RU2247474C1 - Устройство квадратурного приема частотно- манипулированных сигналов - Google Patents

Устройство квадратурного приема частотно- манипулированных сигналов Download PDF

Info

Publication number
RU2247474C1
RU2247474C1 RU2003118050/09A RU2003118050A RU2247474C1 RU 2247474 C1 RU2247474 C1 RU 2247474C1 RU 2003118050/09 A RU2003118050/09 A RU 2003118050/09A RU 2003118050 A RU2003118050 A RU 2003118050A RU 2247474 C1 RU2247474 C1 RU 2247474C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
output
input
frequency
quadrature
multiplier
Prior art date
Application number
RU2003118050/09A
Other languages
English (en)
Other versions
RU2003118050A (ru
Inventor
А.М. Карлов (RU)
А.М. Карлов
Е.В. Волхонска (RU)
Е.В. Волхонская
Original Assignee
Калининградский военный институт ФПС РФ
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Калининградский военный институт ФПС РФ filed Critical Калининградский военный институт ФПС РФ
Priority to RU2003118050/09A priority Critical patent/RU2247474C1/ru
Publication of RU2003118050A publication Critical patent/RU2003118050A/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2247474C1 publication Critical patent/RU2247474C1/ru

Links

Images

Landscapes

  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для приема частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой и индексом частотной манипуляции β=0.5 в системах передачи и приема дискретной информации. Достигаемым техническим результатом является повышение помехоустойчивости приема частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой и минимальным частотным сдвигом. Для этого входной сигнал делят на синфазную и квадратурную составляющие путем смешивания сигнала с опорными сигналами, сдвинутыми относительно друг другу на
Figure 00000001
, и выделения низкочастотных квадратурных
составляющих; перемножают низкочастотные квадратурные составляющие, формируют из результата перемножения напряжения полутактовой частоты и сигнала подстройки системы фазовой автоподстройки частоты опорных сигналов; дифференцируют синфазную и квадратурную составляющие; перемножают синфазную составляющую с продифференцированной квадратурной составляющей, а квадратурную составляющую с продифференцированной синфазной составляющей; вычисляют разности напряжений с выходов первого и второго перемножителей, после чего осуществляют фильтрацию разностного напряжения; полученный сигнал подается на выход устройства квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов. 6 ил.

