の値は＋／−１ボ
ルトである。仮にｘ（ｔ）の現在の値が＋1.1ボル
トとすると、ｘ（ｔ）を限界値（０ボルト）と比
較し、ベースバンド・データの値として＋１ボル
トが検出される。反対に、ｘ（ｔ）の値が−0.9ボ
ルトであると仮定すると、ｘ（ｔ）を限界値（０
ボルト）と比較し、ベースバンド・データの値と
して−１ボルトが検出される。ベースバンド・デ
ータ波形ｆ（ｔ）を復調波の同相成分から検出す
るとき遅延は生じないことが注目される。

検波器１９が正しく動作するためには入力単側
波帯信号の振幅はその間ずつと安定していなけれ
ばならないことが当業者に理解されている。もし
単側波帯入力波の振幅が変れば、ｘ（ｔ）の振幅
も変り、検波器１９は時間によつて変化しない限
界値を用いるｘ（ｔ）の値について正しい決定を
することができない。ｘ（ｔ）の振幅は検波器１
９が動作する限界値から見て安定でなければなら
ない。

しかしながら、電話線路によつて伝送されるデ
ータの利得の大きさは元来安定していることが注
目される。よつて検波器１９は常に正しく動作す
るであろう。入力単側波帯信号が振幅不安定とな
る場合には、安定した振幅を維持するため受信機
のヒルベルト・スプリツタ１１よりも前に利得制
御回路を挿入することが可能である。

これまでの説明で復調波の同相成分ｘ（ｔ）、直
交成分ｙ（ｘ）および検波されたベースバンド・
データ波形ｆ（ｔ）はそれぞれ、総和器１８、総
和器１７および検波器１９の出力端に発生してい
る。ｘ（ｔ）、ｙ（ｔ）およびｆ（ｔ）はいずれも局
部発振器１６に対して位相遅延なしに発生したの
である。ｘ（ｔ）、ｙ（ｔ）およびｆ（ｔ）は代数的
に結合され位相誤差信号を発生することができ
る。上記の米国特許第3675131号では、位相誤差
信号を得るためにｆ（ｔ）のヒルベルト変換を必
要としたことが思い出される。ｆ（ｔ）のヒルベ
ルト変換の発生には遅延を伴つたので、位相誤差
信号は局部発振器に対して位相遅延であり急速な
位相ジツタに追従することが不可能であつた。

これに対し、関数発生器２０は位相誤差信号φ
を発生するためにヒルベルト変換f^（ｔ）を発生す
る必要がない。関数発生器２０は式(10)によつて与
えられるφの小さい値に対する式を発生する。こ
の関数は加減乗除および２乗根の計算式によつて
純粋に代数的に発生される。こうして位相誤差信
号φはｘ（ｔ）、ｙ（ｔ）およびｆ（ｔ）に対し遅延
なしに発生することができる。関数発生器２０の
機能は総和器、乗算器、除算器、２乗器、２乗根
器の回路を集積して遂行させるか、またはROM
に記憶させたテーブル索引によりデイジタル的に
遂行させる。代数関数を発生するためのアナログ
およびデイジタル回路については当業者によく知
られているので、ここでは記述しない。

関数発生器２０の位相誤差信号出力はフイード
バツク回路によつて局部発振器１６に印加され
る。局部発振器１６の発振は位相誤差信号の大き
さによつて調整され、局部発振器１６を急速な位
相ジツタを持つ単側波帯入力信号ｓ（ｔ）に同期
させる。局部発振器の位相を位相誤差信号によつ
て調整する技術は、当業者によく知られている。

第１図の回路は、位相誤差信号を発生しそれを
局部発振器にフイードバツクするのに遅延を伴わ
ないから、急速な位相ジツタに追従することが注
目される。局部発振器後のフイードバツク・ルー
プ全体すなわち、乗算器１２−１５、総和器１
７，１８、検波器１９、および関数発生器２０に
おいて、処理はすべて純粋に代数的であり、遅延
を伴わない。第１図における唯一の遅延はヒルベ
ルト・スプリツタ１１によるものであり、局部発
振器１６による復調以前に起きる。

本発明の第２の実施例を用いる単側波帯受信機 第１図の回路は急速な位相ジツタに正確に追従
できるが、関数発生器は必然的に複雑で高価なも
のになることが知られている。既に分析したよう
に、位相ジツタの幅は小さいすなわち±数度であ
るという事実を利用して、位相誤差信号の発生を
簡単にすることができる。この仮定により位相誤
差信号の近似式は式（13）によつて与えられる。
この近似式は電話線路によるデイジタル・データ
伝送で一般に生じる小さな位相誤差に対して極め
て正確である。