Description

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для приема частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой и индексом частотной манипуляции β =0.5 в системах передачи и приема дискретной информации.
Известны устройства приема частотно-манипулированных сигналов, принцип действия которых основан на работах [1-4], а также в авторских свидетельствах на изобретение и патентах: Приемник с частотной модуляцией (Патент SU №1496567, МПК Н 04 В 17/00 от 30.12.77. Автор Hiroshi Furuno); Устройство для подавления пороговых шумов (Авторское свидетельство SU №270006, МПК Н 04 В 15/00 от 13.08.70. Авторы Ю.А.Афанасьев, В.М.Дорофеев); Демодулятор частотно-манипулированных сигналов (Авторское свидетельство SU №1311585 А, МПК Н 04 L 27/14 от 29.12.84. Автор А.С. Гаранин. ДСП); демодулятор частотно-манипулированных сигналов (Авторское свидетельство SU №1461358 А1, МПК Н 04 L 27/14 от 01.04.85. Автор А.С. Гаранин. ДСП); Устройство приема частотно-модулированных сигналов (Патент SU №2179786, МПК Н 04 В 1/10 от 13.07.99. Авторы А.М.Карлов, Е.В.Волхонская, Е.Н. Авдеев); Способ квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов с минимальным сдвигом (Патент SU №2192101 от 13.07.1999 г., МПК 7 Н 04 L 27/14. Авторы А.М.Карлов, Е.В.Волхонская, Е.Н.Авдеев).
Наиболее близким аналогом по совокупности существенных признаков и достигаемому положительному эффекту является устройство квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов с минимальным сдвигом (прототип), реализованное в техническом решении (Патент №2192101 от 13.07.1999 г., МПК 7 Н 04 L 27/14. Описанное в прототипе устройство приема частотно-манипулированных сигналов с минимальным сдвигом основано на способе квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов с дифференцированием получаемых квадратурных составляющих и их последующей обработкой. Структурная схема данного устройства приема частотно-манипулированных сигналов с минимальным сдвигом приведена на фиг.1.
Входной сигнал разделяется на два канала и поступает на блок формирования синфазной составляющей 1 и блок формирования квадратурной составляющей 2, на которые с блока формирования опорных сигналов 3 поступают гармонические опорные сигналы. Частота опорных сигналов равна средней частоте принимаемого ЧМ-сигнала, а фаза опорного сигнала, подаваемого на блок 2 формирования квадратурной составляющей, отличается на π /2 от фазы опорного сигнала, подаваемого на блок 1 формирования синфазной составляющей. Сдвиг по фазе опорных сигналов осуществляется фазовращателем 20. В блоках 1 и 2 путем перемножения (блок 16) входного и опорного сигналов и низкочастотной фильтрации (блок 17) на выходе получают два квадратурных низкочастотных сигнала. Квадратурные низкочастотные сигналы перемножаются в первом перемножителе 5, на выходе которого получается сигнал полутактовой частоты
Figure 00000003
, модулированный по фазе информационной последовательностью. Причем сигналы полутактовой частоты при “единичной” и “нулевой” посылках отличаются по фазе на 180° и противоположны на интервале длительности информационной посылки Тn. Сигнал поутактовой частоты с выхода первого перемножителя 5 подается на вход фазового дискриминатора 4, на второй вход которого с блока тактовой синхронизации 10 подается сигнал полутактовой частоты, сдвинутый по фазе на π /2 в фазовращателе 14. С выхода фазового дискриминатора 4 сигнал подается на последовательно соединенные фильтр нижних частот 18 и перестраиваемый генератор 19 для фазовой автоматической подстройки частоты опорных сигналов.
Тактовая синхронизация осуществляется в блоке 10. Сигнал с выхода первого перемножителя 5 подается на линию задержки 12 манипулированного по фазе сигнала полутактовой частоты на время Тз формирования демодулированного сигнала. Задержанный сигнал полутактовой частоты поступает на первый вход третьего перемножителя 13, на второй вход которого подается сформированный за время задержки демодулированный сигнал с выхода фильтра нижних частот 23. В результате перемножения снимается фазовая манипуляция с задержанного сигнала, и с выхода третьего перемножителя 13 сигнал полутактовой частоты подается на полосовой усилитель 21. С выхода полосового усилителя сигнал полутактовой частоты подается на вход фазовращателя 14 и на вход второй линии задержки 15.
Для демодуляции принимаемого ЧМ сигнала с выхода блоков формирования синфазной 1 и квадратурной 2 составляющих сигналы подаются на входы дифференцирующих цепей 6 (синфазной составляющей) и 7 (квадратурной составляющей) и на входы сумматора 9. С выхода дифференцирующих цепей 6 и 7 продифференцированные синфазная и квадратурная составляющие подаются на входы вычитающего устройства 8.
Сумма синфазной и квадратурной составляющей с выхода сумматора 9 подается на первый вход второго перемножителя 11. Разность продифференцированных квадратурной и синфазной составляющих с выхода вычитающего устройства 8 подается на второй вход второго перемножителя 11. В результате перемножения на выходе второго перемножителя 11 сигнал содержит сумму информационной составляющей, принимающей значение +Uинф при передаче единичной посылки и -Uинф при передаче нулевой посылки, а также сигнал полутактовой частоты, который является мешающим. Сигнал с выхода второго перемножителя 11 подается на вход вычитающего устройства 22, на второй вход которого подается напряжение полутактовой частоты с выхода второй линии задержки 15. Коэффициент передачи полосового усилителя 21 и время задержки сигнала во второй линии задержки 15 выбираются так, что мешающий сигнал полутактовой частоты с выхода второго перемножителя 11 и напряжение полутактовой частоты с выхода второй линии задержки 15 компенсируются в вычитающем устройстве 22. Таким образом, на выходе вычитающего устройства 22 получается демодулированный сигнал, который через фильтр нижних частот 23 подается на выход устройства квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов.
Недостатком данного устройства является то, что на выходе второго перемножителя 11 помимо информационной составляющей
Figure 00000004
содержится мешающее колебание полутактовой частоты
Figure 00000005
, которое компенсируется в вычитающем устройстве 22 сигналом полутактовой частоты, формируемым в блоке тактовой синхронизации 10.
При приеме частотно-манипулированных сигналов на фоне шумов в вычитающем устройстве 22 происходит сложение по мощности шумовых составляющих, поступающих со второго перемножителя 11, и шумовых составляющих, поступающих с блока тактовой синхронизации 10. В результате на выходе устройства увеличивается мощность шумовых составляющих и уменьшается отношение сигнал/шум.
Цель изобретения. Повышение помехоустойчивости приема частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой и минимальным частотным сдвигом.
Предлагаемое устройство квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов позволяет устранить данный недостаток и является более простым по сравнению с прототипом.
Функциональная схема предлагаемого устройства квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов приведена на фиг.2 и содержит:
1 - блок формирования синфазной составляющей;
2 - блок формирования квадратурной составляющей;
3 - блок формирования опорных генераторов;
4 - первое дифференцирующее устройство;
5 - второе дифференцирующее устройство;
6 - первый перемножитель;
7 - второй пермножитель;
8 - третий пермножитель;
9 - вычитающее устройство;
10 - блок тактовой синхронизации;
11 - линия задержки;
12 - четвертый перемножитель;
13 - полосовой усилитель;
14 - фазовращатель;
15 - фазовой детектор;
16 - третий фильтр нижних частот блока опорных сигналов;
17 - подстраиваемый генератор опорного сигнала;
18 - фазовращатель блока опорных сигналов;
19 - смесители блоков формирования синфазной и квадратурной составляющих;
20 - фильтры нижних частот блоков формирования синфазной и квадратурной составляющих;
21 - четвертый фильтр нижних частот.
Принцип работы предлагаемого устройства квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов состоит в разделении входного сигнала на синфазную (блок 1) и квадратурную (блок 2) составляющие путем смешивания сигнала с опорными сигналами (блоки 19), сдвинутыми относительно друг друга на
Figure 00000006
и выделения низкочастотных квадратурных составляющих (блоки 20); перемножении низкочастотных квадратурных составляющих (блок 8), формирования из результата перемножения напряжения полутактовой частоты (блок 10) и сигнала подстройки системы фазовой автоподстройки частоты опорных сигналов (блок 3); дифференцировании синфазной (блок 4) и квадратурной (блок 5) составляющих; перемножении синфазной и продифференцированной квадратурной составляющих (блок 7) и перемножении квадратурной составляющей с продифференцированной синфазной составляющей (блок 6); вычислении разности (блок 9) напряжений с выходов первого (блок 6) и второго (блок 7) перемножителей и последующей фильтрации разностного напряжения в блоке 21, с выхода которого сигнал подается на четвертый перемножитель 12 блока тактовой синхронизации и на выход устройства квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов.
Временные диаграммы, поясняющие принцип демодуляции частотно-манипулированного сигнала и формирования напряжения полутактовой частоты приведены на фиг.3. для случая передачи кодовой последовательности, показанной на фиг.3, а.
Входной сигнал можно представить суммой ЧМ-сигнала и шума
Figure 00000007
где E(t) и φ (t) - случайные огибающая и фаза узкополосного шума;
Figure 00000008