第２図の回路は位相誤差信号として式（13）を
発生する。ヒルベルト・スプリツタ１１、乗算器
１２−１５、局部発振器１６、総和器１７，１８
および検波器１９を経由する復調波の同相成分ｘ
（ｔ）、直交成分ｙ（ｔ）およびベースバンド・デ
ータ波形ｆ（ｔ）は第１図の場合と全く同じであ
る。したがつて、第２図の回路の分析は、ｘ
（ｔ）、ｙ（ｔ）およびｆ（ｔ）の信号それぞれにつ
いて総和器１７，１８および検波器１９の出力端
から行う。総和器２２において、検波器１９の出
力すなわちベースバンド・データ波形ｆ（ｔ）を、
総和器１８の出力すなわち復調波の同相成分ｘ
（ｔ）から引き、出力として関数ｘ（ｔ）−ｆ（ｔ）
を得る。除算器２１において、総和器２２の出力
すなわち関数ｘ（ｔ）−ｆ（ｔ）を、総和器１７の
出力すなわち復調波の直交成分ｙ（ｔ）で割り、
関数｛ｘ（ｔ）−ｆ（ｔ）｝／ｙ（ｔ）を得る。除算
器２１の出力は位相誤差信号であり、第１図につ
いて述べたように局部発振器１６にフイードバツ
クされる。

結 論 第１，２図は急速な位相ジツタを受けやすい単
側波帯信号を復調するための２つの受信機につい
て開示した。第１図の受信機はより複雑で急速な
位相ジツタを正確に補償する。第２図の受信機は
より簡単で急速な位相ジツタに対し近似的にのみ
補償することができる。しかしながら、位相ジツ
タの値が小さいという特徴がある場合には、簡単
になつた第２図の回路によつて与えられる近似的
な補償によつてすぐれた結果がもたらされる。

両方の受信機は、局部発振器１６の後のフイー
ドバツク・ループすなわち、局部発振器１６の出
力が単側波帯入力信号に印加される点から、単側
波帯入力信号の位相ジツタが計算され、位相ジツ
タに対する補正値が局部発振器１６に印加される
点までにおいて遅延が生じないから、急速な位相
ジツタに追従する。受信機における唯一の遅延は
ヒルベルト・スプリツタ１１における遅延であ
る。この遅延は局部発振器の前の段階で生ずるか
ら、局部発振器以後のフイードバツク・ループの
動作に影響しない。

局部発振器以後のフイードバツク・ループの構
成要素はすべて代表的な機能たとえば乗算、加算
等の機能を実行するから、このフイードバツク・
ループに遅延はない。もちろん、どんな物理的回
路素子も、それが代数関係によつて数学的に表わ
されるといつても、微小な遅延を生じる一因にな
る。第１，２図において、そのような遅延の総和
は局部発振器の単一の振動に比較すれば非常に小
さい。したがつて、ジツタに対する位相誤差信号
の発生は急速に行われ、その単側波帯入力信号が
通過する前に局部発振器を調整することができ
る。回路素子によつて生じる遅延が局部発振器の
発振周波数の周期に匹敵する大きさであれば、位
相誤差信号が得られる時までには局部発振器は次
の発振周期に入り、前の発振における位相ジツタ
はもはや補正不可能である。たとえば、ヒルベル
ト変換が局部発振器後のフイードバツク・ループ
内で発生しなければならなかつたならば、その結
果生じる遅延は局部発振周波数の周期の何倍にも
なるであろう。したがつて位相誤差信号が発生す
るまでに、局部発振器は何サイクルも発振してお
り、最初の位相誤差の補正は不可能となる。

本発明に関する別の実施態様が当業者に思いつ
かれるであろう。φに関するどのような代数関数
にも、それが式(8)から出るものであつてもなくて
も、またその値が正確であつても近似値であつて
も、急速な位相ジツタを追従するための位相誤差
信号の発生に利用することができる。遅延は、そ
れが局部発振器以後のフイードバツク・ループ外
で生じるという条件を満たすなら、受信機内で生
じてもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明にかかわる単側波帯受信機の第
１の実施例のブロツク・ダイヤグラムである。第
２図は本発明にかかわる単側波帯受信機の第２の
実施例のブロツク・ダイヤグラムである。 １１……ヒルベルト・スプリツタ、１２……乗
算器、１３……乗算器、１４……乗算器、１５…
…乗算器、１６……局部発振器、１７……総和
器、１８……総和器、１９……検波器、２０……
関数発生器、２１……除算器、２２……総和器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ (a) 単側波帯信号を受取つて該単側波帯信号
   をヒルベルト変換した信号である第１の信号及
   び該ヒルベルト変換に要する時間だけ遅延され
   た上記単側波帯信号である第２の信号を生成す
   る手段と、 (b) 局部発振器を用いて上記第１の信号及び第２
   の信号に基づき上記受信された単側波帯信号の
   復調された同相成分及び直角成分を生成すると
   共にそのベースバンド信号を生成する手段と、 (c) 上記復調された同相成分及び直角成分ならび
   にそのベースバンド信号を代数的に処理するこ
   とにより位相ジツタ補正のための位相誤差信号
   を生成しこれを上記局部発振器にフイードバツ
   クする手段と を有することを特徴とする単側波帯信号受信装
   置。