- изменение фазы сигнала на интервале времени, равном длительности посылки Тn;
ω д - девиация частоты ЧМ-сигнала;
Figure 00000009
- индекс частотной манипуляции;
Ω М - частота манипуляции.
При приеме частотно-манипулированных сигналов с минимальным сдвигом β =0.5 и
Figure 00000010
за время длительности посылки Тn фаза ЧМ-сигнала получает приращение на
Figure 00000011
(фиг.3, b).
Блоком формирования опорных сигналов (блок 3) формируются гармонические колебания с частотой, равной частоте несущей ЧМ-сигнала ω 0 и сдвинутые друг относительно друга на
Figure 00000012
uоn1=Umcosω 0t; uоn2=Umsinω 0t.
На выходе блоков формирования синфазной (блок 1) и квадратурной (блок 2) составляющих после смешивания входного сигнала с опорными сигналами (блоки 19) и отфильтровывания составляющих с удвоенной частотой 2ω 0 (блоки 20) получим низкочастотные напряжения синфазной и квадратурной составляющих
Figure 00000013
Figure 00000014
где Ec(t)=E(t)cosφ (t); Es(t)=E(t)sinφ (t) - квадратурные составляющие шума.
Временные диаграммы изменения слагаемых
Figure 00000015
и
Figure 00000016
приведены на фиг.3, с, d.
На выходе дифференцирующих устройств 4 и 5 напряжение можно записать в виде
Figure 00000017
Figure 00000018
где
Figure 00000019
Figure 00000020
Figure 00000021
Временные диаграммы сигнальных составляющих
Figure 00000022
и
Figure 00000023
приведены на фиг.3 е, f.
На выходе первого перемножителя 6 и второго перемножителя 7 напряжение будут соответственно равны
Figure 00000024
Figure 00000025
Временные диаграммы первых слагаемых напряжений u6(t) и u7(t) приведены на фиг.3, g, h.
В результате вычитания из напряжения u7(t) напряжения u6(t) на выходе вычитающего устройства 9 получим напряжение
Figure 00000026
Первое слагаемое в u9(t) является информационным, его временная диаграмма приведена на фиг.3, i. При передаче “единичной” и “нулевой” посылок оно принимает значение
Figure 00000027
то есть на выходе вычитающего устройства получаются противоположные сигналы. Остальные слагаемые в u9(t) определяют шумы на выходе устройства квадратурного приема ЧМ-сигналов.
Для формирования полутактовой частоты синфазная и квадратурная составляющие перемножаются в третьем перемножителе (блок 8) и в результате перемножения получается напряжение
Figure 00000028
Как видно из временной диаграммы (фиг.3, j), первое слагаемое в u8(t) является сигналом полутактовой частоты, манипулированным по фазе информационной последовательностью.
Напряжение u8(t) с выхода третьего перемножителя 8 подается на вход линии задержки 11 для задержки фазоманипулированного сигнала полутактовой частоты на время Тз, формирования демодулированного сигнала. Задержанный фазоманипулированный информационной последовательностью сигнал полутактовой частоты поступает на первый вход четвертого перемножителя 12, на второй вход которого подается сформированный за время задержки демодулированный сигнал с выхода фильтра нижних частот 21. В результате перемножения демодулированного сигнала и задержанного фазо-манипулированного сигнала полутактовой частоты в четвертом перемножителе 12 фазовая манипуляция информационной последовательностью снимается и на выходе перемножителя получается напряжение
Figure 00000029
Первое слагаемое в u12(t) является сформированным сигналом полутактовой частоты (фиг.3, k). С выхода четвертого перемножителя 12 сигнал полутактовой частоты усиливается и фильтруется в полосовом усилителе 13 и с его выхода подается на вход фазовращателя 14. С выхода фазовращателя отфильтрованный сигнал полутактовой частоты подается на второй вход фазового детектора 15 для сравнения с фазоманипулированным сигналом полутактовой частоты. Сигнал рассогласования с выхода фазового детектора 15 подается на вход фильтра нижних частот блока опорных сигналов 16, на выходе которого выделяется напряжение, пропорциональное отклонению по частоте и фазе колебания подстраиваемого генератора опорного сигнала 17 от частоты несущей входного ЧМ-сигнала. С выхода подстраиваемого генератора 17 сигнал подается на второй вход смесителя 19 блока формирования синфазной составляющей 1 и через фазовращатель на
Figure 00000030
18 на второй вход смесителя 19 блока формирования квадратурной составляющей 2.
Помехоустойчивость предлагаемого устройства квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов определяется отношением амплитуды импульсов на выходе фильтра нижних частот 21 при приеме “единичной” и “нулевой” посылок к среднеквадратическому значению шума.
В соответствии с напряжением u9(t) амплитуду информационных импульсов можно принять равной
Figure 00000031
. Среднеквадратическое значение шума будет определяться шумовыми составляющими в напряжении u9(t)
Figure 00000032
Для оценки помехоустойчивости предлагаемого устройства квадратурного приема ЧМ-сигналов определим функцию корреляции и энергетический спектр шума на выходе вычитающего устройства 9 и отношение сигнал/шум на выходе фильтра нижних частот 21.
Для функции корреляции шума можно записать
Figure 00000033
где
Figure 00000034
- угловые скобки обозначают операцию усреднения. В результате несложных, но громоздких преобразований для функции корреляции шума получим
Figure 00000035
При получении формулы для функции корреляции шума учтено, что квадратурные составляющие входного шума Ec(t) и Es(t) являются нормальными случайными процессами с функцией корреляции kш(τ )=σ 2шр(τ ), а также учтены равенства
Figure 00000036
где
Figure 00000037
;
Figure 00000038
.
Энергетический спектр шума можно вычислить по формуле преобразования Винера-Хинчина
Figure 00000039
Будем считать, что шум на входе устройства квадратурного приема ЧМ-сигналов имеет гауссовскую спектральную плотность. Тогда коэффициент корреляции квадратурных составляющих входного шума будет равен ρ (τ )=exp(-α 2τ 2).
После вычисления преобразования Винера-Хинчина от функции корреляции выходного шума, для спектральной плотности шума получим
Figure 00000040
где
Figure 00000041
Δ - отношение сигнал/шум на входе устройства квадратурного приема ЧМ-сигналов.
Из полученного выражения для Sш(ω ) видно, что спектральная плотность шума получается одинаковой при приеме “единичной” + ω д и “нулевой” - ω д посылок.
На фиг.4 приведены графики зависимости нормированной к
Figure 00000042
спектральной плотности выходного шума при различных отношениях сигнал/шум а2 и β =0.5 от нормированного к полосе пропускания УПЧ значения частоты
Figure 00000043
.
При определении мощности шума на выходе фильтра нижних частот 21 будем считать, что он имеет идеальную амплитудно-частотную характеристику с полосой пропускания Ω м. В этом случае мощность шума на выходе можно получить проинтегрировав Sш(ω ) в пределах полосы пропускания ФНЧ Ω м.
Figure 00000044
Будем считать, что полоса пропускания УПЧ на выходе устройства квадратурной обработки ЧМ-сигнала выбирается из условия
Figure 00000045
Тогда для отношения амплитуды импульса демодулированного сигнала к среднеквадратическому значению шума на выходе предлагаемого устройства квадратурного приема ЧМ-сигналов получим
Figure 00000046
В данном выражении
Figure 00000047
- это отношение сигнал/шум на входе устройства квадратурного приема ЧМ-сигналов, пересчитанное к полосе пропускания Ω м фильтра нижних частот 21.
На фиг.5 приведены графики зависимости отношения сигнал/шум на выходе устройства квадратурного приема ЧМ-сигналов от отношения сигнал/шум
Figure 00000048
на его входе при β =0.5. Из графиков видно, что данная зависимость является практически линейной и не обладает явно выраженными пороговыми свойствами, как это имеет место для обычного частотного детектора.
Как было отмечено выше, в предлагаемом устройстве приема ЧМ-сигналов на его выходе формируются противоположные сигналы при передаче “единичной” и “нулевой посылок”, а спектральная плотность шума и мощность шума не меняется. В этом случае вероятность ошибки при приеме элементарной посылки будет определяться формулой [1]
Figure 00000049
где
Figure 00000050
Вероятность ошибки в приеме элементарной посылки при оптимальном когерентном приеме ортогональных частотно-манипулированных сигналов (β =0.5) определяется формулой /1/
Figure 00000051
Результаты расчетов вероятности ошибочного приема элементарных посылок при оптимальном когерентном приеме ЧМ-сигналов (кривая 1) и предлагаемом устройстве квадратурного приема ЧМ-сигналов (кривая 2) приведены на фиг.6. Из приведенных зависимостей видно, что при отношении сигнал/шум на входе
Figure 00000052
дБ предлагаемое устройство квадратурного приема ЧМ-сигналов обеспечивает помехоустойчивость выше, чем при оптимальном когерентном приеме. Это объясняется, во-первых, тем, что в предлагаемом устройстве ортогональные ЧМ-сигналы на его входе преобразуются в противоположные на его выходе; а, во-вторых, тем, что при дифференцировании квадратурных составляющих спектральная плотность шума на нижних частотах имеет параболическую зависимость, и мощность шума на выходе фильтра нижних частот (блок 21) получается незначительной.
Список литературы
1. Тихонов В.И. Оптимальный прием сигналов. - М.: Радио и связь, 1983. - 320 с.
2. Тихонов В.И., Кульман Н.К. Нелинейная фильтрация и квазикогерентный прием сигналов. - М.: Сов. радио, 1975. - 704 с.
3. Кантор Л.Я., Дорофеев В.М. Помехоустойчивость приема ЧМ-сигналов. - М.: Связь, 1977. - 336 с.
4. Авиационные и радиосвязные устройства. Под ред. В.И.Тихонова. - Изд. ВВИА им. проф. Н.Е.Жуковского, 1986. - 442 с.
5. Тихонов В.И. Статистическая радиотехника. - М.: Сов. радио, 1966. - 678 с.
6. Градштейн И.С., Рыжик И.М. Таблицы интегралов, сумм, рядов и произведений. - М.: Наука, 1971. - 1108 с.

Claims (1)

  1. Устройство квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов, содержащее блок формирования синфазной составляющей, блок формирования квадратурной составляющей, включающие последовательно соединенные смесители и фильтры нижних частот, причем первые входы смесителей соединены вместе и являются входом устройства квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов, выход фильтра нижних частот блока формирования синфазной составляющей соединен с первым входом третьего перемножителя и входом первого дифференцирующего устройства, выход фильтра нижних частот блока формирования квадратурной составляющей соединен со вторым входом третьего перемножителя и входом второго дифференцирующего устройства; выход третьего перемножителя соединен со входом блока формирования опорных сигналов, включающего последовательно соединенные фазовый детектор, третий фильтр нижних частот, перестраиваемый генератор, выход которого соединен со вторым входом смесителя блока формирования синфазной составляющей и с входом фазовращателя блока опорных сигналов, выход которого соединен со вторым входом смесителя блока формирования квадратурной составляющей, а также выход третьего перемножителя соединен с входом блока тактовой синхронизации, включающего последовательно соединенные линию задержки, четвертый перемножитель, полосовой усилитель и фазовращатель блока тактовой синхронизации, выход которого соединен со вторым входом фазового детектора блока формирования опорных сигналов, а второй вход четвертого перемножителя соединен с выходом четвертого фильтра нижних частот, являющегося выходом устройства квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов, отличающееся тем, что выход первого дифференцирующего устройства синфазной составляющей соединен с первым входом первого перемножителя, второй вход которого соединен с выходом фильтра нижних частот блока формирования квадратурной составляющей, а выход первого перемножителя соединен с первым входом вычитающего устройства; выход второго дифференцирующего устройства квадратурной составляющей соединен с первым входом второго перемножителя, второй вход которого соединен с выходом фильтра нижних частот блока формирования синфазной составляющей, а выход второго перемножителя соединен со вторым входом вычитающего устройства, выход которого соединен со входом четвертого фильтра нижних частот.
RU2003118050/09A 2003-06-19 2003-06-19 Устройство квадратурного приема частотно- манипулированных сигналов RU2247474C1 (ru)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2003118050/09A RU2247474C1 (ru) 2003-06-19 2003-06-19 Устройство квадратурного приема частотно- манипулированных сигналов

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2003118050/09A RU2247474C1 (ru) 2003-06-19 2003-06-19 Устройство квадратурного приема частотно- манипулированных сигналов

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU2003118050A RU2003118050A (ru) 2004-12-10
RU2247474C1 true RU2247474C1 (ru) 2005-02-27

Family

ID=35286413

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2003118050/09A RU2247474C1 (ru) 2003-06-19 2003-06-19 Устройство квадратурного приема частотно- манипулированных сигналов

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2247474C1 (ru)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2549115C1 (ru) * 2014-04-25 2015-04-20 Виктор Андреевич Павлов Способ формирования функциональных-интегральных-дифференцированных квадратурных опорных сигналов
RU2628206C1 (ru) * 2016-03-21 2017-08-15 Акционерное общество "Концерн воздушно-космической обороны "Алмаз - Антей" Устройство для приёма частотно-манипулированных сигналов
RU2709182C1 (ru) * 2019-08-28 2019-12-17 Акционерное общество "Концерн "Созвездие" Способ выделения сигнала с модуляцией частотным сдвигом с использованием квадратурных составляющих и компенсацией комбинационных составляющих
RU2723300C1 (ru) * 2019-08-05 2020-06-09 Акционерное общество "Концерн "Созвездие" Способ выделения сигнала с модуляцией частотным сдвигом и компенсацией комбинационных составляющих

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2549115C1 (ru) * 2014-04-25 2015-04-20 Виктор Андреевич Павлов Способ формирования функциональных-интегральных-дифференцированных квадратурных опорных сигналов
RU2628206C1 (ru) * 2016-03-21 2017-08-15 Акционерное общество "Концерн воздушно-космической обороны "Алмаз - Антей" Устройство для приёма частотно-манипулированных сигналов
RU2723300C1 (ru) * 2019-08-05 2020-06-09 Акционерное общество "Концерн "Созвездие" Способ выделения сигнала с модуляцией частотным сдвигом и компенсацией комбинационных составляющих
RU2709182C1 (ru) * 2019-08-28 2019-12-17 Акционерное общество "Концерн "Созвездие" Способ выделения сигнала с модуляцией частотным сдвигом с использованием квадратурных составляющих и компенсацией комбинационных составляющих

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US4464770A (en) Synchronous radio or television receiver with analog high frequency section followed by digital low frequency section
US6205169B1 (en) Spread spectrum pulse position modulation communication system
US3940695A (en) Doppler correction of transmission frequencies
US5640427A (en) Demodulator
JP2002505827A (ja) 符号クロス積自動周波数制御ループ
US4103244A (en) Fsk demodulator
JPS644707B2 (ru)
RU2425457C1 (ru) Устройство квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов
US6882680B1 (en) Quadrature phase modulation receiver for spread spectrum communications system
RU2247474C1 (ru) Устройство квадратурного приема частотно- манипулированных сигналов
RU2192101C2 (ru) Способ квадратурного приема частотно-манипулированных сигналов с минимальным сдвигом
US7388902B2 (en) Method for receiving spectrum spreading signals with frequency shift correction
EP1662653B1 (en) Demodulator of frequency modulated signals
Jain Error probabilities in binary angle modulation
US5247308A (en) Detection and characterization of LPI signals
US4097813A (en) Carrier wave recovery circuit
JP2752565B2 (ja) スペクトラム拡散無線機
RU2168869C1 (ru) Способ демодуляции сигналов с относительной фазовой манипуляцией и устройство для его реализации
RU2782450C1 (ru) Способ демодуляции сигналов с относительной фазовой манипуляцией
JPS6025354A (ja) 無線通信方式
RU2684605C1 (ru) Способ демодуляции кратковременных сигналов с многоуровневой абсолютной фазовой модуляцией в условиях замираний
JP3368936B2 (ja) ダイレクトコンバージョンｆｓｋ受信機
JPH0350918A (ja) 雑音除去装置
Splitt Combined frequency and time-shift keyed transmission systems
Chen et al. A novel zero-IF binary FSK demodulation scheme

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20130620